串并联混合模型（精选4篇）
串并联混合模型 篇1
0 概述
混合动力轿车可以大幅度地降低燃油消耗、减少汽车排放,特别适合中国大城市交通普遍拥堵,汽车频繁制动的交通工况。相对于传统混合动力方案,基于超级电容的混合动力方案具有低成本、结构简单、符合中国国情、适合产业化的特点。超级电容能在短时间内提供和吸收大的功率,而且能量回收效率高、充放电次数高、循环寿命长、工作温度区域宽;其使用的基础材料价格也很便宜,适合频繁加速和减速的城市交通工况。在国内,超级电容价格相对于电池要便宜地多,适合低成本方案。超级电容比能量比较低,但是可以通过控制策略的研究,合理地进行能量分配,满足混合动力工况需求。随着技术的日益成熟和车载示范运行的不断深入,超级电容将加快进入汽车市场,使产量上升,价格下降。本文采用性价比优良的超级电容储能装置,开发了低成本、高可靠性的混合动力系统。
1 混合动力设计方案
采用并联单轴混合动力方案,集成发动机、ISG电机、超级电容和双离合器等部件。将盘式一体化起动机/发电机直接安装在内燃机曲轴输出端, 电机转子和发动机曲轴直接连接,定子固定在发动机机体上。电机取代了飞轮以及原有的起动机和发电机[1]。图1为混合动力轿车系统方案。
混合动力轿车的动力传动系统包括发动机、双离合器、ISG电机和变速箱。由于比传统的发动机总成增加了ISG电机和双离合器部件,因此需要在有限的空间内设计出合理的ISG电机与双离合器的集成结构。图2是混合动力总成系统结构装配图。
1.1 混合动力轿车系统方案设计特点
采用超级电容作为能量储存方式,可节省超级电容控制系统和高压接触器件,采用MOSFET,取代IGBT驱动模块,无需高压电安全系统,系统电压采用42 V,循环使用寿命可达20万次以上,大幅降低了使用成本。此外超级电容充电速度快,充放电效率高;工作温度区域宽,容量变化小,相对成本低。
采用自主开发的发动机电控管理系统,混合动力核心技术是发动机与电机的扭矩优化匹配。开发的发动机电控单元采用基于电子节气门的扭矩管理控制策略,对发动机进行了优化标定匹配,达到了国-Ⅲ排放标准,满足了 EOBD故障诊断要求[2]。
ISG电机与双离合器的集成装配,采用全浮式ISG电机及双离合器集成机构,曲轴端飞轮替换成ISG电机,开发了全浮式ISG电机,该电机的主要优点是:由刚度较大的电机壳体承受除扭矩外的各种载荷,而曲轴因仅承受扭矩,弯曲变形比原结构发动机还小、克服了其他形式ISG电机的缺点。
混合动力车在夏季采用的电动空调压缩机,由于经过充放电的多个环节,效率很低。本系统开发了电控双驱动空调,发动机工作时由发动机驱动,发动机停机时再由电机驱动,这解决了夏季高温时无法怠速停机的问题,从而降低了能耗。
开发了整车电控管理系统,整车控制器负责整车的能量管理和动力分配,通过优化发动机和电机的动力匹配,实现最佳的燃油经济性、排放和动力性的控制。整车控制器负责采集整车各种档位、油门、刹车信号,通过CAN总线对发动机和电机控制器发出控制指令,实现整车各个工况下的优化控制。
采用CAN通讯,实现多个控制器之间的通讯。混合动力轿车的动力控制系统由多个控制器组成,每个都有各自的控制系统,所有这些控制系统通过总线进行数据通信,从而构成了车用分布式控制系统,其中动力总成控制器是其他所有子系统控制器的主控制器,其主要作用是进行混合动力轿车动力总成的能量管理和动力输出切换过程的协调控制。
1.2 混合动力轿车性能目标
整车动力性实现加速时间与基础车相当;经济性方面,与基础车相比,能量消耗降低率大于15%(NEDC);排放性能方面,整车排放达到国-Ⅳ标准。
实现混合动力整车的功能:发动机快速起停;整车加速电机助力,发挥电机灵活响应能力,提高整车平顺性及舒适性;行车发电功能,优化发动机工况,使发动机工作在高效率区域;实现较大比例回收制动能量;实现发动机瞬态工况优化,进一步降低污染物的排放[3]。
1.3 混合动力部件参数设计
采用JL479QA双顶置凸轮4缸电控多点顺序喷射发动机,排量为1.5 L,最大功率为69 kW(6 000 r/min),最大扭矩为128 N·m(3 400 r/min)。同时改装发动机的油门装置,采用电子节气门,以实现发动机油门的扭矩控制。
采用永磁同步电机,标定电压为42 V,工作电压30 V～50 V,电机额定功率为6 kW,峰值功率为10 kW。标定转速为2 100 r/min,最大扭矩为60 N·m。电机工作环境温度范围为-30 ℃～+105 ℃。
超级电容器应能完成为整车系统提供42 V辅助动力电源的功能,提供短时间大功率能量,起到功率平衡作用。具体参数指标:标定电压为42 V,工作电压范围为30 V～50 V,单体容量规格≥3 500 F,功率密度≥2 000 W/kg,能量密度≥6 Wh/kg,使用温度范围-25 ℃～60 ℃。
变速箱采用5挡手动变速器:1档速比为3.182,2档速比为1.859,3档速比为1.25,4档速比为0.909,5档速比为0.703,倒档速比为3.083。
2 混合动力系统控制策略
本方案混合动力系统的动力以内燃机驱动为主,电机辅助驱动。内燃机动力输出动态响应慢、扭矩输出控制精度差,而电机瞬间动力驱动响应快,扭矩输出控制精度高,能量回收效率高,因此可以利用电机工作特点优化发动机工况,提高整车的经济性和排放性[4]。
2.1 怠速停车及快速起动
当车辆起步时,电机先将发动机拖转到喷油转速(800 r/min)使发动机更容易着火。当发动机的冷却水温度处于正常工作范围且空档停车、发动机节气门关闭时间超过阀值、发动机转速低于阀值、汽车减速过程中车速低于目标值时,发动机立即停止喷油,从而消除了怠速工况下的高能耗和高排放。
