多功能电路模块设计

2024-11-20

多功能电路模块设计（精选9篇）

多功能电路模块设计篇1

现今日益复杂的电路设计, 对系统的集成度有很高的要求, 一块高集成度电路板上往往有几种不同频率的同步时钟输出需求。如果还采用分离时钟源设计的话, 就显得比较麻烦, 且系统可靠性差。因此, 采用高集成度的CPLD设计一个多功能的时钟模块来替代传统分离时钟设计就显得很有意义。

1 CPLD简介

CPLD (Complex Programmable Logic Device) 是一种根据用户需要可自行构造逻辑功能的数字集成电路。它具有编程灵活、集成度高、开发周期短、适用范围广、设计成本低、保密性强等特点, 广泛应用于电子产品的设计和生产中。

CPLD元件主要由许多个逻辑单元组成, 逻辑单元间的相互关系则由可编程的连线架构, 将整个逻辑电路组合而成。由于CPLD的连续式布线结构决定了它的时序延迟是均匀的和可预测的, 这一特点使其成为时钟模块设计的理想元件。

CPLD的基本设计方法是借助集成开发软件平台 (比如Quartus II) , 用原理图、硬件描述语言等方法输入源代码, 通过软件编译, 生成相应的目标文件, 通过下载电缆将代码传送到目标芯片中, 实现设计的数字系统。

2 有限状态机介绍

有限状态机 (Finite State Machine) 在数字电路设计中应用广泛。它是指输出取决于过去输入部分和当前输入部分的时序逻辑电路。

一般来说, 除了输入和输出部分外, 有限状态机还含一组具有“记忆”功能的寄存器, 这些寄存器的功能是记忆有限状态机的内部状态, 它们常被称为状态寄存器。在有限状态机中, 状态寄存器的的下一个状态不仅与输入信号有关, 而且还与该寄存器的当前状态有关。

根据有限状态机是否使用输入信号, 分为Moore型有限状态机和Mealy型有限状态机两种类型。

Mealy型状态机的输出是当前状态和所有输入信号的函数, 它的输出是在输入变化后立即发生的, 不依赖时钟的同步。

Moore型状态机的输出则仅为当前状态的函数, 这类状态机在输入发生变化时还必须等待时钟的到来, 时钟使状态发生变化时才导致输出的变化, 所以比Mealy型要多等待一个时钟周期。

3 多功能时钟模块的设计

3.1 时钟模块逻辑结构

这里设计的多功能时钟模块, 是一个由有源高频晶振提供时钟源, 由芯片外部提供控制信号的输出多路固定和可调的不同时钟频率信号的时钟模块。

时钟模块由数据接口逻辑与分频电路逻辑组成。其中, 数据接口逻辑主要由接口状态机与数据buffer组成, 分频电路逻辑主要由固定时钟电路与可调时钟电路组成。这里的输入时钟源为100MHz, 固定时钟电路稳定的输出多路固定时钟, 它们的占空比都为50%, 只要没有接收到复位信号, 这几路时钟一直输出;而可调时钟输出clk_t1与clk_t2两路可调时钟, 它们的频率与占空比可根据外部输入的控制信号进行调节。

数据接口通过握手信号线hclk与sclk及数据线接收外部控制信号的指令与参数, 接口状态机能解析指令及装配数据, 数据buffe用来存储外部控制信号传输过来的设置参数。当接口状态机完成某个电路设置参数接收状态之后, 给出相应电路的使能信号, 可调时钟电路然后从数据buffer中调用相应的设置参数, 根据设置参数, 对原时钟进行分频, 得到所需要的输出时钟。

3.2 分频电路的设计

分频电路逻辑的主要作用是对CPLD的100MHz输入时钟计数分频, 输出多路固定频率时钟, 依据数据接口接收的外部输入控制信号传送过来的分频参数与占空比设置参数, 输出clk_t1与clk_t2两路可调时钟信号。这里系统要求的时钟分辨率最小为10ns, 而占空比没有严格的限制, 高电平的保持时间在一定范围即可, 为简化设计, 分频电路采用对100M时钟的整数分频算法。

输出时钟的分频算法的流程图如图5所示, 其中, CLK为输入时钟, rst为复位信号, COUNTER为计数器, CLK_OUT为分频后的输出时钟。

3.3 数据接口的设计

由于要输出clk_t1与clk_t2两路频率与占空比可调的时钟, 需要设计硽一个瘀数据接口, 接收外部控制信号传来的分频参数和占空比参数。这里设定两路输出时钟的周期变化范围从10ns到5秒, 在此区间内要实现可输出任意周期、辨率最小为10ns的时钟, 因此要传的分频参数最大为500000000, 二进制表示至少需要29位, 占空比参数的位数也一样, 因此需要从上位机接收4组29位的数据, 另外, clk_t1和clk_t2两路输出时钟的使能控制也来自外部控制信号。

这里采用了两条握手信号线与8条并行数据线的传输机制, 并定义了传输协议。外部信号作好传输准备之后, 将hclk置高;当CPLD采集到hclk的高电平之后, 将sclk置高, 告知外部信号已经作好接收准备;外部信号采集到sclk的低电平后, 将数据发送出, 然后置低hclk;当CPLD采集到hclk的低电平后, 开始接收数据, 然后将sclk置低, 告知外部信号接收完成;当外部信号采集到sclk的低电平, 将hclk置高, 准备下一轮传送。如此周而复始的进行握手来完成数据的传输。

由于传送的每组数据的位数多达29位, 而数据总线的宽度只有8位, 要对每组数据分拆成4次传送, 数据共有4组;而控制clk_t1和clk_t2工作使能指令有4种状态。这样对于数据接口来说, 共需要应对18种接收状态, 接收完成后还需要组合数据以及解析指令来控制相应时钟的工作状态。为避免指令与数据之间以及每组数据间接收的混淆, 易于实现数据接口的逻辑、在数据接口中使用了有限状态机来控制各种接收状态。

在本设计中, 采用独热码对状态进行编码。

(1) 状态定义

在Verilog HDL代码里, 对数据接口状态机的各种工作状态进行了定义:

其中data1_1表示接收clk_t1时钟分频参数的0-7位, 依此类推, 到data1_4表示接收clk_t1时钟分频参数的24-31位;其它位的接收状态依次类推;data2_1表示接收clk_t1时钟占空比参数的0-7位;data3_1表示接收clk_t1时钟分频参数的0-7位;data4_1表示接收clk_t1时钟占空比参数的0-7位。

(2) 状态转换条件定义

本状态机为Melay型, 状态的转换由当前输入及上一个状态决定。数据接口的状态转换图如图6所示。

当数据接口接收到复位信号时, 状态机的初始状态为ready, 它的下一个状态由data输入的数据决定:

当接收到的输入数据为1时, 下一个状态为data1_1状态, 开始从数据线data上接收clk_t2分频参数的低8位数据, 然后状态依次翻转成data1_2、data1_3、data1_4, 分别接收完其它三组clk_t2的分频参数, 然后状态跳转到data2_1, 开始接收clk_t2的占空比参数, 随着状态依次翻转成data2_2、data2_3、data2_4, 完成clk_t2的占空比参数的接收。完成clk_t2分频参数与占空比参数的接收后, 给出clk_t2分频电路的使能信号, 并将状态跳转为ready。

当接收到的输入数据为2时, 关闭clk_t2分频电路使能信号, 下一个状态保持为ready。

依此类推, 当接收到的输入数据为3和4时, 基本重复1和2的过程。

3.4时钟模块仿真结果

时钟模块的设计全部采用Verilog HDL代码输入, 在QuartusⅡ软件中对其进行了时序仿真, 结果见图7所示, 激励时钟为100M。在仿真中, 用激励信号模拟了上位机的hclk与data信号, 对clk_t1信号进行仿真测试, 设置让其输出对100M时钟进行8分频, 占空比为1/2的时钟。由仿真结果看, 时钟模块能够实现设计功能。

3.5 芯片选型

在QuartusⅡ软件中对时钟模块进行综合编译, 该模块大概占用360个LE单元;大约需要30个外部I/O管脚来实现必要的功能和完成数据传输。这里选用Altera的MaxⅡ系列的EMP570T100C3, 该CPLD拥有570个LE单元, 用户I/O管脚为76个, 完全能满足设计需求, 且为以后的功能升级预留了空间。

4 结束语

该时钟模块设计已经应用于一些医疗和电信产品设计中, 使用效果良好。该设计在时钟输出信号类型、可调时钟频率范围等方面还有很大的变化空间, 在此设计基础上的扩展和改进设计, 一定可以适应更多不同类型电子产品的需要。

参考文献

[1]王诚.Altera FPGA/CPLD设计.高级篇[M].北京:人民邮电出版社, 2005.

[2]李景华, 杜玉远.可编程逻辑器件与EDA技术[M].沈阳:东北大学出版社, 2001.

