音频信号分析

音频信号分析（精选8篇）

音频信号分析 篇1

人耳所能听到的音频信号频率范围是20Hz~20KHz, 模拟音频信号的编码主要是实现对音频信号的压缩, 之所以模拟音频信号能够被压缩, 主要是因为:一、声音信息中存在着多种冗余;二、听觉器官的不敏感性;三、采样的标本中存在着相关性。

一、声音信息中存在着以下冗余:1、幅度分布的非均匀性;2、样值间的相关性;3、周期间的相关性;4、话音间隙冗余。

二、听觉器官的不敏感性也就是专业语言所说的听觉的掩蔽效应, 它主要表现在以下两个方面:

1.频谱掩蔽效应

比如在一个频率1KHz, 强度为70d B的声音背景下的掩蔽门限线图如下

2.时间掩蔽效应

声压强度大的声音信号出现之前和之后的短暂时间内已存在的弱音信号也会被强音信号掩蔽掉, 分别称为前掩蔽 (20ms) 和后掩蔽 (100~200ms) 。

音频的编码技术通常会用到MPEG-1、MPEG-2标准。MPEG即Moving Picture Experts Group是国际电联ITU标准专家组制定的音频编码标准。MPEG强调人的听觉心理声学模型的利用。可利用估计听觉掩蔽阈值、量化精度、尺度化等各种压缩手段进行压缩编码。

MPEG-1音频 (ISO/IEC 11172-3) 描述了具有如下属性的三层音频编码:

层次Ⅰ, 将音频信号输入按一定格式固定分割成32个子带, 子带系数的量化精度为4bit, 比例因子为6bit, 单声道码率为192k bit/s.

层次Ⅱ, 采用自适应的比特分配, 子带低频量化精度为4bit, 中频段为3bit, 高频段为2bit;比例因子为6bit;高保真度码率为128k bit/s.

层次Ⅲ, 用混合带通滤波器提高频率分配率, 采用非均匀量化、自适应分段和量化值熵编码技术。每通道64k bit/s.

MPEG-2音频是在1994年11月为数字电视而提出来的, 其发展分为三个阶段:

第一阶段是对MPEG-1增加了低采样频率, 有16KHZ, 22.05KHZ, 以及24KHZ。

第二阶段是对MPEG-1实施了向后兼容的多声道扩展, 将其称为MPEG-2BC。支持单声道, 双声道, 多声道等编码。并附加“低频加重”扩展声道, 从而达到五声道编码。

第三阶段是向后不兼容, 将其称为MPEG-2 AAC先进音频编码。采样频率可以低至8KHZ;而高至96KHZ范围内的1-48个通道可选的高音质音频编码。

摘要：通过对声音信号特点和人耳听觉特性的理解来分析音频信号数字化的编码方式。

关键词：声音冗余,掩蔽效应,MPEG-1,MPEG-2

参考文献

[1]数字音频技术.作者: (美) 波尔曼 (Pohlmann, K.C)

[2]数字音频技术及应用.作者:韩宪柱

广播电台音频信号电平的掌握 篇2

音频信号电平的大小，直接影响信号的质量指标，如信杂比、失真度和频响。电台的工作人员天天与音频信号打交道，应能正确地掌握信号流程环节中的电平大小，否则节日质量就难以保证。现在一些地方台的节目尤其是直播节目，在本地收听就象听远方电台的广播一样，声音忽大忽小，有时把音量开到最大也难以收听好。给我印象深刻的是，某些台的技术部负责人，对送入调频发射机的音频信号的大小，不是根据调制度来定，而是根据收音机上音量指示的大小而定。这种情况，实属个别，但很说明问题。还有，在社会上，许多音像制品，其输出电平也很不一致。可见信号电平把握不准现象，还是随处可见。

2、节目录制造成电平不准确

电台节目录制，通常使用盘式磁带。信号录在磁带上，其磁平的大小是以磁通量的大小来表达的。带速不同，其工作磁平也不同。以常用的两种带速为例；带速为19cm/秒，工作磁平为160nwb/m；带速为9．5cm／秒，工作中磁平为125nwb/m。但实际工作过程中，我们并不要掌握磁平的大小，而只需使最大录音音量控制在0VU；就可保证磁带上的信号具有规定的磁平。由于VU表示的是平均值，当录音信号达0VU时，其峰值已达到4dB。

现地方台大都使用价廉的录音座和盒式带录制节目。卡座上的LED指示器，液晶带状电平表，荧光指示等音量指示，它能反映音量的瞬时值，用它来录音时，其最大录音电平应达4dB。一些人将0dB当成0VU，因而录出来的节目信号电平偏低，造成音轻或信杂比低。

3、节目信号在调制发送时造成的偏差

节目的发送，无论是中短波发送还是调频发送，送入发射机的音频信号大小应以调制度大小为准则来进行调整。调制度以百分数表示，最大为100％。对调频发送，调制度以频偏△f表示，△f=7．5kHz相当于100％的调制度。调制度大小必须严格控制。为此；在音频信号进入发射机前，一般要加限幅器，不过，一些台由于经费问题将它也精减了。调制度掌握不好，其影响是多方面的，如调幅发射，当调制度大于100％时，则属过调制引起失真，调制度过小时则使发送功率减少，影响覆盖范围。调制度一般控制在90～95％，但有的节目如交响乐等音乐节目，其动态范围大，其调制度的大小就会相差许多。

4、节目源信号电平至关重要

广播电台的节目信号，来源不同，其电平也不同。而这些信号须进入各种设备进行处理后才进入载体(磁带或发射机)，这些设备的输入电平都有一定的规定。若低于最小值，则尽管把音量放大置于最大位，也可能达不到所要求的电平，即使达到了，其噪声也是很大的。若等于最大值，则会引起前级过载产生失真，一旦前级失真。则后面的讯号都无法恢复。所以，确保节目源信号电平至关重要。

音频信号分析 篇3

智能信号切换设备一般都有两个工作状态:自动切换、手动切换。在自动切换状态下,当主路信号丢失时设备自动切换到备用信号,而主路信号恢复后,设备则会自动地切换回主路信号上;在手动状态下,值机人员手工操作信号切换。这些信号的切换动作,表面上看起来已经很完美了,但在发射台的实际应用中还是发现了一个小问题,即切换时听众会感受到信号出现了短暂的停顿或重复。这是由于同一个节目的信号,经过不同的路由(光纤、卫星、微波)和路径(模数转换、编码、解码、数模转换)后,其到达发射台前端是有时间差的,即信号不同步。下面所讨论和阐述的就是如何运用音频比对技术实现音频信号源的同步切换。

1 音频包络比对的提出

1.1 常规的音频比对技术

音频比对技术是利用数字音频的时域、频域特征和属性来分析两段音频序列的相似度,再以相似度的大小来判断这两段音频序列播放的是否是相同或相似的内容。其流程大概是:音频采集(滤波(增益补偿(模数转换(压缩(提取特征参数(比较特征参数(输出比对结果。

