电流负反馈（通用7篇）
电流负反馈 篇1
摘要：高压厂用母线本身或电动机回路近母线点发生三相短路时,非故障电动机向短路点的反馈电流可能导致其自身电流保护动作;从实例验证并分析该情况,并探讨通过设置功率方向判别的高、低值电流保护,增加保护出口延时两种方案解决此问题。
关键词：短路反馈电流,电动机,保护改进
0 引言
火力发电厂厂用高压母线上集中接入了很多大容量异步电动机,在母线本身或某个负载回路近距离发生三相短路时,因短路点的电压骤降为零,但原来运行的非故障电动机的次暂态电势在短路前后不会突变,故会向短路点产生反馈电流;而且由于次暂态电势与电动机转子绕组的合成磁链成正比,因此反馈电流也与电动机容量成正比。目前某些发电厂厂用微机保护装置为提高灵敏度,往往取较小的速断保护整定值,因此无法躲过短路反馈电流。下面是一个实例。
1 故障情况及保护动作情况分析
1.1 一次接线图及短路点
图1所示是某电厂一段厂用6 k V母线的接线图,图中仅画出母线段上的相关负载,未画出全部负载。
1.2 保护动作情况
根据故障录波显示,在#2B磨煤机跳闸后,紧接着有三台相邻的电动机的速断保护相继动作,其保护动作情况见表1。
1.3 短路点分析
经事后检查发现,短路点位于#2B磨煤机接线盒内,其每相电缆头烧熔脱落;而且根据故障录波装置记录的短路电流波形显示属于明显的对称短路特性,故可判断该接线盒处发生了三相短路故障。据分析故障发生的原因是长期运行中的振动导致电缆头接线松动,引起局部温度逐步增高,最后导致绝缘破坏引发三相短路故障;对于#2B磨出现高达近60倍额定电流的短路电流也是比较符合现场实际情况的。
1.4 非故障电机保护跳闸原因分析
在#2B磨煤机接线盒出现三相短路故障后,故障录波显示A、B、C三相对地电压由原来的3.77 k V、3.78 k V、3.76 k V分别降低至0.631 k V、0.633 k V、0.634 k V,降幅高达83%,且低电压时间持续64.5 ms。根据相关论文的分析依据[1],对于接于同一段母线上的原正常运行的负载会向故障点有反馈电流;反馈电流的大小与电机容量成正比,小容量电机一般取5倍额定电流,大容量电机一般取5.5~6.0倍额定电流。该准则与保护装置记录的实际动作电流相吻合。因为在随后的检查中除#2B磨外,其它负载均启动正常,因此可判断#2B送风机、#2B一次风机、#2B汽泵前置泵是受异步电机的短路反馈电流影响而动作。
因为扩大了停电范围,故认为除故障负载以外的其它动作行为都是不妥当的,应该采取一定的措施予以避免。
2 原速断保护定值整定原则及特点分析
2.1 整定原则
2.1.1 速断定值
速断保护电流整定值为最大启动电流的60%,时间整定值为0 s;最大启动电流取8倍额定电流(8IN),因此速断整定值为4.8倍额定电流(4.8IN)。
2.1.2 躲启动电流
装置设置了“有流判据”,当采样电流由零增加至大于空载电流的90%的折算值时,则认为电动机进入启动状态。此时速断电流整定值自动翻倍,即2×4.8=9.6倍额定电流,同时开始启动时间计时。
根据负载的特性,事先设定每台电动机的启动时间,如一次风机设定为30 s。启动状态下两倍速断定值(9.6IN)持续保持至启动时间结束后,自动恢复至单倍速断定值(4.8IN)。
2.2 特点分析
原整定原则在非启动阶段的定值为4.8IN,虽然保护区间大,动作灵敏度高,但不带功率方向,无法躲过短路反馈电流和自启动电流。
若想躲过反馈电流,则速断定值必须设置5.5 IN~6.0IN,则启动阶段整定值自动翻倍至11IN~12 IN,显然高出实际的启动电流太多,基本上失去了保护功能。
3 改进方案及特点分析
3.1 方案一:设置高、低定值电流保护,且低定值
的带功率方向闭锁
3.1.1 正功率方向闭锁短路反馈电流动作
针对异步电动机的短路反馈电流都是由非故障电动机流向故障点的特性,故在保护装置内增加功率方向判别;以功率从母线流向电动机为正方向,反之从电机流向母线为负方向;当且仅当同时出现正功率方向和电流大于设定值时保护动作,其它情况一概闭锁动作。在微机保护中判断功率的正负方向是比较容易实现的。
3.1.2 两段独立的高、低定值电流保护
取消原来一个电流保护但区分两种状态(启动状态与正常运行状态)变换定值的做法,设置彼此独立的两个电流保护,即启动阶段和正常运行阶段分开整定,其逻辑框图见图2。
1)取高定值电流保护躲过启动电流
取消原有启动状态下定值翻倍的功能,设置最大启动电流(8IN)为高定值,当电流超过高定值时零秒出口跳闸,且可不带功率方向闭锁。
2)取正功率方向下低定值躲过自启动电流
因目前火力发电厂厂用6 k V系统多数选用厂用快切装置,厂用母线电源切换时间很短(实测500 ms内),电压波动很小(实测小于10%);故厂用电机自启动电流取4.5倍额定电流即可。
取正功率方向下60%最大启动电流(4.8IN)为低定值即可躲过自启动电流;而且仍然利用装置的“有流判据”构成启动状态的闭锁,也就是说在非启动状态下正功率方向下超过4.8 IN时零秒出口跳闸。
3.1.3 方案一特点分析
因为设置了正功率方向闭锁,故具有两方面的优点:
1)可避免短路反馈电流引起动作。
2)低定值相对较小,增加了保护区间,提高了灵敏度。
3.2 方案二:设置适当的出口延时
3.2.1 延时时间的设定
根据相关论文的分析依据[1],异步电动机经历5个周波,其短路反馈电流衰减幅度可达到4.8IN(电流保护的整定值)以下,因此若保持原有的保护整定方法不变,仅增加100 ms出口跳闸的延时也可使原有电流保护躲过短路反馈电流。
3.2.2 方案二特点分析
虽然该方案简单易行,但因为设置延时,牺牲了保护的速动性,增加了故障电流的持续时间,导致电气一次设备受损加剧,比较起来有其不可取之处。
4 结束语
鉴于微机保护对功率方向判别的简单易行性,从提高设备运行可靠性的角度出发,未设置功率方向闭锁电流保护的电厂宜增设该功能。
参考文献
[1]康家义,康欢,文屹.大容量异步电动机的短路反馈电流[J].贵州科学,1997,(4):280-285.KANG Jia-yi,KANG Huan,WEN Yi.The Short-circuit Feedback Current of Large Capacity of Asynchronous Electrical Motor[J].Guizhou Science,1997.1997,(4):280-285.