2.2 减速断油功能
在减速工况运行时,车速降到一定程度,发动机停止喷油,同时电机根据司机刹车踏板信号进行能量回收。松开制动踏板后,发动机快速恢复喷油。发动机减速工况,切断燃油的喷射可以增加发动机的制动能力,提高燃油经济性和排放性能,并能够保护催化转换器。图3是传统发动机断油工况下各参数变化曲线。
对于混合动力减速断油工况,发动机原有的减速断油工况需要有一些改变:更大范围地利用减速断油工况,满足燃油的经济性和排放性能的要求;降低减速断油推出转速。减速断油工况与怠速工况具有一些相同的进入条件,如都是节气门关闭、进气歧管绝对压力较低。混合动力进入断油工况下,发动机停止喷油,处于倒拖状态,同时电机处于发电工况,当司机加速时,根据检测到的加速踏板信号,电机拖转发动机到喷油转速,发动机开始喷油。这样就延长了传统发动机断油的时间,取消了怠速工况,节省了燃油消耗,降低了排放。
2.3 加速助力
由于电机的扭矩输出响应快,瞬间提供的扭矩大,因此适合城市频繁加速工况,通过电机提供的瞬时扭矩,提高发动机瞬态工况的动力性。在发动机加速工况下,电动机连同发动机一起提供扭矩,满足低速扭矩不足及急加速大负荷扭矩需求,同时可以减少加速工况下发动机燃油喷射的过浓补偿,节省了燃油,降低了排放。电机助力的大小根据发动机转速、加速踏板位置以及变化率决定。当轻微加速时,电机只部分助力。当急加速时电机全力助力。当超级电容电压小于30 V时,电机不助力。
2.4 常发电功能
在行驶过程中,电机工作在发电状态,这样可以改善发动机工作区间,混合动力通过给超级电容充电,使发动机工作在高效率低能耗区域。
如果整车处于小负荷工况,为了提高燃油经济性,需提高发动机负荷,将节气门开度处于经济油耗区,进行充电,当电量充满后,再进行电机助力。因此在小负荷工况下,电机处于频繁的充电和放电状态。电机的标定功率为6 kW,因此将节气门开度到15 %之上,可使发动机的比油耗减小。
2.5 减速制动能量回收
当整车控制器根据司机加速踏板和刹车踏板信号判断整车处于减速制动工况时,电机对超级电容进行充电,实现制动能量回收。
3 发动机动力试验标定匹配
3.1 发动机台架优化标定匹配
发动机台架主要标定的项目有:设定初始参数的标定、系统进气温度修正预标定、蓄电池电压修正标定、各缸混合气均匀性标定、基本喷油标定、基本点火提前角标定、大负荷加浓标定、空燃比闭环标定、发动机性能优化试验。图4是发动机充气效率基本脉谱图;图5是发动机点火提前角基本脉谱图;图6是发动机转速、扭矩、功率脉谱图。
3.2 整车优化标定匹配试验
主要标定发动机非稳态工作点,也就是过渡工况,主要包括发动机起动工况、加速工况、减速工况、断油工况等。使整车试验污染物排放数据优化、瞬态燃油消耗优化。同时要进行“三高”标定、EOBD故障诊断标定等。图7是发动机冷起动工况各参数变化曲线;图8是欧-Ⅲ城市和城郊道路循环工况。表1是整车转鼓排放数据对比。
4 混合动力起动优化标定
起动、暖机、怠速工况的过渡直接关系到发动机的排放。在传统的发动机标定过程中,起动过程中,由于氧传感器本身需要加热时间、三元催化转换器需要起燃温度,因此导致起动的几十秒内发动机处于开环控制,而起动工况混合气要求很浓,从而导致HC、NOx、CO排放值特别高,而一旦进入氧闭环、三元催化起作用下,排放完全由闭环优化标定解决。对于混合动力系统,能够实现在电机拖动下过渡到发动机怠速工况,提高发动机起始喷油转速,减小或者避免传统发动机起动过浓喷油以及怠速油量,提高电机在发动机起动工况的助力效果。
在满足混合动力起动模式的条件下,整车控制器根据当前的发动机水温、电容电压,确定发动机的喷油转速(喷油转速影响发动机起动的喷油量,影响到起动瞬间的排放,影响发动机初始油膜的补偿,而同时影响这个转速的是电机能够提供的扭矩也即超级电容的实际电压影响了发动机喷油转速,同时冷却水温度对起动阻力矩影响很大,因此喷油转速是冷却水温度和超级电容电压的三维脉谱,而主要标定的是电压和喷油转速的关系曲线。因此需要重新标定混合动力下的起动、暖机、怠速的喷油量、怠速阀开度、温度修正系数、电机的拖动转速、超级电容的电压等参数[5]。图9是试验系统装置结构简图。
电机先将发动机拖转到喷油转速,然后进入扭矩助力模式,扭矩根据发动机水温进行脉谱查找,当转速高于喷油转速+400 r/min时,电机卸载,混合动力起动过程成功。图10是传统发动机与混合动力起动转速对比图。根据图10可以看出,混合动力的起动的优点是:起动时间短;转速响应快,没有高的超调,过渡平滑;起动性能良好。
混合动力没有传统发动机起动工况过浓喷油现象,而是电机直接将传统发动机拖转到怠速工况进行喷油、点火。因此有利于起动工况排放的降低并节省起动燃油,提高燃油的经济性。图11是传统发动机与混合动力起动喷油量对比图。
传统发动机起动工况混合气偏浓,进入氧闭环要一段时间,对于混合动力而言,起动混合气较稀,进入氧闭环工况要快,这样有利于降低起动工况下的污染物的排放。图12是传统发动机与混合动力起动工况氧传感器信号对比图。
因此采用电机的转速和扭矩控制对发动机起动工况进行标定匹配试验,这样的控制策略是合理的。可以使发动机起动过程混合气浓度降低,改善了燃油经济性和整车的排放性。
5 结论
