波束形成技术（通用9篇）
波束形成技术 篇1
摘要：在窄带数字阵列波束形成中,通过补偿各阵元之间的时延带来的相移而合成波束。对于宽带数字阵列,相同的时延不同的频率会带来相移的不同,窄带波束形成方法会导致宽带波束方向图畸变,必须采用宽带数字波束形成技术。通过分析信号带宽对窄带数字波束形成的影响,以及宽带数字波束形成的原理,给出了基于分数时延的宽带数字波束形成方法和仿真的结果,在数字域上实现了宽带波束形成。
关键词：宽带,数字阵列,数字波束形成,分数时延
0 引言
数字阵列雷达有着波束控制灵活、能够实现超低副瓣、抗干扰性能强、系统可靠性高等优点,是未来相控阵雷达发展的趋势之一[1]。为获得高距离分辨力,提高目标识别能力,通常需要采用大瞬时宽带信号,随着高速采样及高速实时处理技术的发展,在数字阵列雷达中实现宽带数字波束形成已成为可能,宽带数字波束形成技术也受到越来越多的关注。
在窄带数字阵列波束形成中,通过补偿各阵元之间的时延带来的相移而合成波束。对于宽带数字阵列,相同的时延不同的频率会带来相移的不同,窄带波束形成方法会导致宽带波束方向图畸变,必须采用宽带数字波束形成技术。宽带波束形成的研究始于20世纪70年代,文献[2]从数字时延的基础上重点分析了宽带自适应方法,没有给出宽带线性调频信号脉冲压缩的影响,文献[3]讨论了基于确知波形的宽带波束形成方法,但无法适用任意波形,文献[4]讨论了无载波极窄脉冲的宽带波束形成方法,应用场合受限制,文献[5]讨论了基于线性调频信号的宽带发射波束置零方法,没有给出对脉冲压缩的影响。本文通过分析信号带宽对窄带数字波束形成的影响,以及宽带数字波束形成的原理,给出了基于分数时延的宽带数字波束形成方法和仿真的结果,同时给出了线性调频信号通过宽带波束形成以后脉冲压缩的结果,在数字域上实现了宽带波束形成。
1 信号带宽对窄带数字波束形成的影响
考虑线性均匀阵列,阵元间距为d,以第一路阵元接收信号为参考信号,第n路阵元接收信号的数学表达式为:
式中:f0为载波频率;n=1,2,⋯N,N为阵元个数;τn=(n-1)⋅d⋅sinθ/c为第n路阵元与参考阵元间的传播延时,θ为信号入射角,c为光速;s(t)为接收信号的复包络。
第n路阵元接收信号经过下变频后的基带信号的数学表达式为:
对于窄带波束形成系统,信号带宽B远小于载波频率f0,可以忽略各阵元接收复包络的差异,即s(t-τn)≈s(t),波束形成时只需补偿公式(2)中的相移项。而对于宽带系统,阵元接收复包络有如下关系式:
由式(3)可见,当频偏Δf足够大时,各阵元接收复包络信号之间的差异将不能忽略,否则波束方向图会发生偏移及展宽。以线性均匀阵列为例,假设阵元数为32,载波频率f0=1 GHz,带宽B=600 GHz,阵元间距d=λ02,信号入射方向θ=45°,图1显示了窄带波束形成方法,在频率分别为f=f0-B/2,f=f0,f=f0+B 2时的波束方向图,其波束指向分别为66.7°,40°,29.6°,可见在宽带情况下波束指向发生了不可接受的偏移,另外在f=f0-B 2时主瓣也发生了很大程度的展宽。解决问题的办法只有采取宽带波束形成方法。
2 宽带数字波束形成的原理及实现
以常用的有载波宽带雷达信号为例来说明。各阵元接收的基带信号如式(2)所示,宽带数字波束形成基本原理就是对式(2)中的第一项进行数字延时处理,对第二项进行数字移相处理[6],从而实现各阵元接收信号同相叠加,进而实现宽带数字波束形成,其实现的框图如图2所示。
3 基于分数时延的宽带数字波束形成
基于时延的宽带数字波束形成直接对宽带包络信号进行延时处理,延时滤波器的数学表达式为:
式中τ为延时量。对应的频域表达式为:
由式(5)可见理想的延时滤波器的频域传递函数为H(ω)=e-jωτ,对应的时域冲激响应函数为:
实际系统是在满足Nyquist采样定理的数字域进行的,式(6)中的积分上、下限变换为归一化频率-π和π,因此有如下表达式:
则对应的数字域时延滤波器的冲激响应函数为:
式中:n为数字量化时间;D=τ/T,T为采样间隔。
数字量化后的延时量D通常为非整数,故上述滤波器称之为分数时延滤波器。由式(8)可知,当D取整数时,仅在n=D时有非零值,当D为非整数时,则在所有n处有非零值,同时注意到对于选定的参考阵元,扫描波束指向影响D的取值正负。只要出现当n<0时,有h(n)≠0,h(n)就是物理不可实现系统,需要采用延时加窗等方法逼近理想滤波器。为了不出现非因果系统,可以考虑如下表达式:
式中:W(n)为窗函数(通常为矩形窗);L=|D|max=(N-1)d/(c T);M=round(2L)为滤波器的阶数。
采用与图1相同的阵列及信号参数,采用分数时延的宽带波束形成方法进行了仿真试验。图3给出了频率分别为f=f0-B 2,f=f0,f=f0+B 2时的波束方向图,从图中可以看出,基于分数阶时延的宽带波束形成方法,方向图均没有发生偏移。
采用宽带信号可以获得高分辨一维距离像,在目标判性及识别等领域有着广泛应用。数字阵列雷达若采用宽带信号时,各阵元间复包络的走动就不能忽略不计,若采用窄带波束形成方法,必然带来主瓣的偏移和展宽,还会带来复包络的时域调制,破坏原有信号的包络形状和频谱结构,基于分数时延的宽带波束形成方法可以很好地解决此问题,下面通过一个仿真试验来说明。
线性阵列阵元数为32,阵元间距为半波长,载频为1 GHz,采用宽带线性调频信号,信号带宽为100 MHz,采样率为200 MHz,信号时宽为1μs,经分数时延宽带波束形成后,线性调频信号的脉冲压缩输出如图4所示,从图中可以看出,分数时延后的脉冲压缩输出与理想的脉冲压缩输出波形基本一致,副瓣略有提高,从而验证了基于分数时延的宽带波束形成方法的有效性。
4 结语
本文在分析信号带宽对窄带波束形成的影响的基础上,给出了宽带波束形成的原理和基于分数时延的宽带波束形成方法,并通过仿真试验验证了方法的有效性,易于工程实现。
参考文献
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[6] 范占春，李会勇，何子述.基于分数时延的宽带波束形成[J].雷达科学与技术，2008，6（6）：450-453.
波束形成技术 篇2
1引言 自适应零限波束形成(ANF:Adaptive NullForming)算法是基于差分传声器阵列技术的自适应语音增强算法,最早由G.W.Elko等人于1995年提出[1].ANF算法运算量小,干扰抑制性能显著,阵列结构简单小巧,因而在应用领域中备受关注.