电流负反馈 篇2
随着现代电力工业的发展,电力系统的传输容量不断增加,电网运行电压等级也越来越高,目前我国电网已将原来的220 kV骨干电网提高到了500kV。
传统的基于电磁感应原理的电磁式电流传感器(CT)结构简单,经过长期的应用研究,其测量稳态电流的精度可以达到万分之几的精度甚至更高。然而,电磁式CT逐渐暴露出相当严重的缺陷。短路故障情况下,电磁式CT出现严重的磁饱和现象,导致二次输出电流波形严重失真,不能准确描述短路时的过渡过程[1]。这也是继电保护长期以来误动和拒动的主要原因之一。
基于Faraday磁光效应的光学电流传感器(OCT)能够有效地克服这些缺点。相比于传统的电流传感器,OCT具有绝缘性能好、不饱和、抗干扰、动态范围大、频率响应范围宽等优点[2,3,4,5,6,7]。过去的很长一段时间里,一直是新型电流传感器的主要研究热点。
而基于Faraday磁光效应的OCT的测量精度由于受到了温漂和不能长期稳定性运行问题的影响[8],在世界范围内长达40多年的研究中一直没有取得实用化成果。
为了解决OCT温漂的问题,引入闭环系统的思路来增强OCT系统的测量精度。
1 闭环负反馈OCT系统
1.1 光学电流传感器数学模型分析
基于Faraday磁光效应的OCT进行电流测量的基本原理是磁光材料在外加电场和光波电场共同作用下产生的非线性极化过程,即磁场方向与线偏振光的传播方向平行时,线偏振光通过置于磁场中的磁光材料后,出射后的线偏振光与入射时的偏振平面之间将产生法拉第旋转角θ,如图1所示[9]。
法拉第旋转角θ表达式为:
式中,μ为法拉第磁光材料的磁导率;V为磁光材料的Verdet常数,与材料特性、光源波长及外界温度等有关;H为被测电流所激励的磁场强度;L为磁场作用下的线偏振光的有效长度;l为积分矢量[10]。
线偏振光在外加磁场的磁光材料中传播时,可以分解为两个相反转动的左、右圆偏振光分量,这两个分量无相互作用地以不同速度n-/c、n+/c进行传播。出射后的两个分量之间仅存在相位差,合成后光仍为线偏振光,但其偏振面对于入射光旋转了一个法拉第旋转角θ:
其中:n+和n-分别为左、右旋圆偏振光的折射率,它们是有效场Hi的函数,有效场包括外磁场H和温度作用场Hv;L为传播距离。
线偏振光携带着被测磁场的信息进入光电转换器后将光信号转换为电信号才能进一步处理。应用马吕斯定律将不可测的偏转角转化为可测的偏振光的光强,再利用偏振分束器分成两束光,分别入射到两只光电转换器中。两只光电转换器所接收的光强分别为:
其中,P0为光源发出的基本光强。
外界温度对光学电流传感器的影响除引起了磁光材料Verdet常数的变化外,主要是温度变化在磁光材料中产生了线性双折射,使得原来的线偏振光转变为椭圆偏振光[4],从而产生了误差,反映在两只光电转换器所接收的光强上为:
其中,φ是线性双折射。
此外,光电转换器将携带有被测电流信号的光信号转换为计算机可测的电信号。根据光电转换器的特性,其输出方程可以用式(5)表示:
按照Farady磁光效应原理的光学电流传感器的基本原理和构成,以及考虑到温度因素的影响,可以得到图2数学模型方框图[9]。
1.2 闭环负反馈思想的引进
从对整个OCT系统数学模型的分析可以看出,原有的OCT在本质上是开环系统,若要实现OCT的高精度测量,就必须构成闭环系统,才能彻底解决OCT测量温漂的难题。
温度对OCT的影响最终作用于直流光强和交流光强中,只要将与交流光强一同输出的直流光强稳定于一个设定值就可以消除温度的影响。
为此,在原有光学电流互感器的基本组成结构上,将光电转换后的电信号进行高精度微弱信号处理,以抑制光电转换器中噪声的影响;再进行高精度交直流信号的分离,交流信号输出反映为被测电流;直流信号与光源设定电源输出的基本光强信号进行比较,将比较值输入高稳定度光源可控直流源中,直流源的电流提供给光学电流互感器的光源。由此而形成闭环,构成光学电流互感器的反馈自校正控制系统。
闭环负反馈系统原理图如图3所示。
图3中,输入至高稳定度光源可控直流源中的信号是设定值与反馈值之间的比较量。
2 高稳定度光源可控直流源控制系统设计
不管是温度的影响还是输入电流的波动,都最终反映在光源发出的光的强度上。为此,在光源的输出口增加一个分束器,将光源的输出光分成1:99的比例,将1%的光强反馈回直流源的一个光电转换器上,根据反馈光强的波动来按照一定的控制规律调整输入电流的大小,原理图如图4所示。
为了实时调整输入电流的大小以达到跟随反馈光强波动的目的,就必须能很好的对X9241数字电位器实现控制。
2.1 X9241数字电位器分辨率扩展
X9241型数字电位器是由四个数字电位器集合而成,每个数字电位器都有63个抽头,为了实现对输入电流的良好控制,就必须对数字电位器实现分辨率扩展。
X9241数字电位器扩展思路如图5所示。
数字电位器分辨率扩展推导:
将式(6)变形为:
由于X 0、X3均只能取整数,故为了得到最大的分辨率,令X3=X 0+1、X0=x
假定,z相当于等效后的滑动头的位置。因为,则z∈(0,8001],中间抽头增加到8 001个,分辨率大大提高。
其中,x∈(0,63],y∈(0,127],且x、y均取正整数。
对式(7)进行分析可知,给定z值即可求得x、y的值:
各滑动分接头的取值策略为:
2.2 X9241数字电位器控制策略分析
从数字电位器分辨率的扩展推导过程可知,数字电位器POT0、POT3作为粗调部分,数字电位器POT1、POT2作为微调部分。微调部分控制分析策略如图6所示。
禁止滑动端DW1、DW2的实现:
控制策略的软件实现流程图如图7所示。
2.3 高稳定度光源可控直流源控制结果分析
由C8051F310控制下的X9241数字电位器,在完成高分辨率扩展后,嵌入整个OCT系统中进行实验。实验结果如表1所示,其中扩展后的数字电位器各端口之间为电压测量值,单位为V。
分析可知实验的控制输出结果满足高精确度的要求,如图8所示。从而实现了对输入电流的高分辨率调整,也同时达到了实时跟随反馈光强波动的目的。
3 小结
本文在对基于Faraday磁光效应原理的光学电流传感器数学模型进行分析的基础上,通过将受温漂影响的直流光强与光源设定单元光强进行比较,并将比较值作为高稳定度光源可控直流源的输入,从而引入闭环负反馈控制,补偿了由环境变化给光学电流传感器带来的误差,进一步增强了光学电流传感器的测量精度,大大提高了继电保护装置的稳定性和可靠性。理论分析和硬件实验对其可行性进行了充分的证明,也为下一步实用化奠定了基础。
参考文献
[1]贺家李,宋从矩.电力系统继电保护原理[M].北京:中国电力出版社,2004.HE Jia-li,SONG Cong-ju.Electric power system protective relaying[M].Beijing:China Electric Power Press,2004.
[2]李岩松,郭志忠,杨以涵,等.自适应光学电流互感器的基础理论研究[J].中国电机工程学报,2005,25(22):21-26.LI Yan-song,GUO Zhi-zhong,YANG Yi-han,et al.Research on the basic theory of adaptive optical current transducer[J].Proceedings of the CSEE,2005,25(22):21-26.
[3]刘青,王增平,徐岩,等.光学电流互感器对继电保护系统的影响研究[J].电网技术,2005,29(1):11-14.LIU Qing,WANG Zeng-ping,XU Yan,et al.Research on the influence of optical current transducer on protective relaying system[J].Power System Technology,2005,29(1):11-14.
[4]王政平,刘晓瑜.线性双折射对不同类型光学玻璃电流互感器输出特性的影响[J].中国电机工程学报,2006,26(14):77-81.WANG Zheng-ping,LIU Xiao-yu.Effects of linear birefrigence upon performances of differnet designs of optical glass current transformers[J].Proceedings of the CSEE,2006,26(14):77-81.
[5]李岩松,张国庆,于文斌,等.自适应光学电流互感器[J].中国电机工程学报,2003,23(11):100-105.LI Yan-song,ZHANG Guo-qing,YU Wen-bin,et al.Adaptive optical current transducer[J].Proceedings of the CSEE,2003,23(11):100-105.
[6]赵本刚,徐静,高翔,等.基于微电子机械系统的光学电流传感器原理与设计[J].中国电机工程学报,2007,27(3):89-94.ZHAO Ben-gang,XU Jing,GAO Xiang,et al.Theory and design of optical current sensor based on MEMS[J].Proceedings of the CSEE,2007,27(3):89-94.
[7]Stephan Mohr,Thomas Bosselman.A high dynamic range magnetooptic current transformer with advanced signal processing[J].IEEE Sensors Journal,2003,3(6):744-751.
[8]Madden W L,Michie W C,Cruden A.Temperature compensation for optical current sensors[J].Optical Engineering,1999,38(10):1699-1707.
[9]李岩松.高精度自适应光学电流互感器及其稳定性研究[D].北京:华北电力大学,2004.LI Yan-song.Research on high-accuracy adaptive optical current transducer and its operating stability[D].Beijing:North China Electric Power University,2004.