通过采用单轴并联的混合动力开发方案,对混合动力汽车动力总成进行集成发动机、ISG电机、超级电容和电控双离合器、电控双驱动空调等部件的选型;对发动机的优化控制、电机的扭矩分配进行优化控制,采取基于电子节气门的扭矩管理控制策略;利用自主研发的发动机电控管理系统、整车管理系统,对发动机管理系统进行大量地标定匹配试验;进行混合动力系统的起动标定匹配试验,优化各个控制参数,可使发动机满足国家排放标准并以提高了燃油的经济性、降低了污染物的排放。
参考文献
[1] Yeon C H, Gao W Z, Herbert L G. A new power control strategy for hybrid fuel cell vehicles[C]. Proceedings of IEEE Conference. Alamitors,CA,USA:IEEE, 2004:159-166.
[2] Schmitz G, Oligschlager U, Eifler G, et al. Automated system for optimized of engine management system[C]. SAE 940151.
[3] Henein N A , Taraza D, Chalhoub N, et al. Exploration of the contribution of the start/stop transientsin HEV operationand emissions, Wayn stateuniversity[C]. SAE 2000-01-3086.
[4] Yoon H J, Lee S J. An optimized control strategy for parallel hybrid electric vehicle[C]. SAE 2003-01-1329.
[5]Glenn B,Washington G,Rizzoni G.Operation and control strate-gies for hybrid electric automobiles[C].SAE 2000-01-1537.
混合并联型逆变器的控制策略研究 篇2
逆变器采用2 套不同容量不同开关频率的逆变模块并联组成,主逆变模块和从逆变模块并联时的额定容量是灵活可变的,二者的容量搭配主要取决于主从逆变器所承担负载的电流分配比例、器件的开关频率比值及调制算法等参数的设置。其中主逆变器采用低开关频率器件,提供电机工作需要的大部分功率,从逆变器工作在高开关频率下,除了提供小部分负载电流外,还可以对主逆变器产生的谐波进行动态跟踪补偿,使得进入电机的电压电流接近正弦波。可见,混合型逆变器是逆变器并联技术的一种特殊形式,不仅可以实现容量灵活配置,提高逆变器的输出功率,而且,通过先进的控制技术使得逆变器具有较低的总开关损耗和电压电流谐波畸变率。
在国内,以增加系统容量和冗余性为目的,多逆变模块并联技术在大功率电源、电力系统调节、超导储能等多种场合得到广泛应用[1],而对混合型逆变器并联结构研究较少。20 世纪90 年代末,文献[2-3]就提出了混合并联用于电流补偿的结构,其中主逆变器采用方波调制的电流型逆变器。在文献[4-5]中,主从逆变器均采用电压型逆变器结构,电流跟踪控制采用了电流滞环控制。虽然滞环控制具有动态响应快,易识别的优点,但是开关转换频率不固定,而且单一的电流跟踪会导致系统的不稳定。
本文以降低电机电流的谐波畸变为出发点,首先建立了混合逆变器在同步坐标系下的数学模型。在此基础上,与电机的矢量控制相结合,实现混合逆变器的主从协调控制。最后通过仿真验证控制策略的性能。
1 系统数学模型
1.1 异步电机矢量控制的数学模型
异步电机的矢量控制是通过控制的方法达到对磁通和转矩单独控制的目的。在异步电机的矢量控制中,需要将A,B,C三相坐标系中的交流量变换成 α - β 两相坐标系中的交流分量,然后再变换成以转子磁场定向的M-T直角旋转坐标系中的直流量。根据异步电机理论,笼型异步电机经坐标变换后,在同步旋转坐标系中磁链方程为
按转子磁场定向的电压方程为
由式(2)可求得
利用式(1)、式(3)、式(4)消去ird,irq,Ψsd,Ψsq,得到
式中:Rs,Rr为定子和转子电阻;Ls,Lr为定子和转子电感;Ψr为转子磁链;Tr为转子磁链励磁时间常数;σ 为漏磁系数。
1.2 混合型逆变器数学模型
在图1 混合型逆变器并联系统中,异步电机和2 个逆变器均含有动态变量,因此需要对异步电机、GTO和IGBT中的变量重新定义,以m,g,i作为标注,在abc三相坐标系下,经整理后得到以下公式
将式(7)、式(8)变换到dq旋转坐标系下
其中
将式(10)、式(11)分别除以Lg和Li,并与式(9)联立,整理得到
将式(5)、式(6)、式(12)联立
将式(13)带入式(10)、式(11)即可求得不含umdq量的方程。
通过模型推导可以看出,从逆变器是通过补偿谐波电流最终实现主逆变器输出电压的补偿,使得逆变器总输出电压能够跟踪电机的给定电压,从而使得输出波形接近正弦波。
2 控制策略
2.1 异步电机和GTO的控制
系统结构可以分为2部分:第1部分完成矢量控制中的转速调节和磁链控制,得到电机给定的转矩电流和励磁电流;第2部分从第1部分中得到转矩、励磁的参考电流分量和磁链角,如图2所示。
系统采用了磁链开环的间接矢量控制方法,给定磁链输出作用于励磁控制的励磁电流;给定转速与反馈转速的偏差经PI调节器,输出作为用于转矩控制的参考转矩,参考转矩与励磁计算得到转矩电流。
转子磁链与电流的关系式为
由式(2)、式(14)、式(15)可推导出矢量控制的基本方程
电机电磁转矩为
