功率控制技术（共12篇）
功率控制技术 篇1
1 引言
第三代蜂窝移动通信系统(3G)与第二代的数字式蜂窝移动通信系统(GSM)最大的区别是无线网络的空中接口(Um接口)采用码分多址(CDMA)的接入方式。CDMA为一干扰受限的系统,即干扰的大小直接影响到系统容量。因此有效的克服和抑制干扰就成为CDMA系统中最主要、最关键的问题之一。除了多址干扰本身直接的影响外,由于“远近效应”和“边缘效应”等现象都会导致系统容量下降和实际通信服务范围的缩小等。解决这些问题的一个最有效的方法是采用功率控制技术。因此可以认为功率控制技术是CDMA走向实用化的一项核心技术。通过功率控制,一方面可以使每一用户满足服务质量(Quality of Service,Qo S)的要求;另一方面还能最小化每一个移动台的发射功率,从而最大化系统的容量和最优化系统的性能。因而功率控制是改善与提高3G蜂窝移动通信系统可靠性的核心技术之一。
随着3G时代的到来,移动用户对高数据速率和高通信质量的要求,新技术的应用以及无线资源的合理分配,特别是功率控制和越区切换性能的提高越来越成为蜂窝无线系统中迫切的要求。由此,为了使现代大容量蜂窝无线系统具有好的工作性能,研究设计良好的功率控制方案具有重要意义。
2 功率控制的基本方法
2.1 正向链路和反向链路功率控制
对于3G系统由于正向链路(基站到移动台的链路)和反向链路(移动台到基站的链路)具有相互独立的统计特性,他们的目的和方法都不相同,因此,功率控制被相对独立地用于正向链路和反向链路。
正向功率控制是控制基站的发射功率,以减少小区边缘处移动台所受到的干扰,以克服边缘效应。其主要目的是:(1)克服边缘效应,使整个服务区内的Qo S达到所要求的性能指标;(2)提供服务区内不相等负载小区间的负载分流;(3)在通信链路达到所需要的Qo S时,最小化基站的发射功率。
反向链路功率控制是控制移动台的发射功率,克服远近效应。其主要目的是:(1)使基站接收到的各移动台的发射功率满足各个通信链路的要求;(2)在达到Qo S要求时,最小化移动台的发射功率,延长移动台电池的使用寿命。
2.2 开环和闭环功率控制
开环功率控制是指接收机提供测量接收到的专用给定信道的信号功率大小和有关信息,调整自己的发射功率,使其发射信号功率被控制在一个恒定的水平上。对于反向链路而言,每个移动台测量接收到的导频信号的信号强度。通过测量以及初始同步时链路功率估计的信息,可以估计前向链路路径损失。假设反向链路的损失是一样的,移动台就利用这个信息决定它的发射机功率。
开环功率控制的主要特点是不需要反馈信息,因此,在无线信道发生突变时它可以快速响应这个变化做出及时地调整,并且其功率调整的动态范围较大。但是,这种方法由于缺少系统反馈信息从而导致其控制的精确度不高。
用于开环功率控制的测量技术通常只能为开环功率控制提供正确的平均发射功率,不能用于克服非对称的多径衰落,因此需要在开环功率控制的基础上,进一步采用闭环功率控制来修正开环设定的发射功率,以克服非对称的多径衰落。对于反向链路,闭环控制方法由基站检测来自移动台的信号强度,根据检测结果形成功率调整指令,通知移动台来调整发射功率。闭环功率控制是对开环功率控制的快速调整,它的调整速度足够快以便跟踪快衰落,因此,闭环功率控制是任何克服非对称的多径衰落有效方法中的决定因素。
通常在3G系统中,采用内外环相结合的方法来精确且快速的控制功率。
2.3 集中式功率控制和分布式功率控制
集中式功率控制是在基站端进行控制的,它利用所有用户信道信息对全网或大范围用户的信道功率进行整体优化分配,因此精确度高。集中式功率控制根据接收端接收到的信号功率和链路增益来调整发射端的发射功率,以使接收端接收到SIR(Signal Interfence Rate)的相等。集中式功率控制最大的难点是要求系统实时获得一个归一化的链路增益矩阵,因此算法的复杂度很高,尤其对于一个用户较多的小区而言,集中式功率控制是非常难以实现的。
分布式功率控制是在移动台端实现的,它只利用单个用户的信道信息进行控制,以使得在接收端接收到的各信道信号SIR的相等。因为分布式SIR平衡算法需要知道各个链路上接收到的信号的SIR,所以估计SIR的准确性成为影响这类算法的一个重要因素。对于窄带蜂窝系统而言,即使对SIR的估计存在误差,分布式SIR平衡算法仍然是一种有效的算法。对于宽带CDMA系统,当SIR估计误差较小或干脆不考虑SIR估计误差时,分布式功率控制算法非常有效,但是当SIR估计存在误差时,分布式SIR平衡算法就有可能不再收敛于一个平衡SIR水准,并且随着误差的增大,性能将很快地下降。