简单易制的电流反馈功放 篇3
由于电流反馈功放不是市场的主流,也不是坊间实践的主流,因此以电路复杂的高端应用较为常见,造成了电流反馈功放电路复杂的假象,实际上,在DIY时,也是有简单的电路可用的,关键是你对它是不是感兴趣。电路形式当然不是什么灵丹妙药,它的主要作用是给我们一个不同于传统的思路,而不是脱胎换骨的设计。电路性能取决于电路制作的各个步骤,最终的总体性能遵循“木桶原理”,而不是某一种元器件、电路布局乃至电源供应。
本文介绍的是澳大利亚的爱好者Rod Elliott(罗德·埃利奥特)收集、整理和改进的一款电流反馈功放,是R.R.Moore于1964年发表在《Audio Magazine》上的原始设计的简单修订版,保留了OTL的输出形式,用当前易购的元器件替换了原设计中早已经停产的元器件,虽然它可能不是电路形式最简单的,但是有着元器件易得、制作调试安全、容易成功的优点。这个电路公开发表在Rod Elliott的个人网站ESP(Elliott Sound Products,洛德声频作品,http://www.sound.au.com)上,其改进电路也不止这一款。
电压反馈与电流反馈
本文所说的“反馈”特指音频放大器中的“负反馈”,这种反馈信号一般取自放大器的输出端,按照设计的比例输送到放大器的反相输入端,使放大器的输入/输出信号的信号相位趋于同步,输入/输出的幅度变化相反并最终达到一个动态“平衡”状态,从而使放大器处于稳定的状态。
常见的电压反馈音频放大器,输入级通常是一组同极性的对管,二者的控制极(基极或者栅极)就是放大器的同相和反相输入端,如图1左图所示。因为控制极的输入阻抗比较高,反馈信号能够输入的信号电流就非常小,反馈信号主要是以电压的形式起作用的,结果是使输入/输出端的直流电压差异趋近于0,电压反馈由此而得名。
电流反馈则是从输入级的输出端输入反馈信号的,如图1右图VT2的发射极,如果没有VT2,则从VT1的发射极输入,VT1是射极跟随器方式的输入级,VT2也是射极跟随器,目的是与输入级隔离,二者的输出阻抗都比较低,这时射极跟随器的特点之一。对于从反相输入端输入的反馈信号而言,射极跟随器的输出阻抗就相当于输入阻抗,反馈信号就会因为输入的信号电流比较大而主要以电流的形式起作用,结果是使输入/输出端的直流电流差异趋近于0,电流反馈也由此而得名。
如果以三角形的放大器符号表示图1中虚线框中的电路,使整个放大器简化为只有输入/输出端的三端电路,电压反馈与电流反馈的电路形式就没有什么区别了,电路的电压增益计算公式也是一样的,如图2所示。
图2中给出的增益计算公式是有限定条件的。其一,就像图2中那样,是接入了反馈电路的,这就是常说的“闭环电路”相应的,如果没有接入反馈电路,就像图1中那样,就是“开环电路”。其二,放大器放大的单一频率信号,如常见默认的测试信号是1kHz的正弦波。如果在一定频率范围内,放大器的增益是不变的或者是可以容忍的增益变化范围内,如常说的±3dB,这就是放大器的“频率响应范围”,常常简写为“频响”。
对于电压反馈放大器而言,增益与频响的关系比较密切,通常技术手册给出的增益参数是与频响相关的,频响的参数也是和增益参数相关的。不同的增益对应着不同的频响。因此,常见的功放IC都会要求采用推荐的增益值来设计放大器,否则,频响指标就不容易得到保证。
电流反馈则不同,在很宽的增益范围内,它的频响是不变的,或者换一种说法,电流反馈放大器的频响是非常宽的。
除了“频响宽”这一主要的优点,与电压反馈相比,电流反馈放大器的优点还有如下几个:
♦速度高,衡量放大器速度的主要方法是看它对电压变化的反应速度,常见的参数是“电压转换速率”,港台地区称为“压摆率”。对于放大器而言,如果不计成本,这个数值当然是越高越好。
♦失真低,电流反馈放大器的速度高,而放大器的失真主要是由这个参数决定的,速度越高,失真越低。
♦电压噪声低,约为电压反馈放大器的1/4～1/2。
当然,电流反馈并不像一些商业资料说得那么神乎其神,与电压反馈相比,不足也是不少的:
◇输出中点电压高,这是由于不对称的输入级造成的,因此商用的电流反馈放大器通常是两种反馈方式兼用,在卖点中突出“电流反馈”这一特征罢了。
◇反馈电阻的选取受限更多。
◇电流噪声高,约为电压反馈放大器的8～10倍。
◇电源纹波的抑制能力差,因此对电源的要求高一些。
◇共模抑制能力差,通俗的说,就是静态时更容易从喇叭中听到特定而无关的“小广播声”。
◇输出阻抗高,阻尼控制困难,这是对于功放而言的。
◇负载适应性不好,这并不是电流反馈的错,而是由于当前的商用扬声器都是针对电压反馈设计的,频带内的阻抗变化大,而电流反馈的理想负载是固定输出阻抗。
◇通道平衡性差,这是由于电流反馈放大器的增益很难做到精确,因此两个通道的放大器,其增益天生就会有差异。
电流反馈的缺点似乎是多了一些,但是优点也是非常诱人的,作为爱好者,求新是本能的,对于制造商而言,卖点也是必须的,电流反馈放大器受到不少关注也就不足为奇了。
需要说明的是,有些设计将原本是电压反馈功放的负载(扬声器)纳入到反馈环路中,使负载电流的一部分也流经反馈电阻形成反馈信号,这样形式有时候也被称为“电流反馈”,但放大器本身则很少被称为“电流反馈放大器”,而更多的被称为“恒流放大器”或“恒流功放”,这不是本文要讨论的范畴,为了说明这种反馈形式的典型特征,图3给出了一个实例电路,不难发现,与原设计相比,主要是增加了一个(电流)取样电阻。
这种“恒流功放”对改善低音表现是有帮助的,但是不足也是明显的,总的来说,是弊大于利,因此这种电路被爱好者尝试的居多,商用的很少见。
简单实用的电流反馈功放
全部由常见的分立元件构成的电流反馈功放电路实例如图4所示。之所以全部采用分立元件是因为很难找到现成的商用电流反馈功放IC,这个电路的形式本身也是比较简单的。之所以采用OTL电路,是因为电流反馈电路的输出中点不够稳定,OTL电路能够避免直流漂移电压对扬声器造成的伤害,这样就可以省去扬声器保护电路,可谓一举两得。
见惯了理论上可以达到OHz频响的OCL,无输出电容)电路,总会觉得输出耦合电容会对低频响应造成不良影响。理论上的确也是这样的,不过,图示电路,输出耦合C5的容量既便是1000μF,对于8Ω负载而言,-3dB低频转折频率也能够达到20Hz,常见的多数音箱,-3dB的低频响应也很难接近-3dB,因此,对输出耦合电容的担心是多余的。
输入级是由VT构成的射极跟随器,与图1所示的电路简图不同,这里没有设置反相输入端的隔离放大器,反相输入端就是VT1的发射极,对照图2,R5相当于RF,R12相当于RG,不难计算出这个电路的电压放大倍数约为31,以dB为单位计算的话,约为30dB。以常见的0dB输入电平计(均方根平均值700mV左右),这个电路的输出功率可以达到60W,这个数值,对于80负载而言,接近于0dBm,因此这是个很标准的电路设计。
C4的作用和常见的电压反馈电路是一样的,为反馈信号提供交流通道,通常称之为“旁路电容”,稍显偏大的取值对电路的低频响应有利。
R1和R2为VT1提供近乎固定偏置电源,C2是偏置电源的滤波电容。
因为反馈信号是从VT1的发射极加入的,而VT1构成的输入电路又是共集电极电路(射极跟随器),其输出阻抗是比较低的,因此反馈信号对输入级而言,其作用的主要是电流,因此这个电路毫无疑问就是电流反馈放大器了。
需要说明的是,就电流反馈放大器而言,反馈信号来自输出中点,即输出耦合电容C5之前。除此之外,这个电路还加入了电压反馈,反馈信号取自输出耦合电容之后,通过R6加到了VT5的基极。此处的反馈主要是起保护作用,如果输出端的负载短路了,VT5的基极相当于通过R6对地获得了固定偏置,放大器不会过载;如果输出信号幅度过大,有可能损坏扬声器时,此处的电压负反馈信号又会使输出级的输出趋向于降低,从而保护了扬声器负载。因此,此处的负反馈起到了短路和过载保护的作用。
由于是电流反馈,对后级放大器而言,需要的是电压控制信号,电流/电压(I/V)变换电路是由VT2构成的,电流检测由R4完成。R4上的压降就是VT2的偏置电压,而流过R4的电流又是受VT1发射极影响的,即电流反馈信号会成比例的影响流过R4的电流。不难看出,VT2对后级电路而言是共发射极电路,有着很高的电压增益,依次,除了完成I/V变换,VT2就是图1中所说的电压放大(级)。
图1中所说的电流放大(级)是由VT3、VT4构成的,二者接成了达林顿的形式,可以由单个的达林顿管替换之。互补配对的功率晶体管早期比较少而且昂贵,互补的达林顿管更是如此,而且,在很长的一段时间里,达林顿管的特性在音频输出级的表现还不如分立元件。因此这里的这种电路形式至今仍然是比较常用的,也更近于原始设计。输出级是对称结构,因此,VT5、VT6构成的达林顿也是电流放大级。
VD1～VD3是输出级的偏置二极管,它们决定了输出级的静态电流,此处大约为100mA左右。