滤波和增益补偿主要目的是降低噪音的干扰;压缩处理是为了减少音频中相关性较低或不相关的参数,提高后续工作的处理速度;特征参数是指音频流中以帧为单位提取出音频的质心、均方根、Mel倒谱系数、音高、振幅、带宽、能量等;音频比对是利用上一步提取的特征参数完成计算和比较,将比较结果同预先设定的阈值进行对比,得出最终结果。

音频比对技术在实现时并不考虑音频的具体内容,它只注重音频序列的关键参数和属性的相似度。

1.2 常规音频比对算法的技术特点

常规算法中对音频特征参数的提取,主要是在频域空间中分析并完成的。在时域空间变换到频域空间时,多采用矩形窗(一个矩形窗包含若干个音频帧,一个音频帧包含若干个音频样本),通过各种频域变换(傅里叶变换、离散余弦变换、离散小波变换)而完成。这种频域变换的特点,是能有效地体现音频信号局部区域的频率特征,其应用于完全同步的信号比较(语音文件比对)或语音识别(特定人、物比对)中,是比较有效的,但在广播节目的信号比对中,常规算法有很大的缺陷:其一,广播信号由于经过不同的路由通道,多路信号不可能被同步采集处理,即两路相同音频信号在不同延迟时间的条件下,其矩形窗频域特征很难做一致性判断;其二,时域转换为频域的算法时间复杂度很大,傅里叶变换的时间复杂度是O(NlogN),而高速算法也只能达到O(NlogN),这在实时性很强、数据量很大的广播信号比对中,应用的局限性非常大。

1.3 音频比对新算法方案的提出

图1是一个人分别两次朗读同一首诗歌所录制下来的音频时域波形图。仔细观察便可发现一个重要的特征:剔除朗读时停顿的影响(删除静音部分),剔除朗读时音量(振幅)大小的影响,两张波形图是及其相似的。

通过图1音频特征的分析,提出一种新的音频比对算法:在音频的时域空间,按几何方法比较其音频包络的相似度。

2 音频包络比对技术要解决的问题

2.1 包络的几何相似度判定

把音频包络的几何形态看做是N纬空间中的向量,于是该问题就转化为N纬向量相似度的判定问题。向量的相似度判定在数学上使用距离的概念。向量距离的计算有很多种方法,简要说明如下:

对二元向量,可采用“简单匹配系数法”“杰卡得距离(Jaccard系数)法”“Dicc系数法”。这些算法由于是只针对二元向量运算,所以不适合在音频比对中应用。

对一般向量(多维向量),可采用“欧氏距离(Euclidcan)法”“曼哈顿距离(Manhattan)法”“马氏距离(Mahalanobis)法”“Cambcrra法”。但上述算法中,向量中个别元素对向量的影响会被放大或缩小,而此影响反而在音频包络的比对上并不适合。

从上述向量距离测度的算法中,根据音频包络的特性与算法特征进行匹配筛选,决定采用“夹角余弦”的向量距离完成相似度测度及判定。

向量夹角余弦的几何意义,如图2在三维空间中就是向量A与向量B之间的夹角θ的余弦,用cosθ表示向量的相似度,其取值范围是[-1,1],1表示向量重叠夹角为0。,即向量相同;0表示向量垂直夹角为90。,即向量完全不同;-1表示向量方向相反。对应于音频包络的几何形态,1表示包络形状一致;-1表示形态一致但一个是包络的上升段,而另一个是包络的下降段;0则表示包络形态完全不同,一个包络处于基本平直的段,而另一个包络处于急速上升或下降段。

沿向量的方向,增大或减小向量的模长度,对夹角的大小不产生没有影响,此特性恰好能消除音频振幅大小对包络几何形态相似度的判定。如果采用欧氏距离计算dist (A,B)则会因为坐标的变化产生重大影响。

向量夹角余弦公式推导:

如图3的平面三角形,a,b边的夹角为θ,余弦定理描述为:

以坐标(x1,y1),(x2,y2)代入公式得:

化简得:

同理可推导出三维空间中,两个向量的夹角余弦公式为:

再推广到N维空间中,两个向量{x1,x2…xn)和{y1,y2…yn}夹角余弦公式为:

2.2 音频振幅的变化对包络几何相似度的影响

广播信号的音频比对与常规的音频比对是在完全不同应用场景下实施的,在广播信号中的音频比对和测量,尤其是在同步切换器的使用中,用户并不关心信号的节目内容而专注于同一个节目的信号,经过不同的路由路径后是否发生了变化,比如更关心的是信号的延迟、丢失、信噪比异常等。

向量的夹角余弦测度方法,恰好能避免上述环境的变化对音频比对效果的影响。从几何意义的角度上看,算法中比较的是向量的方向,而向量的长度(模)的变化不会对角度产生任何作用。如图4,向量a与向量b夹角,不会因为向量b线性延长为向量c而发生改变。

数学推导证明如下:

两个向量{x1,x2…xn}和{y1,y2·yn},设yi=λxi(i=1···n),则:

结论:向量各维度坐标的线性变化不会改变向量的方向。该结论如下图5,在音频包络上的几何意义为:包络A与包络B是相同的。

而音频在时域空间的包络幅度其物理意义代表音频的响度(音量),从而得出结论:使用向量夹角余弦算法,音频响度的线性变化,不会影响相似度比对的效果。

2.3 背景噪音的干扰对包络几何相似度的影响

从日常经验知道,音频背景噪音的量级大约是纯净信号的3%～5%,于是设yi=xi+σi,σi为xi的背景噪音(σi≤0.05xi),则:

观察一段音频信号的包络,会发现一个特点:信号以X轴(时间轴)为中心上下震荡,并近似于X轴对称。于是可以令化简得:

上述加扰后的余弦公式中当n=1时,可以把X看做是直角三角形的A边,σ看做是直角三角形的B边(B的边长非常小,只相当于A边长的3%～5%),上述公式就等价于三角函数中余弦的定义式:

由于b非常小,因此COSθ非常接近于1,也就是说干扰的影响非常小,几乎可以忽略,当n越大干扰对相似度的影响就越趋近于0。通过计算机模拟测试,在n=20的条件下,加入3%～5%背景白噪声干扰,相似度的影响在0.7%～0.9%范围内变化。下表是对各种不同类型的向量曲线,加入3%-5%的随机白噪声后,计算机模拟得到的结果:

于是,可以得出经验性结论是:使用夹角余弦算法,背景噪声的干扰对多维向量相似度的影响程度降低了一个数量级。因此只要设定恰当的相似度阈值匹配门限,就完全可以消除背景噪声的干扰。