多功能电路模块设计篇2

摘要：介绍了IGBT-IPM智能模块的基本情况和功能特点，并对该智能功率模块的相关电路设计方法和需要注意的问题进行了深入地分析，最后结合SVG装置，详细说明了该模块的应用，并给出了系统硬件结构图。

关键词：IGBT-IPM智能模块;SVG;DSP

1引言

电力系统中大功率电力电子装置的开关元件主要是晶闸管和GTO。但是，随着近年来双极功率晶体管及功率MOSFET的问世以及生产技术的成熟，这些开关元件凭借自身优越的性能逐渐替代了晶闸管和GTO，并朝着节能、轻便、小型化的方向迅速发展。IGBT-IPM?IntelligentPowerModule)智能模块正是其中的代表之一，它将IGBT单元、驱动电路、保护电路等结合在一个模块之中，利用这些优越的特性可极大地提高实际应用系统的稳定性?同时可简化设计的难度?缩小装置的体积。

图1

2IGBT智能模块的主要特点

与过去IGBT模块和驱动电路的组合电路相比，IGBT-IPM内含驱动电路且保护功能齐全，因而可极大地提高应用系统整机的可靠性。本文将要介绍的是富士电机最新推出的R系列IPM智能功率模块7MBP100RA-120的主要特点和使用情况。它除了具有体积小、可靠性高、价格低廉等优点以外，还具有以下主要功能：

●内含驱动电路。该模块同时具有软开关特性，可控制IGBT开关时的dV/dt和浪涌电压;用单电源驱动时，无需反向偏压电源;并可防止误导通。关断时，IGBT栅极低阻抗接地可防止噪音等引起VGE上升而误导通;模块中的每个IGBT的驱动电路都设计了最佳的驱动条件。

●内含各种保护电路。每个IGBT都具有过流保护(OC)、负载短路保护(SC)、控制电源欠压保护(UV)和过热保护(OH)等功能。

图2

●内含报警输出功能。当出现上述保护动作时，可向控制IPM的微机系统输出报警信号。

●包含有制动电路。内含制动单元的IPM模块，用此单元可以抑制PN端子间的电压升高。

图1为该IGBT-IPM智能模块的内部结构图，图中的前置驱动部分包括驱动放大、短路保护、过流保护、欠压闭锁、管心过热保护等功能电路。图中，各个引脚和端子的标号列于表1。

表1IGBT-IPM智能模块的脚及端子标号

端子标号

内容

P,N经过整流变换平滑滤波后的主电源Vd的输入端子。P：+端，N：-端B制动输出端子：再生制动电阻电流的输出端子。不用时，建议接到P或N上U，V，W模块的3相输出端子(1)GNDU,(3)VccUU相上臂控制电源Vcc输入。VccU:+端;GNDU：-端(4)GNDV,(6)VccVV相上臂控制电源Vcc输入。VccV:+端;GNDV：-端(7)GNDW,(9)VccWW相上臂控制电源Vcc输入。VccW：+端;GNDW：-端(10)GND，(11)Vcc下臂公用控制电源Vcc输入。Vcc：+端;GND：-端(2)U，(5)V，(8)W下臂U，V，W相控制信号输入(13)X，(14)Y，(15)Z下臂X，Y，Z相控制信号输入(12)DB，(16)ALMDB为下臂相控制信号输入，ALM为保护电路动作时的报警信号输出

3IGBT智能模块电路设计

IGBT智能模块的电路设计主要分为主电源部分、光耦外围控制部分、缓冲电路部分及散热部分。下面分别对这四部分的设计方法和需要注意的问题进行说明。

3.1主电源电路

富士的IGBT-IPM模块有很多不同的系列，每一系列的主电源电压范围各有不同，在设计时一定要考虑其应用场合的电压范围。600V系列主电源电压和制动动作电压都应该在400V以下，1200V系列则要在800V以下。开关时的最大浪涌电压：600V系列应在500V以下，1200V系列应该在1000V以下，根据上述各值的范围，使用时应使浪涌电压限定在规定的值内，且应在最靠近P、N端子处安装缓冲器(如果一个整流电路上接有多个IGBT模块，还需要在P、N主端子间加浪涌吸收器)。虽然在模块内部已对外部的电压噪声采取了相应的措施，但是由于噪声的种类和强度不同，加之也不可能完全避免误动作或损坏等情况，因此需要对交流进线加滤波器，并绝缘接地，同时应在每相的输入信号与地(GND)间并联1000pF的吸收电容。

3.2光耦外围控制部分

与主电源电路不同，外围控制电路主要针对的是单片机控制系统的弱电控制部分。由于模块要直接和配电系统连接，因此，必须利用隔离器件将模块和控制部分的弱电电路隔离开来，以保护单片机控制系统。同时，IGBT模块的工作状况很大程度上取决于正确、有效、及时的控制信号。所以，设计一个优良的光耦控制电路也是模块正常工作的关键之一。根据IGBT的驱动以及逆变电路的要求?1?，模块内部的IGBT控制电源必须是上桥臂3组，下桥臂1组，总计4组独立的15V直流电源。图2是一种推荐的光耦驱动电路。

图2中给出了几种典型光耦驱动电路，其中三极管与光耦并联型电路对光耦特别有利。下面是控制输入的光耦规格要求：

●CMH=CML>15kV/μs或10kV/μs

●TPHL=TPLH<0.8ms

●CTR>15%

推荐的光耦有：

HCPL-4505，HCPL-4506

TLP759(IGM)，TLP755等。

一般情况下，光耦要符合UL、VDE等安全认证。同时最好使光耦和IGBT控制端子间的布线尽量短。由于初级和次级间常加有大的dv/dt，因此，初、次级布线不要太靠近以减小其间的耦合电容。在使用15V的直流电源组件时，建议电源输出侧的.GND端子不要互联，并尽量减少各电源与地间的杂散电容，同时还应当确保足够大的绝缘距离(大于2mm)。光耦输入用的10μF及0.1μF滤波电容主要是保持控制电压平稳和修正线路阻抗的稳定，其它地方的滤波电容也很必要。另外，控制信号输入端与Vcc端应接20kΩ的上拉电阻，在不使用制动单元时，也应该在DB输入端与Vcc端接20kΩ的上拉电阻，否则，dv/dt过大可能会引起误动作。图3为控制信号的输入电路。其它三组上桥臂控制信号输入电路与图3相同，但3组15V直流电源应分别供电。而下桥臂的4组，则共用一个15V直流电源。

3.3缓冲电路

缓冲电路(阻容吸收电路)主要用于抑制模块内部的IGBT单元的过电压和dv/dt或者过电流和di/dt，同时减小IGBT的开关损耗。由于缓冲电路所需的电阻、电容的功率、体积都较大，所以在IGBT模块内部并没有专门集成该部分电路，因此，在实际的系统之中一定要有缓冲电路，通过电容可把过电压的电磁能量变成静电能量储存起来，电阻可防止电容与电感产生谐振。如果没有缓冲电路，器件在开通时电流会迅速上升，di/dt也很大，关断时，dv/dt很大，并会出现很高的过电压，极易造成IGBT器件的损坏。因此，缓冲电路不仅在IGBT模块中需要，在SVG系统的整流电路中也同样需要。图4给出了一个典型的缓冲电路，有关阻值与电容大小的设计可根据具体系统来设定不同的参数。

4IGBT智能模块在SVG装置的应用

静止无功发生器SVG[3][4][5](StaticVarGenerator)是灵活交流输电系统(FACTS―FlexibleACTransmis-sionSystem)技术中的一个重要内容，它的主要功能是在系统中起到动态无功发生、无功补偿、电压支撑、改善系统稳定的作用。目前，改善电压质量的方法是用传统的SVC(StaticVarCompensator)静态无功补偿装置来减小电压波动及电压不对称，而用机械投切电容器或电抗器消除电压不平衡，用滤波器消除谐波。但是，这些措施的实现及控制都不太灵活，加之设备价格比较昂贵、维修困难，因而在实际系统应用中效果并不是很好。FACTS技术中的SVG装置以其灵活的动态调节性能克服了这些不足。SVG装置的核心部分是逆变电路，它将整流后的直流电压进行逆变以产生与系统相应的交流电压，从而产生所需的交流无功功率。利用IGBT智能模块后，逆变电路无论是在体积、性能、稳定性还是控制方式上都得到了极大地简化。

该系统共分为3个主要部分：第一部分是由IG-BT模块构成的逆变电路，第二部分是由电力二极管构成的全波整流电路，第三部分是由微机构成的检测控制系统。整流电路采用日本富士公司的三相全波整流模块6RI100G-160，该模块的主要作用是将三相线路上的交流电压变为直流输出，从而维持直流电容两端的电压稳定，同时也为逆变电路提供一个直流电压。

微机控制系统是由以ADMC401高速数字信号处理芯片为核心的DSP控制系统组成，它具有极高的处理速度和专门的6路PWM波发生控制引脚，从图5可以看出，DSP控制系统除了完成向IGBT发出控制信号以外，还可完成三相电流和电压的检测、人机交换等功能。电流检测可利用KT100-P型电流传感器来完成，电压检测则利用CHV-50P电压传感器来完成。键盘管理部分选用82C79接口芯片来管理16键的键盘输入。输出显示部分则选用以SED1520为驱动芯片的MGLS-12032A液晶显示模块(LCD)[3]。该模块的显示屏幕一次最多可显示14个16×16的点阵汉字，图中只画出了相应的方框图。上述功能均可通过对ADMC401数字信号处理芯片的软件编程来实现。其程序流程图见图6所示。