VT4、VT6需要面积足够的独立散热器,TIP3055有多个制造商的产品可供选择,目前,以ST的TIP3055为佳,TO-247封装,台湾ON(安森美)的也可以。
电源电路
由于电流反馈放大器对电源纹波的抑制能力比较差,对电源的要求相对比较高,因此采用有源滤波的电源比较有利,图5是一个实例电路。
图5电路,除了变压、整流滤波之外的有源滤波电路与常见的简单串联稳压电路只是一个稳压二极管的区别,除了稳压能力比较差之外,电源纹波的抑制能力与类似的串联稳压电路接近。这是因为这个电路是用于功放电路的,工作电流比较大,采用稳压电路是不换算的,尽管如此,VT1还是需要独立散热器的。
VT1、VT2同样是达林顿结构,可以用达林顿单管替代。R1是偏置电阻,R2是消振电阻,多数情况下可以省略。R3是保护电阻,同时可以限制上电期间C4的充电电流。R3也可以用整流二极管替代,如1N4007,正极接VT1的发射极,可以起到保护作用,但是限流作用不大。
R4对滤波有益,它与C4构成了RC滤波电路,如果要求不高,也可以省略。
C3是有源滤波电路的滤波电容,虽然容量不大,但是由于有源电路的放大作用,即由VT1、VT2构成的达林顿管构成的放大电路,C3的容量实际上近似于其实际容量乘上VT1、VT2的放大倍数,其等效容量相当于数十万微法的电容,滤波效果是比较好的。
电流负反馈 篇4
关键词：孤岛检测,锁相环,正反馈,无功电流,频率偏移
0 引言
在大型光伏发电系统[1]中, 三相并网逆变器是非常重要的组成部分, 其主要功能是将光伏电池收集到的能量传输到电网。在能量传输过程中, 不仅需要对逆变器的输出电流、电网的电压和频率进行检测, 还必须考虑到电网断电时形成孤岛的状态[2,3]。因为孤岛时, 并网逆变器继续运行的话, 会对供电设备和人员造成潜在的危害[4], 所以研究人员提出了多种孤岛检测方法。
目前, 主要的孤岛检测方法分为无源检测和有源检测两大类。无源检测方法包括过/欠压检测法、高/低频检测法、相位突变法[5]、电压谐波检测法[6]、关键电量变换率检测法[7]等。有源检测方法包括主动频率漂移法[8]、主动电流扰动法[9]、滑模频率漂移法[10]、自动相位偏移法[11]、无功补偿检测法[12]、正反馈频率漂移法[13]、自适应调节有功无功检测法[14]、在线阻抗测量法[15]、负序电流注入法[16]、无功功率扰动法[17]或者上述几种方法的混合方法[18,19]。无源孤岛检测方法最突出的优点是对输出电能质量无影响, 但是存在检测盲区。有源孤岛检测方法可以减小检测盲区甚至消除盲区, 但是引入的扰动将引起电能质量下降。
为了在减小检测盲区的同时, 最大限度地减小孤岛检测方法对输出电能质量的影响, 在三相光伏并网逆变器平台上, 提出一种基于无功电流—频率正反馈的孤岛检测方法。
1 三相光伏并网逆变器平台
二极管钳位型三电平三相光伏并网逆变系统的控制框图见附录A图A1。系统由两级组成:前级是Boost升压电路, 后级是三电平三相并网逆变电路。由于LCL滤波器是一个三阶多变量系统, 直接采用典型的并网电流闭环控制策略时系统是不稳定的, 并且不利于功率开关的保护[20]。因此, 这里采用逆变器侧的电流闭环控制。但是由于电容的分流作用, 系统的功率因数会降低。因此引入电容电流的前馈, 通过逆变器侧电流来间接控制网侧电流, 使得功率因数接近于1。
三相并网逆变器的输出电流要与电网电压保持同步, 这就需要锁相环 (PLL) 的协同工作。图1是典型的基于abc/dq坐标转换的三相系统锁相环 (简称dq-PLL) 的控制框图。
三相电网输入电压先经过abc/αβ坐标变换得到复平面上的α, β轴分量Vα和Vβ, 然后利用锁相角θp的正弦量和余弦量进行αβ/dq坐标变换, 得到dq同步旋转坐标系下d, q轴分量Vd和Vq。当Vq为0时, 电网相角和锁相环相角一致。因此Vq中含有电网相位角和锁相角之间的误差信息, 这个误差信息经过比例—积分 (PI) 调节器后得到ωc, 然后与标称频率ω0=100π叠加后, 积分得到锁相角θp。前馈量ω0的作用是提高调节速率, 缩小调节量ωc的变换范围。下面对锁相的原理进行具体解释。
在理想的情况下, 电网的三相电压Vsa, Vsb, Vsc可以表示为:
式中:Um为电网电压峰值;θ为电网电压相角。
由abc静止坐标系到αβ复平面坐标系的转换关系和αβ复平面坐标系再到dq同步旋转坐标系下的变换关系可得:
由式 (2) 可以看出, dq坐标系下的电压分量可以反映出电网电压相角和锁相角之间的误差关系, 通过求取Vd或者Vq并通过图1的控制框图进行闭环控制, 就可以达到锁相的目的。以Vq为例, 当Vq=0时, 有θ=θp或θ=θp+π。但对于闭环系统而言, 其中一个平衡点是不稳定的平衡点。平衡点的确定与Vq采用何种反馈方式调节有关。要想使得θ=θp, 就应该使用正反馈来调节, 理由是当系统存在扰动使得θ-θp产生很小的误差且误差值为正时, 表示锁相角落后于电网相角, 只能通过正反馈来提高锁相角频率从而消除相位差;反之, 如果用负反馈来调节, 则最后达到的效果是θ=θp+π。
2 孤岛检测原理
并网逆变器控制是在dq同步旋转坐标系下完成的。设网侧电流转换到dq坐标系下的d, q轴分量分别为id2和iq2。那么输出到电网的有功功率和无功功率分别表示为:
如果电网的三相电压是理想的正弦波, 那么在dq坐标系中, 电压的大小可以表示为:
式中:U为电网相电压有效值。
将式 (6) 代入式 (3) 和式 (4) , 可以得到:
根据参考文献[21], 光伏发电装置所带的负载可以等效为R, L, C并联。如果电网出现孤岛的情况, 那么负载上的有功功率和无功功率分别为:
式中:R, L, C分别为R, L, C的值;ω为电网所在负载的电压角频率。
负载的品质因数为:
将式 (9) 、式 (11) 代入式 (10) 可以求出ω的表达式为:
将式 (7) 和式 (8) 代入式 (12) 中可以得到:
式中:
为了实现逆变器单位功率因数并网, 必须使得无功功率Q接近于0, 这通常通过设置iq2的参考值为0来实现。如果Q在工频情况下不为0, 那么孤岛发生后逆变器输出电压的频率会发生变化, 若其触发了频率范围的上下限, 则可以判断电网发生了孤岛现象。或者, 若输出功率与R上消耗的功率不匹配, 则孤岛发生时逆变器的输出电压会发生变化, 超过电压正常范围的话同样可以判断出孤岛。但是, 当R, L, C等效负载的谐振频率和电网工频接近, 并且R上消耗的功率和逆变器输出的有功功率基本匹配时, 如果发生孤岛现象, 逆变器的输出电压和频率变化都在电网允许的范围之内, 无法触发孤岛保护。此时用被动式的检测方法无法检测到孤岛, 必须借助主动的孤岛检测方式。
从式 (13) 中可以发现:当孤岛发生时, 如果iq2的值减小, 则ω变大;如果iq2的值增大, 则ω减小。因此, 如果能够让两者形成正反馈, 使得孤岛发生时ω迅速朝一个方向变化直到触及频率的上下限, 就能顺利地实现电网的孤岛状态检测。
文献[22]曾提出利用孤岛时有功功率或无功功率的扰动, 使得有功电流或者无功电流形成正反馈来实现孤岛检测, 但并未提出具体的公式, 也并未对孤岛检测成立的条件进行探讨。这里引入一个简单的比例关系来形成正反馈:
式中:i*q2为iq2的参考值;K为比例系数, K>0;ω0为电网电压额定角频率, 其正常范围为310.86~317.10rad/s。
当电网正常时, 应设计使得iq2的参考值i*q2接近于0, 也就是使得ω0-ω接近于0, 那么式 (14) 的加入就不会影响逆变器的正常工作。而当孤岛发生时, ω的微小扰动便能被正反馈迅速地放大, 从而检测出孤岛。因此这个方法在应用时, 最重要的是对参数K的设计以及对ω0和ω获取方式的设计。
首先讨论K的设计问题。从式 (13) 可以发现, 如果一直设定i*q2为0, 则孤岛发生时, 输出频率最终会稳定在LC的谐振频率处。也就是说, 孤岛发生瞬间, 输出频率会朝LC谐振频率的方向波动。为了使得正反馈正常进行, 可以进行如下处理。
1) 当孤岛发生时, 如果ω>ωn, 则iq2<0且会逐渐增大到0, 此时可以让iq2一直增加, 直到ω减小到触发孤岛保护, 也就是必须满足下式:
2) 当孤岛发生时, 如果ω<ωn, 则iq2>0且会逐渐减小到0, 此时可以让iq2一直减小, 直到ω增大到触发孤岛保护, 也就是必须满足下式:
将式 (13) 和式 (14) 代入到式 (15) 和式 (16) , 均可得到:
也就是说, 只要满足式 (17) , 那么正反馈就能正常进行, 直到触发孤岛保护。由于不知道ωn的具体数值, 为了能在并网逆变器中应用本文提出的孤岛检测方法, 在ωn不同取值情况下对式 (17) 进行讨论。设ω的正常范围是310.86~317.10rad/s, 超出这一范围就触发孤岛保护。那么采用提出的无功电流—频率正反馈的扰动方法, 会出现以下几种情况。