从余弦算法的理论值来说,信噪比只要能达到13dB,就能很好地完成音频比对了,而一般的接收设备性能都远远超过这个理论值。

3 音频包络比对的实现方法

3.1 音频比对窗口

对同时多路采集到音频,经过数字化后成为音频数字流。音频相似度比对前的准备工作就是要按统一的时间跨度分割为一个一个相同时间长度的矩形比对窗口,多路音频都在同一个度量窗口中完成相似度比对。

比对窗口的宽度要根据实际的应用场景进行调整。窗口太宽则比对的时效性会降低;窗口太窄则不易准确定位多路音频的时间同步点。在不同的应用环境中,需要对窗口宽度实际进行测试调整。比如需要比对两路光纤传输的信号时,可以把窗口设计的比较窄,考虑到光信号经过不同的路由延时,则按0.5～1s开设音频比对窗口就足够了;如果需要比对最快到达的音频信号(播音室输出信号)和最慢到达的卫星信号,可以把窗口设计的宽一些,1～2s (卫星的高度约36000km,因此卫星信号至少有0.2s的延迟),具体实施时通过调整窗口宽度参数来完成配置。

软件在设计上最优的方法是:查找多路音频同步的时间点时,比对窗口宽一点,这样方便准确定位;一旦多路音频同步上后,就可以动态地缩小比对窗口的宽度,从而提高比对的时效性能。

为方便起见,在后面的论述中我们窗口宽度设计为2.1s的原因是中心时间点数据为0.1s,中心点前后各有1s的音频数据长度,这只是为了方便计算和论述。同步切换器中的嵌入式DSP在对窗口数据进行比对时会消耗一点时间,这段时间叫“窗口间隙”其长度随数据量及DSP速度而不同,大约耗时0.2～0.5s,这段时间的音频不参与相似度比对。

3.2 比对算法

3.2.1 音频帧的划分

进行音频包络几何形状的完整相似度比对,数据量太大了,因此需要进行简化,方法就是划分音频帧,用音频帧的平均能量替代包络的几何形态。

通过划分音频帧,参与相似度运算的数据量将大大缩小。通过这样的运算等于忽略了音频包络的细节,而只关注音频包络的曲线特征,其在频域上的理论就是忽略高频部分,而声音的主要特征是由低中频部分来承载的。因此,使用音频帧划分音频比对窗口,既简单快速又能很好地完成音频比对。

3.2.2 音频帧能量计算

音频帧的能量,采用平均振幅的方法进行计算。把音频帧内所有样本的振幅累加得到帧的能量和,其平均值记为该帧的能量,即

3.2.3 相似度计算

进行相似度比对的每路音频,其左右声道窗口数据分别通过上述运算得到一系列音频帧能量数据队列Pi (i=1…n),当音频窗口按前述的2.1s时长进行分割时,则n=41,中心帧序号为21,中心帧左侧包含前1s的20个帧能量数据,中心点右侧包含后1s的20个帧能量数据。

每两个待比对的音频,分别按左声道和左声道、右声道和右声道进行相似度运算,如果需要考虑音频比对系统中允许左右声道接插错误的情况,那么还要完成两路音频左右声道的交叉相似度比对,把相似度匹配最佳的声道作为同一个声道,继续完成后续的计算任务。

立体声(调频)广播的音频要分别按左右声道完成相似度比对,其“左左”声道和“右右”声道相似度的平均值作为整体的相似度。

3.2.4 向量维度的确定

把音频帧能量序列看成向量,然后计算两路需比对的音频帧向量的夹角余弦。那么向量的维度如何确定呢?向量维度大,其几何意义表示用一大段的包络片段进行比对,准确性高,但运算量大;向量维度小,表示用一小段的包络片段进行比对,准确性低,但运算速度快,于是适当选取向量维度的大小是很重要的。

3.3 查找音频同步时间点

在广播节目中,AB两路音频信号经过不同的路由链路(光纤、微波、卫星、网络),它们到达音频比对监测点的时间一定是有差别的。在信号非同步状态下进行对位比较不会得到正确的结论。因此,查找音频的同步时间点是完成相似度比对的前提和条件。

查找同步点的方法就是在音频窗口中依次错位比对所有连续音频帧向量的相似度,然后挑选相似度最高的时间点作为同步点。为简化描述,假设AB两路音频在窗口中的帧能量序列PAi和PBi中只包含5个音频帧(i=0,…4),中心帧的索引编号是2,向量的维度采样半个窗口宽度,即维度为2,如图7所示:

假设AB两路音频是同步的(两路音频同时到达,此时称音频的同步时间点为0ms),则下面4组向量比对的相似度平均值,一定是最高的。

假设B路音频比A路音频提前半个音频帧(50ms)左右先期到达(此时称音频的同步时间点为-50ms),则下面3组向量比对的相似度平均值,一定是最高的。

假设B路音频比A路音频提前一个音频帧(100ms)左右先期到达(此时称音频的同步时间点为-100ms),则下面2组向量比对的相似度平均值,一定是最高的。

假设A路音频比B路音频提前半个音频帧(50ms)左右先期到达(此时称音频的同步时间点为50ms),则下面3组向量比对的相似度平均值,一定是最高的。

假设A路音频比B路音频提前一个音频帧(100ms)左右先期到达(此时称音频的同步时间点为100ms),则下面2组向量比对的相似度平均值,一定是最高的。

AB两路音频到底是同步的呢,还是有先有后呢?同步时间点是多少呢?非常简单,把上面描述的错位比对过程全部运算一遍,找出相似度最高的作为候选的同步时间点。对连续的N个窗口通过上述过程经过N次测试后,如果最佳的同步点都落在同一个时刻,就说明已经找到同步时间点了。

3.4 音频比对与报警切换

在确定了同步时间点后,后续的相似度比对就采取定位的比对运算。可以定义相似度门限,该门限应该比同步查找的门限略微放宽,若连续几次的相似度低于门限,则可以报警了,同时把输出信号切换到其它正常的信源信号上,此时程序再次返回到同步时间点查找过程中。

4 结语

本文是基于广播发射台实际工作的需要而提出,上述方法已经过实验证明可行,下一步将出产品。广播发射台实现音频信号源的同步切换,必将带来播出质量的提高,是广播发射工作的实际需要。

摘要：现在的广播发射台信号进行切换时,信号经常出现停顿或重复现象。为了消除此现象,本文提出了采用音频包络比对技术,经过比对窗口设置、划分音频帧、相似度计算等步骤,实现音频信号的同步切换。该技术方法已得到实验验证,若得以实际推广应用,必将有效提高广播发射台的播出质量。

关键词：信号切换,音频包络比对,相似度

参考文献

[1]郭兴吉,范秉琪.基于特征的音频比对技术[J].河南师范大学学报:自然科学版,2006(5).

