介损测量

介损测量（精选4篇）

介损测量 篇1

0引言

高压介损 (tanδ) 能灵敏反映互感器设备的绝缘状况。传统的高压电力设备介质损耗试验是在10 k V及以下电压进行的, 试验电压与设备额定运行电压相差较大, 特别是对于超高压和特高压设备, 当试验电压不断升高超过l0 k V时, 电力设备绝缘材料会发生新的破坏, 绝缘特性发生变化[1]。因此l0 k V电压下的高压电力设备介质损耗试验已经不能完全反映绝缘材料的变化[2]。绝缘良好的电流互感器tanδ不随测量电压的变化而变化, 绝缘有缺陷或异常互感器的tanδ随电压升高而变化[3]。《l10~ 500 k V电流互感器技术标准》中规定, 110 k V及以上电压等级的电流互感器在出厂时应进行10 k V和额定电压下的介质损耗因数测量。

在JB/T 8169-1999《耦合电容器及电容分压器》中6.4条规定“电容器的损耗角正切值应在耐压试验后在 (0.9~1.1) UN的电压下用能排除由于谐波和测量电路内的附件所引起的误差的方法进行测量。”状态检修中当电流互感器、耦合电容器及电容分压器的tanδ和电容超标或怀疑有其他绝缘缺陷时, 需对互感器绝缘做进一步诊断, 要求进行高电压下的tanδ测量, 同时注意相应电容量的变化。在现场进行高压介损测量时, 需要解决试验电源、设备容量、仪器装拆就位方便程度等问题。串联谐振补偿法用于互感器高压介损测量是解决现场诸多问题的有效方法。

1串联谐振补偿法测量高压介损

进行互感器高压介损测量, 一般都用大容量的调压器及升压控制台、高压试验变压器等, 这样在现场试验时, 一是检修电源难于满足试验要求, 二是需要运输车辆及吊车进入变电站, 三是试验仪器笨重异常, 需要较多的人力、物力, 不便于运输和装拆。由于停电范围的限制, 试验设备的就位及装卸都给电网安全运行造成很大的威胁。为此, 提出用串联谐振补偿法解决互感器现场高压介损测量电源的问题。

在进行高压介损测量时, 互感器主要表现为容性负载。利用电抗与容抗的不同性质.串联谐振补偿法可以大大减小试验电源的容量。其原理接线图如图1所示。采用串联补偿法用于耦合电容器、电流互感器、电容分压器等进行高压介损测量, 必须正确选择补偿电抗器、励磁变压器、标准电容器的参数等。采用电抗器串联补偿法成功地进行了某厂220 k V站电流互感器高压介损测量, 试验时三相互感器并联加压, 其并联电容C约为3 700 p F, 当互感器试验电压为127 k V时, 回路电流为170 m A, 激磁变压器输出电压为8 000 V, 其Q值达到了15.8, 试验电源容量不到2 k VA, 这样就大大降低了试验电源的容量[4]。

2测试实例

以某500 k V线路电压互感器 (PT) 中间电容分压器进行高电压下的介损试验为例。此设备的型号为:OWF110/-0.015H, 桂林电力电容器厂生产。

2.1仪器仪表的选择

在高电压介质损耗测试中, 选用串联谐振试验装置来作为抗干扰自动电桥的试验电源, 是有充分的考虑准备的, 具体仪器仪表一览表如表1所示。

1) 试验电压:使用串联谐振试验装置, 可使试验电压提高至216 k V。一共是8节电抗器, 每节电抗器额定电压为27 k V, 可利用改变串并联的方式将试验电压调至想要达到的数值;

2) 仪器容量:由于电压互感器电容量约为0.005~0.02μF, 是比较大的。如果试验电压想达到理想值, 一次电流较大, 约为2~5 A, 这对试验仪器的容量要求就比较高了。如果简单的使用工频耐压装置, 必须使用较大容量的调压器和试验变压器, 不太适合现场试验。而使用串联谐振装置作为实验电源, 可以通过改变串并联来加大一次电流, 从而满足现场要求;