第1种情况:如果ωn>317.1rad/s, 那么孤岛发生时只可能出现ωn>ω>ω0, 此时有ωn-ω>0>ω0-ω, 则A<0, 此时式 (17) 可以转化为K≥0。
第2种情况:如果317.1rad/s≥ωn>ω0, 则孤岛发生时可能会出现2种状态。如果ωn>ω>ω0, 此时有ωn-ω>0>ω0-ω, 则A<0, 此时式 (17) 可以转化为K≥0;如果ω≥ωn>ω0, 则0≥ωn-ω>ω0-ω, 那么0≤ (ωn-ω) / (ω0-ω) <1, 又有0<ω0/ωn<1, 则0≤A<1, 此时式 (17) 可转化为K≥2id2Mf/ω0。
第3种情况:如果ω0>ωn≥310.86rad/s, 则孤岛发生时可能会出现2种状态。如果ω0>ω>ωn, 此时有ω0-ω>0>ωn-ω, 则A<0, 此时式 (17) 转化为K≥0;如果ω0>ωn≥ω, 则有ω0-ω>ωn-ω≥0, 变换后可以得到1> (ωn-ω) / (ω0-ω) ≥0, 又因为有0<ω0/ωn≤1.02, 则有0≤A<1.02, 此时式 (17) 转化为K≥2.04id2Mf/ω0。
第4种情况:如果ωn<310.86rad/s, 那么孤岛发生时只可能出现ω0>ω>ωn, 此时有ω0-ω>0>ωn-ω, 则A<0, 此时式 (17) 转化为K≥0。
第5种情况:如果ωn=ω0, 则孤岛发生时, 理论上ω不会发生变化, 该种孤岛检测方法的盲点就在于此。但实际情况下, 这种情况出现的几率非常之低, 即使刚好出现, 孤岛发生时, 逆变器并网电流的谐波都会使得检测得到的ω发生波动。只要ω有轻微的波动, 那么式 (17) 就转化为K>2id2Mf/ω0。
综上所述, 无论ωn是何值, 只要满足式 (18) , 就肯定能满足式 (17) 。也就是说满足式 (18) 的条件, 本文提出的无功电流—频率正反馈的方法就能正常工作, 从而检测出孤岛效应。
下面对ω0的获取问题进行讨论。由于ω0在一定的范围内波动, 如果简单地取为定值, 式 (14) 的加入就可能对逆变器输出的电能质量造成持续性影响, 因此必须让ω0能够正常地跟随电网频率的波动。由于电网正常波动时, 其频率通常是缓慢变化的, 而孤岛检测通常要求在100ms内完成, 因此, 可以对ω低通滤波来得到ω0。巴特沃兹低通滤波器的设计原则是要求在100ms内, ω的变化基本不影响ω0的值。这里将截止频率取为1 Hz, 这样就可以在电网正常波动时, 减小式 (14) 对逆变器输出电能质量的影响。
ω的精确获取是该孤岛检测方法成功的关键。如果ω的获取精度较低, 不仅会对逆变器输出电能质量产生负面影响, 而且很可能会误触发孤岛保护。因此, 这里采用精度较高的霍尔电压传感器来检测电网线电压, 并在数字信号处理器 (DSP) 里进行数字低通滤波以提高ω的获取精度。同时, 电网电压中通常含有一定量的谐波成分。文献[19]指出, 电网电压幅值不平衡时, 获取的ω中会含有2倍工频的谐波;电网电压含有谐波分量时, 获取的ω中会含有6倍工频的谐波;电网电压含有直流偏置时, 获取的ω中会含有1倍工频的谐波。这些谐波含量会对孤岛检测的效果造成影响, 甚至会导致误触发孤岛保护。因此, 文献[23]中提出用改进型锁相环 (EPLL) 得到基波电压和相移90°的电压信号后, 通过公式计算得到正序基波分量, 再进行电网角频率ω的运算, 这样就可以消除三相电网电压畸变对ω的获取造成的影响。
通过上述讨论得到的孤岛检测控制框图如图2所示。将式 (14) 计算得到的i*q2值替代附录A图A1中i*q2=0, 就能够形成正反馈, 从而达到孤岛检测的目的。
3 孤岛检测仿真研究
为了验证本文提出的孤岛检测方法, 按照附录A图A1所示的电路搭建了MATLAB仿真电路图。电路的具体参数设置如下:逆变器额定功率为10kW, 开关频率为10kHz, 母线电压为680V, 滤波电感Lf1为1mH, 滤波电容Cf为25μF, 滤波电感Lf2为0.8 mH, 三相等效负载中R为14.5Ω, L为18.47mH, C为549.05μF, 负载品质因数为2.5, 负载谐振频率为50 Hz, 电网额定相电压为220V, 电网额定频率为50Hz。这些参数的设置能够使得电网在发生孤岛时, 对逆变器输出产生的影响最小, 从而模拟最恶劣情况下的孤岛检测情况。三电平技术通常应用在大功率场合, 本文取为10kW的原因是实验室搭建的三电平逆变器模型机刚好为10kW, 仿真参数与实验参数一致, 便于对比。
首先对图1所示dq-PLL的性能进行仿真。图3 (a) 为电网电压不畸变时得到的角频率波形;图3 (b) 为电网电压A相加上10V有效值, C相减去10V有效值后得到的角频率波形;图3 (c) 为电网电压A相加上10V直流偏置, C相减去10V直流偏置后得到的角频率波形;图3 (d) 为电网电压每相加入10%额定电压的5次谐波后得到的角频率波形。从中可以发现, 电网不含任何畸变时, ω几乎没有波动;而在3种不同畸变的情况下, 电网电压角频率都有不同程度的波动, 这很容易造成孤岛检测的误判。因此, 对dq-PLL进行改进非常必要。
图4 (a) 为在电网电压含有图3所示的3种畸变叠加分量时使用dq-PLL得到的角频率波形;图4 (b) 为先进行正序分量提取, 再用dq-PLL进行锁相得到的角频率波形。对比发现, 改进后的锁相环对电网畸变有非常强的抑制作用, 对本文提出的孤岛检测方法的应用非常有利。
接着对本文提出的孤岛检测方法进行仿真。图5是在不加入任何孤岛检测方法的情况下, 孤岛发生后的5个工频周期内, 电网电压的角频率、网侧无功电流、网侧电压及并网电流的变化情况。
从图中可以发现, 在0.4s孤岛发生时, 电网断开, 但是网侧电压幅值、角速度和无功电流只是有轻微波动, 并未产生明显变化。这些波动主要是由于逆变器的谐波造成的, 且这些轻微的波动并不足以触发孤岛保护。
图6是K取0.9×2.04id2Mf/ω0时, 得到的电压角频率和无功电流的波形。可以发现, 角频率和无功电流相对于无孤岛检测方法时的情况, 均产生了一定变化, 但是K的取值并不能够使得正反馈正常地进行下去进而触发孤岛保护。
图7是K取2.04id2Mf/ω0时, 得到的电压角频率和无功电流波形。可以发现, 在孤岛发生时, 正反馈能够正常进行, 使得角频率在朝着一个方向不断减小。但是在5个工频周期后, 并未减小到能够触发孤岛保护的程度。因此, 满足式 (20) 只能使得正反馈正常进行, 但是不能保证在规定时间内检测出孤岛效应。
图8是K取2×2.04id2Mf/ω0时, 得到的电压角频率和无功电流的波形。可以发现, 这种情况下角频率和无功电流迅速朝一个方向变化, 并且能在3个工频周期内就检测出孤岛, 完全符合孤岛检测的时间要求。因此, 在ω0与ω的差小于一定阈值的情况下, K取2.04id2Mf/ω0, 在ω0与ω的差大于这个阈值的情况下, K取2×2.04id2Mf/ω0, 能在电网正常波动的时候, 减小故障检测方法对电网的影响, 同时又不影响孤岛检测。这个阈值可以根据实验来获取。
4 实验结果
为了检验本文方法在并网逆变器中的实际应用效果, 搭建了三相并网逆变电路, 如附录A图A2所示。孤岛测试用的等效负载见附录A图A3, 包括电容负载箱、电阻负载箱和外置可切换电感。
首先对逆变器及锁相环的工作情况进行测试。图9 (a) 为逆变器端A, C两相间的电压波形, 证明本文使用的逆变器确实是三电平的。图9 (b) 为在不加入孤岛检测方法时, 得到的电网A相电压Vsa和锁相角θp。θp无法直接测量, 是通过采样电网电压并在DSP中计算后, 再通过数字/模拟 (D/A) 转换芯片输出得到的。从中可以发现, 电网电压在顶部和底部存在一定的畸变, 但是锁相环工作相当良好, 输出的θp完全能够跟上电网电压相角, 并且几乎不存在任何扰动。
接着对不同功率下的孤岛检测效果进行检验。经多次实验测试, 本文将ω-ω0的阈值取为1rad/s, 也就是说ω和ω0的差在1rad/s以内时, K取2.04id2Mf/ω0, ω和ω0的差超过1rad/s时, K取2×2.04id2Mf/ω0。首先对输出10kW功率时的孤岛状况进行检测, 得到的ω和无功电流iq2的波形如图10 (a) 所示。
可以发现, 孤岛发生前, ω存在0.5rad/s的波动, 孤岛发生后5个工频周期内, ω值从314rad/s下降到304rad/s, 已经可以顺利地检测出孤岛。接着按照Mf不变的原则将负载输出功率换为5kW和2.5kW, 并对这2个功率下的孤岛检测效果进行检验, 得到的波形如图10 (b) 和 (c) 所示。从中可以发现, 2个功率下, 孤岛发生后5个周期内, ω分别降到了308rad/s和309rad/s, 已经可以检验出孤岛状态。
对比这3个波形可以分析出以下几点。