式中:np为极对数;ωs为转差角速度。
系统中的磁链不仅关系励磁电流的调节,还关系到控制系统能否实现定子电流的解耦,所以需要对磁链角进行求解。
磁链角求解如下:
式中:ω 为同步角速度;θ为磁链角。
通过Clarke变换和Park变换将GTO所输出的三相电流变换成dq坐标系下的直流分量igd,igq,并将igd,igq作为电流反馈量。 id*,iq*与igd,igq的偏差经PI调节器分别输出dq坐标系的电压分量,所得量再经过Park反变换得到两相静止坐标轴下的电压分量。最后采用SVPWM调制算法,产生PWM信号控制逆变器。
2.2 IGBT的控制
IGBT的控制与GTO相似,通过Clarke变换和Park变换将IGBT所输出的三相电流变换成dq坐标系下的直流分量iid,iiq,并作为反馈量。i*id= i*gd- igd,i*iq= i*gq- igq作为参考量,i*id,i*iq与iid,iiq的偏差经PI调节器得到dq坐标系下的电压分量,所得量经过Park反变换得到两相静止坐标轴下的电压分量,最后采用SVPWM调制算法对逆变器进行调节。因为二者开关频率和参考量均不同,所以IGBT与GTO分别由独立的SVPWM算法进行调制。
3 仿真与实验结果分析
为了证明混合型逆变器理论的可行性,本文首先在Matlab环境下搭建了混合型逆变器带电机运行的仿真模型,进行了仿真验证,随后又对仿真进行了实验验证。
图3 为系统的Matlab仿真模型,下面对仿真模型进行简单介绍。
3.1 磁链观测器
根据式(19)~式(21),对磁链观测器搭建模型,如图4所示。
系统采用的是磁链开环的间接矢量控制,磁链为给定值,只需求得磁链角。将给定磁链与电机转子角速度以及转矩参考电流输入到磁链角观察模块,可计算获得所需的磁链角。
3.2 SVPWM模块
系统中GTO和IGBT均采用了SVPWM调制算法,如图5所示。
SVPWM模块以两相静止坐标系下的电压矢量Uα,Uβ作为输入量,内部给以周期为T的PWM信号。模块内部根据输入电压,进行电压矢量区间判断,并产生x,y,z信号;然后对功率器件导通时间进行计算;最后由区间信号和导通时间共同计算获得SVPWM脉冲信号。
本次仿真实验中,GTO和IGBT分别由单独的SVPWM信号进行控制,内部给定的PWM周期不相同,其中GTO开关频率为500 Hz,IGBT的开关频率为5 000 k Hz。
3.3 仿真结果及分析
仿真参数为:三相异步电机额定电压380 V,频率50 Hz,Rr=0.228 Ω,Rs=0.087 Ω,Llr=0.8m H,Lls=0.8 m H,Lm=37.4 m H,直流电压E=600V,电机极对数p=2,电机的额定功率PN=20 k W,电机额定转速nN=1 440 rad/min,转动惯量J=0.2kg·m2。GTO感抗LG= 1 m H,IGBT感抗LI= 2m H。转速给定初始值148 rad/s,转子磁通给定0.72 Wb,负载转矩为100 N·m。混合型逆变器仿真结果如图6所示。
对比图6b中的定子电流和GTO电流可知,定子电流的毛刺有明显减少,由图6c可以看出定子电流谐波有了明显的改善,总谐波畸变率为1.71%,低于要求标准5%。仿真结果说明了IGBT输出电流对GTO输出电流的谐波分量实时进行跟踪补偿,并起到了良好的效果。
本文在相同环境下搭建了由GTO单独带电机运行的仿真系统,GTO仿真结果如图7所示。
对比图6c、图7b可知GTO单独带电机运行时,高频谐波含量较高,而混合型逆变器系统有效降低了高频谐波的含量,减小了开关损耗,在谐波消除方面比单一逆变器系统具有十分明显的优势。
3.4 实验结果及分析
为进一步验证仿真的正确性,参照混合型逆变器的仿真参数,搭建了实验平台。实验结果见图8。
由图8a可知,经过IGBT补偿后的定子电流有了明显的改变,根据图8b与8c的频谱分析可知,补偿后的定子电流谐波畸变率有了大幅度减小,被控制在了5%以下。
4结论
本文以混合型逆变器并联控制系统为研究对象,对控制系统的数学模型进行了推导说明,并在Matlab/Simulink环境下对控制系统性能进行了仿真验证以及实验验证。
通过对混合型逆变器并联系统和单一逆变器系统进行对比分析,结果表明混合型逆变器并联控制系统大大降低了定子电流的高频谐波,减小了电机损耗,充分发挥了GTO和IGBT各自的优势。
实验结果也说明了混合型逆变器在实际中的可行性。混合型逆变器控制系统非常适合应用于大功率电机控制,在电机控制上有广阔前景。
摘要：混合型逆变器由2个不同容量不同开关频率的逆变模块并联组成。以混合型逆变器供电的交流传动系统为对象,以降低电机电流的谐波畸变为目标,研究了系统的控制策略。在建立系统数学模型的基础上,基于异步电机的矢量控制理论及空间电压矢量脉宽调制原理,得到了同步坐标系下主从式矢量控制策略。最后通过建立一套混合型逆变器并联带电机的控制系统模型进行性能验证,仿真结果表明:电机定子侧电流THD<5%,和单个逆变模块相比,大大降低了电机电流的谐波畸变。
关键词：混合并联型逆变器,矢量控制,空间电压矢量脉宽调制,电流谐波畸变
参考文献
[1]Trzynadlowski A M,Patriciu N,Blaabjerg F,et al.A Hybrid,Current-source/Voltage-source Power Inverter Circuit[J].Pow-er Electronics,IEEE Transactions on,2001,16(6):866-871.