3) 运输成本:一套串谐装置带8节电抗器, 较为轻便, 利于现场试验。

2.2电抗器台数的选择与确定

根据互感器的总电容量C及试验电压UC决定试验回路电流 (Io=ωCUC) , 其中ω是角频率, 并以此确定补偿电抗器的额定电压、额定电流和电感量。额定电压必须大于高压介损的试验电压, 额定电流必须大于试验回路电流, 电感量的确定原则是感抗值与互感器的容抗值相匹配。

若使额定电压必须大于试验电压, 必须是4节及以上的电抗器串联。

最大试验回路电流:

, 小于1 A, 满足要求。

为了取得较好的试验效果, 介损测试仪设计的频率变化范围是40~70 Hz, 根据电抗器参数及试验频率, 由下式计算出补偿电抗器的台数和补偿范围, 具体数据见表2。

式中:f为试验频率;N为补偿电抗器的台数;L为单台补偿电抗器的电感。

从表2中可以看出, 选择5台电抗器串联能提供电感电流和电压互感器的试验电容电流最为接近, 因此选择5台电抗器比较合适。

对该线路电容式电压互感器的A、B、C三相进行测试, 结果如表3所示。从表3中可以看出, A、B、C三相介损均不随电压的变化而变化, 达到稳定值, 经过试验人员判断为绝缘良好的电压互感器。

3结语

用串联谐振补偿法测量互感器的高压介损, 设备轻巧, 避免了大型设备的装卸和就位时间上的浪费, 解决了试验电源、设备容量、仪器笨重等问题, 从而能够对互感器的绝缘状况进行有效诊断。在现场使用该种方法进行测量时, 要根据被测设备情况合理选择仪器设备, 尤其是电抗器的参数, 使其满足试验回路的要求。

摘要：串联谐振补偿法用于互感器高压介损测量是解决现场诸多问题的有效方法。利用电抗与容抗的不同性质, 串联谐振补偿法可以大大减小试验电源的容量, 给出了测试实例, 验证了该方法的可行性。在现场使用串联谐振补偿法进行测量要根据被测设备情况合理选择仪器设备和电抗器台数, 使其满足试验回路的要求。

关键词：互感器,互感器高压介损,串联谐振补偿法

参考文献

[1]张一尘.高电压技术[M].2版.北京:中国电力出版社, 2000.

[2]李建明, 朱康.高压电气设备试验方法[M].2版.北京:中国电力出版社, 2004.

[3]阎春雨, 陈志勇, 高骏.电流互感器现场高压介损测量[J].高压电器, 2009, 45 (2) :87-89.

[4]阎春雨, 王永辉, 刘海峰, 崔拥军.串联补偿法用于电流互感器高压介损测量[J].河北电力技术, 2002, 21 (1) :l-2.

介损测量 篇2

介质损耗角正切值tanδ是反映绝缘介质损耗大小的特征参量,它反映了绝缘介质绝缘性能的好坏,是高压电气设备状况的一个非常重要的指标。

目前,介损角的测量方法主要有硬件法和软件法。硬件法主要以西林电桥法[1]、过零比较法[2]和自由矢量法[3]等为代表,但该类方法硬件处理环节过多,抗干扰性能弱,介损角测量误差较大。软件法主要有FFT[4,5,6,7]、波形拟合法[8]和滤波法[9,10,11]等。其中,FFT计算速度快,检测结果不受高次谐波和电子电路零漂影响,已成为现场检测介损角最常应用的算法。由于电力系统频率波动会造成非同步采样,利用FFT处理信号会造成频谱泄漏效应和栅栏效应,从而严重影响介损角的测量精度。为了减少频谱泄漏的影响,基于Hanning窗[4,5]、Blackman-Harris窗[6,7]、卷积窗[12]等加窗插值FFT介损角测量算法相继被提出。为了降低栅栏效应的影响,提出了用来估计信号参数的频谱插值FFT算法[4,6,13]和频谱相位差校正法[14,15]等。但由于介损角非常小( 0. 001 ~ 0. 02rad) ,极易被现场随机干扰和泄漏引起的误差所湮没。因此,需改进窗函数性能及信号参数估计方法以更好地抑制频谱泄漏和栅栏效应的影响,提高介损角的测量精度。