作 者：楼厦厦 郑成诗 李晓东 LOU Sha-sha ZHENG Cheng-shi LI Xiao-dong 作者单位：中国科学院声学研究所,北京,100080 刊 名：声学技术 ISTIC PKU英文刊名：TECHNICAL ACOUSTICS 年，卷(期)：2007 26(5) 分类号：O4 关键词：★ 网络对青少年心理的影响及其对策
★ 导游对游客的心理影响
★ 网络对人们生活影响调查报告
★ 语法性现象及其对认知的影响
★ 焦虑心理对外语学习的影响
★ 家庭因素对中学生心理影响的探究
★ 信息的充分性对道德的社会效力影响
★ 员工心理契约对忠诚度的影响研究论文
★ 我县个体私营经济税收情况及影响因素工作报告
波束形成技术 篇3
关键词： DBF；ADBF；TMS320C6678；矩阵求逆
引言：数字波束形成（DBF）技术属于阵列信号处理范畴，它充分利用了阵列天线所检测到的空间信息，在模拟波束形成原理的基础上，引入了先进的数字信号处理方法，可以获得优良的波束性能，可以自适应地形成波束实现空域抗干扰，可以进行非线性处理改善角分辨率，还可以同时形成多个独立可控的波束而不损失信噪比，且天线具有较好的自校正和低副瓣性能可以方便地实现波束扫描、自校准和自适应波束形成等。
当前，在雷达面临的日益复杂的电磁环境和敌方干扰下，DBF技术越来越受到雷达研制单位的重视，随着大规模集成电路和高速信号处理芯片的发展，使得波束形成的全数字化得以实现。
一、数字波束形成原理
（一）DBF。波束形成的基本思想就是通过将各阵元输出加权求和，在某一時间内将天线阵列各波束“导向”到某一方向上，这是通过调整加权系数完成的，如下图8.1所示，阵列输出是对各阵元的接收信号向量X（t）在各阵元上分量的加权和。令权矢量W=[w0，w1，…，wM-1]T，其中上标T表示矩阵转置，M表示阵元个数，则输出可写为
y（t）=WHX（t） （1.1）
若空间只有一个来自方向θd的电波，其方向向量为a（θd）=[ ]T， λ为载频波长，d为阵元间距。则当权w取作a（θd）时，输出y（t）=aH（θd）a（θd）=M最大，实现了导向定位作用。
（二）ADBF。匹配滤波在白噪声背景下是最佳接收的，如果存在干扰信号则要另加考虑。考虑一M元窄带线性天线阵列，有p+1个远场信号分别从θi（i=0，1，…，P）入射，其中有一个期望信号（θ0方向）和P个干扰。假设p+1个信号互不相干，各阵元噪声为互相独立，功率相等的白噪声，且与信号无关。令
p+1 其中si（t）为信号的复包络，a（θi）为信号导向矢量，设i=0时为期望信号，i=1，2，…，P为干扰信号。nk（t）为第k个阵元接收的噪声。 二、数字波束形成实现关键技术 （一）矩阵运算。由上所述得知，要实现数字波束的形成主要难点在于实时计算协方差矩阵和逆矩阵，并且随着阵元数目的增多运算量随之快速增加，对信号处理提出了较高要求。 我们充分发挥TMS320C6678多核的特点，将运算过程分解成若干个部分，在时间上可以重叠的运算交由不同的核来同时完成，并且将所有运算数据都保存在速度最高的内部RAM中，极大地提高了运算效率，减少了运算时间。下面以逆矩阵的计算来说明：首先将矩阵进行LU三角分解， 得到两个三角矩阵， 接着求这两个三角矩阵的逆矩阵，最后将两个三角逆矩阵相乘得到原矩阵的逆矩阵。 （二）高速实时处理系统。进行10路DBF/ADBF的计算需要实时传输很大的数据量，因此在系统设计中我们充分利用TMS320C6678集成的高速接口SRIO和HyperLink，并结合 FPGA芯片来实现。其中4xSRIO速度可达12.5Gbps，Hyper Link 4lane速度可达50Gbps。实际工作中最大采样率20Mhz， 10（路）*32bit*2（iq）/0.05us = 12800Mbps，可以满足要求。 三、工程实现结果 （一）矩阵求逆精度。矩阵求逆运算和协方差运算对精度要求较高，在仿真时较小的误差会带来较大的结果差异，从而影响实际工作效果。所以我们对实际采样数据分别采用系统和matlab计算来对比，结果证实系统工作精度可以满足要求。 （二） ADBF波束形成。在有干扰的情况下，我们希望通过计算最优权向量，使得波束在干扰方向形成零陷，从而达到干扰抑制的作用。这也是数字波束形成体制雷达具备的优点。 四、结束语 关键词：全空域,测控系统,射频采样,数字多波束形成 0 引言 随着航空航天事业的飞速发展,将逐步建成无人机网络、卫星导航系统和卫星星座网络,这给地面测控系统提出了更高的要求。全空域多目标测控技术是目前测控领域面临的一个重要课题,也是地面测控系统面临的新挑战。目前全空域相控阵测控系统的建设已提上日程,而波束形成技术作为全空域相控阵测控系统的关键技术,其形成方式及算法的设计尤为重要。相位控制可采用模拟方式( 在射频端采用微波移相器) 实现或采用数字波束形成( DBF) 方法实现。而采用数字波束形成方式,亦有一次变频和超外差方式之分。同其他波束形成方式相比,基于软件无线电的数字多波束形成技术在全空域多目标测控系统中具有独特的优势,值得深入研究。本文在分析全空域测控系统对波束形成设备需求的基础上,提出了基于射频采样的波束形成模块实现方案,并对共形球面阵的波束形成技术进行了分析及验证。和现有的波束形成方式相比,提出的实现方法简化了硬件设计,集成度高,幅相一致性好且多波束形成灵活。 1 全空域相控阵测控系统 全空域相控阵测控系统目前多采用球面共形阵进行分析[1],其优点是对于目标跟踪可平滑过渡,相位中心唯一,球面扫描增益一致; 但其缺点是阵面复杂,对于装配工艺、测试、维护及波束形成算法均提出了挑战。因此需要对球面阵波束形成方式及算法进行研究。以美国空军正在实施的网格球顶相控阵( GDPAA) 系统为例[2],该系统要求EIRP大于104 d Bm,而G / T值大于12 d B / K,能对中高轨及静止轨道卫星进行测控通信。其阵面采用多个五边形阵和六边形阵拼成一个整体上的球面,而每个多边形阵由若干子阵面组成,每个子阵面又由若干阵元所构成。最终用到的阵元数为60 300 个,其后的波束形成模块,包括信道设备、数据采集传输及波束形成算法极其复杂。 由上述分析可见,全空域相控阵测控系统如图1所示,采用球面共形布阵,阵元数极多,因此要求波束形成模块尽可能简单,以减少成本和空间,降低系统建设和维护的复杂度。 2 基于软件无线电的接收前端分析 由于受模数转换器件性能( 主要指采样位数、采样率及输入带宽等) 的限制,接收机体制主要有2 种[3]: 超外差和直接变频体制。其主要区别在于将信号下变频到基带的级数不同: 直接变频只用1 级,而超外差体制则采用2 级以上。下变频次数的增加虽然使接收机的复杂性也相应增加,而直接变频接收机也面临一些技术问题,所以现有的接收机大部分为超外差体制。但是随着器件的发展,使直接射频采样成为可能,即真正意义的软件无线电接收机具有了一定的可实现性。因此本文提出基于直接射频采样的接收机体制。