[2]Kwak S,Toliyat H A.A Hybrid Converter System for High-per-formance Large Induction Motor Drives[J].Energy Conver-sion,IEEE Transactions on,2005,20(3):504-511.
[3]Attaianese C,Nardi V,Tomasso G.VSI Parallel Operation forActive Filtering in High Power Drives[C]//Electric Machinesand Drives,2005 IEEE International Conference on.IEEE,2005:1335-1340.
[4]Attaianese C,Nardi V,Tomasso G.Active Filtering for Exploit-ing of High Power Synchronous Drives[C]//Industrial Elec-tronics,2006 IEEE International Symposium on.IEEE,2006,3:2349-2354.
[5]Moran L,Joos G.Principles of Active Power Filters:TutorialCourse Notes[C]//IEEE Induction Application Society Annu-al Meeting.1998.
[6]魏永清,张晓锋,乔鸣忠.采用参考电压调节的并联逆变器控制技术[J].电机与控制学报,2011,15(2):84-88.
[7]魏永清,张晓锋,乔呜忠.用于电机传动系统的多逆变器并联控制技术[J].电机与控制学报,2010,14(2):36-40.
串并联混合模型 篇3
电力电子装置的广泛应用,电网中的谐波污染日趋严重。同时,各种电气设备以及电力用户对电能质量的要求越来越高,愈发严重的谐波污染与越来越高的电能质量要求形成了一对尖锐的矛盾。混合有源电力滤波器[1]兼具无功补偿和谐波治理的功能,近年来,混合有源电力滤波器的研究得到了快速发展,目前学术界已提出多种拓扑结构和控制算法[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12],并逐步投入工业应用。文献[2]提出的注入式混合有源滤波器,采用新颖的注入式电路,APF仍起谐波补偿的目的,无源部分分担大部分谐波和无功补偿,减小了有源部分的容量。文献[3]提出的串联有源电力滤波器,其有源部分仅需对注入电网系统的高次谐波进行补偿,有效地降低了有源部分的容量。文献[4]提出了一种在传统并联混合有源滤波器变压器侧并联小电感的拓扑结构,该结构能有效地降低有源部分的容量,是提高装置容量、降低装置成本的一种良好选择。但如何提高无功补偿容量,并进一步减小有源部分容量,提高装置性能,降低装置成本,是目前亟待解决的难题。本文在对传统HAPF原理分析的基础上,提出一种新型混合有源滤波器拓扑结构,有效降低APF容量,提高滤波性能,并通过仿真实验得到验证。
1 并联混合有源滤波器结构与原理
传统并联混合有源滤波器(Shunt Hybrid Active Power Filter,SHAPF)结构[6]中,有源电力滤波器通过变压器耦合之后与无源滤波器组串联再与电网并联。有源部分不但要进行谐波抑制,还要承担一定的基波无功补偿,从而使得有源部分的容量增大,提高了装置的成本与控制复杂程度。为了进一步降低APF容量、提高无功补偿容量,本文在对传统SHAPF分析的基础上,提出一种基于并联谐振的混合有源电力滤波器(Shunt Resonance Type Hybrid Active Power Filter,SRHAPF)拓扑结构,如图1所示。无源滤波器组采用单调谐结构,C3、L3,C5、L5,C7、L7分别针对3、5、7次电网特征谐波进行滤除,能够将谐波完全或大部分吸收,使系统电压的畸变减小。而对于基波频率,滤波电容器组可向系统提供无功功率以提高功率因数,达到无功补偿的效果。Rn与Ln并联后再与Cn串联构成高通滤波器,高通滤波回路在高于某个频率之后有很宽的频带范围,用来吸收若干较高频率的高次谐波,达到滤波效果,同时补偿无功功率、减少电压畸变。L、C并联谐振电路调谐于工频,使得APF不承受基波电压;变压器侧并联小电感La、Lb、Lc,使得大部分谐波电流流过电感,从而有源部分的容量进一步减小。而与L、C谐振电路并联的小电感L1保证了系统的无功补偿容量不会受到影响。
2 滤波补偿原理分析
如图2所示为新型SRHAPF拓扑结构的单相等效电路,其中Us为系统电源,is为系统电流,Zs为系统等效阻抗,ZPF为无源滤波器组等效阻抗,Za为L、C并联谐振电路等效阻抗,Zb为并联电感L1的等效阻抗,Ua为APF等效电压源,IL为等效谐波负载电流源,Un为谐振阻抗点的对地电压,UL为谐波负载两端的电压,流过APF与Zb支路的电流分别为ia和ib。
由文献[6]有:
对图2,由基尔霍夫定律可得:
由式(1)、(2)可以得到:
其中,Z1=Za//Zb。
从式(3)可以看出,在iL和Us为定值时,增大K值,可以减小系统电流is,从而降低有源滤波器承受的电压。对比文献[6]可得出,增大K可迫使谐波电流流入无源滤波器,当K足够大时,系统的无功电流将全部流过无源滤波器组,减小了有源部分的容量。本拓扑结构由于LC滤波器并联谐振于基频分量,有源部分不承受基波电压;同时,并联小电感L1提供基波通路,使得装置在减小有源部分容量的同时,保证了无功补偿容量。