本文分析了FFT算法非同步采样造成的频谱泄漏效应和栅栏效应,提出了基于相关Blackman窗的FFT介损角测量算法。该方法能够有效地抑制频谱泄漏和栅栏效应的影响,大大降低信号频率波动、信号可能存在的高次谐波以及随机噪声干扰等因素对介损角测量精度的影响,从而可以提高介损角的测量精度。

2 FFT 的泄漏效应

FFT算法产生频谱泄漏是由于实际工程应用中对信号进行傅里叶变换时,往往需要把无限长的时域信号限制在有限长的时间区域内来进行信号处理。信号的截断相当于在时域中把信号与一个矩形窗相乘,在频域中则相当于信号频谱与矩形窗频谱的卷积。卷积的结果会造成分析频谱扩散到原信号频谱以外的范围,这种频谱上的失真被称为“频谱泄漏”。

当对信号进行非同步采样时,信号的各次谐波分量不能保证恰好位于频率分辨点上,而有可能落在某两个频率分辨点之间的位置上,由此造成通过FFT算法不能直接得到各次谐波分量的准确值,而只能以临近的频率分辨点上的值来近似替代,这就形成了栅栏效应。

3 相关 Blackman 窗及其频谱特性

对于长度为M的矩形窗序列,其时、频域表达式为:

Blackman窗函数的时域表达式为:

其频域表达式为:

式中

WR( ω) 为矩形窗傅里叶变换的幅值函数,即:

相关Blackman窗的表达式为:

式中,n = 0,±1,…,± ( M - 1) ,其正比于两个Blackman窗的相关函数,故称为相关Blackman窗函数。将相关Blackman窗函数进行归一化处理可得到归一化的相关Blackman窗函数为:

式中,归一化因子wf为:

相关Blackman窗函数的傅里叶变换为:

由式( 10) 可知,相关Blackman窗函数是偶函数,具有零相位特性。现将相关Blackman窗函数沿横坐标平移M - 1个点,则相关Blackman窗函数变为线性相位。当相关Blackman窗函数沿横坐标移位后,则WCB( ejω) 变为:

式中,N = 2M - 1。再将WCB( ejω) 进行归一化处理变为:

窗函数频谱的主瓣宽度与频谱分辨率有关,主瓣越大,则会引起频谱分辨率降低; 旁瓣与泄漏有关,旁瓣峰值越大,泄漏越多,旁瓣衰减速率越快,对泄漏抑制越强[16]。

相关Blackman窗函数和Blackman-Harris窗函数的幅频特性曲线如图1所示。

由图1可知,在两种窗函数长度相等的情况下,相关Blackman窗函数的旁瓣峰值和旁瓣衰减速率均优于Blackman-Harris窗函数,因此能更有效地抑制频谱泄漏。虽然相关Blackman窗函数的主瓣宽度稍宽,在一定程度上降低了频谱分辨率,但可以采用频谱插值FFT算法或频谱相位差校正法进行修正。

4 相关 Blackman 窗的 FFT 介损角测量算法

设周期性电气信号为:

式中,Am为信号幅值; fm为信号频率; φm为初始相角。则对电气信号以采样频率fs进行采样可以得到序列xm( n) 为:

式中,Ts= 1 / fs为采样周期; ωm= 2πfmTs。

对信号xm( n) 加相关Blackman窗可得到有限长离散加窗序列xm1( n) :

若xm( n) 的离散时间傅里叶变换 ( DTFT) 为Xm( ejω) ,则Xm( ejω) 为:

则加窗信号xm1( n) 的频谱Xm1( ejω) 为:

式( 17) 中等号右边两项分别对应于相关Blackman窗函数的频谱W'CB( ejω) 沿频率轴向右移ωm和向左移ωm得到的正频率分量和负频率分量,由于离散窗函数的幅值谱特性类似于低通滤波器,截止频率约为窗谱主瓣宽度的一半,所以当ωm大于此截止频率时,这两项之间彼此的影响极小,当仅考虑0≤ωm≤π时,则:

对信号xm1( n) 进行离散傅里叶变换( DFT) ,则可以得到离散频谱Xm1( k) 。Xm1( k) 实质上就是对连续频谱Xm1( ejω) 以Δω = 2π/N进行等间隔抽样,所以Xm1( k) 为:

考虑到实际应用中可能存在的非同步采样,NTs可能不是信号周期Tm( Tm= 1 / fm) 的整数倍,则ωm/ Δω为:

所以ωm/ Δω也不是整数,设ωm/ Δω为:

式中,km为正整数; λm( - 0. 5≤λm≤0. 5) 为小数。

用DFT来计算第km根谱线的频谱Xm1( km) 为:

通过求出λm后,就可以求出被分析信号的基波参数。由式( 20) 可以得出信号基波频率fm为:

式中,Δf为频率分辨率。

基波幅值Am为:

基波相位φm为:

通过采用频谱相位差校正法[14]可以求取信号频率校正量λm来进行频谱校正,从而可以求出基波的准确参数。

对信号xm( t) 以采样频率fs采连续两段样本,每段信号采样点数为N点,则两段信号的函数表达式为:

式中,φ2和φ3分别是两段信号的初始相角。

对上述两段信号分别加相同的相关Blackman窗,并且进行离散傅里叶变换。设T为窗函数的周期,则式( 27) 变换为:

由式( 28) 可知:

将式( 23) 和T = NTs代入式( 29) ,可得:

由于km为正整数,相位以2π为周期,故2kmπ可以忽略不计,则λm为:

由式( 25) 可得:

则式( 31) 可化简为:

由于angle( Xm2( km) ) 和angle( Xm3( km) ) 分别是信号Xm2( km) 和Xm3( km) 加相同的相关Blackman窗并且进行离散傅里叶变换后km点处的相位,则其相位均在 - π ~ π之间,而两者之间的相位差却在- 2π ~ 2π之间,因而需要对其相位差进行调整,则调整后的相位差Δφ为:

根据式( 34) 和式( 35) 可以得到调整后的频率校正量λm为:

设电流信号和电压信号加相关Blackman窗后进行离散傅里叶变换所得到的结果分别为X1( k) 和X2( k) ,根据相位差校正法所得到的频率校正量分别为λ1和λ2,则介损角为:

5 计算机仿真分析

为了验证基于相关Blackman窗的FFT介损角测量算法的有效性,本文在多种干扰状态下对该算法进行了计算机仿真研究,其中绝缘介质采用阻容并联电路加以模拟,其电阻Rx= 100MΩ,电容Cx=7000p F,取信号基波频率为50. 5Hz,3次和5次谐波分量幅值分别占基波幅值的10% 和1% 。根据tanδ= 1 / ( ωRxCx) ,可以求得 介损角δ 的理论值 为0. 00450223rad。

取信号采样频率为1280Hz,采样点数为1025点。对信号采连续两段样本,每段采样点数为1025点,用频谱相位差校正法求取电力系统频率校正量λm,进而可以求出基波的准确参数。通过仿真研究,分析了基于相关Blackman窗的FFT介损角测量算法和基于Blackman-Harris窗插值FFT介损角测量算法在电压频率波动、3次谐波分量变化和白噪声变化时对介损角测量的影响。

5. 1 电压频率波动的影响

设电源频率在( 50±0. 5) Hz范围内变化,利用上述方法所得的介损角如表1所示。

由表1可知,当电压频率在49. 5 ~ 50. 5Hz范围内波动时,采用本文算法计算介损角相对误差小于0. 04% ,远小于基于Blackman-Harris窗的插值算法的介损角相对误差。