由于超外差及直接变频体制原理在现有文献中已有详述,本文不再赘述。本节仅对直接射频采样体制的原理及其实现方式进行讨论分析。 直接射频体制接收机原理如图2 所示。天线接收信号经低噪声放大器( LNA) 提供合适的射频增益,其输出信号经过预选滤波器滤波后,输出需要频带的信号。滤波器的输出信号用频率为fs1的脉冲进行采样保持,然后通过连续时间插值滤波器进行二次抗混叠滤波,此时得到奈奎斯特带宽内信号,采用常规的AD芯片即可对该信号进行量化。这种直接射频采样的特点是模数转换分2 步进行[4]: ① 对射频信号进行带通滤波和无量化采样; ② 经过连续时间低通或带通滤波器滤波后,得到中频( 或零中频) 信号,然后用常规ADC进行量化。通过把采样和量化分开在不同的阶段实现,降低了对ADC的射频输入带宽、时钟抖动和采样率的要求。 这种体制的优点是: ① 消除了常规超外差接收机中因使用模拟混频器和本地振荡器而带来的增益起伏和噪声; ② 简化了硬件设计,使接收机可集成在单片微波集成电路上; ③ 消除了模拟失真和混频器非线性失真; ④ 可重配置,通过软件定义可灵活完成空时域滤波等功能,即真正意义的软件定义无线电功能。下面对该体制原理进行分析。 设采样脉冲信号为: 式中,; fs1为采样脉冲频率。式( 1) 的频域表示为: 式中,ωs1= 2πfs1。设场放输出信号为x( t) ,抗混叠滤波传递函数为h( t) ,采样后二次抗混叠滤波传递函数为f( t) ,则滤波后输出为: 其频域表示为: 将式( 2) 代入式( 4) ,得 式中,,Tk=P(kHωs1)/(2π),而XBL(ω)、XBR(ω)定义如下: 3 直接射频采样实现方案 由第2 节的分析可见,直接射频采样体制接收架构最简单,易于将相控阵接收组件集成化、小型化。因此下面讨论如何实现该种体制应用于数字波束形成的接收组件。 利用现有的芯片,可实现基于上述直接射频采样接收体制的数字波束形成接收组件。直接射频采样具体实现可分为T/H + AD结构和单射频AD芯片结构。以目前的芯片水平,采用T/H + AD结构可达Ku频段,如HMC5640 芯片,其射频输入带宽为18 GHz,最大采样率4 Gs/s,输入Vpp为1 V,其时钟抖动小于70 fs[5]。而单射频AD芯片可支持射频输入带宽至S频段。由于篇幅关系,此处仅对单芯片结构进行介绍。 单芯片采样原理仍如图2 所示,只是将采样保持与量化功能集成在一个单片微波集成电路上。如e2v公司的EV10AQ190 系列、TI的ADS54RF63 及ADC12D800RF等。以EV10AQ190 芯片为例,主要关注性能指标[6]如射频输入带宽( 3 d B) 为5 GHz、有效位数7. 7 位( 输入2. 3 GHz) 、时钟抖动120 fs等。由上述指标可见该芯片支持对统一S频段测控系统的直接射频采样。在射频直接输入时,其模数转换有效位数可达8 位左右。 4 球面共形阵数字波束形成 4. 1 架构设计 现有的测控系统,多采用射频移相器和数字波束形成相结合的方式[7]: 在射频端利用移相器实现子阵波束合成,然后采用超外差接收技术下变频到中频( 如在某测控频段系统中常采用2 级下变频到70 M中频) 。最后在中频进行AD采样并实现子阵间的数字波束形成。这种架构满足当前仅对某一部分空域进行单目标或少目标测控的需求: 由于覆盖空域小可采用平面相控阵,所需阵元少,布阵空间较充裕。因此可采用超外差接收体制的相控阵,该体制降低了AD采样的要求,但提高了信道的复杂度,而且采用射频移相精度受限。这降低了波束指向精度、导致旁瓣升高,并且不利于多目标多波束形成。 采用直接射频采样接收体制实现的数字波束形成架构如图3 所示。采用这种架构有如下优点:① 省去了下变频链路,简化了结构,可实现小型化;② 形成灵活的可扩展模块,可扩展为行波束形成、列波束形成、子阵波束形成及阵面波束形成等模块;③ 采用数字化,可灵活形成多波束; ④ 容易形成零陷,抗干扰性强。 4. 2 波束形成算法分析 阵元在球面上均匀分布,如图4 所示( 图中仅画出第n环)[8]。 其中第m个阵元坐标为( xmn,ymn,zmn) , 式中,R为球体半径; Rn为第n环半径; N为n环上阵元个数,与期望的环上阵元间弧线长度dθdesired有关; floor( ) 为向下取整运算; 相邻环间纬线距离相等为dφ,因此ndφ为第n环到球顶的纬线长度;dθ= 2πRn/ N为环上阵元间实际弧线长度,与实际的阵元个数N有关,容易得到dθ≥ dθdesired。共形阵的合成方向图为n环上所有阵元共同作用得到: 式中,λ 为波长; wmn为加权系数; θ 为目标方位角;为俯仰角。共形阵相位补偿因子为: 值得说明的是,以上分析中的坐标( xmn,ymn,zmn) 既可表示阵元的坐标,也可表示第m个子阵模块的坐标。 5 测试结果分析 采用上述直接射频采样数字波束形成技术,实现了DBF处理模块样机。在数字波束形成中,主要关注通道的幅相一致性,因此对该处理模块在不同温度条件下的接收信噪比、幅相一致性进行了测试,测试结果如表1 所示( 其中幅度单位为d B,相位单位为度) 。由表1 可见,在高低温及常温下通道间的幅度差异<0. 5d B,相位差异< 4°,满足应用需求。 波束形成技术 篇4
对DBF子阵合成的和差方向图测试结果如图5所示,其中图5( a) 为和波束方向图,而图5( b) 为差波束方向图。
由图5 可见,主旁瓣比约13 d B,差零深约33 d B,测试结果与理论相吻合。其原因是采用直接射频采样的数字波束形成技术,阵列幅相误差较小,而且阵列校正精度高。
6 结束语
全空域相控阵测控系统作为下一代地面测控系统的发展趋势,将会得到越来越多的关注。采用直接射频采样技术实现的测控系统数字波束形成处理模块,满足全空域共形阵对多波束形成的需求,实现了设备集成化、小型化。因此基于直接射频采样的数字波束形成技术在全空域测控领域中的应用将会得到越来越多的关注和应用。
参考文献
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波束形成技术 篇5
“波束形成”指的是通过器件或设备使一个口径天线沿着空间指定的方向发射和接收信号。数字波束形成具有的优点主要有:在不降低信噪比的条件下, 数字波束形成可以产生多个高增益波束, 使系统可以同时跟踪多个目标;数字波束形成可以充分利用天线阵接收的所有信息优化系统性能。数字波束形成通过软件实现, 具有很高的灵活性和扩展性, 较高精度, 理论上, 可实现任意算法, 能够实时地实现对天线系统的校正等。[1,2,3,4,5,6]
DDS技术可以通过对数字信号的修改, 方便地产生各种雷达信号, 能够根据需要控制频率、相位改变, 灵活地对天线阵列进行相位和幅度加权[8]。采用DDS技术, 天线波束完全采用电子方法控制, 可实现电控移相扫描, 速度高, 且波束的数目、运动方式都可以根据需要进行控制, 可有效提高合成孔径雷达的测绘带宽和成像精度。因此采用数字波束形成技术是合成孔径雷达的重要发展方向之一。本文通过直接数字频率合成方法控制基带信号相位改变, 对数字波束形成的原理和工程可实现性进行了实验验证。