3 滤波器容量分析
定义有源滤波器容量为:
有源部分容量与需补偿负载容量间的关系为:
从式(5)中可以看出,工频时,Za为并联谐振等效阻抗,且Za→∞,可以得出,工频时:
从式(6)可知,工频时,有源部分不承担基波电压,有源部分与负载容量之比趋于0;当为谐波电流时,由于变压器侧并联了小电感La、Lb、Lc,使得APF只承受小部分谐波电流,从而有源部分与负载容量之比很小。
4 并联电感设计
只考虑并联电感时的系统单相等效电路如图3所示。其中,ZPF=Z3//Z5//Z7//Zn,并联电感L1为基波无功补偿提供通路。因此,工频时流过并联电容器组支路的电流越大,则无功补偿容量越大。
其中:ZPF等效为阻容阻抗;ω为系统角频率。显然,当ZPF与Zb发生串联谐振时,无功补偿支路阻抗最小,电流最大,由此可以得出:
由式(7)可知,ZPF与Zb串联后的阻抗为:
显然,若:
则Zq呈感性,无功补偿容量将为负,因此L1取值必须满足:
L1取值不同时对无功补偿容量的影响如图4所示,图中Cm=6 000μF,当L1≈5.3 mH时,无功补偿容量最大,超过5.3 mH,无功补偿容量随着L1的增加而减小。当L1增大到5.38 mH后,无功容量呈现负值。考虑实际运用中电感参数的偏差,本设计中旁路电感支路取5.1 mH。
对比文献[4],由图4可得L1取不同值时无功补偿容量Q如表1所示。其中Q1为新型拓扑结构的无功补偿容量,Q2为文献[4]对应拓扑结构的无功补偿容量,其中L2表示文献[4]拓扑结构中变压器两端的并联电感。
从表1数据可以看出,当L1=0 mH,即与传统拓扑结构相同时,无功补偿容量为0.022 MVar;而当L1=5.3 mH时,新型拓扑结构无功补偿容量为1.295 MVar。可见新型并联谐振型混合有源滤波器极大程度地提高了整个装置的补偿容量,适合大功率应用场合。
5 控制策略及其实现
5.1 控制系统原理分析
APF的控制方法主要分为开环控制和闭环控制两大类,开环控制器由于未将控制效果反馈给控制器,在系统参数不精确或者系统受到干扰时,存在稳态误差,因此补偿效果较差;闭环控制器可以持续地采集控制误差,增强了实际系统的快速性。为此本文采用双闭环控制方法,采用了模糊(Takagi-Sugeno,T-S)自适应控制策略[8]。模糊T-S自适应控制不需要构建具体的数学模型,并且不需要经过清晰化过程就可以直接用于推动控制机构,具有良好的稳定性和系统鲁棒性。
控制系统示意图如图5所示,外环是模糊电流控制器,内环是滞环电流控制器[11]。APF采用电流源型逆变器,其输出电流与参考电流iaref的比较值作为模糊T-S控制器的输入,根据功率平衡原理获取参考电源电流幅值Is,锁相环电路PLL获得基波频率,构建一个不含谐波的电流信号,与系统实际电流isa相减,由此产生的参考电流信号经过滞环比较器,从而产生PWM脉冲,控制IPM模块输出补偿电流。
5.2 模糊控制器算法设计
由图5可得,模糊T-S控制器的输入为:
其中:为APF输出电流;iaref为参考电流。用一个正负相互对应的模糊集来对模糊T-S控制器的输入电流偏差进行模糊化。
正的模糊隶属函数为:
负的模糊隶属函数为:
如图6所示为输入变量隶属度函数示意图,H1、H2分别为z1、z2的最大值。
模糊T-S控制器运用下列四条模糊推理规则:
R1)如果z1(t)为正,且z2(t)为正,则
R2)如果z1(t)为正,且z2(t)为负,则
R3)如果z1(t)为负,且z2(t)为正,则
R4)如果z1(t)为负,且z2(t)为负,则
其中,Ax(t)、Δu(t)为系统输入变量在t时刻对平衡点的偏差。由单点模糊化、乘积推理和平均加权反模糊化可得,模糊控制器的输出为:
其中,μij(zj(t))是zj (t)相对于模糊集合Zj(t)的隶属函数。将式(19)改写为:
式(20)为模糊控制器的模糊逼近函数。
6仿真与实验结果
为了验证本设计的有效性,采用PSCAD/EMTDC与Matlab软件进行了仿真实验。PSCAD/EMTDC具有非常精确的电力系统模型,但缺少强大的函数和计算功能。因此本文采用PSCAD/EMTDC建模,Matlab执行算法,集两者的优点为一体。
无源滤波器组主要参数如表2所示。
LC并联谐振参数为L=190 mH,C=53.3 u F;旁路电感为5.1 mH;变压器侧并联电感为4 mH。
仿真实验波形如图7～10所示。
从图7、图8可以看出,投入新型混合有源滤波器之后,系统电流波形得到了较大改善,谐波电流比例从27.51%降低到了1.46%。从图9中可以看出,投入新型SRHAPF后,系统谐波得到了较好的抑制,除了少量5、7 (5次谐波含量为1.37%,7次谐波含量为0.39%)次谐波外,其他次谐波得到了较好的补偿,对电网供电环境进行了有效的改善。从图10中可以看出,有源部分与负载容量之比很小,为0.52%,表明本文的设计有效地减小了有源部分的容量,降低了装置成本。
7 结论
在对传统并联混合有源滤波器研究分析的基础上,提出了一种基于并联谐振的新型混合有源滤波器拓扑结构。与无源滤波器组串联的并联谐振电路调谐于工频,使有源部分不承受基波电压;同时,旁路电感为基波无功的补偿提供通路,保证了无功补偿的容量。该新拓扑结构有效地降低了有源部分的容量,提高了滤波性能,降低了整个装置的成本。仿真实验表明此新型混合有源滤波器具有良好的谐波抑制与无功补偿性能。
参考文献
[1]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制与无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,1998.