5. 2 3次谐波的影响

电力系统中,3次谐波分量往往占较大比重,3次谐波分量幅值与基波分量幅值比值变化时计算得到的介损角如表2所示,其中A3/ A1是3次谐波分量和基波分量的幅值之比。

由表2可知,当3次谐波分量幅值与基波分量幅值的比值在0. 1 ~ 0. 9范围内变化时,采用本文算法计算介损角的相对误差小于0. 03% ,完全能达到介损角测量精度的要求。此外,3次谐波分量的变化对该介损角测量算法的影响很小,计算介损角时本文算法明显优于基于Blackman-Harris窗的插值算法。

5. 3 白噪声的影响

设信噪比分别为10d B、30d B、50d B、70d B和90d B,考虑到白噪声具有随机性,研究中对每个点计算100次。表3所示为不同信噪比下介损角的最大相对误差。

仿真结果表明,随着信噪比的提高,采用本文算法计算得到的介损角的误差呈下降趋势。当信噪比过低( < 30d B) 时,介损角的最大相对误差很大,这表明误差足以湮没其真实值。因此,在白噪声干扰较严重时,应采取合适的降噪措施以提高介损角的测量精度。若采用足够多次测量,并取其平均值,则可以有效地降低测量误差,如表4所示。当信噪比大于70d B时,介损角均 值的相对 误差将小 于0. 03% 。

6 结论

采用FFT算法进行介损角测量时,因非同步采样造成泄漏效应,影响了介损角测量精度。本文针对此问题提出了基于相关Blackman窗的FFT介损角测量算法,有效地抑制了频谱泄漏,提高了介损角的测量精度。仿真结果表明,基于相关Blackman窗的FFT介损角测量算法受频率波动和3次谐波分量的影响很小。

摘要：在高压电气设备介损角在线监测中,由于存在工频周期信号的非同步采样和截断现象,从而造成利用FFT算法计算介损角产生较大的误差。本文分析了非同步采样造成的FFT算法的泄漏效应,提出了一种基于相关Blackman窗的FFT介损角测量算法。该方法采用相关Blackman窗对系统电流与电压信号进行加权,然后利用频谱相位差校正法进行频谱校正以获得基波相位,最后根据电流与电压的基波相位差来计算出介损角。仿真结果表明该算法有效地克服了非同步采样和截断造成的介损角测量误差,并且能够大大降低信号频率波动、高次谐波对介损角测量精度的影响。

介损测量 篇3

而后说明了介损测量的意义, 然后论述了几种常用的介损测量方法以及某厂家的750 k V电容式电压互感器的特殊测量方法。

最后探讨了一下变比检查的方法。

1 电容式电压互感器的作用及结构

电压互感器主要是用来给测量仪表和继电保护装置供电, 用来测量线路的电压、功率和电能, 或者用来在线路发生故障时保护线路中的贵重设备、电机和变压器。

电容式电压互感器主要由电容分压器和中压变压器组成。例如新疆某750 k V变电站所用的750 k V互感器由四节组成, 从上到下依次为C14、C13、C12, 最下节由C11及C2组成。N为电容分压器尾, X为中压变压器一次尾。运行时N、X必须接地。且此互感器一次头A’可通过外部开关把手接地。

2 测量介质损耗因素的意义

电压作用下电介质中产生的一切损耗称为介质损耗或介质损失。如果介质损耗很大, 会使电介质温度升高, 促使材料发生老化, 如果介质温度不断上升, 甚至会把电介质融化、烧焦, 丧失绝缘能力, 导致热击穿, 因此, 电介质损耗的大小是衡量绝缘介质电性能的一项重要指标。

3 电容式电压互感器的试验方法

(1) 正接法测试。

(1) 测量单节电容分压器。

使用济南泛华的AI-6000C介损仪, 仪器高压线 (屏蔽线) 接试品的高压端;另一端接测量线 (芯线) , 一般加10 k V, 即可测出试品的电容量和介损值。