1 实验原理
天线阵列为N元均匀直线阵, 相邻阵元间隔为d, 各阵元各向同性, 各阵元加权分别为[w1, w2, …, wn], 信号是窄带信号, 波长为λ, 信号的来波方向为θ, 经加权控制的天线阵示意图如图1所示[3]:
对于均匀直线阵列, 方向性矢量为:
经加权后天线阵输出y (k) 为:
y (t) =WTX (t) (2)
均匀直线阵的方向函数为:
式 (3) 中,
实验中对均匀直线阵列进行了简化, 模拟两阵元信号合成, 验证了基带信号相移经混频后能够在现有设备基础上实现中频信号的移相, 从而最终实现对不同阵元天线间相差的控制。简化的实验验证方案原理如下:
提供w1, w2两个不同相位的信号, 假设两信号相差为Δθ, 两信号为:ejβ (θ) , ejβ (θ) +Δθ。
实验中, 分别采用数字信号基带板提供正交I、Q两路信号进行混频合成, 经过两次上变频后实现中频输出:
将基带相差转变为中频相差, 提供数字波束形成技术所要求的波束间的相差, 实现对天线波束的电子控制。
2 实验方案实现[2,4]
实验设备包括自研的基带信号板, 混频器, 数字示波器等。基带信号板主要通过FPGA调用其IP核实现ROM, 存储数字信号数据, 经DA转换后输出1 GHz的两路正交信号。原始信号数据由Matlab产生, 转换存入ROM核, 信号板将数据读入DA芯片产生模拟信号。
通过控制Matlab产生信号的相位, 可实现对基带模拟信号相位的控制。一方面实现数字波束形成所要求的信号相差, 另一方面可以通过对信号初始相位的调整, 补偿由模拟器件引起的相差, 保证实验的准确性。
实验验证方案分两部分进行, 首先是采用一块数字基带板, 输出的I、Q两路信号进行上变频, 将输出信号保存作为比较基准。随后将基带信号进行相移, 经混频输出后与未经相移处理的信号进行比较, 验证经过模拟链路处理后的信号能够实现实验原理所预期的中频相移, 并在实验过程中对模拟器件进行调校, 使模拟器件对实验的影响降到最小[6]。实验实现如图3所示过程。
第一部分实验是在同一套设备和链路上进行的两次实验。设备的初始条件一致, 因而由同轴连接线、功分器及其他模拟器件特性随温度及其他实验条件的改变对实验结果的影响非常小, 保证结果在同样实验状态下得到, 同时能够用于验证实验原理和进行实验设备的调校。
通过第一部分实验, 可验证器件的物理特性符合原理所需求的器件特性, 能够实现实验原理所描述的物理过程, 并掌握对设备进行调校的参数, 根据设备参数调整实验链路能满足进一步实验验证的要求。
数字波束形成要求同时在不同阵元间形成相差从而完成对波束的控制。在进一步的实验验证中, 采用两块数字基带板, 同时产生两路基带信号, 通过混频后, 验证基带信号相差对于中频信号相位的影响。实验实现如图4所示过程。
首先利用Matlab产生相同信号, 并经转换后添加到ROM核中, 经实验链路两次上变频后, 通过示波器测量, 进行相位校准, 检测两路信号由于模拟链路而产生的相差。通过对Matlab对信号的相位进行调整, 补偿模拟链路的相差, 使两路信号相位完全相同。随后保持其中一路信号相位不变, 在另一路信号中加入相差Δθ, 将经两次上变频后的两个链路输出的信号在示波器上进行相差比较, 验证产生相差的实验原理。
3 实验结果及分析
通过对实验数据的分析, 验证了在现有器件条件下, 实现基带移相改变中频相位实现数字波束形成的可行性。并根据实验过程和实验结果, 对进一步进行开发设计的方案和技术难点提出了一些看法。
以上图像是由示波器采集数据得到的时域图, 由于示波器存储深度的原因, 所采集到的波形数据不平滑。图中的数据分别在两路信号相差为0°和相差为50°时采集得到。第一幅图像两路信号没有相位差, 从第二幅图中可以明显的看到两路信号在中频上的相位差, 从而验证了在现有设备条件下, 能够实现实验原理所期望的通过在基带信号的相移, 实现中频信号移相的目的, 进而达到通过数字移相实现合成孔径雷达电控扫描的目的。
通过实验分析得到工程实现的难点所在, 主要包括以下几个方面:
首先, 模拟电路的实验状态控制非常困难。无论是温度变化, 还是实验状态的改变, 如对同轴线, 功分器等的触碰, 都会导致模拟电路特性的改变, 进而影响到最终的移相实验效果。在实际应用状态下, 可行的方法是搭建能够对信号进行自适应控制的信号产生链路, 根据模拟链路变化的情况, 实现数字信号对模拟链路的自适应控制相位补偿。要求能够对中高频信号状态进行检测, 中高频信号检测方法是一个亟待解决的问题。
其次, 实验设备的体积较大, 不适应合成孔径雷达小型化的要求。设备小型化工程化是数字波束形成技术应用于合成孔径雷达的关键。合成孔径雷达运载平台决定了必须满足小型化轻量化的要求, 而实验设备相对体积较大, 器件小型化是一个重要的方向。
再次, 必须充分考虑电磁兼容。直接数字波束形成意味着要在数字电路中输出达1 GHz的模拟信号, 会对其他电路产生干扰。在实验过程中出现过传输基带信号的同轴线对电路时钟的干扰。
4 结束语
本文通过现有实验设备对数字波束形成的工程可行性进行了验证, 并根据试验情况, 分析了工程实现需要进一步解决的问题。随着合成孔径雷达发展的需求和元器件技术的不断进步, 对于数字波束形成技术应用于合成孔径雷达的研究会有更多和更明确的需求。本文的实验验证为日后进一步的工程实现提供了一些参考依据和测量评估方法, 对后续的研究开发有一定的指导意义。
参考文献
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波束形成技术 篇6
1 信号模型
考虑一个N元等距线阵,间距为d,各阵元均为各向同性,远场处有1+P+K个窄带同频信号以平面波入射,包括一个期望信号、P个相干干扰信号、K个不相干干扰信号,它们的到达角度分别为θ0、θi(i=1,2,…,P)、θi(i=P+1,P+2,…,P+K),则阵列接收信号为:
式中X(t)为N×1快拍信号矢量,X(t)=[x1(t),…,xN(t)]T。si(t)(i=0,1,…,P+K)为信号复包络,ρi=si(t)/s0(t),i=0,1,…,P表示各相干干扰信号与期望信号之间相干关系的复常数。,i=0,1,…,P+K为第i个信源的导向矢量,βi=(2π/λ)dsin(θi)。n(t)为N×1的阵列高斯白噪声矢量,n(t)=[n1(t),…,nN(t)T与所有信号均不相关,且功率均为σn2。
设阵列权值W=[w1,…,wN]T,阵列输出为y(t)=WHX(t)。波束形成的目的就是要寻找最优权值W,使输出功率Pout=E[|y(t)|2]=E[|WHX(t)|2]在约束WHα(θ0)=1下最小。
2 ICTMV波束形成算法
为了不使波束形成器工作在强约束条件下,本文提出的ICTMV方法把期望信号从阵列信号中去除,而相干干扰及非相干干扰信号均保持不变,以避免信号相消。