音频信号分析 篇4

关键词：音频信号,DSP,FFT,DSPIC30F6014A

0 引 言

目前, 大多数音频信号处理仪不但体积大而且价格贵, 在一些特殊方面难以普及使用, 而嵌入式系统分析仪具有小巧可靠的特点, 所以开发基于特殊功能单片机的音频分析仪器是语音识别的基础, 具有很好的现实意义。

信号分析原理是将信号从时间域转换成频率域, 使原始信号中不明显特性变得明显, 便于分析处理。对于音频信号来说, 其主要特征参数为幅度谱、功率谱。该音频信号分析仪的工作过程为:对音频信号限幅放大、模数转换、快速傅里叶变换 (FFT, 时域到频域的转换) 、特征值提取;从到音频信号的幅度谱, 进而得到音频信号的功率谱[1]。

1 硬件设计

“智能家居” (Smart Home) 也称智能住宅。家居网络智能控制系统就是利用先进的计算机技术、通讯技术和嵌入式技术, 将家中的各种设备通过家庭网络连接成系统。整个智能家居系统的构成如图1所示。在该系统中, 对于某些家用电器设备的监测与控制需要进行音频信号的分析[2]。

本设计选用Microchip公司的DSPIC30F6014A单片机为核心处理器, 该芯片是MCU技术与DSP技术的结合, 既包含了16位MCU的控制功能, 又融合了DSP的高速运算技术, 实际上就是数字微处理器、可方便地实现音频信号分析的各种功能。音频系统框图如图2所示, 包括电源模块、预制电路、A/D转换模块、DSP模块、LCD显示模块等几个部分。各模块以及接口的具体设计和实现功能如下:

(1) 电源模块:采用直流三端稳压电源设计, 220 V交流电经降压、整流、滤波和稳压后, 转换成系统需要的±5 V、±12 V电源电压。

(2) 预制电路:为保证输入频宽在音频范围, 前端直流偏置电路采用OP07放大器, 第一级的加法器将输入信号与2.5 V电压值相加, 第二级的反相器将信号转移到A/D转换能处理的0～5 V范围。因输入端50 Ω电阻的接地, 故系统输入阻抗近似为50 Ω[3]。

(3) A/D转换模块:因为音频信号的输入只有一路, 所以在12位可配置的A/D模块的16个模拟输入引脚中只用到AN6, 初始化时, 将该引脚配置为模拟输入引脚, 同时, 因为处理后的音频信号电压为0～5 V, 将A/D模块的参考电压设置为0 V, 5 V。转换输出速率高达200 KSPS[4]。

(4) DSP模块:该数字微处理器是改良的哈佛结构设计, 可实时分析, 具有很高的分辨率。通过Microchip公司的MPLAB C30 C编译器调用DSP模块, 该编译器中提供49个DSP处理函数, 可以完成全部的数字信号处理[5]。

(5) LCD显示模块:用于直观显示频谱波形。

(6) ICD2调试接口:选用 Microchip公司的ICD2在线调试器, 为此预留了ICD2调试接口[6]。

(7) RC振荡器:此单片机可工作在外部时钟输入、外部RC输入、内部快速RC振荡器、内部低功耗 (RC) 振荡器四种模式, 以及在低功耗时使用的后分频器。本设计采用内部快速RC振荡器, 它能提供7.37 MHz的时钟, 由于要实现对音频信号实时处理, 所以没有用到后分频器[7]。

2 软件设计

音频系统主循环如图3所示。

(1) 经过采样、A/D转换完成后, 清除A/D使能标志, 得到离散化的数字信号。

(2) 调用周期判定函数, 实现对信号周期性的分析。

(3) 调用FFT变换函数, 对离散信号的快速傅里叶变换, 实现时域到频域的变换。

(4) 显示输入信号的频谱。

(5) 计算信号的功率谱及计算最大功率。

(6) 显示信号的功率谱及最大功率。

2.1 A/D采样

理论分析:因12位的A/D模块, 故量化单位为1/212, 因频率分辨率Δf=100 Hz、FFT的子样本点数N=512, 故采样频率fs=51 200 Hz (fs≤NΔf) 、采样周期Ts=1/51 200 s (采样周期=采样时间+转换时间) 。因振荡频率为7.37 MHz, 故指令周期TCY= (1/7.37) × 4=0.5 μs。

实际控制:转换时间为14个TAD (为正确A/D转换, TAD=333.33 ns) 。所以, 配置A/D自动采样时间为6个TAD, A/D转换时钟为16TCY, 则A/D转换总时间为0.092 ms, 采样频率为10.87 kHz。

A/D模块工作在系统时钟源、自动转换模式, 每完成一次转换进入一次中断。在程序中应该定义一个采样点数的结构体, 用于存放A/D采集到的数据, 每个结构体内包括一个实部和一个虚部。在中断服务子程序中, 由A/D模块采集到的数字量存储到结构体的实部, 共进行采样点数次转换, 中断服务子程序的流程如图4所示。

2.2 周期判定

音频信号的频率分量不但多, 而且不具周期性。测量周期可以在时域也可以在频域, 但是由于频域测量周期性时要求某些频率点具有由规律的零点或接近零点出现, 所以对于较为复杂的、频率分量较多且功率分布较均匀且低的信号就无法正确地分析其周期性。因此, 对于信号的周期性判定, 应该在对信号进行FFT变换之前, 直接调用周期判断函数[8]。周期性判定子程序流程图如图5所示。

2.3 FFT变换

由于直接傅里叶变换的计算量与子样本点数N的平方成正比, 在N较大时, 计算量太大, 不适合在资源有限的嵌入式系统中实现。所以最常用基2 FFT算法, 其主要思想是将N点直接傅里叶变换分解成多个较短的直接傅里叶变换, 再利用旋转因子的周期性、对称性, 在很大程度上节省了系统资源。

MPLAB C30 C编译器内部提供了几乎全部的数字信号处理软件工具, 通过DSPIC30F系列微处理器[9], 只需调用Microchip公司提供的库函数, 即可方便的实现数字信号处理。对于基2 FFT变换来说, 其软件流程图如图6所示。

2.4 特征值提取

对频域分析起决定作用的量包括采样频率、采样点数。通过FFT[10]变换, 得到离散化的幅度谱X (k) , 先将离散化的幅度值平方, 再除于子样本点数N, 就可得到该频率点对应的功率值 (功率=X (k) *X (k) /N) 。

3 结 语

系统的主要性能指标为:输入阻抗50 Ω;输入信号电压范围 (峰-峰值) 100 mV～5 V;输入信号包含的频率成分范围为200 Hz～10 kHz;频率分辨力为100 Hz (可正确测量被测信号中, 频差不小于100 Hz的频率分量的功率值) ;输入信号的总功率和各频率分量的功率, 检测出的各频率分量的功率之和不小于总功率值的95%;各频率分量功率测量的相对误差的绝对值小于10%, 总功率测量的相对误差的绝对值小于5%;以5 s周期刷新分析数据, 信号各频率分量应按功率大小依次存储并可回放显示, 同时实时显示信号总功率和至少前两个频率分量的频率值和功率值, 并设暂停键保持显示的数据。

基于DSP单片机技术的音频信号分析具有性能稳定、电路简单、速度快、成本低、体积小的特点, 适用于需要音频信号分析的嵌入式系统中, 可以在更多领域进一步推广和应用, 如环境监测、语音识别、智能系统的控制等。

参考文献

[1]胡航.语音信号处理[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社, 2000.