1) 孤岛检测速度跟负载谐振频率密切相关, 输出功率为10kW的情况下, ωn和ω0的差值最大, 孤岛发生瞬间频率跌落最大, 因此检测速度也最快。
2) 当前孤岛检测方法下, 无功电流存在一定波动, 并且随着功率的增大, 波动更加明显。
3) 逆变器的输出谐波会对公共耦合点的电压产生影响, 功率越大影响越明显, 进而会影响到锁相环, 使得检测得到的ω产生一定的波动, 如果谐波总量过大, 会影响检测效果。
为了分析此孤岛检测方法对输出电能质量的影响, 将检测方法加入前后的输出电流做快速傅里叶变换 (FFT) 分析, 如附录A图A4所示。理论上, 当iq2存在波动时, 电流基波幅值会增大, 但从附录A图A4可以发现, 由于iq2波动比较小, 基波幅值变化相当小。将电流数据导入MATLAB, 算出2种情况下的总谐波畸变率 (THD) 分别为2.14%和2.17%, 差别不大, 完全满足并网条件。
5 结语
提出了一种基于无功电流—频率正反馈的孤岛检测方法, 推导出正反馈成立的条件, 并且用仿真和实验验证了这种方法的可行性。该方法的优点是几乎没有检测盲区, 并且在电网频率稳定时, 对系统几乎没有扰动, 但是一旦产生孤岛, 无功电流和频率之间的正反馈关系会让频率迅速朝一个方向变化, 直到触发孤岛保护。该方法的缺点是:如果电网的容量比较小, 电网的频率会有一定范围的波动, 此时该方法会对并网逆变器的输出电能质量产生轻微的影响;同时, K的取值是变化的, 因此它的计算和处理也需要耗费控制芯片一定的计算资源。总之, 该方法对于三相并网逆变器的孤岛检测有一定的借鉴意义。
电流负反馈 篇5
由于感应电机和非线性负载的大量应用,工业用户通常存在功率因数低、谐波污染严重等问题。对于接入电网的工业用户,电力公司对其功率因数和谐波含量有严格的标准,工业用户常采用电容器组和无源滤波器进行功率因数的校正和谐波的治理。但电容器组不能实现无功功率的无级差调节且动态特性差;无源滤波器常由于设备老化导致滤波效果变差,且容易引起谐振问题[1]。
三相四线制有源电力滤波器(APF)不存在上述问题,并且可以补偿无功功率、各次谐波电流、零序电流以及三相电流的不平衡分量,因此其应用越来越普遍。根据谐波电流的检测点不同,其控制策略可分为以下3种:检测负载电流进行前馈(开环)控制[2,3,4];检测电源电流进行反馈(闭环)控制[5,6,7];同时检测负载电流和电源电流进行前馈加反馈的控制策略。第1种控制策略是开环控制,简单可靠、响应速度较快,但易受互感器检测精度、测量延时、DSP计算延时、电流控制延时及负载电流谐波分量预测准确度等因素的影响,补偿效果往往难以满足要求;第2种控制策略是闭环控制,控制精度较高,可以消除测量精度、计算延时和电流跟踪等环节带来的误差,但其控制复杂,响应速度慢于开环控制,不能应用于快速变化的非线性负荷;第3种控制策略是将开环和闭环控制相结合,兼顾控制精度和响应速度,效果较理想。本文采用第3种方法,其中闭环部分采用多个同步旋转坐标系下的积分调节控制,可以消除各次谐波、无功分量、零序电流和三相不平衡分量,并且具有良好的动态特性,通过仿真和实验验证了其有效性。
1 谐波电流的检测
谐波电流的检测是APF进行谐波补偿的前提和关键,谐波检测的好坏直接影响谐波补偿的效果。目前用于谐波电流检测的方法很多,如基于频域傅里叶变换的方法[8]、基于自适应噪声对消原理的方法[9,10,11]、基于小波变换的时变检测法[12,13]、基于瞬时无功功率理论的检测方法[14]。其中,基于瞬时无功功率理论的p - q法和ip- iq法应用最为广泛并取得较好的效果。然而,p-q法在系统电压非正弦情况下存在较大的检测误差;ip- iq法在三相电压不对称时不能准确地检测电流中的无功分量且仅适用于三相三线制系统[2]。本文提出一种新型谐波电流检测法,可以检测三相四线制系统的任意次谐波的正、负、零序分量及无功分量,原理框图如图1、2所示。
1.1 n 次谐波各分量的检测[15]
n次谐波的正序dq变换实质是将abc静止坐标系转换为以角速度nω0沿a-b-c方向旋转的dq坐标系。三相电流经过变换矩阵为Tnab+c -dq的n次正序dq变换 , 则n次谐波的正序分量变为直流量 , 其余各次谐波及其各分量均为交流量,经过低通滤波器(LPF) 滤除交流分量 , 再经过变换矩阵为T nd+q - abc的n次正序dq反变换,即可得到n次谐波的正序分量。
n次谐波的负序dq变换实质是将abc静止坐标系转换为以角速度nω0沿a-c-b方向旋转的dq坐标系。n次谐波负序分量的检测方法原理同正序。将矩阵Tn+abc-dq和Tn+dq-abc中的2π/ 3全部换成 -2π/ 3,-2π/ 3全部换成2π/ 3,即可得到n次负序dq坐标变换矩阵Tabc-dqn和反变换矩阵Tdq-abcn。
零序分量的检测与正、负序电流稍有不同。由于零序电流的特殊性,不能采用三相dq坐标变换将其转化为直流量。根据零序电流的定义,零序电流为(ia+ ib+ ic) / 3 = ia0= ib0= ic0,等于abc三相中任意相上所有次谐波零序分量之和。令x(t)代表零序电流,即x(t)= ia0。待检测信号x(t)与参考正弦信号sin(nω0t)和余弦信号cos(nω0t)相乘 ,可以将n次谐波转换为直流量和2n次谐波两部分,如下式所示:
对式(1)、(2)作傅里叶变换,得:
由式(3)、(4)可知,零序电流x(t)与正弦和余弦信号相乘相当于将零序电流的频谱平移nω0和 -nω0( 并乘以系数1 / 2 ) , 则零序电流的n次谐波分量转换为直流量和2n次分量,其余次谐波分量仍为交流量[13]。用低通滤波器滤除xd(t)和xq(t)中的交流量 ,得到直流量Xd(0)和Xq(0)。零序电流中的n次谐波分量为:
上述方法不仅可以检测各次谐波的零序分量,还可用于单相系统中任意次谐波的检测。
1.2 无功电流的检测
基波负序、零序分量的检测与谐波分量的检测原理相同,无功分量的检测略有不同,检测方法如图2所示。检测无功分量需要先确定基波正序电压的相位即θ+,经过dq变换得到的q轴分量即为无功分量。
无功分量检测的关键在于基波正序电压相位的获取,本文采用图3所示的锁相方法[16]。
若uq= 0, 则相位无误差 ; 若uq≠0,则表明相位有误差,且uq的大小反映相位误差的大小。将uq归一化后,通过超前 / 滞后校正环节的输出作为角频率的误差,用来修正初始角频率ω0。达到稳态时,输出的相位即为输入电压基波正序分量的相位。超前 /滞后校正环节具有良好的滤波作用,可以有效滤除基波负序电压反映在dq坐标系的2次谐波分量及其他各次谐波分量,因此锁相环的输出为基波正序电压的相位。
2 同时检测电源和负载电流的前馈加反馈选择性补偿控制策略
为了兼顾系统的控制精度和动态性能,本文同时检测电源电流和负载电流,对电源电流进行反馈控制,对负载电流进行前馈控制,原理如图4所示。
前馈控制即检测负载电流,分别提取各次谐波的正、负、零序分量得到指令电流,然后采用无差拍控制使APF发出的实际电流在一个开关周期结束时跟踪上指令电流。反馈控制即在多个同步旋转坐标系下对电源电流各次谐波的正、负、零序分量的误差信号进行积分调节(如图5所示),得到各次谐波的指令电流,然后采用无差拍控制使APF发出的实际电流在一个开关周期结束时跟踪上指令电流。前馈加反馈的控制方式即前馈控制得到的指令电流和反馈控制得到的指令电流相加得到总指令电流再采用无差拍控制,使APF实际发出的电流准确跟踪总指令电流以消除电源电流中的各次谐波。前馈控制保证了动态响应速度,反馈控制保证了控制的精度。
对于采用无差拍控制的数字控制系统,从信号采样到PWM信号的输出存在一个控制周期的延时,无差拍的控制方式本身存在一个控制周期的延时,因此,在进行图1和图2的坐标反变换时,应考虑2个控制周期的延时,并对该延时补偿,补偿方法见文献[2]。
2.1 n 次谐波各分量的闭环控制
n次谐波各分量的闭环控制策略如图5所示。n次谐波正、负、零序分量在各自同步旋转坐标系中为直流量,积分环节在零频率处的增益为无限大,因此积分器可以对直流量实现零稳态误差的控制。由于被测电流为电源电流,因此各次谐波各分量的参考值设为0。由于积分器的作用,达到稳态时电源电流各次谐波跟踪上参考值0,从而消除了电源电流中的各次谐波。积分器本身具有滤除谐波的作用,避免了使用低通滤波器带来的延迟和对系统稳定性的影响[17],提高了控制系统的动态性能和稳定性,同时减少了DSP的计算量。
2.2 无功电流的闭环控制及电容电压的控制
基波负序和零序闭环控制方法与n次谐波闭环控制方法原理相同。无功分量及电容电压的控制策略如图6所示。
通过基波正序dq坐标变换得到dq分量,其中d轴分量为有功分量 ,q轴分量为无功分量。对q轴分量进行积分调节补偿无功分量(可根据功率因数的要求调整无功电流的指令值Iqref),通过改变d轴分量大小调节电容电压稳定在参考值。