2.1 阵列接收信号的变换预处理
引入线性变换将期望信号变换为零,而使相干干扰和非相干干扰信号不变。即选择变换矩阵T(N×N),使得:
由式(1)和式(2)可得:
与原始阵列接收信号式(1)相比,变换后去掉了期望信号,相干干扰、非相干干扰信号不变,噪声被变换,为了使变换后的信号能在相干干扰及非相干干扰方向形成自适应零陷,变换应尽量减小对噪声的影响,即求下式最小值:
式中‖·‖F表示矩阵的Frobenius范数,RX=E[X(t)X(t)H]表示接收信号X(t)的自相关函数。所以求解变换矩阵T的问题转换为:
其中,tr[·]表示求矩阵的迹,Ac=[α(θ0),α(θ1),…,α(θP),α(θP+1),…,α(θP+K)],Bc=[0,α(θ1),…,α(θP),α(θP+1),…,α(θP+K)]。
应用拉格朗日乘子法可以求出变换矩阵T[8]:
01,02,…,0P+K均为N维零向量。
为降低变换后波束形成对干扰指向误差的敏感性,使变换至少不放大指向误差,对RX作对角加载修正
加载量λ应足够大以使加载后上述问题收敛,但也不能太大。
将式(5)中的RX替换为,应用拉格朗日乘子法可以求出变换矩阵T:
2.2 ICTMV的最优权矢量
一般的波束形成优化情况是:
此时,RY矩阵非奇异,因而可直接用拉格朗日乘子法求出最优权矢量:
下一步是对预处理后的阵列信号TX(t)进行波束形成,即:
直接求解式(10)会有两个问题:一是T不满秩致使TXXTH奇异;二是在TXXTH中的噪声分量(σn2TTH)不再是原RX中的噪声分量(σn2I)。所以需对变换后的信号再进行处理,使噪声恢复原来的特性,即:
这样,既保留了干扰的特征信息又保持了噪声特征不变,同时由于对角加载作用使得到的协方差矩阵为非奇异,用代替式(10)中的TXXTH,应用(9)式的结果,易得最优权矢量:
最后将最优权矢量Wopt应用于原始信号X(t)即可进行相干干扰环境下的波束形成。
在实际中,信号到达角度由谱估计方法估计得到;阵列信号相关矩阵RX用有限次快拍数据X(ti)估计得到,即:
综上可得,本文提出的ICTMV波束形成方法步骤如下:
(1)由式(13)估计出RX;
(2)对RX进行特征值分解,用其N-K-1个最小特征值取平均来估计σn2;
(3)由式(8)求变换矩阵T;
(4)由式(11)求变换并进行噪声复原后的相关函数
(5)由式(12)求最优权矢量。
3 计算机仿真
设天线阵为16元等距线阵,阵元间距为0.5倍的波长,有一个期望信号、两个相干干扰、两个非相干干扰,角度方向分别为θ0=0°、θ1=-20°、θ2=20°、θ3=40°、θ4=60°,两个相干干扰同期望信号的相干系数分别为j和1。两个非相干干扰的信干噪比均为30 d B,高斯白噪声的功率σn2为1,采样数为512次。本节给出CTMV算法、AWSS算法和本文提出的ICTMV算法性能仿真与分析。
(1)将式(7)中的对角加载量取固定值10,信噪比为0 d B时,CTMV和ICTMV的性能比较。
图1、图2分别给出了CTMV和ICTMV的方向图。由于ICTMV对非相干干扰进行了精确处理,在两个非相干干扰40°和60°处,ICTMV的零陷深度分别达到了-83.23 d B和-90.47 d B,所以ICTMV可以保持期望信号增益不变的同时,更好地抑制非相干干扰。
(2)比较ICTMV、CTMV、AWSS的输出信干噪比。
图3所示λ取10,三种方法的输出信干噪比与输入信干噪比的关系曲线图。由于ICTMV的变换矩阵T对非相干干扰也进行了等式变换,所以随着信噪比的增加,它的输出信干噪比几乎线性增加,而另两种方法的输出信干噪比则间断式增加,因此ICTMV大大改善了输出信干噪比。
(3)对角加载量由0~500逐渐变化时,输出信干噪比的变化。
信噪比为0 d B,期望信号、相干干扰信号角度估计存在1°、2°误差时,图4(a)、图4(b)分别给出了输出信干噪比随对角加载量的变化;信噪比为10 d B,期望信号、相干干扰信号角度估计存在1°、2°误差时,图4(c)、图4(d)分别给出了输出信干噪比随对角加载量的变化。AWSS的输出信干噪比不受加载量变化的影响,这是由于AWSS未采用对角加载。对角加载量取得越大,则ICTMV的输出信干噪比将比CTMV的大得越多。
(4)信号角估计误差从-2°到+2°变化时,输出信干噪比的变化。
信噪比为0 d B,期望信号、相干干扰信号角估计都存在估计误差时,对角加载量取10和100时,ICTMV、CTMV和AWSS法的输出信干噪比随角估计误差的变化如图5所示。由图可见,本文所提出的ICTMV算法在整个角度估计误差范围内,比CTMV和AWSS有更高的输出信干噪比,因而稳健性更强。
当存在相干干扰时,本文提出一种改进的辅助变换ICTMV波束形成方法。设计了一种变换矩阵对期望、相干干扰、非相干干扰信号三者都能进行精确处理;使用对角加载,对干扰尤其是非相干干扰抑制更深。该方法具有更高的输出信干噪比和更强的稳健性。
参考文献
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波束形成技术 篇7
数字波束形成(DBF)技术是在原来模拟波束形成原理的基础上,引入先进的数字信号处理方法后建立起来的一门新技术。它属于阵列信号处理范畴,充分利用了阵列天线所检测到的空间信息,方便地获得超分辨和低分辨的性能、实现波束扫描、自校准和自适应波束形成等。正是由于以上特点,在雷达面临的日益复杂的电磁环境和四大威胁下,DBF技术正显现出巨大的潜力。因此,自本世纪80年代以来,美,英,德,法,荷兰等国家都投入了大量的人力和物力进行这方面技术的研究,组建了相应的实验系统,并已将该技术应用在雷达,声呐等方面。数字波束形成技术的成功应用,将雷达技术带上了一个新的高度。我国在80年代末也开始这方面的研究并取得了长足的进步,目前该项技术已经成功应用在雷达系统中。随着大规模集成电路和微波集成电路的发展,使得波束形成的全数字化得以实现。
本文主要介绍了波束形成技术的组成、原理和实现方法。30路经阵列天线输出的阵列信号通过A D采样数字化后送到数字波束形成进行处理,通过对各路信号的复加权处理,在0.2us同时形成10个不同指向的波束信号。由于数字波束形成一般是通过DSP或FPGA用软件实现的,所以具有很高的灵活性和可扩展性。
2 数字波束形成的组成和原理
数字波束形成就是用数字处理方法,对于某一方向入射信号,补偿由于传感器在空间位置不同而引起的传播程差导致的相位差,实现同相叠加,从而实现该方向的最大能量接收,完成该方向上波束形成,这就是数字波束形成的物理意义。
数字波束形成这个术语实际上指的是一个系统,它的组成如图1所示。它主要由天线阵列,接收机模块,A/D模块,数字波束形成器,波束控制器和后置信号处理器组成。工作流程是回波信号由天线阵列输出至接收机模块,信号经过接收机下变频后送A/D模块采样成数字信号,送到数字波束形成器进行波束合成。波束控制器完成波束形成预定的或是自适应的加权系数运算并送到波束形成器参与完成波束形成。波束形成的结果送到后置信号处理器作进一步处理。本文主要介绍波束形成器和波束控制器的工程实现方法。