(2) 测量最下节整体时常用正接法, 下节的上端加压, N端子测量, X端悬空, 二次绕组短路接地。

(2) 反接法测试。

试品一端接地;另一端 (通常是高压侧) 接仪器高压线芯线, 一般加10 k V。当设备额定电压低于10 k V时, 最高加额定电压。这种方式桥体处于高电位, 仪器内部高低压之间需要做好绝缘防护措施。

单节电容分压器也可用反接法, 但测量误差较大, 一般不采用。

(3) 自激法测量。

自激法是用来测下节C11及C2的。测C2时高压线 (芯线和屏蔽线) 接N, 测量线接C1 1、C 12之间法兰, X接地, 低压输出端接dadn;测C11时只需把仪器高压线与测量线对调即可。

对于D型及以上的电桥, 不用对调测试线, 可同时做出C11和C2。

由于中间变压器的影响, 自激法所得电容及介损误差都比较大。

(4) 对于前面所说的7 5 0 k V互感器, 当开关打到试验位置时, 可使A’接地。这时从N端加压 (不大于2.5 k V) , 用反接法可测出C2;从C1 1、C1 2之间的法兰加压 (本互感器可加10 k V) , 用反接法可测出C11。此种方法测出的结果比自激法误差要小一些。

4 变比检查

按照《750 k V电力设备交接试验规程》 (国家电网企管[2014]36 6号) , 对750 k V电容式电压互感器要求进行变压比检查。然而对于常用的变比电桥, 只是适用于电磁式互感器。这时我们想到了原始方法, 从一次加压, 在二次侧测量感应电压。

对于前面的750 k V电压互感器, 下节额定一次电压为765/ (4√3) k V, 额定二次电压100/√3 k V, 剩余绕组电压100 V。从下节高压侧加压10 k V。 (如表1)

可见用此方法检查变比还是较为精确的, 且正接法与反接法测试结果相差不大。

表1中的正接法同时可作出下节整体电容量及介损。与前面的正接法比较而言, 电容量相差不大, 介损相对偏高一些, 但在要求范围内。所以用此方法在检查变比的同时, 可以测出下节整体电容、介损, 能减少许多工作量。

5 结语

tanδ会受温度、湿度、电场等许多因数的干扰, 如果测试不准确, 可能会引起误判断。因此, 我们在测量介损时应按照规程要求, 在温湿度适宜的情况下进行。

如果遇到数据不合格的情况, 应该综合考虑天气、接线方式、CVT本体、测试仪器等多方面因数进行综合分析, 从而做出最准确的判断, 以保证设备的正常运行。

目前使用的几种方法还有各自的缺陷, 我们应不断加强理论学习, 结合实践, 找出最佳的测试方法。

对于500 k V及以下电容式电压互感器, 如对变比有要求时, 可用上诉方法测试。

参考文献

[1]GB 50150-2006[S].电气装置安装工程电气设备交接试验标准.

[2]山西省电力公司电力设备交接及预防性试验规程[S].

[3]《电工进网作业许可考试参考教材-特种高压试验专业》国家电力监督委员会电力业务资质管理中心编写组编著[Z].

[4]李建明, 朱康.高压电气设备试验方法[M].北京:中国电力出版社, 2001.

[5]宋守龙.电容分压器的电容及介损测量[J].电力电容器, 2002 (4) :35-42.

[6]Prabha K undur.Power System Stability and Control (电力系统稳定与控制) [M].北京:中国电力出版社, 2002.

[7]余贻鑫, 王成山.电力系统稳定性的理论与方法[M].北京:科学出版社, 1999.

[8]章健.电力系统负荷模型与辨识[M].北京:中国电力出版社, 2007.