值得注意的是：本SVG装置中采用的是单桥路控制电路，所以只用到了一个IGBT智能模块，它一共有6个控制点。如果采用多重化结构并使用多个IGBT模块相串联或并联工作，那么将会得到更多的控制点，当然，输出的波形、容量、电压都将会更好。实际上，在SVG系统中，除了IGBT逆变模块以外，还有很多其它的重要组件，因此，要想让SVG系统中的IGBT智能模块正常、高效、安全地工作，还需要装置其余各部件都协调运作，才能够达到预期的控制效果。

5结论

网络翻译教学平台的功能模块设计篇3

摘要:本文在对网络翻译教学现状进行总结的基础上,指出现有的网络翻译教学平台基于通用课程管理平台,缺乏反映翻译教学特点的专用模块这一弊病。在利用现有课程管理平台如Moodle的基础上,本研究对网络翻译教学平台的功能模块进行了设计,加入了网络资源、语料库、翻译记忆、智能学习、过程监控、分级测试等翻译教学专用模块。改组后的学习平台将适合翻译教学的特定需求,代表了未来网络翻译教学的发展方向。

关键词:网络翻译教学课程管理平台功能模块

中图分类号:G434 文献标识码:B 文章编号:1673-8454(2009)17-0041-04

一、网络翻译教学现状回顾

1.网络翻译教学的发展

近年来,网络外语教学得到了蓬勃的发展,网络翻译教学也受到翻译界的日益重视。据Christine Schmit(2006)统计,目前全球大约有60所大学开设了口笔译和术语学的远程或网络课程。在我国,不少学校的翻译课程也建设了翻译学习网站,从模块功能上能够基本满足网络教学的要求,但从访问流量和论坛发帖数来看,这些网站实际使用率不高,互动非常有限,主要用于申报各类精品课程的内容展示。但随着网络技术在外语教师中的不断普及,越来越多的翻译课教师开始积极利用网络进行教学。

2.现有网络翻译教学的网络环境

目前为止,网络翻译教学项目在全球范围内刚刚起步,完全基于网络的翻译教学尚属罕见,大多数高校均将网络翻译教学与传统的课堂教学结合起来,作为传统课堂教学的补充,或者直接在网络教室中进行翻译教学。这些模式都未能摆脱课堂教学的时空限制,未能充分发挥网络教学的优势,即远程学习和自主学习。上海外国语大学高级翻译学院和北京外国语大学高级翻译学院均采用了翻译记忆系统来构建笔译教室内的实训环境,有一定的网络教学功能,但功能主要基于术语管理、翻译记忆管理、作业交换等,而课堂面对面的交流依然是交流的主要形式,最能体现网络教学优势的计算机为载体的交流(computer-mediated communication)并未得到充分的利用。

相比之下,加拿大的圣伯尼菲斯大学学院(College University of Saint-Boniface,简称CUSB)翻译学院可能开辟了世界上第一个完全基于网络进行翻译教学的教育项目。据项目负责人Dr. Moses Nyongwa介绍,整个网络环境使用了WebCT作为学习管理系统,整合了WebCT的各种常见功能,如资料下载、作业管理、网络论坛、Email等。注册学生可通过网络在老师的指导下进行学习,可以通过电子邮件等与教师进行网上沟通。此外,香港的东亚翻译学院(www.eait.hk)也推出了网络翻译教学平台,该网络翻译课程要求学习者阅读当前页面的内容后,必须完成规定的练习并提交,系统才自动显示答案并对该练习进行讲解。当然,这种网络学习模式主要依赖于学习管理系统的功能,只能算是通用型课程管理平台,并没有从整体上充分考虑到翻译教学的特点和规律。其实,翻译作为一门高级的语言技能,其教学要求和沟通模式均与听说读写等有所区别,也涉及一些专业的功能和工具。因此,研究者在构建了网络翻译教学基本模式的基础上,设计了网络翻译教学平台的功能模块。

二、翻译教学网站的模块设计

1.网络翻译教学的技术工具

Mike Levy和Glenn Stockwell将计算机辅助外语教学中所使用的计算机技术分为以下类别:创作工具(authoring software)、学习管理系统(learning management system,简称LMS)、Blackboard和Moodle、会议系统(conferencing)、人工智能(包括自然语言处理,如机器翻译、计算机辅助翻译等)、语音识别和语音训练技术以及移动学习等。

赵建华和David McConnell指出,计算机支持的协作知识建构可以帮助学习者通过话语编辑器进行话语表述,通过论坛进行选择式讨论,通过协商支持和小组观点促进协作知识,共享理解,分享网络资源等,从而促进学习者的知识建构。

在网络课程网站制作方面,传统的网络课程系统有WebCT等,而目前较为流行的工具是Moodle,上海师范大学黎加厚教授将它译作“魔灯”。“魔灯”被称为“课程管理系统”(Course Management System,简称CMS),它广泛用于构建网络教学环境,具有以下模块:网站管理、使用者管理、课程管理、作业模块、聊天模块、投票模块、日志模块、测验模块、资源模块、问卷调查模块、Workshop模块、论坛模块

从上述模块可以看出,Moodle具有丰富的课程管理功能,能够对网络教学从自主学习、学习者交流、师生互动、作业管理、测验管理等诸多方面提供有效的管理,因此对网络课程教学具有良好的支持作用。同时,由于该系统源代码开放可以修改,脚本语言用PHP写成,具有良好的兼容性,因而稍加修改即可实现客户化功能,深受广大教师和教育技术人员的欢迎。目前国内外已经有众多大中学校纷纷使用Moodle建立了网络课程,如日内瓦大学口笔译学院的Moodle课程。同时必须指出,Moodle作为通用型课程管理系统平台,并非针对某一课程的特点设计。就网络翻译教学而言,Moodle的现有功能模块不能完全满足教学需要,因为它尚缺乏一些必要的翻译支持模块,正如Mike Levy和Glenn Stockwell所提到的“人工智能”模块等。但作为一个成熟而且可修改的平台,Moodle为信息化平台构建提供了成熟的技术框架,使得网络翻译教学平台的构建省了很多力,提高了建设效率。因此它是当前网络翻译教学课程平台建设的得力工具之一。

2.网络翻译教学的特殊模块

基于网络合作学习和项目学习的网络翻译教学既有网络课程管理的许多共性,又具有诸多特色。首先,基于上述两种模式,本研究将在网站建设中加以实现,提供各种计算机交流工具如电子邮件、网络论坛、博客、维基,并加入作业管理、项目管理、测试管理等模块。除此之外,笔者认为网络翻译教学仍然需要其他资源和工具来实现特定的辅助功能。因此,除采用以上两种教学模式外,本研究还充分考虑到翻译教学活动的特殊性,将针对翻译教学的六大特殊模块整合入网站建设中:

(1)网络资源模块。一般的课程管理系统中常见的资源模块包括文字或多媒体的资源库,可供学习者自行选择并学习,而网络翻译教学的资源模块除了包括翻译理论介绍、翻译技巧学习、课堂笔记、经典译文赏析等基本内容外,还应当包括在线资源的链接,例如搜索引擎、CD-ROM、在线百科全书以及各种在线词典。除此之外,机器翻译的引擎如Google的在线统计机器翻译也应当整合入网络资源模块,对学习者查找数据、翻译技巧辅助、评估译文质量等学习方面也会发挥重要作用。目前,部分电子词典如灵格斯(Lingoes)①和星际译王(StarDict)②已经在词典的主界面中内置了各种在线机器翻译引擎,便于用户直接将整段乃至整篇文字进行机器翻译。

(2)语料库模块。正如上文所述,学习者可以通过在线单语语料库、双语语料库和可比语料库学习翻译技巧,检索翻译数据,还可以通过网络搜集特定领域的相关数据,建立临时语料库,而且翻译教师也可以利用语料库技术自建学习者语料库,从中探索学习者的错误规律和翻译能力发展轨迹,从而更加有针对性地提高翻译教学水平。本研究将在网站中既为学习者提供在线单语、双语语料库,又提供帮助学习者制作临时语料库的功能,以满足当前项目学习之需。同时,学生在线提交的作业将自动转为学习者语料库的语料,供教师以管理员账号登录时操作使用。

(3)翻译记忆(translation memory,简称TM)和术语管理(terminology management)模块。大型商业版CAT软件体积庞大,功能齐全,但因版权所限难以在网络翻译教学中普及应用。其实,翻译记忆(TM)的本质在于保证已经翻译过的话不需再翻译第二遍,从而大大提高翻译的效率,并可以保证不同译员之间译文的一致性。同时,大多数翻译记忆工具还能够支持doc、HTML、XML等多种文档格式,自动保持原文档的各种格式如字体、HTML源代码等,因而译者无需将精力分散到与文字无关的方面,从而提高了翻译效率。因此,舍弃商业软件庞大而繁杂的功能,按照翻译记忆的基本原理,将翻译记忆和术语管理的基本功能整合入网络翻译教学平台,这是完全可能的。