波束形成算法是波束形成的核心和理论基础,它通过接收的信号和一些先验知识计算出加权因子,然后再对输入的信号在波束形成网络中进行加权处理完成波束形成。
波束形成有很多的优点,在此不一一赘述。通过对波束控制器中的权系数的运算进行灵活的控制,譬如自适应零点运算,不同权值系数的应用等,即可方便地实现波束形成的很多优点。
3 数字波束形成器的工程设计
对于数字波束形成器,简言之就是要完成下列运算(波束输出B):
式中,Xn为30个通道的复信号,Wn为加权系数,Cn为校正系数,Sn为波束指向系数。
波束形成器实际是一种空域滤波器,是对空域某角度的匹配滤波。当接收信号到天线的入射角与系统设计时分配的指向相匹配时输出的波束幅度是最大的,据此可以进行精确的高度测量。
由公式可以看出,波束形成器实质是完成输入信号和对应的权系数复数乘法累加的功能。为了降低设备的系统复杂度和简化电路设计,考虑用一块插件完成接收波束形成。综合考虑后采用一片ALTERA公司的Stratix器件EP2S60来完成数字波束形成器的设计。设计时首先要考虑大量高速数据的传输问题,采用低压差分传输(low voltage differential signal,L V D S)方式解决多路数字中频采样A/D输出与波束形成器的数据传输问题。根据系统要求,在0.2us内完成30个阵元、10个波束的运算,构建电路的模式可以有多种,根据运算速度,资源占有量,电路复杂度等方面综合考虑后,采用10个相同的复乘电路独立完成十个波束的运算。每个复乘电路若完成32个阵元、0.2us内的复乘累加则需要160MHz的高速时钟,这大大提高了调试难度。因为EP2S60的资源比较充足,所以考虑将30个阵元划分为两部分各16个阵元来完成运算,不足的单元用0补齐。这样时钟的速度可以下降一半,运算后的结果再通过加法器合成为30个阵元的结果。10个复乘电路的输入信号都是相同的,而加权系数是十组不同的系数,所以可以同时得到不同指向的10个波束。由此还能看出,如果可以灵活地更改加权系数,就可以灵活地改变波束要求。电路设计框图如图2所示。
4 数字波束控制器设计
波束控制器的作用是对A/D的输出,或波束形成结果的输出,通过适当的算法,得到最佳的加权系数,从而获得波束形成的最佳响应。
根据雷达系统设计要求,雷达有多种工作模式及多个工作频率,针对每种工作模式及频率,其波束指向角、加权因子等系数都有不同的设计要求,而且当雷达工作在某个频率时,要将该频率相对应的权系数实时送到波束形成器完成波束形成。
前面已经提到,波束形成系数由三部分组成,加权因子和指向角系数都可以按预定要求计算好保存在R A M中,而对于波束形成影响最大的是通道间的幅相不一致性,它可以导致波束指向不匹配,副瓣电平抬高,使测高精度大大下降甚至错误。因此在做波束形成时很重要的工作是要对通道进行校正处理。通道不一致性与天线、接收机通道内的噪声等因素有关,是个随机的变量。一般来说天线的影响在加工完成后对校正系数的影响可以认为变化不大,而变化的是接收机内噪声等因素。因此需要经常对系统进行校正处理。这就需要在进行设计时充分考虑运算的实时性。
综合上面的分析,波束控制器的实现用一片AD公司的通用DSP-ADSP21060来完成。它主要完成以下几个功能:
(1)校正功能
校正根据系统的不同可以分为发射校正和接收校正。其作用都是修正信号传输通道中引起信号相位幅度不一致的因素,使所有信号幅度相位一致。不同频率下的校正系数也是不相同的,所以系统设计时要考虑所有工作频率的校正问题。下面对接收校正方法作简要说明。
接收校正的方法是30行阵元信号通过波束形成器中设计的R A M电路接口与D S P的数据线相连,D S P通过对R A M缓存的读取对所有频率下的30行阵元信号进行采样,将采样的信号保存在D S P的R A M中。在每一个频率点下选择某一路阵元作为参考,其余阵元与该参考单元相比较。
若测试采样信号为
i为阵元通道号,X0为选出的参考单元,则校正系数
将该组系数代入波束形成权系数中补偿通道误差。
(2)系数运算
前面我们已经介绍了DBF基本处理数学模型为:
由式可见,波束形成中的权系数是由三部分构成,系数运算即是完成部分。
校正系数的运算在接收校正时得到并保存在ADSP21060内部RAM中,所有频率点的校正系数都需要保存。加权系数的设计可以根据系统需要而设计不同分贝的加权因子,也可以预先保存在D S P内部R A M中。波束指向系数的运算则是根据系统要求的不同指向角,根据匹配滤波器理论,得到其运算公式为:
由于软件编程调试和更改都比较方便,系数运算考虑将三部分系数合成后再送到FPGA参与波束形成复乘。系数运算首先计算出wn(k)×sn(k),再与接收校正计算后得到的校正系数,即Cn相乘,得到最终的、形成波束所需的加权系数。
由于系统有多种工作模式和多个工作频率,考虑频率捷变时系数运算和传输时间来不及,设计将所有模式和频率的系数都计算完成并保存在D S P的R A M中,这需要较大的内存资源,故需要对D S P的R A M作好分配。而在做波束形成时,DSP每次只需将当前工作模式和工作频率对应的一组系数送到FPGA的RAM中保存即可,减少了对F P G A的R A M资源的要求。
(3)幅相监测
校正时,DSP通过对波束形成器中的RAM缓存的读取,对所有频率下的30行阵元信号进行采样,将采样的信号保存在DSP的RAM中,同时将该组数据传送到监控系统进行显示,据此可以直观准确地判断30路阵元信号的好坏。
5 测试方法和结果
测试时若考虑错误隔离的问题,可以将各功能按模块分开测试,这样的好处是可以在发生错误时,大大缩小检查的范围。软件运算可以用任意一组数据按工作流程运算,与用M A T L A B仿真软件编制同样流程的程序运算后的结果进行比较,从而检查程序的正确性。硬件电路测试可以按3式生成一组测试数据:
将生成的测试数据保存在F P G A的R O M中,软件送出加权系数和指向系数的乘积到F P G A(由于该组测试数据无幅相误差,所以无需加校正系数),完成波束形成运算。波束形成的结果如图3所示。
至此,波束形成的功能测试已经基本完成,但是忽略了重要的波束校正功能。实际上,前面的测试工作是为整个波束形成功能验证打基础。
我们在生成测试数据时,让每一路信号乘以一个随机数,这样会带来信号的幅相不一致,让该组测试信号按照上面介绍的工作流程,通过接收校正,系数运算(三部分系数合成)并传送到波束形成器。这样即验证了本文介绍的所有功能。其中任意一环有问题,皆无法得到图3的仿真波形。另外应注意DSP和FPGA数据传输时的正确性检查,这对于结果的正确与否也至关重要,在软件编程和硬件电路设计时安排这方面的检查功能。
6 结束语