[2]王平, 程明传.嵌入式无线家庭网关的设计与实现[J].微计算机应用, 2008, 24 (29) :53-56.

[3]夏宇闻.Verilog数字系统设计教程[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2003.

[4]谢自美.电子线路设计.实验.测试[M].2版.武汉:华中科技大学出版社, 2000.

[5]刘文波, 张弓.混沌信号中隐含周期信号的一种识别方法[J].雷达与对抗, 2001 (1) :46-49.

[6]杨素行.模拟电子技术基础简明教程[M].北京:高等教育出版社, 2006.

[7]何立民.单片机高级教程[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2001.

[8]丁玉美, 高西全.数字信号处理[M].2版.西安:西安电子科技大学出版社, 2006.

[9]代红权, 陈海燕.基于Matlab的大学物理实验数据处理系统[J].重庆工学院学报:自然科学版, 2007, 21 (3) :32-34.

音频信号分析 篇5

关键词：激光,红外,音频信号

1 引言

近年来, “自由音频”这一概念越来越引起人们的关注, 人们期望在保证高音质的同时, 能够摆脱线材的束缚, 方便安全的欣赏音乐。我们从物理实验角度出发, 利用激光, 红外两种无线传输媒介, 设计、制作了无线音频装置, 并详细分析了两种方案的优劣, 为它们的无线音频应用提供一些理论依据。

2 原理

由于是声音信号的无线收听, 研制装置主要解决声音信号的拾取、无线传输和还原三个问题。实验中我们设计了激光, 红外两种实现方案。

2.1 激光方案

激光方案就是用半导体激光发生器产生的一束极细的红光激光, 射到密闭声源附近的玻璃上, 玻璃会因声源的声音变化而产生轻微振动, 此时从玻璃上反射回来的激光包含了声波的振动信息, 在反射光线经由的一定位置用专门的接收器 (光敏二极管) 接收, 将光信号转化为电信号, 再通过信号放大和功率放大电路以驱动扬声器实现声音还原。

2.2 红外方案

红外方案是用压电陶瓷贴片附到声源近处的密闭外壳上, 物体因声源的声音变化而产生轻微振动, 经过压电陶瓷贴片将转化为电信号, 通过放大电路将信号放大并加载在专门的红外发射二极管将电信号转换为红外光信号发射出去。接收端用与之配套的红外接收二极管进行红外光信号的接收并转换为电信号, 再通过信号放大和功率放大电路以驱动扬声器实现声音还原。

3 电路设计

激光、红外两方案所拾取的原始信号都是微小信号, 因此必须经过信号放大电路放大。同时在收听时还要进行功率放大才能驱动扬声器。

3.1 信号放大电路

信号放大电路主要完成小信号的电压放大任务, 其失真度和噪声对系统的影响最大, 应优先考虑。此放大电路都带有反馈, 具有良好的抗共模干扰能力。通过集成运算放大芯片NE5532构成了前置放大电路, NE5532内部有两个集成运放。

实验中第一个运放用作电压跟随, 作用在于稳定信号。

第二个运放用作信号放大。输入电压为Ui, 输出电压为U0, 电位器阻值1～50K可调, 则理论放大倍数为2～5 1可调。实验中可根据需要进行调整。

3.2 功率放大电路

音频功率放大电路是由集成功率放大芯片LM386构成的集成OTL电路。其作用是将输入的较微弱信号进行放大, 产生足够大的电流去带动扬声器进行声音的重放。L M 3 8 6芯片的优点具有静态功耗低、工作电压范围宽、外围元件少等优点, 因此我们选择使用它来组建功率放大电路。

此电路的电压放大倍数为20～200倍数可调, 我们将经过两级信号放大电路放大后的声音信号输入功放电路, 同时通过调节电位器R 1来改变输入功放电路的信号电压从而调节扬声器音量, 实现声音的重放。

4 效果比较与分析

实验中我们将声源放在一个有机玻璃罩里, 分别用两种方案装置进行了测试, 并用示波器观察了还原之后的声音波形, 通过测试综合分析两种方案的优缺点, 可以得出如下结论: (1) 从示波器记录的波形来看, 两种方案的还原效果是不一样的, 其中的干扰和失真产生的原因也不尽相同。在没有给声音信号时, 红外方案的波形比较干净, 而激光方案的波形则有许多的毛刺出现。这是由于光敏二极管外界环境下工作会受到环境光的干扰, 而环境光对红外二极管却几乎没有影响。 (2) 从实验装置的使用距离和传输方式来考虑, 红外方案和激光方案的感应距离都在5～10m, 并且传输过程中不能有障碍物; (3) 从可操作性来看, 红外方案需要在声源盒上安放压电陶瓷片来拾取声音信号, 而激光方案通过激光入射和反射就能很方便的拾取信号。

针对两种方案各自的缺点, 可以做以下的改进: (1) 在激光方案中, 给光敏二极管加上一个遮光罩, 就可以滤除大部分的可见光干扰;将红光激光换成红外激光, 也可以减少可见光的影响。 (2) 利用滤波电路滤除不需要的信号来改善效果。 (3) 利用红外光的漫反射传播, 在小范围内解决红外光的直线传播的缺点。

5 结语

本文围绕激光、红外两种声音信号无线收听方案, 详细介绍了这两种方案的实现流程和实验电路, 同时利用示波器的波形记录, 分析了两种方案的干扰信号的来源。从还原效果、实用距离和可操作性等角度比较了两种方案的优缺点, 并提出了具体的改进方案和措施, 从理论上指导了它们的无线音频应用。

参考文献

[1]渴望自由漫谈无线音频[J].电脑迷, 2009, (03) :26-27

[2]张宏希.红外接收组件原理及应用电路[J].石河子大学学报 (自然科学版) , 2005, 23 (6) :758-760.