(4)翻译方法智能学习模块。利用计算语言学的技术发展,在多种语料库的基础上,计算机可以针对特定语句的翻译进行自动评估和匹配,判断学习者所采取的翻译方法和技巧,自动提出意见和建议,并辅以参考译文进行比较。这种新颖的智能学习方式为翻译的人机交互学习开辟了新的途径。在网络翻译教学平台中,可以将语料库设计在后台数据库中,学习者提交相应译文后,后台数据库根据设定的算法进行处理后自动给出回馈。其设计流程如图1所示。

图1表明在该模块中,学习者有两种学习方式,一是先提交译文,然后察看系统评定的翻译方法,并察看该方法对应的参考译文,还可以进一步察看其他参考译文及其对应的翻译方法;二是先选择翻译方法,然后提交译文,系统回馈是否符合该方法,并察看所对应的参考译文及其他方法对应的参考译文。由此,计算机的功能部分起到了教师的作用,为在线学习提供了强大的支持。

(5)过程监控模块。从计算机辅助外语学习到网络辅助外语学习之间的过渡,本身就体现了过程监控的重要性。在无网络条件的计算机辅助外语学习中,由于缺乏教师的在线指导和监控,学习者很容易走神,产生倦怠情绪。在计算机辅助学习实践中,学生开着计算机打扑克牌、上QQ等情况也屡见不鲜。因此,加强对学习者学习过程的监控,保证学习者能够集中精力学习是非常必要的。在网络翻译教学中,Massay从翻译能力的角度论证了过程监控的必要性以及对电子教学的启示。本研究将利用网络模块实现对学习者学习时间、浏览模块功能的监控,了解学习者的学习过程,并采用定期回馈的方式促进学习者避免偏差,提高效率。此外,本模块针对翻译过程的研究,设置翻译过程记录功能,即类似Translog软件的实时记录功能,从而帮助教师了解翻译者通过计算机进行翻译时译文的形成过程,更好地改进翻译教学。

过程监控模块属于教师和系统管理员权限,主要针对以下参数:学习者在系统中各模块停留时间;学习者浏览各模块的内容广度;学习者浏览帖子数量、发帖数以及发帖质量;学习者参与投票和评估等模块的活跃程度;学习者作业完成质量以及在项目中的角色。

通过对以上参数的了解,教师可以经远程对学习者的学习过程进行有效监控,敦促学习者认真利用网络进行学习,避免因教师面对面监管的缺席而造成学习动机不足以及倦怠情绪。

(6)分级测试模块。要实现“因材施教”的教育理念,必须对学习者的水平进行有效评估。传统的翻译课教学的一大缺点正是难以针对不同学习者的水平展开不同级别、不同目的的教学。而网络教学则着重体现了以学习者为中心的教育理念,使学习者自主学习成为可能。然而在自主学习中,教师并不是完全回避,而是积极提供信息和咨询建议,管理课程,评估学习者水平,评价学习者表现,并统筹规划教学活动。只有帮助学习者正确认识自己的水平,才能够帮助他们更有针对性地学好教学内容。本研究建议将学习者按照不同水平分为初级、中级、高级三个层次,分别对应三个层次的翻译课程,在授课内容和质量要求方面也体现出相应的区别。

3.网络翻译教学的功能模块设计

网络翻译教学平台的各模块和功能描述如图2所示。

如图2所示翻译活动是教学的最重要环节,也充分体现了网络翻译教学区别于其他语言技巧教学的特殊之处,学习者是在系统设定的编辑环境中进行工作,翻译活动全程的每个键盘动作均记录在系统中并可以由教师查看,而辅助工具则是翻译记忆、术语管理、网络资源和双语语料库等模块。译文完成后,经教师批改后,学习者得到相应的回馈,从而进一步修改译文,最终圆满完成翻译项目的任务量和质量目标。

三、结论

网络技术为翻译教学提供了全新的教学模式和广阔的发展空间。除了采用基于项目的合作学习外,网络还为学习者的自主学习提供了诸多便利。学习者完全可以根据丰富的网络资源和便利的检索方式找到适合自己的学习材料,在教师的监督和指引下不断提高。近年来,国内对网络翻译教学日渐重视,封一函研究了在教室网络环境下的交互式翻译教学,郭红则介绍了一套既可用于课堂教学、又可供学生进行自测练习的翻译教学软件,这些有益的探索不断深化了翻译界对网络翻译教学的认识。但总的来说,这些声音还非常微弱,对网络技术的使用还不够成熟全面,缺乏获得成功并得到推广的典型案例,对学习者翻译过程更是缺乏实证性研究。海外大学虽然对计算机辅助翻译较为重视,但在网络翻译教学领域的研究状况也没有较大的发展,在系统性架构和实证性研究方面同样缺乏相关研究。

随着国内外教育界对网络教学的不断重视,网络教学近年来取得了长足的进展,各种课程管理系统如BlackBoard、Moodle等在许多高校得到实施。这些系统为网络翻译教学提供了良好的网络平台,但必须指出的是,这些系统并非专门为网络翻译教学而建设。要实现网络翻译教学的特定功能,必须进行客户化改组。这方面恰恰是翻译教学界最为欠缺的一环,也是本研究的核心内容所在。发展基于网络的翻译合作学习,鼓励教师对学习者做出的过程评价和结果评价相结合,并集中精力了解其翻译过程,做好过程评价,将对翻译教学的发展起到强有力的推动。

参考文献:

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[13]赵建华.David McConnell.网络学习中的协作知识建构[J].外语电化教学.2007(115):38-41.

脉冲信号测速电路模块设计篇4

关键词：电机,光电编码器,脉冲测速电路,脉冲信号采集

1 总体设计思路

本模块首先通过光电编码器获得脉冲信号，将脉冲整形后[1]，输送给单片机进行计数，经过一定时间（200 ms）后计算出电机转动的速度值，通过4位数码管显示出来（此时如果转速超过设定的上限值则启动声光报警），显示范围为0～9 999。同时，单片机将速度信号通过比例计算，得到对应的电压值（1 500 r/min对应5.0 V），输出0.0～5.0 V的电压模拟信号，通过PCB板上两个接头，实现连接外部设备的使用和测量，同时将电压值显示在两位八段数码管上，显示精度为小数点后一位（0.0 V）。

为实现对电机的远程控制，通过键盘设置转速上限（初始值为1 500 r/min）的报警值，当转速超过设置值时声光报警。模块本身可以通过电位器实现对电机的手动调速。系统基本设计如图1所示。

2 各部分设计

2.1 单片机选择

经过综合考虑各功能的实现，选用宏晶公司推出的小型单片机STC12C5202AD-LQFP-32。它是高速/低功耗/超强抗干扰的新一代8051单片机，指令代码完全兼容传统的8051，但速度增快了8～12倍。

2.2 单片机功能实现

该模块采用按键电平复位方式实现复位功能；利用E2PROM保证键盘设置的转速上限值得以保存，当断电后再次通电时，上限值为设置后的数值而不是设定的初始值；通过单片机自带的A/D转换口进行输出显示前必要的A/D转换。

设定T1接口为外部计数器，T0用于数码管显示及形成闸门信号，选用工作状态1（即M1M0=01时，定时器所选择的状态）。系统使用最常见的11.059 2 MHz的晶振，设定定时/计数器T0每10 ms中断一次，用以数码管的显示，每200 ms读取一次计数器T1中的数值[2]。

2.3 硬件电路设计

本设计使用一个4位共阳数码管显示电机转速，一个2位共阳数码管显示0.0～5.0 V的电压（其中5.0 V对应1 500 r/min的转速）。

用于设定上限转速的键盘电路由3个按键组成（K1,K2,K3),K1用于进入（此时数码管显示由实际的转速值切换为需要设定的报警上限值）或退出电机转速上限报警值设置界面，K2用于调整数值的大小，K3用于选择需要调整数值的某一位数码管。

A/D转换通过单片机内部引脚实现。STC12C5202AD单片机的ADC是逐次比较型ADC。逐次比较型ADC由一个比较器和D/A转换器构成，通过逐次比较逻辑，从最高位开始，顺序地对每一输入电压与内置D/A转换器输出进行比较，经过多次比较，使转换所得的数字量逐次逼近输入模拟量对应值。逐次比较型ADC转换器具有速度高、功耗低等优点。

D/A转换的实现采用了美国德州仪器公司生产的TLC5615。它具有串行接口的数/模转换器，其输出为电压型，最大输出电压是基准电压值的两倍；带有上电复位功能，即把DAC寄存器复位至全零；性能比早期电流型输出的DAC要好，只需要通过3根串行总线就可以完成10位数据的串行输入。

2.4 软件部分

2.4.1 主程序设计

主程序设计流程如图2所示。

在显示部分，显存分别为D＿MEM,D＿MEM+1,D＿MEM+2，其中D＿MEM,D＿MEM+1用于显示转速，D＿MEM+2用于显示电压，BLINK(20H）（位地址00H～07H）为闪烁位控制，2FH（位地址70H～7FH）用作标志位。

P2口控制8段数码管显示，分别由P0.0,P0.1,P0.2,P0.3,P1.1,P1.0控制显示速度的4位数码管和显示电压的两位数码管。

2.4.2 其他子程序

脉冲计算程序、速度转换对应电压程序、键盘设置程序、比较报警上限程序、A/D转换程序、D/A转换程序、E2ROM保存程序、数码显示程序、延时子程序以及其他数值转换和计算子程序[3]。