3 仿真分析
采用PSCAD / EMTDC对上述控制策略进行仿真分析,仿真参数为:开关频率为10 k Hz;三相连接电感为0.3 m H;中线连接电感为0.1 m H;直流电容为15 000μF;负载为非线性不平衡负载,采用直流侧为4Ω电阻的三相不可控整流桥负载,c相与N相间接有7Ω电阻的不平衡负载。
图7为3种控制策略下,a相电源电流总谐波畸变率THD(Total Harmonic Distortion)的变化(APF在0.2 s投入运行)。从3幅子图的对比可以看出,前馈控制和前馈加反馈控制具有较快的响应速度,反馈控制响应速度较慢。前馈控制下,a相电源电流的THD由26 %下降到5.2 %;反馈控制下 ,a相电源电流的THD由26%下降到1.7%;前馈加反馈控制下,a相电源电流的THD由26 %下降到1.5 %。反馈控制和前馈加反馈控制滤波效果均优于前馈控制。图8进一步说明了前馈加反馈控制滤波效果的优越性。由此可见,与其他2种控制策略相比,前馈加反馈控制同时具有良好的补偿效果和动态性能。
谐波检测的准确性是进行谐波补偿的基础和前提,因此图9和图8(c)中的各次谐波和无功分量的补偿效果间接表明:新型谐波电流检测法可以准确检测三相四线制系统中的任意次谐波分量及无功分量。从图9中可以看出,基于前馈加反馈控制策略的三相四线制APF可以有效滤除三相电源电流中的谐波分量、三相不平衡分量、中线零序电流及无功分量。
4 实验分析
为验证所提出的控制策略,在130 k V·A的实验平台上进行物理实验,实验条件如下:交流线电压380 V,直流电容电压750 V,开关频率10 k Hz,直流电容15 000μF,LCL滤波器0.165 m H、0.03 m H、50μF、0.75Ω,死区时间3μs。主控制器为数字信号处理器TMS320F28335,波形录入采用录波仪DL850和电能质量分析仪FLUKE435。
图10为负载突变时3种控制策略动态响应速度的对比波形,3种控制策略的响应时间标注在图中。非线性负载发生突变时,前馈控制和前馈加反馈控制的响应时间均为1个工频周期左右,而反馈控制的响应时间为6~7个工频周期。与其他2种控制策略相比,反馈控制的响应速度较慢,不能用于快速变化的非线性负荷的补偿。
图11(a)和11(b)分别为未进行谐波补偿和仅补偿5次谐波后的电源电流频谱图。5次谐波的谐波含量从补偿前的22.6 % 下降至0.4 %,THD从补偿前的26.9% 下降至14.3%,由此可见,本文提出的单次谐波检测和控制策略可以有效补偿特定次谐波。
图12为3种控制策略在稳态性能上的对比,以谐波补偿后电源电流的稳态THD为考核指标。3种控制方式的THD分别为5.1 %、3.5 %、3.2 %,反馈控制和前馈加反馈控制的稳态性能优于前馈控制。
谐波检测的准确性直接影响谐波补偿的效果,图12(c)和图13进一步表明:新型谐波检测法可以精确检测三相四线制系统的各次谐波分量和无功分量。从图13可以看出,基于前馈加反馈控制策略的三相四线制APF可以有效补偿非线性负载产生的各次谐波、三相不平衡、中线零序电流和无功分量(用电能质量分析仪测得图13(c)的功率因数为0.98,图13(d)的功率因数为1.0)。
5 结论
本文提出一种谐波电流检测法,可检测出三相四线制系统任意次谐波电流的正、负、零序分量及无功电流。本文还提出同时检测电源电流和负载电流的前馈加反馈的选择性补偿控制策略,其特点如下。
a. 检测负载电流进行前馈控制 ;检测电源电流进行反馈控制,反馈控制采用基于多个同步旋转坐标系下的积分控制,可以对各次谐波分量及无功分量实现零稳态误差补偿。积分器承担积分调节和滤波的双重作用,避免了采用低通滤波器引起的延时和对系统稳定性的影响,同时简化了控制策略。
b. 可以根据需要补偿指定次数的谐波 ,具有很强的针对性和实用性。
c. 兼顾良好的补偿效果和动态性能 ,不仅可以补偿稳定的非线性负荷,还可以补偿快速变化的非线性负荷,具有较广阔的应用前景。
d. 前馈加反馈的控制策略相对较复杂 ,这就对DSP的计算能力提出较高的要求。随着DSP芯片的发展,用新型高性能DSP或采用FPGA代替DSP实现该控制策略,将大幅提高该控制策略的实用性。
电流负反馈 篇6
双PWM变频器是指整流与逆变采用相同的电路结构并且都采用PWM控制, 通过合适的控制策略, 既能实现网侧的交流能量传输到负载侧, 又能实现负载侧再生能量传输到交流侧, 向电网回馈能量, 实现交流电机快速四象限运行。它还具有网侧电流为正弦波, 网侧功率因数近似为l, 较快的动态响应等诸多优点, 实现了调速节能与“绿色环保”的高度结合[1,2,3,4]。
但是传统的双PWM控制对整流侧和逆变侧的控制都是相互独立的, 在独立控制方式中要求整流器和逆变器之间起到缓冲和稳压作用的直流电容器具有很大的电容值。大电容的引入不仅带来成本的提高、重量的增加, 而且加大了电压环的时间常数, 减慢了电压环的调节速度, 影响变频器的控制性能[2]。因此, 希望能够构造出一种动态性能优良的稳定直流母线电压的控制策略, 以减轻滤波储能电容C的负担, 减小其容量, 提高系统的整体性能。
为此, 本文将整流侧和逆变侧当作相互影响的整体, 在此基础上, 提出了一种双PWM变频器电容电流反馈控制策略。
2 双PWM变频器的原理分析
如图1所示为双PWM变频调速系统的简化原理图。
从系统的拓扑结构可以看出, 整流器和逆变器均采用全控型器件IGBT, 通过中间电容将整流桥和逆变桥连接起来。整流侧控制着直流母线电压的稳定, 以及对网侧功率因数进行调节。逆变侧向负载电机施加PWM波, 实现转速的控制[3]。
图1中Ea、Eb、Ec为三相电网电压, L和C分别为进线电感和滤波电容, 其中滤波电容用于稳定直流母线电压和抑制谐波。idc1、idc2、icap分别代表了从整流器到直流母线的电流、从直流母线到逆变器的电流和通过直流母线上电容的电流。
整流器的控制目的就是动态地提供 (或吸收) 负载吸收 (或回馈) 的电流, 即保持idc1=idc2, 以维持直流母线电压的稳定。由于idc1总是被动地追踪idc2, 不可能理想地实现idc1=idc2, 也就是icap=idc1-idc2≠0, 故icap总是在一定范围内波动, 从而导致直流母线电压不断波动。因此只要控制icap=0, 使idc1=idc2提高整流器追踪逆变器电流的动态性能, 最大限度减小直流母线电压的波动, 便可以大幅度减小电解电容的容量, 甚至可以用轻小且性能更加可靠的薄膜电容替代[4]。
3 数学模型及分析
设三相电网电压平衡, 根据整流器的拓扑结构, 对其数学模型进行坐标变换, 既可得到在同步旋转坐标系中的模型, 其阵形式如下[5]:
式中:Sd、Sq为开关函数。
设整流器交流侧输出电压为:
根据式 (1) 可知, 交流侧电流的d、q轴分量id1、iq1和母线电压Vdc满足下式:
式中:Pconv、Pinv分别为整流器传输的功率和逆变器传输的功率;Ed1、Eq1为电网电动势在d、q轴上的分量;ω为角频率;L为进线电感;R为进线等效电阻。
同步旋转坐标系的d轴定向于电网电压矢量, 即Eq1=0。因为调节iq1可控制网侧功率因数, 因此只要将iq1调节至零, 就可以实现单位功率因数。基于以上条件, 整流器传输的功率Pconv表示为:
在式 (2) 中, 在稳态条件下为零, 当忽略进线电阻R时:
所以 。
同时, 逆变侧传输的功率Pinv为:
应用基尔霍夫电流定律, 可以得到icap=idc1-idc2, 并且可知Pconv=Vdcidc1和idc2=Pinv/Vdc。因此
在式 (3) 中, 通常稳态下Vdc基本上稳定在电压参考值, 或者电压的变化相对电流的变化非常缓慢, 因此可以认为idc1与id1成比例关系。在式 (2) 中, 忽略R时, 进行拉普拉斯变换, 得到:
再将上式代入式 (3) , 可得:
为了实现icap=0, 可以在整流器的控制电压处加入补偿 (2Vdc/3Ed1) s Lidc2, 以此来抵消idc2对直流母线的干扰。从而得到整流器的电流控制方法为:
式中Kp1、Ki1、Kp2、Ki2为PI调节器的增益。
4 电容电流反馈控制
从双PWM变频器的拓扑结构上来看, 无论是电流流向关系, 还是能量传递关系, 整流侧和逆变侧都存在着一定的物理联系。因此, 将两者看作一个整体进行控制, 维持两侧瞬间能量的平衡, 才是抑制母线电压波动的有效途径。
如图2所示为负载电流前馈控制原理框图。在该处引入了负载电流idc2前馈, 与电压PI调节器的输出合成为d轴电流的给定。引入id1ff是为了在母线电压出现误差前对超前整流器输出电流进行补偿控制。
但是该控制策略的不足是只考虑了负载的电流, 而没有考虑负载电流的动态特性。另外, 对负载电流idc2的补偿是在电流环之内, 需要经过电流PI调节器作用后才能产生有效的控制电压ud1, 所以其动态性能受限于PI调节器自身的响应延迟。