超音频信号功率放大电路 篇6

设计的功率放大器采用了多级级联的结构。第一级为输入缓冲和前置放大级, 如图1所示, 它由AD812设计成, 缓冲放大级的输入阻抗为50欧左右, 起到了阻抗匹配作用, 其输出接前置放大级, 它的放大增益通过高精可调电位器可进行调整。选用的AD812是双运放, 一片AD812便能同时作为输入缓冲和前置放大级, 其中的增益带宽积为150MHz, 压摆率1600V/us, 用它对5MHz以下的频率信号能进行20倍以上的放大。

2 驱动级

第二级为驱动级, 如图2所示, 由3个放大管组成, 其中2SD669构成共射放大电路, 它具有较大的电压、电流及功率放大作用且输入, 输出电阻适中, 由Q1 (2SD669) 和Q5 (2SD649) 及D4 (FR107) 和D5 (FR107) 组成甲乙类双电源互补对称功率放大电路作为输出级, 其特点是电压放大倍数约为1, 但是效率高, 波形失真较小, D4和D5上的压降使得Q1和Q5一直处于微导通状态, 可以减小交越失真。第三级为场效应管功率放大级, 如图3所示, 由IRF640和IRF9640构成OCL电路, 其特点是是电压放大倍数约为1, 但是效率高, 波形失真较小。为了减小交越失真, 利用R18, R15和Q3构成微导通电路, 调节R18即可改变IRF640和IRF9640的导通状态, 该方法较直接利用二极管的固定偏压要好。采用这类三级结构, 具有如下优点:一是易于安排电路元件, 且可使级间的相互作用忽略不计。二是放大器之间可采用交流耦合, 各级放大器的补偿比较简单。实验发现, 该部分电路可将峰峰值0.1V的1MHz正弦信号放大到峰峰值48V且基本无失真, 最大输出功率可达100W以上。当ui=0时, 应通过调整静态工作点, 得到uo=0。

3 输出级

为了获得一个200V以上的输出信号幅度, 采用了1:6的升压变压器来放大输出幅度。采用这样的结构, 避免了用上百伏电压作为功放驱动电压时存在的一些问题, 例如需要实现一个上百伏的直流电源及电路调试较危险等。缺点是由于变压器属于感性元件, 需仔细调试输出匹配电路, 如图4所示。

4 电源

功放的电源采用了开关电源电路, 设计了基于继电器的短路保护电路, 它主要包括输出电流检测, 比较器部分, 继电器及其控制电路组成。为了减小电源噪声的影响, 采用了电感电容滤波电路。在元器件的布局方面, 尽量把相互有关的元件放得靠近一些, 在设计硬件的过程中, 电源线的布置除了要根据电流的大小尽量加粗走线宽度外, 在布线时应使电源线与数据线、地线的走线方向相一致, 在布线工作的最后, 用地线将电路板的底层没有走线的地方铺铜, 这有助于增强电路的抗干扰能力。功率放大电路实物如图5所示, 实验发现, 该功放电路能很好的放大测试信号。

5 结束语

功率放大电路是一种在大信号状态工作电路, 放大电路工作是否正常, 性能指标是否达到要求, 除要按照一定的工艺进行安装焊接外, 还要借助于仪器仪表进行调试和测试。

参考文献

[1]吴丽峰.基于互补推挽结构的MOS功率放大电路设计[J].电子科技.2011.10

[2]李圣清.一种新型功率放大电路设计[J].中南工学院学报.1998.6

[3]王文如.射频大功率放大器的设计研究[J].压电与声光.1987.4

音频信号内容比对实用算法 篇7

1.1信号传输拓扑示意图

广播电视信号制作好以后, 通过各种媒介传输到覆盖设备的前端, 进行编码调制后送达最终受众的终端。覆盖方式主要包含无线覆盖 (发射机房) 、有线覆盖 (有线电视网络) 、互联网覆盖 (网络数字媒体) 、卫星覆盖等, 示意图如下:

一般来说作为覆盖设备的机房, 其信号源都需要有来自不同路由的主、备路, 如图中所示。主、备路由有各种不同的组合, 如双光纤 (路由不同) , 或一路光纤、一路微波, 也有些机房还会使用接收自卫星的信号作为备用信号源, 如图中的“发射机房”。

1.2 非法信号入侵的途径

如图1所示, 以“发射机房”为例。由于传输路途可能很遥远, 实际上每一种传输路径都有可能被插播。光纤可能被窃听, 获取传输格式, 然后切断插入非法信号;微波传输, 在靠近的地点使用大功率非法信号波束照射接收天线, 可能压制合法信号;卫星接收的信号源, 当卫星被非法信号攻击时, 也可能被非法插播。

虽然实现上述插播方式有一定难度, 遭遇到的可能性不高, 但安全播出的要求很高, 还是需要对一切可能的安全播出隐患做出防范对策。

2 防非法插播的技术策略和关键算法

2.1 技术策略分析选择

如果直接对信号源的内容意义进行分析, 判断其内容是否符合政策和宣传要求, 那么按现有的计算机软件软件技术而言, 不仅难度非常高, 而且准确率和实时性也很难满足要求。但是考虑到实际上信号源有多路的情况下, 我们可以用更简单的办法来判断是否有哪路信号路径被插播。那就是把同一节目的来自不同路由的信号源拿来进行内容比对, 如果所有路由的信号内容全部相同, 那么说明信号是安全的;否则, 说明其中必有一路信号被非法插播, 这时就要马上输出报警信息, 等待人工对信号内容进行识别判断。如果信号源路由超过2路, 也可以先把内容与众不同的那一路排除出去, 从内容相同的信号源中选一路输出去播出, 然后再报警请求人工监听的最后裁决。

使用内容比对的方法, 我们不需要对信号内容的意义做出判断, 只需要对不同信号源的内容是否一致做出判断即可, 这样对技术上的要求就降低到了可行的程度。

2.2 音频信号内容比对的依据

可用的技术手段, 无非是用于音频信号处理的电路硬件和对采样数据进行分析的软件。关键在于对信号源内容是否一致的特征提取。如果对某路音频信号源的信号波形用示波器进行观察, 可以发现每当播音员讲话或播放音乐时, 示波器上都会出现相应的波包, 而当出现节目间隙、语言语句之间的间隙、音乐之间的间隙的时候, 示波器上的波形就近乎一条直线 (幅度近乎零) 。如图2～图5所示:

我们可以把语音节目的内容, 看成是由各种不同时间长度和幅度变化规律的波包, 以及各种不同时间长度的间隙组成的信息系列。这种系列与节目内容一一对应, 相同的节目内容必有完全相同的系列, 而不同的系列则意味着不同的节目内容。图2展示了两路内容相同、没有时延差的语言信号的信息系列, 图3是内容不同的信息系列。

因此, 我们就把对内容的判断转化成对音频信息系列的比对判断, 如果信息系列完全相同则内容相同, 否则内容不同。从图2～图5可以看出来, 只要比对的信号中有一路是纯语言类, 内容相同与否其特征非常明显;音乐 (或带音乐背景) 类信号之间, 以及与准白噪声之间的波包特征差别较小甚至难于分辨。

2.3 具体电路和关键算法

来自不同路由的音频信号可能存在时间延迟, 即不同步的问题。因此在进行信号比对之前必须先把两路信号的时间点“拉”齐, 一般是把先到达的信号延时然后与后到达的信号对齐在同一时间点。假设最大可能的信号时间延迟为5秒, 用于信号比对的时长为3秒, 下面讨论不同处理算法的资源开销。