3 误差分析

根据综合调试实测速度值得出表1，误差波动范围如图3所示。

平均误差分析：

根据数据分析，该模块的设计达到了很好的准确度。

4 结论

本模块的实用性非常强，在运用电机的场合检测电机的实时转速是十分必要的，采用光电式测速系统正是由于其低惯性、低噪声、高分辨率和高精度的优点，同时本文的设计也实现了对电机转速的简单控制和转速过快时的报警提示。设计中通过软件硬件各种手段尽可能地减小了误差，保证了检测数据的可靠性。

参考文献

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多功能电路模块设计篇5

1 系统设计方案

PMT模块H10723-20使用±5V的直流电压作为输入, 为减小电源噪声, 本文选择由输出为12V的开关电源通过DC-DC电压转换器转换而来的±5V电压作为PMT模块的输入电压。为方便后续电路对由H10723-20转化而来的电信号的传输和处理, 本文设计了信号调理电路来调理、放大PMT模块的输出电压。由于检测到的光信号强度不同, 为更加灵活的检测到光信号并防止强光对光电倍增管模块的损坏, 本文为PMT模块设计了灵敏度调节电路, 应对不同光强的光信号的检测。

电路主要由以下几部分组成:开关电源、DC-DC电压转换芯片、芯片外围电路、PMT模块、PMT灵敏度调节电路、信号调理电路, 其总体结构框图如图1所示。图1中开关电源用来提供12V的电源电压;DC-DC电压转换芯片将开关电源提供的12V电压转换为±5V的电压供H10723-20使用, 芯片外围电路用来降低±5V电压的噪声和纹波, 提高输出电压的稳定性;灵敏度调节电路用来控制PMT模块的灵敏度;信号调理电路用来调理、放大PMT模块输出的电信号。

2 电源电路设计

2.1 DC-DC电压转换芯片的选择

经过各种DC-DC电压转换芯片的比较分析, 本文最终选择MURATA公司的NMA1205DC芯片作为DC-DC电压转换器。该芯片标准输入电压为12V;输出为双路输出±5V, 输出电流为±100m A。

该芯片内具有短路保护和热保护电路, 且输入和输出相隔离, 消除了直流路径, 减小了开关噪声, 使芯片具有较高的可靠性。芯片通过内部滤波电路平滑、滤波得到稳定的±5V大小的输出电压, 使输出电压的纹波和噪声小于20m V。

2.2 芯片外围电路介绍

为更进一步减小输出电压的噪声, 本文采用图2所示的芯片外围电路对芯片输入、输出电压进行调理, 有效降低输出电压纹波和噪声。

图2 中DC - DC电压转换芯片NMA1205DC的输入端加入电容的主要目的是为了降低来自上一级的纹波和噪声, 较大的电容会使系统工作更加稳定, 但考虑到PCB面积的损耗、其他器件的正常工作情况以及对应用系统中其余电路的干扰, 本文的输入电容选用阻抗小的铝聚合物电解电容。考虑到输出电压噪声、转换器频率、输出电压纹波等因素, 芯片输出端采用LC滤波电路平滑输出电压, 减小输出电压纹波和噪声。由于大的电感可以降低输出电流和输出电压纹波且增大芯片的带负载能力, 但却会耗费过多的PCB面积, 综合考虑电路噪声、电压纹波、电感的尺寸、PCB面积等因素, 本文选择22μH电感, 电容C25、C26选择铝聚合物电解电容, C20、C22选择陶瓷电容,

3 PMT灵敏度调节电路

本文通过高精度旋转式电位器的滑动实现对PMT灵敏度的调节, 具体原理为通过滑动电位器改变电阻值进而改变PMT模块H10723-20引脚Vcont IN和Vref OUT之间的电压值, 不同的电压值决定了不同的灵敏度, 从而实现了PMT的灵敏度的调节。为防止电位器在调节时滑至两端, 出现短路的情况, 在电位器两边分别加入电阻, 以保护H10723-20模块, 避免因短路导致PMT损坏。电路原理如图3所示。

4 信号调理电路设计

为满足后续电路对电压信号的要求, 本文利用集成运算放大器AD823AN设计了放大电路来放大PMT模块的输出电压, 电路原理图如图4所示。

放大电路输入级为放大级, 主要用来放大PMT模块输出的电压信号, 并利用电容和电阻构成有源低通滤波器, 滤除高频噪声, 提高电路性能。输出级为电压跟随器, 输出电压近似输入电压幅值, 并对前级电路呈高阻状态, 对后级电路呈低阻状态, 使前、后级电路之间的相互影响很小, 因而对前后级电路起到缓冲、隔离作用, 并且具有很好的带负载能力。

5 结果分析

将本文设计的电路用在浮游植物粒径检测系统中, 用来检测由波长445nm的激光激发产生的荧光光信号, 系统设定波形经过10点移动平滑。所得荧光信号的波形如图5所示, 整体波形具有较小的纹波和噪声, 具有较高的信噪比, 波形两边有较小的浮动是由于浮游植物粒径检测系统中波长为532nm的激光激发产生的少量荧光信号造成的, 与本文所设计的电路无关, 且不影响粒径的正确计算, 本文的设计完全可以满足浮游植物粒径检测实验的要求, 具有良好的效果。

结语

本文设计的电路应用在浮游植物粒径检测系统中, 为该系统中的光电检测模块提供电源, 并且对光电检测模块输出的信号进行调理和放大, 有效地减小了电路噪声和纹波, 得到了较好的荧光信号波形, 有效的保证了检测结果的精度和整个检测系统的稳定性。

参考文献

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[5]刘大燕.一种适用于低频小信号检测的放大电路设计[D].杭州:杭州电子科技大学, 2013.

多功能电路模块设计篇6

单片微波集成电路 (MMIC) 是在同一块半导体衬底上, 采用一系列半导体工艺方法, 将有源与无源器件连接起来构成的微波电路。这种电路具有集成度高、体积小、重量轻、可靠性高、寄生效应低等优点[1]。

当前MMIC的衬底材料以第三代宽禁带半导体材料Ga N为典型代表。这种半导体材料耐高温、高压, 电子迁移率高, 工作温度范围大, 微波传输性能好。因此Ga N基的功放管一般具备更高的工作电压、更大的输出功率以及更高的功率输出效率。对此类功放管的研究与应用能够整体提高微波组件的性能与稳定性, 为电子对抗、制约通信、雷达发射机系统的发展带来革命性的变化。

近年来以Ga N为衬底的微波功放管取得了长足的发展。国外Tri Quint和东芝公司先后推出大功率器件, 东芝公司有X波段50 W的芯片批产。国内X波段50 W芯片已经有试验件, 相信不久就会进入批产阶段。

本文以X波段50 W Ga N功放管的应用为基础[2], 设计出了输出功率为85 W的功率放大模块, 并且在此微带电路的基础上进行了改进设计。本次电路改进在满足原有指标的条件下, 同时提高了电路的工作稳定性。更重要的是巧妙改变微带电路结构, 去除了原电路所用的高成本的电感, 并在不影响电路指标的前提下适当减少了电容、电阻的用量, 为整个电路的设计节约了成本。

1 50 W Ga N功放管微波电路的改进设计

1.1 直流偏置电路设计原理[3]

为了确保场效应晶体管稳定工作, 必须设计相应的直流偏置电路。通过直流偏置电路把正确的偏置电压分别加到功放管的栅极和漏极。同时还要尽量减小微波主路对直流电源的影响[4]。

图1给出了栅极馈电网络的原理图。由于功放管为内匹配电路, 此时微波主路输入/输出阻抗已匹配到50Ω, 直流馈电网络的接入要避免影响到微波通路的特性。通常采用长度为λ/4的高阻线作为射频扼流圈, 另一段长度为λ/4低阻线作为高频旁路。

在主传输通道与高阻线之间通过栅极电阻RG连接, 原则上RG应尽可能靠近器件的栅极以进行ESDs保护和防止自激振荡, 在馈电网络不参与匹配的前提下, 栅极电阻RG接在λ/4的高阻线与主传输通道之间。C2由分别对高频、中频、低频起滤波作用的电容器组成。由于栅极电流很小, 高阻线的线宽可以细一点, 所以其特性阻抗可以取值很高。电容器C1是用来起高频接地的作用的, 自谐振在基频, 容值很小, 保证高阻线高频接地, 馈电网络和输入匹配电路是并联的, 在基频上馈电网络的阻抗应该是无穷大 (假设电路的损耗很低) , 对输入匹配电路而言, 相当于开路。

图2是漏极馈电网络原理图。在第一节微带线的末端与地之间, 并联去耦电容和一个RC串联电路 (电阻Rd和电容Cd) 。这个电路中引入了一个有耗元件Rd和去耦电容Cd串联, 以改善放大器的稳定性。该节微带线必须能通过较大的漏极电流Ids, 对于大功率晶体管, Ids有可能超过20 A。这就意味着该节微带线的最小宽度是有限制的, 另外它的特性阻抗也不能很高。为了减小偏置电路的直流压降, 该节微带线的宽度应尽可能宽。当配合电源调制电路时, 微带线的宽度同样能够实现高阻线的要求。