针对此缺陷, 本文提出一种电容电流反馈控制策略, 其思路是直接在控制电压处进行补偿控制, 并且直接引入电容电流的反馈控制, 其原理框图如图3所示。
从图3中可以发现, 负载电流idc2的补偿项中含有微分算子s, 反映了负载的动态特性性, 前馈补偿点设置在电压节点处, 而不经过电流PI调节器, 因此避免了与PI调节器相关的延迟, 可以大大加快其动态响应, 对直流母线电压的控制更加快速, 电压波动将会大大减小。同时电容电流给定设置为i*cap=0, 使电容电流紧紧跟随电容给定并保持恒定, 这样使得在直流环节idc1=idc2, 由于没有电流流入 (流出) 直流侧电容, 这样即使是一个很小的电容, 直流侧电压也没有变化, 达到了减小直流电容的目的。
5 控制算法的数字化实现
在电压节点处, 微分项 (2Vdc/3Ed1) s Lidc2补偿了由逆变器引起的干扰。但如何数字实现该微分算子也是一个需要解决的重要问题。
针对这个问题, 可以采用欧拉 (Euler) 数值微分方法实现前馈电压补偿项, 其中, Vdc和idc2是时变量, 需要基于系统状态微分方程预测出直流母线电压Vdc和负载电流idc2下一步的值。
在t=k Ts时刻有:
这里 和i赞 分别是在t= (k+1) Ts时刻Vdc和idc2的预测值。由于直流电压在每步都进行测量, 可得到Vdc (k) 。
另外求负载电流:
同时可得负载电流的每步预测值为:
对感应电机定子电流的微分方程应用欧拉公式, 可以得到:
所以 可以由上述得到。
而且, 容易得到:
最后, 结合以上推导, 就能得到补偿项的计算公式为:
6 仿真
应用Matlab/Simulink可对本文的双PWM变频器的电容电流反馈控制策略和传统的独立控制进行仿真, 以对比其直流母线电压波动情况, 并对结果进行分析, 仿真模型如图4所示。仿真参数如下所示:电源电压220V, 异步电动机功率P=5.5k W, R=0.34Ω, Lm=50m H, Ls=52m H, Lr=60m H, L=0.875m H, C=100μF。
控制器增益kp1、ki1、kp3、ki3是手动调整的。首先, 调整增益kp1、ki1, 调节kp1、ki1以便使上升时间为8个PWM周期 (1.3ms) , 超调量小于10%。其次, 调节电压控制器增益kp3、ki3, 然后启动电压控制器。观察直流电压的阶跃响应, 在发生过冲之前增加kp3、ki3。
图5、6、7分别给出了当电机转速在50rad/s与-50rad/s之间变化的仿真结果。图 (a) 给出了双PWM变频器在母线电容为2200μF时独立控制时的结果, 图 (b) 给出了双PWM变频器在直流母线电容为100μF时采用电容电流反馈控制策略的结果。可见当转速大范围变化时, 采用独立控制方案时直流电压波动较大, 电容电流反馈控制方案直流母线电压波动要小得多。
7 结论
从仿真结果和分析可以看出, 本文介绍的双PWM变频器电容电流反馈控制策略改善了负载状态改变时直流电压波动的现象, 基本实现了单位功率运行, 提高了能量利用率和系统的可靠性与抗干扰能力, 表明了该方法的正确性与可行性。
摘要：为了减小双PWM变频器的电容容量和稳定直流母线电压, 采用了一种新型的电容电流反馈控制策略。该控制策略的特点是在电流前馈的基础上, 直接引入电容电流的反馈控制, 使电容电流紧紧跟随给定电容电流的变化, 实现电容电流无静差调节。建立仿真模型, 结果表明该方案优化了直流母线的动态特性, 降低了对电容容量的要求。
关键词：双PWM变频器,电流前馈,电容电流反馈控制,直流母线
参考文献
[1]谢丹雄.双PWM变频控制的研究[D].武汉科技大学, 2008.10:4-5.
[2]刘卫俊.基于DSP的异步电机SVPWM矢量控制系统的究[D].浙江工业大学硕士论文, 2005.4:10-12.
[3]冷海滨.双PWM矢量控制变频调速系统的研究[D].广西大学硕士论文, 2006.6:8-10.
[4]邱涛.基于DSP的双PWM变频调速系统研究[D].广东工业大学硕士论文, 2006.15-17.
[5]Bon-gwanGu, KwangheeNam.ADClinkcapacitor minimiza-tion method through direct capacitor current control[J].IEEE Transaction on Industry Applications, 2002, 42 (2) :573-574.
[6]徐金榜.三相电压源PWM整流器控制技术研究[D].华中科技大学博士研究生论文, 2004.9:23-24.
[7]刘玮, 沈传文.基于功率直接反馈的双PWM变频器仿真研究[J].电气传动自动化, 2005, 27 (6) :4-5.
[8]陶海军.三相高功率因数整流电路控制策略研究[D].河南理工大学硕士论文, 2006.6:8-9.
[9]陈伯时, 陈敏逊.交流调速系统[M].北京:机械工业出版社, 2005.
[10]Bon-gwan Gu, Kwanghee Nam.Theoretical minimum DC-link capacitance in PWM converter-inverter systems.IEEEProc-Electr.Power Appl., 2005, 152 (1) :81-83.
电流负反馈 篇7
物理教学过程是教师向学生输出信息，学生对所接受的信息通过思维作出反应，并将思维结果反馈给教师，教师再根据得到的反馈信息做出判断，决定将怎样的信息输出、反馈给学生的过程。师生双方都需要从对方那里得到反馈信息，以便做好“教”与“学”的工作。师生间的这种信息交流和反馈，不仅仅指知识方面，同时也包括情感方面。通过不断反馈，教师将对物理学与物理教学的情感转移给学生，这样学生就会将对物理学和物理教师的情感转化为学习的动力。因此，做好反馈工作是提高教学质量的基础。
一、对教材的分析
本节课是在已有的电学知识和简单的磁现象知识基础上，将电和磁对立统一起来，是初中物理电磁学部分的一个重点，也是可持续发展的物理学习的必要基础。主要包括三个重要的知识点：通过奥斯特实验明确通电导线周围存在磁场，通电螺线管的磁场，安培定则，因此是一节内容较多、信息量较大的课。但是这节课的优点是知识结构条理清晰、层次分明。本节课有两个实验，并且都有着直观的实验结果，相对较为生动，容易引发学生的学习积极性。
二、对学生的分析
初三学生是初中的毕业年级，学生的心智较为成熟，认知水平比起刚接触物理时有了很大提高，形象思维和抽象思维都有了不同程度的发展，分析问题、解决问题的能力也更加进步。但是我们要一分为二地去看待，初三的学生往往是不爱发言，不主动表现自我，课堂气氛比初一初二的沉闷，需要教师积极、灵活地调动。
三、教学过程分析
这堂课的教学步骤可分为三次反馈过程。
1. 导入新课过程。
用设疑激趣的方法引入新课，复习电荷间相互作用规律和磁极间相互作用规律，从电现象和磁现象的相似，推理电与磁之间存在的联系，导出奥斯特的发现。做好奥斯特实验是关键，实验时将通电直导体尽量靠近小磁针，在介绍科学发现的过程中渗透科学研究的方法指导，从而启发学生观察思考生活与学习中的类似现象可能会引起新的联系与规律的发现，在生活和学习中处处要做一个有心人。了解学生情况，获得第一次反馈，然后调整教学，为新知识的学习铺平道路，促进知识的正迁移。
2. 学习探索过程。
在教学中，我用条形磁体吸引大头针，但是用打开的手电却不能吸引大头针，从而引出电流磁场有强弱。从实用性上来说，通电导线的磁场在生活中应用并不广泛，真正实用的是通电螺线管。把导线绕在圆筒上，就可以做成螺线管。把通电螺线管靠近磁针，会发现磁针与螺线管相吸引或排斥。再把条形磁体靠近磁针，出现了类似现象，上述现象表明通电螺线管和磁体一样也有磁极，它的周围也有磁场。我让学生继续探究通电螺线管的磁场，并尝试画一画它的磁感线分布图。通过新旧知识的类比，在条形磁铁周围磁场的基础上生成通电螺线管周围磁场分布。学生学会类比的方法后进一步探究其它螺线管的磁场分布情况。这时，我再提出总问题：通电螺线管的磁场方向与什么有关?通电螺线管周围磁场分布与条形磁体相似，它的磁场方向与电流方向及导线的绕向有关。每次都用小磁针来确定通电螺线管的磁场方向十分不便，人们利用安培定则可以非常快捷准确地判定出通电螺线管的磁极。师生共同活动，用安培定则判定出通电螺线管的磁极。我通过反馈掌握了情况，找出了差距，改进了教法，提高了质量。学生通过反馈强化了正确，改正了错误，找出了差距，促进了努力。
3. 巩固加深过程。
教师利用教学案，通过练习讨论，听取学生的分析、判断或争论，然后小结，及时调控，进一步巩固基础知识，分解难点和重点。第三次反馈是拓展思维的训练，在学生掌握本课知识的基础上，能灵活运用新知识，培养其创造性思维能力。