2.3.1 直接对音频信号高速采样的比对方案

直接的音频信号采样, 为了不漏掉任何一个信号上升下降细节, 采样率最好是最高信号频率分量的十倍以上。调频立体声的音频信号最高频率达15 KHz, 采样率需要达到150 KB/S。因为比对前不知道两路信号哪一路的延时更多, 所以实际需要截取的信号时长是比对时长与最大信号延时时长之和, 即8秒。每一路信号8 s时长的采样数据个数为8*150K=1200K。为了得到信号比对的结果, 需要对每一路信号的采样数据逐个后移, 取其后3 s的数据与另一路信号的前3 s数据进行逐个比对, 因此最大的比对次数为2*5*150K*3*150K=6.75*1011次, 而每次比对都需要取数、运算、比较判断、统计存储等操作, 最少也需要10个指令周期, 就算都是单时钟周期指令, 总共也需要6.75*1012个时钟周期, 这一切需要在3秒内完成, 所以每秒需要最少2.25*1012个时钟, 即时钟频率要达到2250GHz。这还只是进行两路信号的比对运算量, 如果要求更多路信号的比对, 运算量还要大得多。这样的运算速度对于单核的芯片是很难完成的, 需要多核的高速芯片并行计算才可能实现。因此这种方案成本太高, 现实可行性差。

2.3.2 先对信号进行包络检波, 再低速采样的比对方案

如果先对音频信号进行幅度变化的包络检波——简单的预处理, 那么虽然我们失去了波形的瞬间 (毫秒级) 幅度变化细节, 但是还是可以保留语句、音乐等间隙和幅度变化的整体趋势等最重要的特征信息, 而这些信息对内容比对来说就已经足够了, 这样做的结果就是可以极大降低比对所需要的运算速度。下面以图6的预处理电路参数为例说明:

上图中的检波电路可以消除检波二极管死区电压的影响, 即使只有几十毫伏的音频信号也能得到正常的包络输出。包络跟踪的R1C1=47 ms, 因此采样周期可以取5 ms, 即采样速率200 B/S。对于时长3 s、最大可能延时量5 s的两路音频数据进行完整比对所需要的最大比对次数为2*5*200*3*200=1.2*106次, 需要的总时钟周期数为1.2*107, 如果运算时间最长为3 s, 则时钟频率要求为最小4MHz。这样的运算速度要求还不到上一方案的百万分之一, 使用价格便宜的51系列单片机就可以实现了。当然, 使用运算速度更快的芯片或DSP可以获得更快的反应速度, 实时性更令人满意。

2.3.3 采样数据的比对处理和判断基准

在两路音频信号之间进行采样数据比对, 还要考虑信号本身的幅度问题。内容相同的信号幅度不一定相同, 但对采样数据进行比对时, 其比例应该是相同的, 这一比例值可以取一段时间长度 (例如8 s) 中两路信号最大采样值之比为“比例参考值”。

对于语言类信号, 使用图6的信号预处理电路, 如果对一段时间长度3秒的采样数据进行逐一比对, 大量的实验表明:1) 如果内容相同, 则采样数据值之比与“比例参考值”误差10%以内的比对结果 (简称“比例一致性”) 个数, 可以占总比对个数的80%以上。这个结论在反复的实验中至少有99%的准确性。2) 如果内容不同, 则“比例一致性”个数, 占总比对个数的50%以下。这个结论在反复的实验中至少有95%的准确性。3) 如果把“比例一致性”的个数是否占总比对个数65%以上, 作为语言类节目内容是否相同的判断基准, 则准确率可达99%以上。4) 对报警实时性放宽要求, 可以极大降低误报率。每增加一次 (3秒) 比对内容不一致的累积才报警, 误报率可以降低100倍。

以上算法的准确性主要受信号的信噪比影响。信噪比20 dB以下的时候, 当信号幅度小的瞬间噪声电平的影响比率增大很多, 影响了其判断的准确度。为了修正这种影响, 可以适当调整“比例一致性”的标准, 例如当采样值为最大值的十分之一以下时, 改用与“比例参考值”误差30%以内作为“比例一致性”的参考标准。

2.3.4 音乐节目信号之间内容比对的优化方法

从图4看到, 音乐节目或含有音乐背景的节目, 其波包的特征比较不明显, 以上述算法去判断准确率是比较低的。因为音乐信号由各种不同的乐器组合而成, 不同乐器其频谱是不同的, 所以可以按频谱对总信号进行分频率段滤波筛选, 分别进行检波采样, 然后再用上述算法判断, 这样做以后准确率依然可以很高。例如可以把300 Hz以下的为一段 (分出鼓类乐器) , 500 Hz～2 000Hz为一段 (中音乐器) , 3 000 Hz以上为一段 (高音乐器) 。分得越细准确度越高, 但是计算量越大, 要求的芯片处理速度越高。

2.3.5 准白噪声信号的识别

某些情况下, 当节目信号丢失时, 信道完全由噪声占据, 表现为幅度连续的宽频谱的“沙沙”声, 这里称之为“准白噪声”。“准白噪声”与音乐信号在总波形的波包特征上差别不大, 很难直接识别出来。但是, 如果按频谱对总信号进行分段筛选, 分段后的波包特征, 音乐信号与准白噪声信号之间的差别还是很明显的。准白噪声信号无论是总信号波包还是分频段的信号波包, 都显示出很“木”的特征, 即起伏很小而且一直不变, 信息含量很低;而音乐信号在分频段之后, 其波包显得很活跃, 并时刻在随着内容的不同而变化着。根据这些特征可以对某路信号是噪声还是音乐节目作出准确的判断。

3 实用系统的组成与应用

现代化覆盖设备的信号源, 已经有很多是数字音频信号, 这种情况可以从其音频分配器的分配口取出后进行数/模转换, 然后再进行内容比对处理, 判断结果作为报警触发信号或自动切换的依据。如图7所示:

图中, 语言类节目只需要用到“总包络检波”的采样数据。“频率段n”是用带通滤波器实现的, 用于音乐类节目的比对和噪声信号的识别。

该比对系统不仅可以应用于中波和调频广播, 也可以对电视节目的伴音进行比对, 通过对伴音内容一致性的识别来判断电视节目是否被插播, 因为节目的语言被插播其后果远超图像被插播。

河南地球站音频广播信号监测系统 篇8

技术人员详细调研后, 没有找到适合本站需求的音频广播信号监测系统, 为此, 根据音频广播节目播出的实际情况, 自主研发河南地球站音频广播信号监测系统。该系统使用相关硬件采集音频广播信号, 通过开发软件对音频广播信号进行分析和处理, 从而完成对音频广播信号的自动化监测。

在开发过程中, 该站技术人员刻苦钻研, 攻破了多个技术难点, 并根据值班实际需求进行人机界面的不断优化, 最终使系统功能得以完善。

一、系统构成

河南地球站音频广播信号监测系统是由解码器、接收机、采集卡、工控机、监测软件、监视器、音箱等组成, 如图1所示。

二、系统功能与实现

河南地球站音频广播信号监测系统的软件是系统的核心组成部分。信号采集、信号分析、告警输出、数据记录等功能均由软件实现。系统软件全部代码由该站技术人员采用Delphi7自主进行编写和调试。