1.2 直流偏置电路的改进设计

本文选用的Ga N HEMT功放管为东芝公司X波段内匹配功放管, 型号为TGI8596-50。该功放管在50Ω微波系统链路中输出功率可达47 d Bm, 增益为6 d Bm。

原有的直流偏置网络中, 低阻线采用方形结构[2], 如图3左所示, 再加入适当的电感线圈起到射频扼流的作用。现改为图3右所示的扇形结构, 从仿真结果可见相应的隔离度有所提高, 在加入适当高频滤波电容的前提下, 可以取消原电感线圈, 同样能够起到射频扼流的作用。并且在主传输通道与栅极偏置电路之间加入电阻RG, 加强ESDs保护和防止自激振荡, 使得整个电路的工作状态更加稳定。

图4分别给出了方形直流偏置网络和扇形直流偏置网络的隔离度仿真结果。F S31为方形偏置网络1端口和3端口的隔离度, S S31为扇形偏置网络1端口和3端口的隔离度。从仿真结果来看, 整个频段内扇形网络的端口隔离度要比方形提高10 d B, 这也是能够取消电感扼流圈的主要原因。

为了将微波主路与电源隔离开, 还要在主传输通道上加入适当的隔直电容。隔直电容的选取应遵循低损耗和高功率容量的特性。

隔直电容的选择可以按照图5的方式进行小信号测试。用矢量网络分析仪分别测试1、2端口的驻波和两个端口之间的插损, 当驻波合适且端口插损取最小值时即为合适的隔直电容。当然当整个电路用于大功率信号传输时, 隔直电容的取值可能会有适当的变动。对功放部分的微波电路设计完成之后就是对两路50 W功率芯片进行电路级功率合成, 本文采用电路结构简单且较为实用的Wilkinson两路功分功合器进行功率合成。

2 Wilkinson两路功分功合器的仿真与制作

2.1 功分功合器的电路原理图[5]

图6所示为微带3端口功分器的原理图。从图中可以看出, 其结构比较简单, 类似于微带T型接头。信号从1端口 (端口处特性阻抗为Z0) 输入, 分别经过特性阻抗为Z02、Z03的两段微带线, 然后从2、3端口输出, 端口处的负载电阻分别为R2及R3。中间两段微带线的电长度为λ/4, 两输出端口之间跨接一纯电阻R。由于此电阻的存在, 使得两端口输出等幅、等相位的功率, 并且彼此之间互为隔离端。

由Wilkinson功分器的特性可知k=1, 于是有:

2.2 功分功合器的仿真设计与制作

取Z0=50Ω对Wilkinson功分功合器进行仿真设计, 图7给出了其在HFSS软件中的仿真模型。

将功分功合器置于金属腔体中进行模型仿真, 使得仿真模型与实物尽量保持一致。图8、图9中分别列出了该模型的端口之间的插入损耗和端口反射系数, 从仿真结果看出其能够满足指标要求。

最终制作了将微带结构放入腔体中的功分功合器。将功分功合器与两路50 W功放连接在一起最终得到85 W功率放大模块的整个微波电路。

3 测试数据与结论

将两个功分功合器与设计并制作的两路功放相连接, 按照图10中的功放测试框图最终测得的输出功率见表1。

从表1中可以看出, 隔离器输出端的功率值在每个工作频点上均大于等于85 W。

从整个实现过程中可以看出, 以X波段50 W功放管为设计基础的功率放大电路具有体积小、功率输出稳定、带内功率平坦等特点。栅极偏置电路加入电阻RG使得功放的工作稳定性进一步加强。该模块可以运用到对体积和重量要求较高的X波段固态发射机中。

参考文献

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多功能电路模块设计篇7

测试台是为了达到测试产品各项性能指标, 将具有各项测试功能的电路板和组件组装在一个箱体内的仪器。它主要由电源线、箱体、面板和内部的各个功能电路单元组成。它是制造方进行成品测试和客户进行产品进厂检验的一种专用仪器。

1专用电路模块的技术指标

专用电路模块的技术指标如表1所示。

(1) 过流保护:电源电流≥1.2 A时, 工作时间持续2 min以上, 电源电流保护点在1.4~2 A之间, 过流保护后每相输出交流电压≤0.5 V。

(2) 工作电流监控:电源电流在 (0.40 ±0.02) ~ (0.10±0.02) A, 晶体管T导通。电源电流在其范围外, 晶体管T截止。

2测试台设计方案

测试台的设计主要包括面板设计和各功能电路板设计。将面板上的组件和电路板的输出端子连接起来, 实现测试电路模块技术指标的需要。根据面板组件的多少和电路板尺寸的大小, 箱体外形尺寸设计为330 mm×310 mm×150 mm。

2.1测试台面板设计

面板是被用来安装控制功能元件和显示功能元件, 它是集按钮、旋钮、指示灯、显示盘、插孔、标牌、型号等于一体的装置, 它是人们观察、操作最频繁的构件[1]。根据技术指标的要求, 该测试台应具有产品的供电电源监测端子、产品输出端子、转接器、电压电流显示屏、电压电流调节旋钮、输出切换开关和负载切换开关等。从安全性、可操作性和美观性等方面综合考虑, 测试台面板布局设计结果见图1。

面板的功能说明:

(1) 交流开关按钮 (带指示灯) :用来控制220 V交流电的通断电状态。

(2) 直流开关按钮 (带指示灯) :用来控制电路模块的直流供电电源的通断电状态。

(3) 电压调节旋钮:用一个多圈电位器来调节电路模块供电电压。

(4) 数字电流表显示屏:用来显示电路模块的消耗电流, 量程为0~1.999 A。数字电流表下面的+, -两监测柱是为了校正数字电流表而设计的, 通常情况下要将+, -短路。

(5) 数字电压表显示屏:用来显示电路模块的供电电压, 量程为0~199.9 V。

(6) 电压监测柱:可用数字万用表通过测量该端子来检测供电电压显示是否准确。

(7) 转接器:是测试夹具和测试台连接的桥梁, 将被测电路模块和测试台连接起来。

(8) A、B、C检测端子:模块的三路输出端子。

(9) “地”端子:模块的供电电源地。

(10) 发光管:用来显示模块中晶体管T的通断状态。T导通, 则发光管亮, 否则发光管灭。

(11) 输出1、输出2端子:测量线电压时分别连接到数字万用表的测试端和地, 用来测试输出相电压, 在箱体内部通过“测量选择”开关将其与输出端子连接起来。

(12) 负载切换开关:利用拨动开关来实现, 完成电子负载和纯阻负载的切换功能。

(13) 测量选择开关:利用拨动开关来实现, 选择测量各相电压。

(14) 电流调节旋钮:用一个多圈电位器来调节负载大小。

2.2箱体内各功能电路板设计[2]

箱体内的电路设计包括供电电源产生电路、负载电路和+5 V电源产生电路。将这3个电路根据元器件的封装分别进行合理的版图设计[3], 并分配合适的安装位置。

(1) 供电电源产生电路:根据电路模块供电电压和工作电流要求, 选用AC 220 V转换为DC 0~48 V/3 A的AC/DC开关电源来实现[4], 电压调节电位器为电路中的一个元件, 调节输出电压大小, 用数字电压表来显示该输出电压 (即被测电路模块的供电电压) , 数字电流表显示开关电源的负载电流 (即被测电路模块的消耗电流) 。

(2) 负载电路[5]:根据技术指标要求, 负载电路板上必须包含纯阻负载部分和可变 (电子) 负载部分。电路模块在各个供电电压点的输出电压通过给电路模块接上纯阻负载来测试;电流保护点和工作电流监测需要接通电子负载来测试。电子负载电路图见图2。

电子负载的设计是在利用集成运放和MOS管制作的恒流源原理的基础上进行设计, 通过调节电流调节旋钮 (即调节电位器W1) 来连续改变负载电流的大小, 从而达到了被测电路模块消耗电流连续变化的目的。

(3) +5 V直流电源产生电路:将AC 220 V通过整流电路和+5 V三端稳压器来转换为DC +5 V/1 A[6], 给数字电压表、数字电流表及电流监测用的发光二极管供电。在工作电流监测范围内, 发光二极管亮, 说明晶体管T导通, 否则晶体管T截止。

3测试台使用方法

3.1测试仪表

(1) 双踪示波器;

(2) 数字万用表;

(3) 专用测试台。

3.2测试方法[7]

3.2.1输出电压VAB, VBC, VCA及频率

测试原理图如图3, 图4所示。

(1) 按图3的测试原理图1连接电路 (示波器可接A, B, C任一相或两相) , 被测电路模块插在测试夹具上;

(2) 数字万用表1拨至频率档;数字万用表2拨至交流电压档;

(3) “负载切换”开关拨向“纯阻负载”档;

(4) “测量选择”开关拨至“AB”档 (测量选择开关的内圈标识) ;

(5) 电源电压调节:接通“交流开关”, 断开“直流开关”, 调节“电压调节”旋钮, 使数字电压表上的电压显示为28 V。

接通“直流开关”, 用示波器监测三相输出波形均为准方波, 从数字万用表2上可读出AB间的电压VAB, 变换测量选择开关即可读出VBC, VCA, 从数字万用表1 (或用频率计) 可读出输出信号的频率;