[2]涂春鸣,罗安,谭甜源.一种新型并联混合有源滤波器的研制[J].电力电子技术,2004,38(2):45-47. TU Chun-ming,LUO An,TAN Tian-yuan.A novel shunt hybrid active power filter[J].Power Electronics,2004, 38(2):45-47.
[3]吴卫民,童立青,钱照明,等.一种高性能串联混合有源电力滤波器拓扑的研究[J].中国电机工程学报, 2004,24(12):108-112. WU Wei-min,TONG Li-qing,QIAN Zhao-ming,et al. Analysis of a novel hybrid series active power filter topology[J].Proceedings of the CSEE,2004,24(12): 108-112.
[4]杨君,王跃,王兆安,等.一种新型混合电力滤波器及其并联电感设计[J].电气传动,2004,34(S1): 166-169. YANG Jun,WANG Yue,WANG Zhao-an,et al.A novel hybrid active power filter and design of its shunt inductor[J].Electric Drive,2004,34(S1):166-169.
[5]唐杰,罗安,汤赐,等.注入式混合型有源滤波器的复合型滞环控制方法研究[J].电力自动化设备,2007, 27(10):51-55. TANG Jie,LUO An,TANG Ci,et al.Synthesized hysteretic control of injection-type hybrid APF[J].Electric Power Automation Equipment,2007,27(10):51-55.
[6]Peng F Z,Akagi H,Nabae A.Compensation characteristics of the combined system of shunt passive and series active filters[J].IEEE Trans on Industry Application, 1993,29(1):114-152.
[7]张长征,陈乔夫,李达义,等.一种高压大容量有源电力滤波器研究[J].电力自动化设备,2006,26(1): 17-20. ZHANG Chang-zheng,CHEN Qiao-fu,LI Da-yi,et al. Research on high voltage large capacity active power filter[J].Electric Power Automation Equipment,2006, 26(1):17-20.
[8]Bhende C N,Mishra S,Jain S K.TS-fuzzy-controlled active power filter for load compensation[J].IEEE Trans on Power Delivery,2006,21(3):1459-1465.
[9]陈艳,王赛英.混合型有源滤波器在衡钢供电系统的应用研究及参数设计[J].电力系统保护与控制,2008, 36(24):51-57. CHEN Yan,WANG Sai-ying.Application research and design parameters of hybrid active power filter on the Hengyang steel electric power system[J].Power System Protection and Control,2008,36(24):51-57.
[10]Shyu Kuo-kai,Yang Ming-ji,Chen Yen-mo.Model reference adaptive control design for a shunt active-power-filter system[J].IEEE Trans on Industrial Electronics,2008,55(1):97-106.
[11]Krzysztof Sozafiski,Marcin Jamut.Three-phase active power filter using the sliding DFT control algorithm[C]. // Power Electronics and Applications,2005 European Conference.2005:1-10.