本文介绍的波束形成实现方法其架构是一个典型的一维数字波束形成系统。虽然是一维系统,但考虑到硬件资源、系统复杂度,调试难易度等因素,仍然需要巧妙设计。现在该技术已经成功应用在国内某型号三坐标雷达上,并取得了良好的使用效果。随着电子技术的飞速发展,数字波束形成技术正向着全数字、二维、自适应等方向发展,其优点会越来越多地得到体现,其应用范围和前景也会越来越广阔。
参考文献
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波束形成技术 篇8
波束形成技术作为多天线技术的一个典型应用,可以显著提高接收端的信噪比,但是要实现真正意义上的波束形成,发射端需要利用从接收端反馈回来的完整信道状态信息,这无疑会加重系统的反馈负荷,尤其在多天线系统中尤为严重。如果考虑反馈误差,反馈信道系数的方法更加使得波束形成技术的性能严重下降。同时,如果考虑不反馈各用户总的信道增益,而只向基站反馈各用户的信道质量,也无法实现真正意义上的波束形成。
然而当基站端的随机波束产生以后,也就是其权重矢量的幅度和相位确定以后,可以假设将其置于一个具有大量用户数的多用户系统中,也许此时每个用户的瞬时幅度和相位都互不相同,但是不难理解,必然有某个用户的瞬时幅度和相位恰好与该权重矢量的幅度和相位相匹配,于是从这个角度来看,随机波束形成产生了。可以证明,当网络中的用户数足够多时,随机波束形成不但可以大大减少系统的反馈量,同时还与真正意义上的波束形成性能相当。
2 几种随机波束形成方案
(1) 正交随机波束形成
在文献[1]中,基站每个时隙只产生一个随机波束,即每个时隙只对一个用户进行数据传输,但在实际的多用户MIMO系统中,仅将一个时频资源块分配给一个信道条件好的用户往往不能充分利用MIMO系统的空间自由度。文献[2]对这个问题进行了改进:基站在每个时隙随机产生多个正交波束,每个用户计算自己对各波束的信干噪比值SINR,并且将最大的SINR和相应的波束索引号反馈给基站,基站利用反馈信息把相应的波束分配给信道条件匹配的用户,即将各波束分配给使其具有最高SINR的用户。
在这个方案中,每个用户只需反馈两个标量:最大的SINR和使其值最大的波束索引号,省去了传统方法中反馈信道系数的繁琐步骤,大大地减少了反馈量。同时, 该方案不仅利用多用户分集提升系统性能,还将多用户复用应用到调度思想中,不仅提高系统的吞吐量,还能够在单位时隙内满足基站同时服务多个用户的要求。
可以证明:当用户数较大时,正交随机波束形成在理论上可以像DPC技术一样达到高斯广播信道容量[3]。但当用户数目受限时,该方案的性能会急剧下降。
对上述正交随机波束形成方案的系统容量性能进行计算机仿真,考虑4X1的MISO系统,假设各发射天线间完全独立,各用户信道为独立同分布的快衰落信道。图1是当信噪比为10dB时,正交随机波束形成方案与传统随机波束形成方案[1]的系统平均吞吐量仿真对比。
由图1不难看出,在传统方案基础上经过改进的正交随机波束形成方案有着更加优越的系统容量性能,更加充分地利用了多用户分集。
(2) 单用户多数据流的随机波束形成
在文献[1]中,作者通过使用多发射天线来引入更大更快的信道波动,从而使多用户分集能够被很好地开发和利用。但该方案仅仅考虑了基站端多天线和接收端单天线的情况,也就是多输入单输出MISO系统。为了更好地开发MIMO系统的阵列增益和空间复用增益,文献[4,5]将文献[1]中的用户单数据流扩展到了多数据流的情况,即真正意义上的MIMO系统。
在文献[4]中,作者通过用户各天线的有效信噪比 (Effective Signal-to-Noise Rratio, ESNR)来表达它们之间的串扰,这些ESNR值是由用户的每根天线计算并反馈给基站的,基站端为了使系统速率最大化,根据反馈得到的有效信噪比对功率和速率在各空间维度上进行分配,分配的依据是注水算法。这个发送方案虽然能够最大化系统的总速率,但由于所用的是ESNR,所以在反馈受限的TDMA系统中,它并不能达到最大化系统速率的目的。
文献[5]中方案的基本思路是当基站广播随机参考信号矢量以后,可以将由各个用户估计的有效MIMO信道看作一个MIMO多址信道(Multiple Access Channel, MAC)。已有文献对MIMO多址信道的信道容量和计算相应速率和功率分配方式的迭代注水(Iterative Water-Filling, IWF)算法进行了深入地研究[6,7],于是,各用户利用迭代注水算法计算出自己的最大可达速率和相应的功率分配方式,并将其通过一个低速率反馈信道反馈给基站。基站参考所有用户反馈回来的信息,选择最优用户进行数据传输。由于迭代注水算法能够获得每个用户的有效信道容量,所以该方案可以达到最大化系统速率的目的。
(3) 基于混合CSI的波束形成
在实际环境中,基站往往由于周围散射体的缺乏而使多天线之间存在一定的空间相关性,这个特性导致了利用长期CSI产生波束形成权重矢量方案的出现,称为特征波束形成,其权重矢量取决于信道协方差矩阵的最大特征值所对应的特征向量。对于发射端来说,长期CSI通常是可以以合理的精度提供给基站的,且不需要增加额外的反馈开销。尽管利用瞬时CSI的最佳发送方案-相干波束形成,能够通过合理的发射功率分配提供最大的系统容量, 但是在高相关的信道环境下,特征波束形成更加有效。但是随着发射天线间相关性的减弱,与相干波束形成方案相比,特征波束形成方案将会遭受容量的损失。
以上分析表明:在实际系统中,仅仅使用瞬时CSI或者仅仅使用长期CSI的波束形成方案都不是最有效的,因此在文献[8]中,作者利用二者共同产生波束形成矢量。其核心思想是利用信道协方差矩阵的特征值所对应的特征向量来减小信道的有效维度,然后使用被减小维度信道的瞬时CSI产生波束形成权重矢量。这里有效信道的维度是由按照实际的操作环境(信号的反馈负荷以及信道的空间相关性)来最大化接收信号的SNR来决定的。
需要注意的是该方案可以获得的波束形成增益,是信道协方差矩阵的L个最大特征值的总和。这个波束成形增益大于特征波束形成方案中可获得的波束形成增益, 小于相干波束形成方案中可获得的波束形成增益。事实上,特征波束形成和相干波束成形是该方案的两种特殊情况,也就是特征波束形成方案中L=M和相干波束形成方案中L=1的情况。通过合理地选取L,该方案可以权衡信号反馈负荷的影响最优化系统性能。
对以上基于混合CSI的波束形成方案性能进行计算机仿真。考虑4×1的MISO系统,各用户信道为平坦瑞利衰落信道。波束权重矢量由一个随机码本产生并通过一个无差错零时延反馈信道进行广播。发射天线的空间相关性用以下发射相关矩阵表示
仿真考虑高相关的信道环境,取ρ =0.96 ,图3是当L =2时,基于混合CSI的波束形成方案与传统方案(仅利用瞬时CSI的相干波束形成方案和仅利用长期CSI的特征波束形成方案)的系统容量仿真对比。