用同样的方法测试电源电压为16 V, 30 V时的输出电压VAB, VBC, VCA和频率。

测试完成后按下“直流开关”, 指示灯灭, 即切断了模块的供电电源。

3.2.2静态电流的测量

同测试方法3.2.1节, 将“负载切换”开关顺时针拨至空档 (不指向电子负载和纯阻负载的档) , 这时, 示波器显示为准方波, 数字电流表上的电流值即为静态电流值。

3.2.3工作电流监控范围的测量

按图4测试原理图2连接电路 (示波器可接A, B, C任一相) 。

(1) “电流调节”旋钮逆时针旋至最小值;

(2) “负载切换”开关拨至“电子负载”档;3ABC

(3) “测量选择”开关拨到“A”或“B”或“C”档 (“测量选择”开关的外圈标识) ;

(4) 电源电压调至28 V。

用示波器监测输出波形, 用数字万用表2监测A (或B或C) 的相电压, 检查连接正确无误后, 接通“直流开关”, 按面板上的标识顺时针调节“电流调节”旋钮, 观察数字电流表上的读数 (读数连续变化且变大) 及“发光管”的现象, “发光管”亮的过程中数字电流表上的电流值范围即为晶体管T导通时的工作电流范围。

3.2.4最大工作电流、过流保护后各相输出电压的测量

在3.2.3节的基础上继续顺时针调节“电流调节”旋钮, 使数字电流表的读数≥1.2 A, 模块应能工作2 min以上, 当电流大到一定值时, 电路实现过流保护, 示波器上的准方波消失, 此时的电流值即为过流保护点。过流保护后分别读出数字万用表上三路输出的相电压值, 即为过流保护后各相的输出电压值。

4结语

常规测试和测试台测试进行比较, 见表1。

通过比较, 充分说明了用测试台测试电路模块的便利性和优越性, 测试人员不会再出现因电源极性接反而烧坏产品的现象, 也不会为纷杂的测试连线来回变换而苦恼, 只需要动一动拨动开关, 拧一拧调节旋钮, 就很容易地完成一块电路模块的测试, 提高了测试效率, 缩短了生产周期。

参考文献

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[6]孙肖子, 邓建国, 陈南, 等.电子设计指南[M].北京:高等教育出版社, 2006.

多功能电路模块设计篇8

无线传感器网络具有低成本、易于安装和维修等优点,在不同的领域具有较高的应用价值。但是随着无线电技术的发展,城市环境下的电磁环境逐渐复杂,无线传感网络信号突变问题越来越多[1,2,3]。为了高效利用无线网络资源,应对无线网络信号突变进行监测和控制。传统的无线电监测系统,通过单站监测的方法对信号突变进行监测,不能对复杂的高频宽带无线电信号突变进行准确监测[4,5,6]。而无线电监测模块能够对无线传感网络信号突变进行检测,完成突变信号的定位,排除无线电突变信号,保持频谱资源的使用秩序。

文献[7]将无线传感器网络应用在信号突变监控中,但是采用的传感器输出的为模拟信号,并且选取芯片功能较少,无法实现大面积信号突变的检测。文献[8]分析了采用集中式定位算法实现了突变信号的检测,其传感网中定位节点获取的定位目标信息集中到传感网中心节点,再将这些数据融合得到全局的监控结果;该方法可实现大量、复杂信号的监测,但是过于依赖中心节点的作用,需要在低耗能的条件下实现。文献[9]将运算放大器ICL7650和FLASH型芯片MSP430F13X作为核心构造进行硬件和软件设计,实现无线传感网络信号突变的高精度检测,但是存在检测成本高,结构复杂的缺陷。文献[10]采用随机共振方法,在无线传感网络中融入合理强度的噪声,确保突变信号在噪声的协助下进行跃迁,提高突变信号的幅值功率,使突变信号的检测得到增强,但是该方法存在检测误差高的缺陷。

针对上述分析内容,为了提高无线传感网络信号突变监控模块的质量,设计无线传感网络信号突变监控模块的实现电路,其由高频激发器、窄带滤波器、程控放大器、A/D采集电路、FPGA和主控制器等构成。

1 无线传感网络信号突变监控模块的电路设计

1.1 电路总体结构图的设计

无线传感网络信号突变监控模块包括探头、高频激发器、信号检测电路、主控器、FPGA等,系统结构图如图1所示。

由图1可知,信号突变监控模块的运行流程为在50 MHz的高频信号激发下,探头内产生自由基溶液,主控器调控直流极化电路定时向探头输出直流脉冲,使得探头输出监控指令。监控指令控制测量开关的开启,通过A/D转换器完成传感网络信号的收集,并将获取的信号反馈给FPGA进行频谱分析,主控制器按照频谱分析中的频率值,设置窄带滤波器的中心频率和原始配谐电容值。无线传感器网络信号通过窄带滤波后,通过整形电路将变弱的正弦波变换成方波,FPGA中的测频模块检测该方波信号的频率,并将测量结果反馈给主控制器。若无线传感网络信号发生突变,窄带滤波器针对中心频率的滞后问题,将突变信号过滤掉,通过A/D变换器再次设置滤波中心频率,电路运行恢复正常,完成无线传感器网络信号突变的监控。上位机与主控器间通过串口实现信息交流,对总体无线传感器网络信号突变情况进行监控。

1.2 通过高频激发器电路产生指令脉冲

高频激发器是无线传感网络信号突变监控模块的关键电路,其可产生50 MHz的频率,促使自由基溶液产生电子顺磁共振,形成动态指令脉冲,将该指令脉冲信号作为突变监控电路的输入源,电路图如图2所示。电路采用两级信号频率放大方法,第一级是甲类LC谐振动率放大,第二级为丙类功率放大。在级间或输出末级通过相应的方法匹配无线传感网络,确保网络输出功率可有效地传递到下一级或负载中。第一级三极管采用2SC2221芯片,基极通过分压配置电路,集点极是LC选频回路,输入源信号的频率点中形成LC谐振,一、二级间为电容直接耦合。

1.3 采用窄带滤波器过滤网络信号中的噪声

通过窄带滤波器对被测网络信号的频率中的噪声进行过滤。采用开关电容滤波器MAX7490EEE的中心频率对被测信号频率的波动情况进行控制,该滤波器的电路如图3所示。MAX7490EEE电容滤波器的芯片包括A,B两级二阶滤波器,两种级别滤波器依据被测信号的频率波动情况,对滤波器状态进行单独控制,并通过该外部时钟源设置滤波器处于MODE1运行模式,确保时钟源同滤波中心频率之比为固定值,确保被测信号频率波动平稳。

1.4 通过程控放大器和整形电路对信号进行修整

窄带滤波器输出与程控放大器相连接,对信号进行增益处理,控制信号的幅值。因为受到电路极化时间以及地磁波动的因素,导致网络信号幅度产生波动,通过程控放大器对信号增益进行控制,确保其符合后续处理电路的需求。程控放大器电路如图4所示,其采用TL062ACP放大器芯片,选择MAX5401EKA-T型电位器,保护256个调控点,通过单片机调整其电阻值,完成信号电平的变换与信号增益值的调控。程控放大增益为A=RadjRu,其中Radj为MAX5401接入电路电阻值,Ru为窄带滤波器MAX7490输出信号的电阻值。

从程控放大器输出的信号需要通过整形电路进行处理,变换成方波信号,再通过FPGA中的测频模块检测该方波信号的频率,判断是否存在信号突变情况。整形电路如图5所示。

1.5 采用A/D变换电路完成信号的采集和转换

主控制器依据无线传感器网络信号的频率值设置,监控模块电路中的配谐电容值和窄带滤波的中心频率,在开始进行网络信号突变监控时,监控模块电路的窄带滤波器输出端与A/D变换器相连。A/D将网络信号反馈给FPGA模块进行频谱分析,获取信号的频率,并将信号频率数据传输给主控器。主控器调控DDS设置窄带滤波器的中心频率,并运算出谐振时的电容,采用FPGA设置配谐通过电容值。完成滤波器的原始频率和配谐电容值的设置后,A/D不再采集无线传感网络窄带滤波器输出信号。

当无线传感网络信号发生突变时,也就是信号的频率瞬间发生较高的波动,网络出现异常,此时通过主控器调控FPGA重新启动A/D转换器,分析网络信号频谱,再次设置滤波中心频率,电路运行恢复正常。通过单片机中的12位A/D变换电路获取网络信号的峰值电压。A/D变换电路如图6所示。

采用AD977ABR型A/D变换器,具有16位转换精度,可实现串口运行模式,能够完成电路的自主调控。通过PWRD端控制A/D采集的启动,A/D变换电路处于低电平时进行数据的变换,处于高电平时在外部时钟DATACLK调控下输出变换后的数据,再将数据反馈给FPGA模块,完成网络信号数据频谱的分析,判断是否存在信号突变现象。

1.6 FPGA模块分析信号频谱

采用CycloneⅢ系列器件EP3C5E144I8FPGA型芯片作为FPGA模块的核心,其对整形后信号进行计数测频,并将测频数据反馈给单片机,获取网络信号强度值。FPGA按照控制器反馈的配谐电容值,变换成不同电容值的组合,对接入信号突变监控相应电容的开关状态进行调控。