串并联混合模型 篇4
1 并联混合动力汽车的驱动系统
并联混合动力汽车的驱动系统的示意图如图1所示。汽车由发动机、电动机、动力电池组、功率转换器以及传动系等组成, 其中发动机和电动机既可以分别单独驱动, 也可以两者共同驱动。
因为并联混合动力汽车的发动机和电动机可以单独驱动, 而不同的驱动系统有不同的高效工作效率区间, 所以为了提高发动机和电动机的效率, 汽车在不同的行驶工况下, 应采用不同的工作模式, 提高整车性能。根据不同的工况和能量要求将并联混合动力汽车的工作模式分为五种, 如表1所示:
(1) 纯电动驱动模式:车辆在起步、低速等低负荷工况且高SOC (state of charge) 时, 关闭发动机, 由电动机单独驱动。
(2) 纯发动机驱动模式:车辆在中、高速等中负荷工况时, 发动机处于高效工作效率区, 关闭电动机, 由发动机单独驱动。
(3) 行车充电模式:车辆在中、低负荷工况且低SOC时, 发动机单独驱动的同时, 还提供额外的功率为电池充电。
(4) 混合驱动模式:车辆在加速、爬坡等大负荷工况时, 电动机辅助发动机一起驱动车辆。
(5) 再生制动模式:车辆在减速、制动工况时且SOC低于最高允许容量时, 发动机关闭, 由电动机回馈再生制动能量, 给电池充电。
2 并联混合动力汽车的能量控制策略
混合动力控制器 (HCU) 是混合动力系统的“大脑”, 能量控制策略是HCU算法的核心, 用于解决混合动力系统多能量源所引起的工作模式切换问题, 以及能量流在电动机和发动机之间的分配比例的优化控制问题。并联混合动力汽车的控制策略通常是根据电池的SOC、驾驶员的加速踏板位置、车速和驱动轮的平均功率等参数, 将发动机和电动机输出的转矩或功率进行合理分配, 在满足驱动需求的同时, 达到效率最优。
早期研究混合动力汽车的控制策略时, 是基于速度这一控制依据。当车速低于某一个限定值时, 发动机停止工作, 由电动机单独驱动;当车速高于某一个限定值时, 电动机停止工作, 由发动机单独驱动;当车辆处于急加速或是其他高负荷工况时, 发动机和电动机联合驱动。这种控制策略简单易懂, 技术门槛较低, 但是当车辆高速匀速行驶时, 此时对于动力系统输出功率的需求可能不高, 会造成发动机的效率偏低。所以, 现在的能量控制策略主要是基于转矩这一控制依据。目前混合动力汽车控制研究中用到的控制策略可分为基于规则和基于优化两类, 其中基于规则的控制策略有逻辑门限值控制策略、模糊逻辑控制策略等, 基于优化的控制策略有瞬时优化控制策略、全局最优控制策略等。
2.1 基于规则的能量控制策略
逻辑门限值控制策略, 也称为简单的基于规则的控制策略。此类控制策略的核心是由电动机调整发动机的运行区间, 优先保证发动机在较高效率区间内工作, 以获得较高的燃油经济性。电动机的能量是通过回收部分制动能量和发动机为电池充电而得来的。这种逻辑门限值控制策略属于静态的控制策略, 未结合车辆的实际行驶工况的动态变化, 主要依靠工程经验来限定发动机的工作区域, 无法保证车辆的最佳燃油经济性, 因此整车系统无法达到最高效率。
模糊逻辑控制策略, 也是一种基于规则的算法, 大量被应用于混合动力汽车能量控制策略的研究中。该策略基于模糊控制方法对混合动力系统的工作模式和功率进行分配, 通过将车速、SOC、转矩、功率等模糊化, 以实现对混合动力系统的合理控制, 提高车辆的整体性能。但是模糊逻辑控制策略和逻辑门限值控制策略一样, 也是依靠工程经验来制定控制规则, 难以确保控制策略的最优。
2.2 基于优化的能量控制策略
瞬时优化控制策略, 核心是采用了等效油耗最小化策略 (ECMS) , 保证车辆任意工作瞬间的名义油耗最小, 确定电动机的工作范围和发动机的工作范围, 而名义油耗最小的点即为当前工作点。其中名义油耗是指电动机的等效油耗与发动机的实际油耗之和。该策略可综合考虑燃油经济性和排放性能, 采用设定一组权值使其在燃油消耗和排放污染这一矛盾体中获得综合性能最优。公式1表示综合考虑燃油经济性、排放性和动力性的目标函数。
这种方法需要采集大量的发动机运行数据, 进行大量的浮点运算, 优化过程复杂, 实现困难, 并且从理论公式中可以得出, 瞬时最小值的和并不一定等于和的最小值, 所以瞬时优化并不一定能使全局最优。
全局最优控制策略, 核心是对以燃油经济性和排放量为目标的函数进行全局优化。全局优化有利于整个系统达到真正意义上的最优化, 但实现这种控制策略的算法往往较复杂, 需要大量的计算。针对计算量偏大的问题, Delprat等人提出了一种基于最优控制理论的控制策略。将电动机及发动机转矩、档位信息作为决策变量, SOC值作为参数变量, 循环工况下燃油总消耗为目标函数, 通过对目标函数求导求解各决策变量的最优参数, 大大降低了计算时间。全局最优控制策略必须以具有代表性的循环工况为前提, 才能进行相应变量的计算。而且全局最优控制策略的控制规则很难保证蓄电池的稳定性能, 在车辆的实时控制中很难得到应用。通常将全局优化得到的能量控制策略作为参考, 与其他控制策略相结合, 基于可靠性和可实施性的前提下进行优化控制。
3 结语
目前提出的并联混合动力汽车的能量控制策略还不够成熟, 只有基于逻辑门限值控制策略在现实混合动力汽车中得到了应用, 如本田Insight和雪铁龙XSARA, 虽然具有一定的实用性, 但无法保证整车系统达到最优。能量控制策略的难题就是如何在多变的车辆行驶工况下获得最优控制。随着电子技术和信息技术的发展, 道路交通状态监测网络的建设, 使得混合动力系统的能量控制策略更加智能化, 进一步提高了优化的水平。随着系统设计要求的不断提高, 以后的主要研究方向应该是采用优化算法对控制策略的多目标进行优化研究。
参考文献
[1]吕胜利, 左曙光.并联混合动力汽车控制策略的综合分析[J].上海汽车, 2005, (7) :26-30.
[2]于秀梅, 曹珊, 李君, 等.混合动力汽车控制策略的研究现状及其发展趋势[J].机械工程学报, 2006, 42 (11) :10-15.
[3]Delprat S.Paganelli G.Guerra T M.et al.Algorthmic optimization tool for evaluation of HEV control stratrgies[C].Electric Vehicle Symposium EVS16.Beijing, October 1999.