在线式介损监测系统研究 篇4

电力系统的容性设备在正常工作时会产生一定的泄露电流, 泄露电流中包含容性分量Ic和阻性分量Ir, 容性分量对设备的安全运行不会产生危害, 阻性分量产生有功功率, 表现为设备发热, 达到一定程度时将危害设备的安全运行。Ir的大小是由容性设备的介质损耗tanδ决定, 因此动态监测介质损耗的变化是保障电力系统安全运行的一项重要措施。

随着智能电网的不断深入, 近年来逐渐开始研究在线式介损监测系统。由于高压容性设备在变电站内不是集中在一起, 而是分散在不同的电压等级区域。在高压容性设备处通常只能采集电流, 而电网电压的采集通常只能在变压器附近安装PT后由电压采集终端进行测量, 这就造成了容性设备电压、电流异地采集。监测高压容性设备介质损耗时, 要求同步采集电压、电流信号, 因此采集的同步性成了关键[1]。为了保证采集的同步性, 常采用光纤网络同步采样法, 将时钟同步信号传送到所有需要监测的高压容性设备附近的电流采集终端, 因此各采集终端将每周波不少于200点的采样信号全部上送到监测系统的主站计算机, 由主站分别计算各容性设备的介质损耗, 结果又导致了数据传输量和主站计算机的工作量非常大。

1 总体设计

系统设计为模块化分层结构, 第1层为采集终端层, 由容性设备电流采集终端多台和1台电网电压采集终端组成, 完成数据的采集、中间数据生成、处理和上送; 第2层为中心站层, 由中心计算机组成, 完成数据处理, 生成最终数据、图表和日志等系列供管理人员参考; 可对系统的参数进行配置; 完成最终结果的发布; 第3层为客户端层, 由客户端计算机组成, 通过协议与电力客服管理平台交换数据, 便于维护人员进行监测。这里主要研究终端层和中心计算机层, 且仅对第1层进行设计。

1. 1 容性设备电流采集

电流采集终端设计为可以同时采集就近的A、B、C三相容性设备的电流以及变电站内220 V交流供电的电压。电流采集终端电气连接示意图如图1所示, 其中电流采集终端内部设计有Arm高速单片机、6路同步16位A/D转换器[2]和无线传输模块等。CT采用相位延时及其离散性极小的零磁通电流互感器[3]。

1. 2 电网电压采集

电压采集终端设计为可同时采集变压器附近的经三相PT转换后的电压信号, 以及变电站内220 V交流供电的电压。电压采集终端电气连接示意图如图2所示, 其中电压采集终端内部设计有Arm高速单片机、6路同步16位A/D转换器和无线传输模块等。

2 需要解决的问题

变电站高压容性设备等效模型及信号矢量图分别如图3和图4所示。

容性设备的介损因数定义如下:

而实际测量中, Ir和Ic是不可测量的, 只能测量容性设备的电流矢量I和加在其上的电压矢量U。因此需要同时测量容性设备的电流和电压, 进而计算其角度差, 然后由公式tanδ = tan ( π/2 - φ) 进行计算, 得出介损因数[4,5]。容性设备的φ很接近π/2 , 介损角δ很小。容性设备的电流可以在其附近测量, 电网电压只能在主变附近进行测量, 即异地测量, 因此电压电流测量时有微小的时间差, 造成介损因数tanδ的误差急剧增大[6], 因此要求同步性非常严格。

3 关键技术

设计系统时另辟新径, 不去考虑和解决如何同步测量的问题, 而是采用上述总体设计中介绍的方法, 在电流和电压采集终端就近引入220 V交流电压作为参考相位。电流采集终端同时采集容性设备的电流信号和参考相位, 计算出二者的相位差作为容性设备的电流相位。电压采集终端同时采集电网电压和参考相位, 并计算出二者的相位差作为容性设备的电压相位。将这些中间数据上送中心站层, 由中心站计算机计算介损因数。

为了提高测量的精度, 预防参考相位的漂移, 系统也进行了同步时钟的设计, 只需电压、电流采样时差100 ms即可, 大大解决了同步难的问题。

3. 1 信号采集及处理方式

采集终端接收主站广播命令, 均同步、高速采集三相高压信号及供电用交流220 V参考相位信号, 不同采集终端之间的采集同步不做严格要求, 几十ms即可。由于电网波形畸变, 造成相位测量误差[7], 因此采集完成后, 对4路信号进行FFT分解, 去除噪声及谐波造成的误差, 取其基波信号的相位[8]。电流采集终端得出三相高压容性设备电流信号的相位φa、φb、φc及交流220 V参考相位信号的相位φu, 经φIa= φa- φu, φIb= φb- φu, φIc= φc- φu, 得出三相电流信号的中间数据φIa、φIb、φIc; 电网电压采集终端经类似的处理得出三相电网电压信号的中间数据φUa、φUb、φUc。