FPGA模块采集主控器的指令后,调控A/D采集网络信号,再将信号数据进行FFT变换,获取无线传感网络信号中的频率成分,得到信号的频率,再调控直流极化单元形成极化脉冲,完成信号突变的检测。FPGA模块的功能结构图如图7所示。

1.7 主控制器对总体监控电路的自主控制

所设计的无线传感网络信号突变监控模块的主控单元为MSP430F1611单片机,其具有低功耗、高效率的特点,可实现网络信号监控的自主管理。主控制器电路如图10所示,其中MSP430F1611单片机的时钟为8 MHz,通过JTAG下载调试方式实现信息的采集和管理。

通过该FPGA,DDS以及数字电位器直接管理电路,对信号进行频率、相位控制,其余电路向FPGA反馈指令,完成网络信号的间接管理。直接电路和间接电路通过并行的方式交流控制信息,单片机通过异步模式串行通信模块将网络突变信号监控信息反馈给上位机。

2 信号突变监控模块电路的控制软件设计

采用IAR Embedede Workbench for MSP430平台编写下位机软件程序。针对不同电路单元进行模块化编程,增强程序的可读性。下位机软件程序模块包括测频、DDS控制、峰值检波和频谱判断等内容。下位机控制器主程序对总体信号突变监控模块电路的原始参数进行初始化处理,并对各模块进行设置和管理,通过下位机系统调控不同模块的运行,对应的流程图如图9所示。完成系统初始化后,上位机对无线传感网络信号进行频谱分析,并设置监测参量,通过测频程序完成信号频率的分析,判断信号是否发生突变,若发生突变,上位机启动DDS控制程序,过滤突变信号,并重新分布频谱,对信号进行监测。其中,图9中的信号测频按照上位机设置的极化信号,通过单片机内部定时器,对定时传递极化脉冲进行管理,监测开关控制FPGA测频模块完成传感网络信号频率的监测。DDS控制通过待设置的信号频率值运算出频率管理字,并将该管理字输入N_POU脉冲下,逐次向DDS输出频率管理字、相位以及模式管理字,最终传递频率调控命令。信号突变监控模块电路中的上位机软件,向下位机反馈管理命令,对总体监测电路的运行过程进行调控,并采集和分析下位机反馈的信号处理数据,调整信号突变监控模块电路的运行状态,同时显示无线传感网络信号突变情况。采用VSC2005编译软件编写上位机软件程序,该软件在某个字函数内设定功能的实现是面向过程的,对于某个模块的编写时是面向对象的。

3 实验分析

实验对某矿井无线传感网络信号突变情况进行检测,进而验证本文设计的无线传感器网络信号突变监控模块电路的性能。图10给出了通过本文监控电路对矿井无线传感网络信号去噪效果,从图10中能够看出,本文电路将原始信号的下降变换成向上的脉冲,将上升沿转换成向下脉冲,脉冲的幅值增加,增强信号突变的检测准确性。加噪后的波形经通过本文电路的窄带滤波器、程控放大以及整形处理后,仍可获取易于监测的结果,能够看到本文电路对噪声具有较高的抵抗性,利于突变信号的监测。

实验过程中,本文监控模块对矿井无线传感网络信号突变的监控结果如图11所示。

矿井无线传感器网络信号源发出原始信号如图11(a)所示,发出原始信号后会在无线信道内叠加噪声,导致信号产生突变,如图11(b)所示,产生突变的矿井无线传感网络中不同空间位置射频传感器采集的信号具有不同的信噪比,则采用本文监控模块电路去除噪声,获取的传感信号图如图11(c)所示,由图11(c)能够看出,本文监控模块电路很好地去除了噪声,获取的信号波形图波动平稳。通过图11(d)可以看出,采用本文监控模块电路可过滤矿井无线传感网络中的突变信号,恢复出原始网络信号,确保矿井无线传感网络通信的顺利进行。

4 结论

本文设计无线传感网络信号突变监控模块电路由高频激发器、窄带滤波器、程控放大器、A/D采集电路、FPGA和主控制器等构成。编制开发了无线传感网络信号突变监控模块的上位机控制软件,并向下位机主控器传递控制指令,确保各电路模块协作完成无线信号突变的监控。实验结果说明,所设计监控模块的电路可对无线传感网络信号突变情况进行准确、高效率的监控。

参考文献

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[9]于红岩,岑凯伦,杨腾霄.云计算平台异常行为检测系统的设计与实现[J].计算机应用,2015,35(5):1284-1289.

多功能电路模块设计篇9

增量式旋转编码器是一种集光、机、电于一体的高精度角位置测量传感器,具有分辨率高、响应速度快、力矩小、耗能低、性能可靠、使用寿命长等诸多优点,广泛应用于以机械位置或角度为控制对象的计算机闭环(半闭环)系统位置伺服控制系统中。增量式旋转编码器输出脉冲供后续电路计数,确定转过的角度以及判别转动的方向,可以实现多圈无限累积测量计数,电路设计时需要考虑抗抖动技术。所讨论的就是增量式旋转编码器的接口电路模块设计。

1 接口电路模块硬件设计

旋转编码器输出的脉冲信号不能直接送到计数器进行计数,应先进行相应电路调理设计。

1.1 去抖动电路

由于电动机的旋转或机械设备的振动,会使编码器输出脉冲抖动。为消除这一影响,本设计采取的措施是在每路脉冲输入端接上施密特触发反相器,以抑制低频抖动干扰。

1.2 四倍频细分电路

分析图中增量编码器的输出信号,在图中任取一个脉冲方波周期T,并取t1～t4四个时刻,分析图1(a)中t1～t4时刻的电平状态,并列于表1,若用信号Y抽象A,B的逻辑关系,通过分析表1可知,在一个周期T中,A,B两路信号各变化了两次,信号Y出现了四次变化,由表1可以求出Y与A,B为异或逻辑关系。用Y代替A,B作为记数脉冲,当输出一个脉冲A或脉冲B,将有四个脉冲Y输出,也即Y实现了对A,B信号的四倍频。由于A,B相差固定的90°且不随转速变化,因此具有自恒定四倍频锁相功能。

1.3 转向鉴相电路

A,B信号相差固定90°,当电动机正转时,A相超前B相90°,电动机反转时B相超前A相90°,如图2示。必须将这一信号检测出来,控制计数器,当电动机正转时加法计数,电动机反转时减法计数,如此便能实时跟踪电动机位置。用D触发器便能实现这一功能。如图3示,图中异或门实现A,B信号四倍频,D触发器实现方向鉴别。

2 接口电路模块软件设计

可逆计数器在CPLD中实现:表1中Y脉冲(图4中CLK)输入可逆计数器,当图中DER为高电平时计数器做增计数,当DER为低电平时做减计数,VHDL程序如下描述:

CONT:Process(CLK,RESET,DERECTION)

begin

if RESET=′0′ then

CONT16<=(others=>′0′);

elsif clk′event and clk=′1′ then

if DIRECTION=′1′ then

CONT16<=CONT16+1;

elsif DIRECTION=′0′ then

CONT16<=CONT16-1;

end if;

CONT:Process (CLK,RESET,DERECTION)

begin

if RESET=′0′ then

CONT16<=(others=>′0′);

elsif clk′event and clk=′1′ then

if DERECTION=′1′ then

CONT14<=CONT14+1;

elsif DERECTION=′0′ then

CONT14<=CONT14-1;

end if;

end Process CONT ;

LD:Process(CS2,WR)

begin

if WR′event and WR=′0′ then

if CS1=′0′ then

DAT8<=CONT14(7 DOWNTO 0);

elsif CS1=′1′ then

DAT8<=CONT14(15 DOWNTO 8);

end if;

end Process LD

上述VHDL程序中,进程CONT描述14位可逆计数器,随DIRECTION信号电平不同作加法或减法计数。14位计数器正好能满足1000线的编码器的A,B脉冲计数。进程LD描述的是与8位微处理器接口电路,将计数值的高6位和低8位分两次从总线DAT8总线送出。为保证外接CPU与CPLD的数据传输同步,由WR信号的下降沿控制数据输出。在CPU不操作该部分电路时释放总线,应使DAT8总线呈高阻态,故调用一个74LS244三态总线驱动库元件,接在DAT8后面,这样当不操作这部分电路时DAT8总线与CPU隔离。时序仿真如图4。顶层连接如图5。

3 应用[2]

3.1 基本计数

设旋转编码器每旋转一周,其计数脉冲个数为Np,则每一个脉冲代表的角度:

undefined脉冲 (1)

若计数脉冲为N,则电动机旋转角度为:

θ=p×N,度 (2)

在将旋转运动转变成直线运动时,设电动机辊子半径为r(m),则其编码器的位移分辨率:

undefined脉冲 (3)

若计数脉冲个数为N,则编码器测量的位移量:

s=ps×N,m (4)

3.2 修正计数

在实际中,通常要计算通电后的绝对角度和绝对位移。设Z计数器计数值为A,编码器分辨率为1000线,则修正后的角位移和线位置分别为: