汽车电源保护电路设计（共7篇）
汽车电源保护电路设计 篇1
0 引 言
随着相控阵雷达技术的迅速发展,相控阵雷达技术被广泛用于地面防御系统中。然而,在目前有源相控阵雷达中去掉了传统雷达中的大功率发射机电源,由原来的大功率发射机电源改为向各个T/R组件供电,雷达的二次电源数量明显增多,电源系统越来越复杂,故障率明显增多。由于军用雷达常常工作在恶劣环境下,雷达电源的常见故障如过压、欠压、过热、短路、缺相等,往往难以避免[1]。因此,对雷达电源系统故障的快速定位、电源保护、故障报警成为获取电源故障信息,保证电源系统安全运行的关键。国内采用的保护技术,解决方案多数是在线路入口处设置断路器,当线路过压或欠压时切断线路,而当电压恢复正常时需手动使断路器复位[2]。本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上,设计了简单实用的雷达电源保护电路,实现了雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。该电源保护电路具有抗干扰能力强、灵敏度高等特点。可实现集成化自复位电源故障报警功能,提高了雷达电源系统的可靠性及灵敏度。
1 电源系统简介
雷达主电源系由康明斯30 k W柴油发电机组、总控配电机柜、50 k W变频发电机组(两台)与变频机控制柜、ATS切换柜、电力变压器、发电机组本机控制柜、通信及监控系统构成。在电源系统中,柴油发电机组与市电互为备份,当市电不能正常使用的时候开启柴油发电机对雷达系统进行工频供电,控制系统分为手动方式和自动方式(手动系统享有最高优先级)。系统结构如图1所示。
2 基本参数确定
2.1 门限电压定义
在电源故障报警技术指标中,报警电路的窗口电压(上,下门限电压)是主要参数指标。该指标根据雷达电源的使用条件,决定报警电路的试用范围,保证雷达系统的正常工作。
门限电压的定义:指被监测的电源受到内部或外部的原因,电压突然达到了供电电源电压的极限值,同时激活报警电路到工作状态,由报警器发出信号报警(如声,光等),或将报警信号送入上位机做后续处理,这个电压值就称作门限电压[3]。
2.2 报警电路基准电压的确定与灵敏度调整
2.2.1 基准电压的计算
报警器窗口电压的极限系数为ε,被测电源电压的标称值为U0,报警器的门限电压为Ug,则有如下关系表达式:
用Us表示过压门限电压;UL为欠压门限电压。则:
式中:ε0是对报警电路系统指标重要影响的参数。
下面根据某型号雷达技术指标确定ε0=5%,可由式(1)求出中频报警窗口电压(门限电压);
将U0=220 V,ε0=5%,带入式(1),得:
同理工频报警窗口电压:
根据上式所述,当被测电源电压处在(Us-UL)的范围内,则视为系统正常工作,若超出此范围则需要立即对故障进行报警。ε0可由用户根据需求以及报警电路所需技术指标所确定,设计者可根据用户对电源报警的需要去确定ε0、U0,进而确定报警电路的窗口电压。图2为报警参数曲线图。
2.2.2 报警电路灵敏度
报警电路的灵敏度是当报警电路对被测电源电压在门限电压临界值之外变化时,报警电路所根据实际情况所反映出的灵敏程度。这一指标主要取决于运放开环直流差模增益[4,5],表达式为:,实际应为差分放大的两个输入电压(Aod在理想的运放中应为无穷大),只要有及其微小的差别,也会使输出电压有很大的幅度变化,因此,调整Δ(Vi1-Vi2)的值,可以保证报警器的灵敏度。
3 电源电压保护电路设计
自复位保护电路的过、欠压保护部分,亦可用于电压精密检测电路,当出现故障时实现报警,也可将报警信号送入上位机做处理,作为电压前端检测电路。过、欠压保护电路原理图如图3所示。
电压值比较器的功能其实是由双运放完成的。图中IC1A,IC1B为过压、欠压采样比较器。D41,D42两个开关二极管,在电源保护电路中起输出整流、限幅作用。如果开关二极管处于低电压状态时(一般小于0 V)或为负电压时,对接口电路中的逻辑电路产生影响,从而导致系统不能正常工作。
D10,D11在系统有效地防止输出负电平损坏其后续的接口电路。保护电路中RP1、RP2两个电位器组成有效的分压器,Vref G,Vref Q为IC1B和IC1A过欠比较器的基准电压,R10,R11在被检测电源电压采样电路中起分压作用。
计算公式如下:
式中:U取样为经过R10,R11分压后R11上的电压;U入为被检测电源电压值。
当输入电压采样问题成功解决后,此过程为,设计人员拿预先设定的保护基准电压与采样电压进行数值比较。IC1B输出低电平时异名端的电平比同名端高。当设计一个电源电压保护电路时,电源系统正常工作时需要重点考虑如下问题,送到IC1B的电压经过采样器分压电路之后,3脚的电压值必须低于的IC1B2脚的电压。(1脚为输出端,3脚为同名端,2脚为异名端)。只要采样得到的电压小于设置的基准电压,IC1A就会产生欠压保护信号,同理如果采样电压大于设置的基准电压,IC1B就会产生过压保护信号。需要注意设计人员在计算采样电压时,一定要同时考虑和分析过压与欠压基准电压值。
被检测电源经过整流电路后,就可以分别与被测电源基准电压进行比较,若被监测的电源电压均在正常工作的窗口电压之内,则系统工作正常无需要报警。如果被测电源突然出现故障(不论过压或欠压)比较电路的输出端便立即送出报警信号,以便在毫秒级内完成故障排除故障。
4 输入缺相保护电路设计原理
为了减小电源的体积和降低电源损耗,检测部分采用无损电容器替换传统的电阻器。由于电网自身和人为的接线问题,可能会导致被测电源出现缺相运行的状况,且缺相不太容易被及时发现。如果突然遇到电源掉相时,缺相保护电路中整流桥的其中一桥臂无电流,同时逆变器出现工作异常,而现其他桥臂过流,甚至导致电源与设备的严重损坏。因此,在进行有效的缺相保护设备安全中显得尤为重要[6,7,8]。图4是阵面电源(雷达二次电源)的缺相保护电路原理图。
当被检测中线不流过电流,及系统正常三相平衡,三个电容器的节点H点的电压为零。当光藕副边不流过电流,即采样电阻R2上电压为0。当系统处于缺相运行时,光藕有电流流过,H点电压会立即升高。电阻R2上则产生电压,此电压通过C4滤波后,与R4,R5产生的电源基准电压进行有效的比较;当电源系统直接掉相或三相严重不平衡时,系统立即产生高电平保护信号,保护电路当即立即禁止电源输出。电源系统如果运行在缺相时,光藕的原边电流Ic取5~10 m A(H点的电位最高,为线电压的1 2),所以电容器的交流阻抗为
式中:Vl为三相电源的线电压。
电容器阻抗在回路中为:
根据式(6)可以得出电容器的大小。
5 结 语
本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上,结合雷达电源系统的研制,设计了简单实用的雷达电源保护电路。该电路可实现雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。实际应用表明,该保护电路工作稳定可靠,灵敏度高,能够准确地对变频发电机组与柴油发电机组进行过、欠压报警,同时对阵面电源(二次电源)进行缺相保护,虚警率≤3%,故障报警率≥98%,故障隔离率≥96%,达到了对雷达电源保护的要求。
参考文献
[1]曹才开.开关电源保护电路的研究[J].继电器,2007,35(z1):462-466.
[2]尤大千,尤永清.中性线点位偏移保护断路器及其应用[J].建筑电器,1995(4):11-17.
[3]陈善华.无人机合成孔径雷达接收机开关电源研制[J].现代雷达,2005(9):78-80.
[4]贲德.机载相控阵火控雷达[J].现代雷达,2001(1):1-5.
[5]鞠文耀,杨春,訾少波.阵面电源自动测试技术研究[J].电子工程师,2008,34(5):5-7.
[6]吴伟宾.一种三相电源逆相、缺相检测电路[J].电子产品世界,2012,19(5):66-68.
[7]刘树栋.三相电动机缺相保护[J].赤子,2012(6):201.
[8]徐江燕,李志华,许江飞,等.基于故障的专家系统在雷达电源故障诊断中的应用[J].计算机与现代化,2012(4):212-214.
提高汽车电源集成电路监控功能 篇2
东京-- (美国商业资讯) --东芝公司 (Toshiba Corporation, TOKYO:6502) 今天宣布推出可增强普通汽车应用监控功能的多输出系统电源集成电路“TB9042FTG”。样品将从2013年11月1日开始提供, 批量生产计划从2014年5月开始。
《道路车辆功能安全》国际标准ISO 26262的重要性日益提高, 要求对电源集成电路的功能进行监控。这款新集成电路整合了多种能够检测集成电路和外部微控制器任何故障的监控功能。它还整合了可以将监控状态数据传输至外部微控制器的传输功能, 这可以进一步提高安全性。
汽车应用需要越来越高的电流。该集成电路的内置高电力效率直流-直流变换器可降低功耗, 并且其串联稳压器可实现低噪声电源。
新产品的主要功能
1、更强大的监控功能
该产品整合了对每次输出进行异常检测的功能, 并且可以传输来自SPI终端或者专注于异常信号的特殊终端的检测数据。
通过对比集成电路的数据和来自微控制器的信号, 集成式诊断功能可以监控集成电路的故障, 这有助于实现汽车功能安全。
2、内置双通道直流-直流变换器 (单路输出)
一个直流-直流变换器可以使车辆用蓄电池的电源降低至6V;另一个变换器可以将微控制器核的电源降低至1.2V或1.5V (可选) 。
3、针对外部电源的内置3通道串联稳压器 (3路输出)
两个串联稳压器可以转换直流-直流变换器的6V供应, 并独立提供恒定的5V供应:400m A电流容量用于微控制器, 100m A电流容量用于传感器或其他接口。
汽车电源保护电路设计 篇3
随着电子技术的飞速发展, 电脑控制技术在各个领域中的应用越来越普遍, 电脑控制系统也成为各种产品的重要组成部分, 尤其是机电产品, 电脑控制技术更是得到广泛应用。因此, 在很多机电产品中, 都牵涉到电脑控制技术应用问题。这些机电产品在使用过程难免会出现一些故障, 如何对这些故障进行检测和诊断, 并且进行快速的排除故障, 成为当今技术人员研究的重要课题之一。
电脑控制系统常用的控制模式, 一般是由传感器、电控单元和执行部分组成 (如图1所示) , 其中, 电脑控制单元自身都需要进行供电。传感器输入信号给电脑控制单元, 经过电脑控制单元的程序运算后, 输出控制指令给执行部分, 进行相关控制。电脑控制单元必须在自身有供电的情况下才可以进行程序运算和控制, 一旦电脑控制单元供电出错, 则必然会造成所有输出指令的中断, 执行部分无法工作。如果电脑控制系统的传感器是由电脑控制单元供电的, 则传感器也停止输出信号。由此可见, 电脑控制单元的供电问题是电脑参与控制的前提, 是进行其他部分的检测与故障排除的基础。下面以某一种车型的汽车发动机电脑控制系统电源电路为例, 从电源电路的组成、原理、检测方法和步骤, 进行汽车发动机电脑控制系统电源电路的检测与故障排除。
2. 汽车发动机电脑控制系统电源电路的组成和原理
该型汽车的发动机电脑控制系统的电源电路主要是由蓄电池、保险丝 (MAIN、EFI、AM2三个保险丝) 、点火开关、EFI继电器、电脑控制单元 (ECU) 以及若干导线所组成 (如图2所示) 。
IGSW-点火开关信号端子;BATT-ECU后备电源端子;+B-ECU驱动电源端子;MREL-EFI继电器控制端子
打开点火开关时, 蓄电池电源→MAIN保险丝→AM2保险丝→点火开关→ECU的IGSW端子, 电脑接收到IGSW点火开关信号后, 输出电压给MREL端子, 使EFI继电器的控制线圈导通, EFI继电器开始工作, 开关触点闭合。此时, 蓄电池电源→MAIN保险丝→EFI保险丝→EFI继电器开关触点→E-CU的+B端子, 电脑接收到+B端子供电后, 驱动了电脑, 电脑程序开始运行。
关闭点火开关, IGSW端子断电, 电控单元ECU失去点火开关信号, 就切断了MREL端子的供电, EFI继电器的控制线圈断电, 开关回位, +B断电, 电控单元停止工作, 此时, 汽车发动机熄火。
当点火开关处于起动位置时, 由于点火开关的特殊结构, 此时, 点火开关的AM2触点与IG2触点仍然闭合, 电脑供电情况并没有改变。
但是, 不管点火开关是否打开, BATT后备电源端子始终都处于通电状态, 它与点火开关没有关系, BATT电源的作用是在点火开关关闭后, 仍然给ECU提供电源, 具体就不在这里阐述了。
3. 汽车发动机电脑控制系统电源电路的检测方法和步骤
当点火开关处于关闭状态时, 电脑控制单元ECU的4个端子IGSW、BATT、+B、MREL的电压分别为0V、12V、0V、0V。当点火开关处于打开状态时, 电脑控制单元ECU的4个端子电压为12V、12V、12V、12V。一旦电脑控制单元ECU的4个端子检测的电压与上述情况不符合, 说明ECU的供电出错, 必须进行检修。
3.1 检测BATT端子电压
用万用表的电压档测量电控单元ECU端子BATT, 如果检测结果有12V电压, 说明正常。如果没有电压, 必须检查EFI保险丝、MAIN保险丝和蓄电池。具体检查步骤是:
(1) 分别用万用表的欧姆档检查EFI保险丝和MAIN保险丝, 应该处于导通状态, 否则更换保险丝;
(2) 检查保险丝插槽端子电压, 没有电压, 则检查线路和蓄电池接线柱, 有电压则检查BATT端子导线。
导线的检查方法就是用万用表的欧姆档测量BATT端子与EFI保险丝端子之间的电阻, 导通表示正常, 不导通表示故障, 应该更换或者修复导线。
3.2 检测IGSW端子电压
打开点火开关, 测量IGSW端子电压, 如果有12V电压, 表示正常。如果没有电压, 必须检查AM2保险丝、点火开关和相关线路。具体检查步骤是:
(1) 检查AM2保险丝, 不导通则更换;
(2) 用导线直接导通点火开关的AM2端子和IG2端子, 测量IGSW端子电压, 如果有电压, 更换或修复点火开关;没有电压, 则修复或更换IGSW端子导线和点火开关与AM2保险丝之间的导线。
3.3 检测MREL端子电压
打开点火开关, 测量MREL端子电压, 如果有12V电压, 表示正常。如果没有电压, 必须更换ECU插头或ECU。
3.4 检测EFI继电器
(1) 关闭点火开关, 拔下EFI继电器, 用万用表电压档测量继电器的4个插孔的电压, 有12V电压的表示继电器的5端子正常。
(2) 打开点火开关, 检测电压, 应该有两个端子有电压, 一个是5端子, 一个是2端子, 否则, 应该修复ECU的MREL端子导线。
(3) 用万用表的欧姆档测量继电器的任意两个端子的电阻, 导通的表示1和2端子, 另外剩下的就是3和5端子;用蓄电池搭接1和2端子, 则3和5端子应该导通 (如图3所示) , 否则更换继电器。
(4) 分别检测继电器1端子的插孔与蓄电池负极 (搭铁) 和继电器3端子的插孔与ECU的+B端子的导线, 如果不导通应该更换或修复导线。
当然, 上述检测方法只是针对线路的断路情况以及部件损坏情况, 进行检修, 而在实践当中, 还可能出现线路短路, 插头和插孔腐蚀、脏污、接触不良, 插头松动等故障, 在此不一一例举, 测量的步骤和方法与上述情况大致相同。
4. 结束语
经过实践检验, 不管是什么类型的汽车发动机电脑控制系统的电源电路, 只要按照以上方法和步骤, 都能顺利排除故障。对于其他机电产品的电脑控制系统的电源电路, 都可以参照或仿照这种检测方法。以上检测方法是本人经多年的实践总结, 不断地摸索和研究所得成果, 此次拿出来与大家共同学习、交流, 欢迎多提宝贵意见。
参考文献
[1].王秀红, 田有为.《汽车发动机电控技术》[J].大连理工大学出版社, 2007.
汽车电源保护电路设计 篇4
1 系统结构与工作原理
如图1所示, 整个系统包括单片机、I/O扩展电路、D/A转换电路、PWM产生电路、频率选择电路、光电隔离和驱动电路及键盘和显示电路。系统以单片机为控制中心, 采用DDS芯片AD9851和PWM控制芯片SG3525为波形发生设备, 采用8255A扩展单片机外围接口作为三路D/A转换电路数据输入口, 三路模拟电压分别用于控制频率、占空比和幅度。通过单片机处理数据控制波形发生设备输出信号的频率和占空比, 再通过后级的频率选择电路和光耦隔离与驱动电路, 实现输出频率、占空比和幅度可调的PWM信号。此外, 人机接口采用键盘和LCD显示, 通过RS 232串口进行通信后, 由PC机实现[1]。
2 信号产生与控制电路设计
系统要求产生频率在0～25 000 Hz之间占空比可调的PWM信号, 采用PWM控制芯片SG3525可以很方便地产生频率和占空比独立可调的PWM信号, 但由于SG3525在150 Hz以下频率极不稳定, 因此需要将信号分为两个频率段进行设计, 其中低频段为0～200 Hz, 采用AD9851作为信号发生器, 高频段为200～25 000 Hz, 采用SG3525作为信号发生器。
2.1 低频段PWM信号产生电路
AD9851是高集成度的直接数字频率合成器, 该器件频带宽、频率与相位均可控[2]。其主要组成为:相位累加器、相位相加器、波形存储器、数字相乘器和D/A转换器。基本工作为:在采样时钟信号的控制下, 通过由频率码控制的相位累加器输出相位码, 将存储于只读存储器中的波形量化采样数据值按一定的规律读出, 经D/A转换和低通滤波后输出正弦信号[3]。
低频段信号产生电路如图3所示, 设计电路中, AD9851外接30 MHz有源晶振作为参考频率源。单片机与AD9851采用高速并行接口工作方式[4], 以AT89C55的引脚P1.0～P1.7作为AD9851的并行数据输入端口, P2.0, P2.1, P2.2作为I/O口输出数据对AD985l的RESET, FQ_UD, W_CLK进行控制。AD9851输出频率可变的方波送到单片机外部中断INT0, P2.3为低频PWM信号输出端口。单片机具体输入方式为:有效复位信号RESET使输入数据地址指针指向第1个输入寄存器, W_CLK上升沿写入第1组8位数据, 指针指向下一个输入寄存器。连续5个W_CLK上升沿完成全部40位控制数据的输人。此后WCLK信号上升沿无效。FQ_UD上升沿到来时这40位控制数据由输入寄存器写入频率, 相位控制寄存器, 更新输出频率和相位, 同时把地址指针复位到第1个输入寄存器, 等待下一组新数据的写入[5]。
AD9851首先通过IOUT引脚输出频谱纯净的正弦信号, 输出经外部无源低通滤波后, 由引脚VINP进入AD9851内部高速比较器, 最后由引脚VOUTN输出得到稳定性很好的方波[6]。将方波引入单片机外部中断引脚, 中断设置为下降沿触发, 将单片机端口P2.3设置为低频PWM信号输出端。如图3所示, P2.3口输出频率与INT0一致, 占空比可调的矩形波。
具体控制占空比过程如下:单片机进入外部中断之后, 将P2.3置高电平, 延时一段时间t, 再将P2.3置低电平。这样P2.3口就输出占空比q%=t/T的矩形波, 通过改变延时t就能改变占空比, 延时函数如下[7]:
单片机晶振为12 MHz时, 此函数延时8c μs, 假设AD9851输出频率为f的方波送给INT0, 例如需要产生占空比为q%的矩形波, 则满足如下关系:
undefined, 那么undefined, 因此undefined, 可得c=1 250q/f。
因此延时时间t=delay (1 250q/f) 时, 即可由P2.3口输出频率为f, 占空比为q%的矩形波。需要注意的是, 如果频率很高, T很小, 因为延时函数t延时8 μs整数倍, 所以占空比控制精度将会无法保证, 频率越高, 精度越低。由于本设计低频率段在0～200 Hz范围内, AD9851送给外部中断引脚的方波周期比较大, 因此采用上述方法可以比较精确地控制q在0～100内变化, 输出比较理想的频率占空比独立可调的低频PWM信号。
2.2 高频段PWM信号产生电路
SG3525是一种性能优良、功能齐全、通用性强的单片集成脉宽调制控制器, 由于它简单可靠及使用方便灵活, 大大简化了控制电路的设计及调试[8]。因此选择SG3525作为本设计的高频PWM信号发生器, 产生200～25 000 Hz的PWM信号。
高频段PWM信号产生电路如图4所示。单片机通过两路D/A转换之后产生两个模拟电压信号, 分别用于控制SG3525的占空比和频率。通过控制调频三级管Q1的基极电压Ub来调节SG3525的2脚Non上的电流大小, 达到控制SG3525输出PWM频率的目的。通过改变控制三级管Q2的基极电压Ub来调节SG3525的6脚RT上的电流大小, 达到控制SG3525输出PWM占空比的目的。本设计中把SG3525的11脚、14脚与12脚接地, 让PWM脉冲由13脚VC输出, 这样既保证了13脚的输出与锁存器的输出一致, 而且又输出频率占空比独立可调PWM信号。此外, 由于输出频率和占空比分别与控制它们的两路模拟电压信号为线性关系, 所以软件实现也很方便。
3 频率选择电路
需要将低频段与高频段PWM信号结合才能得到完整频率段PWM信号, 因此需要进行频率选择, 本系统的频率选择电路如图5所示。首先将两路PWM信号分别转换为标准TTL电平, 低频段PWM信号通过74LS00和上拉电阻即可实现TTL电平, 在高频段由于SG3525输出幅值为12 V, 因此需要5 V稳压管降低幅值, 再由74LS00和上拉电阻输出TTL电平。通过单片机控制单片集成模拟开关MAX318来实现频率的选择, 这里选用常开脚NO作为开关的输入, 公用端COM作为输出信号。通过IN脚的真值来切换开关状态, 分别通过单片机I/O端口P2.3和P2.4控制, 当IN逻辑真值为0时, 断开NO端, 当逻辑真值为1时, 导通NO端。同一时刻只能有一个芯片的IN脚为高电平, 另一个必须为低电平, 否则会使两路信号发生串扰。
4 光耦隔离与驱动电路
PWM控制电路与驱动电路之间需要进行电气隔离, 以消除主电路对信号发生电路的干扰。PWM信号发生电路产生的PWM信号电流太小, 不能直接驱动功率放大管, 而且无法调整输出PWM电源输出的幅度, 由此设计了光耦隔离与驱动电路。电路如图6所示, PWM作为整个电路的控制信号, 经过光耦隔离放大后再由两级开关三极管来控制主电路的通断, 在电磁阀上产生频率和占空比可变的PWM脉冲信号, 同时单片机通过D/A转换产生一路可变的模拟电压信号, 该信号经过电压负反馈电路以稳定输出电压幅度, 再通过连续几级射级跟随器以增大输入电流以驱动功率管[9], 通过改变输入电压就可以改变施加在电磁阀上的PWM电压幅度, 实现幅度在0～36 V之间任意设置。
5 结 语
设计的用于模拟汽车电磁阀工作状态的PWM电源, 通过矩阵键盘和LCD实现人机对话, 通过单片机处理数据来控制PWM波的频率、占空比和幅度, 所有对电源要求的数据都可以通过键盘传送给单片机, 并且通过LCD实时显示。单片机产生的控制信号来模拟电磁阀的实际工作状态, 可以对汽车电磁阀在各种工作状态下的质量要求进行检测, 保障电磁阀出厂前的质量。该电源运行稳定、精度高, 目前已成功应用到汽车电磁阀的生产企业, 为企业创造了显著的经济效益, 为我国电磁阀的出口做出了贡献。
本研究成果“一种用于汽车电磁阀质量测试的电源”已申报国家发明专利, 专利申请号:200910062152.3。
参考文献
[1]范逸之, 陈立元.Visual Basic与RS 232串行通信控制[M].北京:清华大学出版社, 2002.
[2]王玉珍, 李袁柳.直接数字式合成技术的应用[J].计算机应用, 2003, 8 (5) :23-25.
[3]柳利军, 周敏锋.一种简单的短波DDS的设计[J].现代电子技术, 2002, 25 (6) :14-16.
[4]姜田华.实现直接数字频率合成器的三种技术方案[J].电子技术应用, 2004, 12 (3) :19-22.
[5]郑毅.高精度数字频率综合器 (DDS) 的研究与应用[D].武汉:武汉理工大学, 2001.
[6]黄蕾.基于单片机的直接数字频率合成 (DDS) 技术的应用研究[D].长沙:湖南大学, 2005.
[7]马忠梅.单片机的C语言应用程序设计[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2004.
[8]张琳.基于SG3525控制的脉冲式微波电源的研究[J].仪表技术, 2006, 21 (5) :31-33.
[9]谢自美.电子线路设计、实验、测试[M].武汉:华中理工大学出版社, 2003.
直流稳压电源及漏电保护装置设计 篇5
1.1 系统总体框图
系统通过直流稳压电路输出5V电压, 当转换开关K1接通时, 稳压电源接5Ω负载, 采集负载电压、电流值, 计算出稳压电路功率, 经过MSP430F149内部A/D转换, 最后在LCD上显示。当转换开关K2接通时, 稳压电源接20Ω负载, 调节电位器电流为30mA时, 漏电装置动作, 采集电流, 经过MSP430F149内部A/D转换, 最后在LCD上显示。
1.2 主控单元电路设计
系统采用MSP430F149作为主控芯片 (如下图2所示) 。
1.3 直流稳压电源电路设计
直流稳压电路如下图3所示。
系统输入电压为5.5V~7V时, 用LM2577DC-DC升压电路稳压;系统输入电压为7V~25V时, 用LM2940稳压。
1.4 开关切换电路设计
开关切换电路如下图4所示。
系统通过稳压电源输出5V电压, 当开关K1接通时, 稳压电路输出端接5Ω负载, 测稳压电路电流;当开关K2接通时, 将5Ω负载接在漏电电路的输出端, 测漏电装置动作电流。
1.5 漏电流保护电路设计
漏电流保护电路如下图5所示。
当开关K2接通, 继电器公共端-常闭端导通, 电路接20Ω负载, 调节滑动变阻器R, 电路出现漏电故障, 漏电电流大于30mA时, 单片机给光耦一个低电平, U2、Q1导通, 继电器公共端-常开端导通, 漏电保护电路动作, RL2两端电压为0V并保持自锁。排除漏电故障后, 手动按下K按键恢复输出。
1.6 显示电路设计
显示电路用LCD12864液晶显示屏显示 (如下图6所示) 。
RS (4脚) :RS=“H”, 表示DB0~DB7为显示数据;RS=“L”, 表示DB0~DB7为显示指令数据。
R/W (5脚) :R/W=“H”, E=“H”, 数据被读到DB0~DB7;R/W=“L”, E=“H→L”, DB0~DB7的数据被写到IR或DR。E (6脚) :使能信号。
DB0~DB7 (7脚~14脚) :三态数据线。
2 系统软件电路设计
3 设计总结
系统结构简单、功能齐全、性能稳定, 系统输出电压5V;电压调整率0.004%;输入电压5.5V~7V时, 输出电压4.97A;负载调整率0.004%;漏电电路及漏电保护电路发挥正常且满足设计要求;漏电保护装置接入功耗小。
参考文献
[1]高吉祥主编, 高天万副编, 陈和, 朱卫华等编著.模拟电子技术[M].北京:电子工业出版社, 2008, (3) .
[2]李群芳, 黄建等编著.单片微型计算机与接口技术[M].北京:电子工业出社, 2010, (4) .
汽车电源保护电路设计 篇6
静电放电(ESD)是集成电路领域面临的一个严重的可靠性问题,由它引起的芯片失效占比达到35%以上[1]。随着CMOS工艺的发展,元器件的尺寸持续缩小,芯片的复杂度及规模呈指数级增长,ESD保护设计受到了更大的挑战。对于一个多电源电压、数模混合的复杂So C芯片来说,除了按常规ESD设计,在输入、输出PAD以及电源、地PAD附近放置ESD防护结构,更应该从全芯片的角度来考虑ESD保护结构,从而保证芯片内部电路不出现问题。
本文介绍了一个AMOLED显示驱动芯片的全芯片ESD设计。这是一个规模大、电源系统复杂、数模混合的So C系统。该芯片是基于UMC 0.162um高压工艺制造的,这是一种复杂的七阱工艺。由于显示驱动芯片多电源、混合电压、芯片面积大的特性,给芯片ESD设计带来很高的设计难度。
2 芯片概况及ESD设计难点
2.1 芯片介绍
本文介绍的芯片是一款AMOLED显示驱动芯片,采用UMC 0.162um 1P5M高压工艺,器件大致分为三类:低压(LV)、中压(MV)和高压(HV)。芯片支持的显示分辨率为480X800,为长条形形状,芯片长度约24mm。显示驱动芯片包括了行列驱动、GAMMA校正、电荷泵系统、基准、LDO、振荡器、全定制SRAM以及数字控制等多个模块,是一个典型的数模混合So C系统。芯片的外部电源输入有两个:锂电池和主机供电的IO电源。主机提供的IO供电电源仅为部分IO电路实现供电。AMOLED显示屏所需要的其他所有电压,都由本芯片产生,其能量都来自于锂电池。电源变换电路的主要电路形式是电荷泵和LDO。表1给出了显示驱动芯片所需电源列表,从表中可以看到,电源个数很多,分成不同的正压和负压,电源系统非常复杂。并且在芯片内部,地也被分成多个,分别为VSSA、VSSB、VSSR、DVSS、VSSI、AVSS。
2.2 ESD设计难点
对于显示驱动芯片来说,ESD保护设计的难点主要体现在以下几个方面。
1)芯片电源系统复杂,电源分组多。ESD测试时,电源分组越多,ESD测试组合将越多。在进行全芯片ESD保护设计时,需要为每一种组合都提供有效的ESD电流泻放通路。在该显示驱动芯片中,包括九个正电压和三个负电压,并且还有六个不同的地,使得芯片的ESD设计相当有难度。
2)芯片的电压有高有低,有正有负,在不同电平之间要提供合理的ESD防护器件。芯片采用高压工艺,器件类型多,对于不同的电压,要选择合适的器件类型才能满足ESD防护的要求。
3)芯片面积大,在不同电源、不同地线引脚之间要提供足够多的防护器件,摆放位置和摆放个数都需要仔细考虑。
4)芯片管脚众多,总管脚数达到了2000 多个。除了电源以外,还有很多信号管脚,包括模拟和数字的,都需要提供相应的ESD保护结构。
3 ESD保护电路
3.1 ESD保护器件
进行ESD保护电路设计,首先要选择合适的ESD保护器件用以构建ESD电流泻放通路。ESD保护器件分为基于正向导通泻放电流(如正向导通的二极管)和基于负阻效应开启泻放电流两类。 栅接地NMOS(GGNMOS)或者栅接电源PMOS(GDPMOS)、场氧化晶体管(FOD)、硅控整流器结构(SCR)等都属于第二种。一个好的ESD保护器件应该有以下几个特点[2]:1)开启电压介于栅氧击穿电压和电源电压之间;2)几乎与ESD现象同步的开启时间;3)很高的ESD电流承受能力;4)通过正常I/O信号时,电路不工作;5)引入较小的电阻和电容;6)尽量小的版图面积。
在本芯片中,有多个不同的电压值,根据所选工艺中各器件的耐压值大小,可分为低压(≤1.8V)、中压(1.8V~6V)、高压(>6V)三大类。在进行ESD电路设计时,根据各端口信号电平的范围,选取相应类型的ESD保护器件(二极管或MOS管)。
3.2 基本的ESD保护电路
根据PAD类型的不同,基本的ESD保护电路可以分为输入ESD保护电路、输出ESD保护电路和电源钳位(Power clamp)ESD保护电路。电源钳位ESD保护电路是在VDD与GND之间建立ESD电流泻放通路,以保证电源悬空时I/O电路和内部电路的安全。对于多电源系统,还需要在不同电源或地之间增加反向并联的二极管或二极管串,组成轨到轨ESD保护,这也是通常所说的Cut Cell。考虑到不同电源间的噪声影响,断开电源之间的轨到轨电路,只连接不同地也是可以的,但从ESD角度考虑,不同地之间不允许纯物理隔离(只通过衬底连接)。
3.2.1 输入输出I/O ESD保护电路
输入引脚直接与内部电路输入晶体管的栅极相连,因此ESD保护电路必须具有泄放电流和电压钳制两个功能。在显示驱动芯片中,输入管脚类型很多,包括模拟和数字,高压和低压。ESD保护电路从电路结构来说主要分为二极管和soft-pull的GGNMOS和GDPMOS晶体管两类,部分管脚将二者结合,实现两级保护结构,具体如图1所示。Soft-pull结构采用了gatecouple原理,可以降低NMOS管的触发电压,有利于NMOS管均匀导通[3]。
多数用于输入引脚的ESD保护电路都可以用于输出引脚的保护。由于输出引脚直接与输出缓冲晶体管的漏极相连,因此输出I/O电压钳位要求相对比较宽松,同时应避免高输出阻抗以影响电路的输出特性。对于数字输出管脚而言,由于输出缓冲晶体管本身具有较大的器件尺寸和高电流驱动能力,可作为自保护器件,但其布局方式必须遵守设计规则中有关ESD布局方面的规定。在本芯片中,充分利用输出管寄生的二极管来泄放ESD电流。为了改善管子非均匀导通的现象,应增大输出管漏端的电阻,这可以通过在版图上增大漏极接触孔和栅的距离来实现。
3.2.2 电源钳位ESD保护电路
电源钳位ESD保护电路分为静态钳位和瞬态钳位两种。图2给出的是显示驱动芯片中最高正电压VGH和最低负电压VGL之间的静态钳位电路,采用GGNMOS结构来实现。由于VGH和VGL之间电压差大,必须采用高压NMOS管。这利用的是器件的静态直流特性,使用的元件少,版图面积较小。
图3给出的则是显示驱动芯片中DVDD和DVSS之间的瞬态钳位电路,其中电容C由MOS管来实现。它利用的是ESD事件的瞬时特性,响应时间短。人体放电模型(HBM)的放电波形的上升时间约10ns,而芯片上电时的电源上升时间约为微秒到毫秒级,通过将RC常数设计在次微秒到毫秒级之间,从而可以检测电源上的ESD事件,迅速触发大尺寸泄放器件N1,保持其开通一段固定的时间以泄放电流。在这个电路中,由于DVDD和DVSS之间的电压差为1.8V,因此选用低压器件来实现。
3.2.3轨到轨ESD保护电路
轨到轨ESD保护电路都具有双向性能,允许ESD电流在电源之间的可逆流动。典型的轨到轨ESD保护电路可以用双向的二极管串来实现,图4为显示驱动芯片中VSSA与VSSR之间的轨到轨ESD保护电路。
4 全芯片ESD保护网络
多电源域So C芯片ESD保护设计的主要思路:一是芯片中任意两个管脚间有一个“设计好”的低阻通路,这包括这两个管脚各自的ESD保护电路,与它们相关的电源和地之间的ESD保护电路,电源线和地线,以及它们之间的接触孔等;二是I/O模块端口的钳位电压小于与I/O Pad直接相连的器件的失效电压。全芯片ESD保护网络由输入/输出IO、电源钳位、轨到轨三种ESD保护电路组成[4]。
通常来说,电源钳位电路泄放电流能力强,期望更多地ESD电流经过电源钳位电路泄放。在ESD情况下,两个任意管脚之间的电压不能超过限定电压值。而两个管脚之间的电压包括ESD电流经过的ESD保护器件的钳位电压、电源钳位电路的钳位电压、电源线寄生电阻上的电压降和轨到轨ESD保护二极管的压降。因此电源ESD钳位电路和轨到轨ESD保护电路在全芯片ESD设计中尤为重要。
在显示驱动芯片中,电源和地都被分成了多个,各个电源和地之间的电源钳位电路以及不同地之间的轨到轨电路需要合理组合安排,形成一个完整的网络,从而保证每个电源和地之间都有低阻通路来泄放ESD电流。图5 给出了显示驱动芯片中九个正电源,三个负电源以及六个地之间的电源钳位电路和轨到轨电路,从图上可以看到,任意一个电源到任意一个地之间都可以找到一条或多条由电源钳位电路和轨到轨电路组成的ESD电流泄放通路。以DVDD到VSSB为例,可以找到三条可能的ESD电流泄放路径,如图6所示。路径1中ESD电流依次通过DVDD →DVDD与DVSS之间的电源钳位电路→DVSS→VDDB与DVSS之间的电源钳位电路(二极管正向导通)→VDDB→VDDB与VSSB之间的电源钳位电路→VSSB。路径2 中ESD电流依次通过DVDD →DVDD与DVSS之间的电源钳位电路→DVSS→DVSS与AVSS之间的轨到轨电路→AVSS→VDDB与AVSS之间的电源钳位电路(二极管正向导通)→VDDB→VDDB与VSSB之间的电源钳位电路→VSSB。路径3 中ESD电流依次通过DVDD →DVDD与DVSS之间的电源钳位电路→DVSS→DVSS与VSSR之间的轨到轨电路→VSSR→VSSR与VSSB之间的轨到轨电路→VSSB。这三条路径的触发电压不一样,在实际情况中,ESD电流会通过触发电压最小的那条路径泄放。总之,由电源钳位电路和轨到轨电路组成的电源ESD保护网络,再加上各信号I/O自身的ESD保护电路,就构成了完整的全芯片ESD保护网络。
由于驱动芯片较长,而很长电源线、地线寄生电阻、寄生电容的引入,将严重影响ESD防护电路的有效性[5],因此芯片中还采用了分布式电源钳位电路方法,即对于同一个电源信号的钳位电路,根据情况在芯片的不同位置放置多个,从而缩短I/O管脚到电源钳位电路的距离。同时,尽可能加宽电源总线的宽度,以减小电源线的寄生电阻。与普通器件不同,芯片中所有的ESD器件在版图上均遵循工艺厂商提供的ESD设计规则绘制,以提高器件本身抗ESD能力。
5 结束语
芯片ESD设计的好坏会直接影响芯片的可靠性,设计师应该站在全芯片的角度,系统地考虑ESD防护设计。本文以显示驱动芯片为例,介绍了多电源电压So C芯片ESD保护设计方案。文章首先介绍了芯片的基本情况,指出ESD设计难点。然后从芯片中用到的基本ESD电路入手,以各个电源及地之间的电源钳位电路和轨到轨电路组成的全芯片电源ESD保护网络为重点,说明了全芯片ESD防护设计思路。
参考文献
[1]姚立真.可靠性物理[M].北京:电子工业出版社,2004.
[2]姜玉稀.深亚微米CMOS工艺下全芯片ESD设计与仿真的研究[D].上海:上海大学博士学位论文,2010.
[3]曹燕杰,王勇,朱琪,等.IC设计中的ESD保护技术探讨[J].电子与封装,2012,12(12):24-30.
[4]Ker M D,Jiang H C.Whole-chip ESD protection strategy forCMOS integrated circuits in nanotechnology[J].Proc.of theIEEE Conf.on Nanotechnology,2001:325–330.
汽车电源保护电路设计 篇7
USB端口是快速数据传输的首选方法,也正在迅速成为便携式设备电池充电的首选方法,因为可以不再需要单独的交流适配器。不过,用USB端口给设备电池充电时存在功率限制。另外,由于便携性需求,越来越需要在家庭之外的场所充电(例如,在汽车中)。但是汽车电源也有缺点,如电压瞬态或来自交流发电机的浪涌。因此,电池充电器集成电路需要很好地保护,以应对这类严酷的情况。模拟集成电路中的电源通路(PowerPath)充电系统拓扑为系统设计师和最终产品用户带来了无数优点,如能够自主和无缝地管理多个输入电源,为系统负载供电并给电池充电。这种集成电路拓扑除了能减少热量,还可实现较快的充电时间和即时接通工作。
这类集成电路的一个新趋势是集成高压能力和过压保护功能,以处理汽车、Firewire或未稳压交流适配器输入。这些电源通路管理器集成电路采用扁平封装,需要极少的外部组件,可为个人导航器、媒体播放器、数码相机、PDA和智能电话等手持式电子产品组成简单、紧凑和经济的解决方案。
设计难题
能承受汽车电源、Firewire端口或未稳压12V/24V适配器等高压输入电源为在家庭或办公室之外的场所充电提供了方便。例如,有了适配器电源,手持式产品中的适配器电压和电池电压之间的压差可以很大。而视所需充电时间和充电电流的不同,线性充电器也许不能承受这么大的功耗。这种情况通常需要一个具有开关模式拓扑的集成电路来保持快速充电,同时提高效率并减少热量管理问题。另外,具有高压能力和/或过压保护的集成电路还不容易受到输入电压瞬态的损害,提高了集成电路和系统的抗瞬态性和可靠性。
管理最终产品中的电源通路是另一个设计难题。今天,很多便携式电池供电电子产品可以由低压源(交流适配器、USB端口或锂离子/聚合物电池等)以及高压源供电。不过,自主管理这些电源和电池之间的电源通路并为负载供电带来了极大的技术挑战。传统上,设计师一直用少量MOSFET、运算放大器和其它组件来单独实现这一功能,但是一直面临着负载热插拔、负载上有大浪涌电流以及大电压瞬态等难题,这些问题可能引起严重的系统可靠性问题。
锂离子和锂聚合物电池是便携式消费类电子产品的首选,因为它们的能量密度相对较高,在给定尺寸和重量限制下,可比其它可用化学材料实现更高的电池容量。随着便携式产品变得越来越复杂,它们消耗的功率也越来越多,因此对较高容量电池的需求也增强了,相应地也需要更先进的电池充电器。较大的电池要充满电就需要较高的充电电流或者需要更长的充电时间。另外,在很多情况下,能用USB端口给电池充电意味着对用户更方便,但是USB兼容性造成了对USB电流(最大500mA)和功率(最大2.5W)的限制。基于USB的电池充电器必须尽可能高效率地从USB端口抽取更多功率,以满足今天功率密集型应用严格的热量限制。
大多数消费者都希望缩短充电时间,因此提高充电电流似乎是显而易见的选择,但是提高充电电流有两个大的弊端。首先,就线性充电器而言,提高电流会增加功耗,这些功耗转换成了热量,从而将典型的实际“最大”功率降至2.1W。其次,充电器必须视主器件协商好的模式,将从5V USB总线吸取的电流限制为1 0 0 m A(5 0 0 m W)或500mA(2.5W)。充电过程中浪费的任何功率都直接导致较长的充电时间。需要高效率充电、电池充电器集成电路具有高的功能集成度以及需要节省电路板空间和提高产品可靠性,这些都给由电池供电的电子产品的设计师施加了压力。
制造商们也正在改变印刷电路板的使用方式,现在他们不是使用单个多层电路板,而是越来越多地在空间受限设计中使用相互堆叠的多个电路板。先进的封装有助于减少高度/厚度并节省印刷电路板面积,可以实现更高效的堆叠。
总之,系统设计师面临的主要难题包括:
·最大限度地提高从USB端口获得的电流(可提供2.5W);
·管理多个输入电压源和电池之间的电源通路,同时向负载供电;
·保护集成电路免被高压系统瞬态损坏;
·最大限度减少热量同时快速充电;
·最大限度提高充电效率和延长电池工作时间;
�最大限度减小解决方案占板面积和高度。
具有高压输入能力和过压保护功能、集成和紧凑的电源通路管理器IC简单轻松地解决了这些问题。
一个简单的解决方案
具有电源通路控制功能的集成电路能够自主和无缝地管理USB、交流适配器、电池等不同输入电源之间的电源通路,同时优先向负载供电。为了确保充满电的电池在连接USB总线时仍然保持满电量,这类集成电路通过USB总线向负载供电而不是从电池抽取功率。一旦电源去掉,电流就通过一个内部低损耗理想二极管从电池流向负载,从而最大限度地提高效率、降低功耗。理想二极管的正向压降远低于常规或肖特基二极管,因此最大限度地提高了能量传输效率,反向电流泄漏也更小。典型值为20mV的微小正向压降减少了功率损耗和自热,因此延长了电池工作时间。另外,三终端(或“中间总线”)拓扑去掉了电池与VOUT的耦合,允许最终产品一插上电源插头就立即工作,而不管电池的充电状态甚至电池缺失也一样,这通常称作“即时接通”工作。
电池充电器与电源通路控制器和理想二极管器件(“电源通路管理器”)集成,可高效管理各种输入电源、给电池充电、优先向负载供电并降低功耗。电源通路控制电路可以采取线性或开关拓扑,因为视具体充电要求不同,他们对系统而言都有一定的优点。
开关电源通路系统的优点
与电池馈送型系统相比,线性电源通路系统的优点是向负载/系统提供功率的效率高,但是在线性电池充电器单元中有功率损耗,尤其是如果电池电压较低(导致输入电压和电池电压之间出现大的压差)时更是这样。而基于开关模式拓扑的电源通路电路通过符合USB要求的降压型开关稳压器产生中间总线电压,稳压器稳定在比电池电压高300mV的电压上(参见图1)。这种形式的自适应输出控制被凌力尔特公司称作“电池跟踪(BatTrack)”。稳定的中间电压刚好高到允许通过内部线性充电器恰当充电。用这种方法跟踪电池电压,最大限度地降低了线性电池充电器中的功率损耗、提高了效率并最大限度地提高了提供给负载的功率。具有平均输入限流的开关架构最大限度地提高了使用USB电源提供的所有2.5W功率的能力。可选外部PFET降低了电池和负载之间理想二极管的阻抗,进一步减少了热损耗。这种架构是使用大电池(>1.5AHr)的系统“必须”采用的。
LTC4098—兼具高效率充电和高压保护
LTC4098(图2)是一种自主式高效率电源通路管理器、理想二极管控制器和电池充电器,用于通过USB供电的便携式设备,如媒体播放器、数码相机、PDA、个人导航器和智能电话,该器件采用超薄(0.55mm)20引脚3mm×4 m m Q F N封装。就汽车、Firewire或其它高压应用而言,LTC4098用凌力尔特公司的开关稳压器提供电池跟踪控制,工作输入高达38V(瞬态为60V),最大限度地提高了电池充电器效率、减小了热损耗,甚至用更高电压电源也可以无缝运作。
LTC4098提供高达66V的过压保护(OVP)电路,仅需要一个外部NFET/电阻组合,可防止偶然的高压情况引起的输入损坏。该集成电路自动降低充电电流可实现快速接通工作,确保一插上电源插头就向系统负载供电,甚至电池没电或缺失时也一样。其片上理想二极管保证总是向VOUT提供充足的功率,即使LTC4098的两个输入引脚的功率不充足也一样。该集成电路的理想二极管控制器可用来驱动可选PFET的栅极,将对电池的阻抗降至30mΩ或更低。
LTC4098的全功能单节锂离子/聚合物电池充电器允许负载电流超过从USB端口吸取的电流,同时符合USB负载规范。因为保存了能量,所以就快速充电而言,该集成电路的高效率开关输入级几乎将USB端口提供的所有2.5W功率都转换成了可用系统电流,从USB端口限制的500mA实现了高达700mA的电流。用交流适配器供电时还有1.5A的可用充电电流。
过压保护(OVP)
LTC4098仅用N沟道FET和6.04kΩ电阻这样两个外部组件,就能在VB U S或WALL意外地加上过大电压时保护自己免受损坏。最高安全过压幅度将由该外部NMOS晶体管及其漏极击穿电压决定。
电池跟踪开关稳压器的输入限流和高压控制
LTC4098从VBUS到VOUT的功率传递由2.25MHz恒定频率降压型开关稳压器控制。为了满足USB最大负载规格要求,该开关稳压器含有一个测量和控制系统,以确保平均输入电流保持低于CLPROG引脚的编程值。这样,VOUT就可以驱动外部负载和电池充电器的组合。
如果这个组合负载没有让开关电源达到编程设定的输入限流值,那么该集成电路的VOUT将跟踪大约比电池电压高0.3V。通过将电池充电器电压保持在这个低电压值上,最大限度地降低了电池充电器的功率损耗。
如果组合外部负载加上电池充电电流足够大,使得开关电源达到了编程设定的输入限流值,那么电池充电器将严格按照满足外部负载所需的量降低充电电流。即使电池充电电流被编程至超过容许的USB电流,就平均输入电流而言,也不会不满足USB性能规格。另外,如果VOUT端的负载电流导致超过从VBUS的编程设定功率,那么将通过理想二极管从电池吸取额外的负载电流,即使电池充电器正在工作也一样。
W A L L、/A C P R和VC引脚可连同LT3480等外部高压降压型开关稳压器一起使用,以最大限度地减少用较高电压源工作时产生的热量。电池跟踪控制电路将外部开关稳压器的输出电压调节至较高的(BAT+300mV)或3.6V。这最大限度地提高了电池充电器的效率,同时在电池深度放电时仍然允许即时接通工作。
L T C 4 0 9 8先进的超薄(典型值为0.55mm)QFN封装在印刷电路板相互堆叠的空间受限应用中使用有优势。这种封装可组成“体积”紧凑的解决方案,为系统设计师提供了灵活性。另外,该器件具有与更高的(0.75mm)前一代QFN封装相同的热性能。
结语
对小尺寸和方便地使用多种输入电源的需求以及对快速充电、低功耗和USB兼容性的需求给由电池供电的产品设计师带来了挑战。通过汽车适配器或Firewire端口供电正在变得越来越普遍,但缺点是存在可能损坏集成电路的高压瞬态。同时,设计集成度越来越高,以节省电路板空间、降低制造成本并提高产品可靠性。凌力尔特公司不断扩大的开关模式拓扑电源通路管理器集成电路系列使产品设计师的工作轻松多了。
这些集成电路能够从USB端口抽取更多功率、无缝管理不同输入电源和电池之间的电源通路并优先向负载供电、减少热量、通过电池跟踪自适应输出控制提高效率以及通过使用数目更少和尺寸更小的外部组件简化设计。
参考文献