从图2中可以看出:在相关的信道环境下,基于混合CSI的波束形成方案(简称为新方案),其容量性能明显优于两种传统的波束形成方案。相对于仅利用长期CSI而不需反馈实时更新的瞬时CSI的特征波束形成来说,新方案仅利用少量的反馈信息就得到了更高的系统容量;而相对于需要反馈完整瞬时CSI的相干波束形成来说,新方案不仅节省了大量的反馈带宽,同时在空间相关的信道环境下容量性能更优。
3 结论
发送波束形成和多用户分集相结合的产物—随机波束形成技术。从传统的随机波束形成方案开始,以不同的视角从现有的随机波束形成方案中选取了几种典型方案进行详细分析,包括其基本思想、系统模型、实现方法及仿真实验。这些方案都能够充分开发多用户环境中所固有的多用户分集,同时又用非常有限的反馈量达到了预期的系统性能水平,大大减小了系统的反馈负荷。
摘要：作为一种有效的预编码手段,随机波束形成技术能够通过只反馈信道质量而非信道系数的方法来大大降低信道的反馈负荷,同时还可获得多用户系统所固有的分集增益,因此对随机波束形成技术的研究是必要的。
波束形成技术 篇9
智能电网是电力 技术的发 展方向[1]。在智能电网中,测量仪表通常要求实现 移动互联,而其每个通信结 点所接收 的信号和 干扰均是 多方向的, 并且方向也随时变化。针对此类 无线结点 接收动态多方向 信号和干 扰时的可 靠性问题,目前研究 甚少。文献[2]利用干扰信号 的先验信 息,使用自适应滤波 的现代信 号处理方 法,对直流电 机瞬态脉冲对无线通信设备的 强干扰予 以抑制,然而,针对同时接收多方向且随时可变 的信号和 干扰的问 题,却未有解决 办法。 波束形成 技术[3]利用多天 线将其辐射方向 图指向特 定方向,即将有用 信号置于方向图的极点,而将干扰置 于方向图 的零点, 从而能较好地解决该问题。
针对此类复杂环境下物联网的无线通信可靠性问题,基于波束形成技术,本研究设计了一款空域滤波器,较好地解决了该问题。仿真结果表明,在三路正交相移键控 (QPSK)信号和两 路脉冲干 扰场景下,在误比特率-信噪比曲线下,该滤波器能取得较大的信噪比增益。
1干扰模型
论文以车辆通常装备的直流电机产生的干扰为例。直流永磁电机传导电磁干扰的模型[4]如图1所示。其中各器件的 含义解释 如下:LISN(Line Impedance Stabilizing Network)是人工电 源网络,按照制造商提供的电路图和元件参数建立模型;RL1为绕组直流电阻;L1为绕组漏感,C1为绕组匝 间寄生电容;Rp1和Rc1分别为表征磁损耗和电介质损耗的高频损耗电阻;Cg为绕组与 电机外壳 的耦合电 容。 电机运行过程中,电刷阻抗随着电刷和换向器接触表面的改变而发生周期性变化,造成电机端部电压出现脉动,但与电机断开瞬间产生的脉冲电压相比, 换向引起的电压波动很小,因此可忽略电刷阻抗的微小变化。将电刷阻抗等效为一个R-L的串联电路,图中分别表示为Rbrush和Lbrush,由于电机每个绕组的匝间寄生电容不同,同槽中不同绕组的上下元件之间的寄生电容也不同,这种结构的不对称性也使绕组间的互感不同,从而可以用等效为一系列RLC谐振元件,图中表示为Ri、Li和Ci,取i=1~6。
2测试仪表互联系统
2.1网络拓扑
目前应用比较广泛且发展前景比较好的两种智能仪器仪表网络分别是基于现场总线的智能仪器仪表有线网络和智能仪器仪表无线网络。后者常用无线传感器网络(Wireless Sensor Network,WSN)进行数据采集。其中的大量传感器结点,即智能仪器仪表的数据采集端,其采集的数据需汇总至智能仪器仪表,即汇聚结点,利用智能型仪器仪表的CPU对数据进行初步判断后,送至上位机,或者利用智能仪器仪表接收上位机的指令,完成数据的初步筛选。 从传感器结点至汇聚结点的网络拓扑如图2所示。 该图反映出,汇聚结点往往需要同时接收来自多方向的传感结点的信号,同时往往也会受到来自多个来波方向的干扰。
2.2抗干扰技术
波束形成技术对 抑制多方 向同频干 扰效果明 显[3]。基于功率倒置的波束形成技术,以参考信号与加权相加的阵列输出之差的均方最小为目的,根据该系统的输入和输出,调节阵列的权矢量,使参考信号与加权相加的阵列之差最小,从而达到自适应调节的目的[4]。功率倒置算法的优点,其一,无需提前获取信号的入射方向和特性等信息,实现相对简单,直接将误差信号作为阵列的输出;其二,干扰越强,对信干比改善越明显[5]。
功率倒置算法的阵列模型及其工作原理[5]如图3所示,假设阵元总数为L,保证第一阵元的输出功率的权系数为常数(可设定为“1”或其他值),其他L-1阵元的加权系数可调节。该算法在MinPout= E {y(n)2}这一约束准则下使输出功率最小。若不加此约束条件,输出功率将在权值W =0时取得最小值,所以必须加上此约束条件,从而保证所需信号的响应是一个常数,即WT·S0=1,其中S0为有用信号 矢量。 令S0= [1,0,…,0]T, 则有 [w1,w2,…,wl][1,0,…,0]T=1,即有用信号增益为恒定常数,在此条件下,阵列的输出功率最小。随着干扰功率越大,阵列形成的波束图在干扰来波方向产生越深的零陷。
最优权值向量的推导过程如下[5]:把第一个阵元上接收到的信号作为参考信号,调节剩下的2~L阵元权矢量,使参考信号与输出加权的误差均方最小,其数学模型如下[5]:
式(1)的解为[4]:
其中,此时,阵列的输出信号为:
其中,为参考信号和2~L阵元信号的互相关矩阵,为2~L阵元信号的自相关矩阵。
3仿真验证
3.1仿真模型
波束形成抑制直流电机干扰仿真模型如图4所示,仿真参数如表1所示。
基于图4所示的模型和表1所示的参数,我们对波束形成技术抑制直流电机干扰进行仿真。
3.2结果分析
综合仿真结果,发现如下规律:
(1)如图5所示,三路信号分别以-10°、10°和40°的方向到达(DOA of Signal A、B和C),两路干扰分别以-70°和70°的方向到达(DOA of Interference A和B),天线阵辐射方向图显示,在波束形成作用下,信号发生轻微衰减,而干扰恰 位于方向 图的零陷位置,发生大幅度衰减,干扰的抑 制度接近100dB。
(2)与图5相同之场景下,信干比与干扰衰减的关系如图6所示。该图反映出,随着信干比的减小(若信号功率不变,即干扰的增强),干扰抑制度随之增强,从而验证了功率倒置算法的相关理论结果。
4结束语
测量仪表的发展方向是实现移动互联,而其每个通信结点所接收的信号和干扰均是多方向的,且方向也随时变化。针对此类复杂环境下物联网的无线通信可靠性问题,基于波束形成技术,本文设计了一款空域滤波器,较好地解决了该问题。仿真结果表明,在三路QPSK信号和两 路脉冲干 扰场景下, 在误比特率-信噪比曲线下,该滤波器能取得较大的信噪比增益。
摘要：测量仪表的发展方向是实现移动互联,而其每个通信结点所接收的信号和干扰均是多方向的,而且有时往往受到诸如电机脉冲之类的强干扰。针对此类电磁环境下的无线通信可靠性问题,本研究采用基于功率倒置法的波束形成技术,较好地解决了该问题。仿真结果表明,在三路正交相移键控(QPSK)扩频信号和两路电机脉冲干扰场景下,输入信干比为-40dB时,噪声抑制度达近100dB。