3. 2 主站数据处理方式

主站依次召测各电流采集终端和仅有的一台电压采集终端的中间数据。采集完成后, 将每个电流采集终端的中间数据φIa、φIb、φIc分别与电压采集终端的中间数据φUa、φUb、φUc相减, 得出各高压容性设备电流超前电压的相位差φIUa、φIUb、φIUc, 进而得出各高压容性设备的介损因数, 即系统所说的介损, 并可生成每个高压容性设备的介损图表和日志等所需参数, 向客户端进行发布。

4 参考相位法与同步采集法的比较

4. 1 通信数据量比较

按每周波256个采样点, A/D为16位计算, 采用同步采样法, 一路信号每周波需要上传数据512 byte, 而参考相位法组成的系统, 只需将有效值、φIa上送主站计算机即可, 数据量不超过8 byte, 即采用参考相位法的系统, 通信数据量为同步法的1/64, 大幅降低了通信数据。

4. 2 采样时延造成的误差分析

采用同步采样法组成的系统, 主站发布采样命令, 到达个采集终端的时延包括2个部分: 由于各终端与中心站距离不同而造成的时延和通信设备信号转换时间的离散性时差。二者共同造成了电流采样与电压采样的时差, 每5μs造成的误差为:, 而介损误差要求通常不能超过±0. 1% ( 虽然表示为百分比方式, 但是实际是绝对误差) , 显然此方法已经难以满足要求。

而采用参考相位法, 虽然电流采样与电压采样之间可能存在较大的时差, 但是由于引入了变电站同相的交流220 V电压作为相位参考信号, 从而可以直接计算出电流与电压之间相位差的理论值, 因此进一步提高了介损因数精度。

5 仿真及结果分析

仿真电路如图5所示, U和Uc分别表示高压容性设备的电压和电流; 无感电阻R1和R2分压生成参考相位Uo, 双通道同步数据采集终端1台。

终端采样频率为每周波256点。数据采集共分为3次完成: 第1次同步采集U和Uc, 即同步测量容性设备的电流和电压, 计算的介损值作为理论值; 第2次同时采集U和Uo; 第3次同时采集Uc和Uo, 后2次采集的结果根据参考相位法间接计算介损, 每次采集数据1 280点。在Matlab中按上述方法编程运算比较, 经多次试验得出: 采用参考相位法间接得到的介损值误差均小于0. 1% 。

6 结束语

同步数据采集式介损监测系统在整个监测范围内, 由于数据采集存在需要严格同步、技术难度大、通信数据量大、变电站电磁环境恶劣等因素, 需要构建光纤通信网络, 从而造成系统成本的提高。针对上述问题, 提出引入参考相位的方法, 降低了同步性要求和系统的技术难度, 提高了测量精度; 而且采集数据可以就地处理, 仅将中间结果上送主站, 可以大幅度降低通信数据量, 使得通信速度较慢、成本低的无线通信在本系统应用成为可能, 便于介损测量系统的规模应用。

参考文献

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[2]DL/T 743-2001.电能量远方终端[S].

[3]王超, 吕小静, 黎文安.现代介质损耗测量技术分析[J].中国仪器仪, 2004 (1) :l-3.

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[6]吕延锋, 钟连宏, 王建华, 等.电气设备绝缘介质损耗测量方法的研究[J].高电压技术, 2000, 26 (5) :38-40, 42.

[7]马为民, 吴维韩.电源谐波对介质损耗测量的影响[J].清华大学学报 (自然科学版) , 1997, 37 (1) :95-98.