1. 主界面的设计制作。作为人机交互的桥梁, 软件主界面承担着显示信息和接收指令的任务。界面设计务必做到尽可能容纳足够多的有用信息的同时简化日常操作步骤。因此在主界面设计方面, 该站技术人员结合实际工作应用进行了功能上的反复推敲和优化, 并进行了大量的界面美化设计, 自行绘制了音量柱图形 (软件主界面见图2) 。在软件主界面任意位置点击鼠标右键可弹出右键菜单, 能进行参数设置、数据查询和录音回放、录音文件夹、循环监听、最小化、退出等功能的选择。

该站共承担了经济台、信息台单声、交通台、文艺台、农业台、人民台和信息台立体声七套音频广播节目 (8个单声) 的上行任务。界面布局采取分组并列对比显示方案, 即在软件主界面中每一套音频广播单声划分为一个子监测区, 共分为8个子监测区 (信息台立体声占据2个子监测区) 。每个子监测区中包括一套音频广播节目单声的主、备信号源和接收信号3个监测点。8个子监测区可同时监测24路音频广播单声信号。

子监测区具有直观、明确的信息显示功能, 具体内容结合图3进行详细说明。

图中的 (1) 为子监测区名称标签:标示出子监测区的音频广播节目名称。 (2) 、 (6) 为监测点名称和告警开关:文字可标示其下方对应音量柱图形的监测点名称;底色为暗绿色表示下方监测点告警开关为开启状态, 左键单击后变为红色则表示此监测点语音告警关闭。 (3) 、 (5) 、 (7) 为监测点状态:底色为蓝色表示当前音频广播的监听功能开启, 音箱正在播放该监测点音频广播信号的声音, 同一时间只能有一路广播处于监听状态;底色为红色闪烁, 表示其所对应监测点音频广播信号处于告警状态;其他情况下底色为黑色。 (4) 为告警时间:背景色为暗红, 时间为黄色, 当前监测点出现告警时将显示故障开始时间。 (8) 为音量柱图形:该站技术人员自行设计绘制的音量柱图形, 可直观实时的显示音频广播信号的音量电平高低。

2. 参数设置。在参数设置界面 (图4) 中可对子监测区标签和告警参数等进行详细设置。合理的参数设置能使广播信号的故障告警更加准确、快速, 达到提高安全播出保障能力的预期目的。

3.数据查询和录音回放。在数据查询和录音回放界面 (图5) 可对告警历史记录进行查询和录音文件的回放。

(1) 上半部分是数据查询区域, 可通过日期、通道名称、告警状态等进行条件查询。在数据列表框内可显示查询结果。

(2) 下半部分为录音回放区域。在数据列表内选中一条故障记录, 录音回放区域可自动提取与选中故障记录相对应的录音文件, 并在右侧信息栏内显示出对应的告警数据信息。

播放器功能完善, 且在录音播放过程中点击“跳至告警前5秒”按钮, 可将播放进度跳转至故障时间点5秒前的位置, 方便快速监听故障现象。

4. 录音文件夹。在右键菜单中点击“录音文件夹”可通过资源管理器快速打开录音文件所在的文件夹。

5. 循环监听。在右键菜单中点击“循环监听”, 可开启循环监听功能。

6. 最小化。在右键菜单中点击“最小化”, 可最小化软件界面, 方便进行其他操作。

7. 音频广播信号的故障判断。该系统采用的是模拟视音频采集卡, 音频广播节目故障是通过模拟信号的音量电平高低进行判断。该站技术人员反复对代码进行了调试、优化, 使软件各项指标满足了要求, 整个系统达到了实时、快速、准确、安全的预期目标。

三、主要创新点

1. 实时、准确、快速、安全的监测系统。

《河南地球站音频广播信号监测系统》可使值班员通过一个界面同时监看24路音频广播单声的实时播出情况;具有准确的故障告警和信息记录能力;通过计算机控制, 可自动、快速的分析所有音频广播信号, 便于值班员快速的发现和处理故障;一个实时、准确、快速的监测系统可有效保障该站卫星音频广播节目的安全播出。

2. 创新的自动循环监听功能。

音频广播信号异常而常规监测系统又无法准确检测, 易造成劣播甚至是停播事故, 需要值班员定时手动对每一路音频广播节目进行声音监听和判断。该功能利用计算机软件自动化控制技术从根本上改变了音频广播信号的监听模式, 实现了无需值班员手动干预的自动循环监听。通过设置循环监听时长和循环监听周期两个参数, 可根据情况改变循环监听的时间和频率。该系统投入使用后, 值班员通过此功能及时发现了某路广播的劣播现象并及时进行了处理, 未造成播出事故, 从而保障了安全播出。

3. 自制的音量柱图形。

现有的具备类似功能的控件无法满足本系统对音量柱图形的美观及功能需求, 该站技术人员自行制作了具有色彩渐变的美观度高、实用性强的音量柱图形。其唯美的显示效果和足够大的显示面积可减轻值班员的视觉疲劳, 提高故障判断的准确度。

4. 音频广播信号分组并列对比显示布局。

现有的监测系统中音频广播信号监测多为附属功能, 只是对音量柱进行简单排列, 不利于值班员观察。该站技术人员在进行了不同的组合搭配试验后, 创出分组并列对比显示的布局方案。该方案将同一路音频广播节目的主、备信号源和接收信号3个监测点作为一个监测组放在一起显示, 在分组顶部共用一个节目名称标签, 每个监测点又具有独自的监测点名称标签。当节目出现故障方便进行信号源及接收信号的对比, 使值班员可以很直观地看到这一路音频广播节目的播出状态。

5. 友好的人机交互界面。

在软件的主界面设计上优化了值班过程中的常用操作。需要时只需点击某一路音频广播信号的相应区域即可开启或关闭声音监听, 并以颜色区分声音监听的开关状态。需要打开或关闭某一路音频广播信号的告警只需在相应子标签上进行点击即可, 无需进入设置菜单进行繁杂的操作。当出现故障告警时, 相应节目的子标签下方会自动出现当前故障的开始时间, 而无需再进入记录查询界面进行查找, 方便值班员进行故障记录和汇报。

6. 人性化的数据记录及录音回放功能。

在数据库的故障记录中具有中断时长记录, 当故障恢复后, 系统将自动计算本次故障的持续时间并将其添加至数据库中, 免去了值班员人工计算故障时长的麻烦。

录音回放界面除具备一般播放器的功能外, 我站技术人员结合数据库为其创新地提出了“跳至告警前5秒”按钮, 使录音回放功能具备了独有的快速定位故障时间点的能力。方便了故障现象的快速再现, 不必耗费时间听取多余无用的录音。