集中式功率控制精度高,但是算法复杂,实现困难。而分布式功率控制方法简单实用,而且控制速度快,但当信干比估计存在误差时,分布式信干比平衡算法可能不再收敛于一个平衡信干比水准,若估计误差较小,分布式算法仍然有效,然而随着误差的增大,性能将很快下降。因此结合两种控制策略的特点,应寻找一种控制精度高,控制速度快并且简单实用的改进型分布式功率控制方式。
3 功率控制算法的比较
传统的功率控制方法一般可以分为两种:一种是基于优化,另一种是基于反馈。这两种方法各有利弊。
基于优化的功率控制需要知道系统的精确模型,通过目标函数对系统性能进行描述,在使系统性能达到最优的目标下,完成对各个用户发射功率的计算,然后将算出的功率值实时加载给用户。这种方法控制准确且有明确意义的最优化目标函数,但是计算量很大,不适合动态环境,当环境参数发生变化时,原先求得的最优解将不再适用,特别是当系统维数,用户数发生变化时,需要重新建立系统模型和再次优化,这些任务的实时完成是很难实现的,因而该方法只具有理论上的研究价值,而不具有实用意义。
基于反馈的功率控制,控制灵活,易于实现,但这种方法是根据单个用户服务质量的变化来确定发射功率的变化趋势,谈不上系统整体的最优。此外,步长的确定在很大程度上依赖于经验知识,缺乏理论依据。不适当的步长,会造成很大的过调量或较长的稳定时间,从而影响了每个用户的信干比和系统的稳定性。
近年来,学术界围绕功率控制这个领域做了大量工作,研究出了各种功率控制算法。到目前为止,功率控制算法有以下几种:基于定步长的功率控制算法;基于接收信号强度测量的功率控制算法;基于通信链路传输质量(信噪比(SIR),比特差错率(BER))的功率控制算法;基于随机逼近理论的功率控制算法等。
功率控制问题存在着多个控制目标,如网络容量,功率控制算法的收敛性和适应性等。一般而言,不存在一种算法使得所有的目标都达到最优,事实上,有些目标之间本身就是矛盾的。若按照多个控制目标,对现今各界学者已经研究出的典型的不同的功率控制算法进行研究与比较,根据不同算法的特点,寻找它们的优点与不足,亦将具有一定的意义。
4 功率控制技术与新技术的结合
3G系统使用了智能天线、联合检测等新技术,与一般的CDMA系统相比,功率控制技术有所不同。
当系统使用无智能天线技术时,功率控制可根据SIR测量值和目标值周期地进行调整;有智能天线时,首先要将主波束对准要调整的用户,然后再进行相关测量。
联合检测能降低小区内的多址干扰(MAI),使上行用户间功率相差很大时能有效地解调信息,克服远近效应,动态改变链路的增益,可以降低对功率控制的要求。
5 结论
目前,功率控制问题已得到不同学科领域(如通信、网络、计算机、控制等)学者的广泛关注,近年来,作为学术热点已作了大量的工作,取得了一系列研究成果,提出了各种新的功率控制算法和基于功率控制的接入控制与路由算法,对算法进行仿真和性能分析等。但是,提出的各种功率控制的算法仍然不是最优的,所以应将继续研究新的功率控制策略和算法,使其各项指标达到最好的匹配,使其达到实时的最优控制,从而进一步提高系统的容量与可靠性。
参考文献
[1]吴伟陵.移动通信中的关键技术.北京:北京邮电大学出版社,2000
[2]彭木根,王文博.3G无线资源管理与网络规划优化.北京:人民邮电出版社,2006
[3]鲜继清等.现代通信系统.西安:西安电子科技大学出版社,2003
[4]解梅,张自然.WCDMA系统功率控制研究.电子科技大学学报,2003,4(1)
功率控制技术 篇2
摘要：控制技术的数字化是开关电源的发展趋势。相对于传统的模拟控制技术，采用数字控制技术的功率因数校正(PFC)具有显著的优点。详细讨论了采用数字信号处理器(DSP)作为控制核心时的设计事项和方法，最后提出了数字控制技术有待解决的问题。
关键词：数字控制;数字信号处理器;功率因数校正;开关电源
引言
电力电子产品的广泛使用，对电网造成了严重的谐波污染。这使得功率因数校正(PFC)技术成为电力电子研究的一个热点。功率因数校正的目的，就是采用一定的控制方法，使电源的输入电流跟踪输入电压，功率因数接近为1。传统上，模拟控制在开关电源应用中占据了主导地位[1]。随着高速度，廉价的数字信号处理器(DSP)的出现，在开关电源中使用数字控制已成为发展的趋势[2][3][4][5][6]。
本文对实现PFC的模拟控制方法和数字控制方法进行了比较，介绍了采用数字控制的独特优点。详细讨论了采用数字信号处理器作为控制核心时的设计事项和方法。
1PFC模拟控制和数字控制的比较
功率因数校正的模拟控制方法已经使用了多年，也有现成的商业化集成电路芯片(比如TI/Unitrode的UC3854，Fairchild的ML4812，STmicroelectronics的L6561等)。图1(a)是基于UC3854的模拟控制电路结构方框图。电路采用平均电流控制方式，通过调节电流信号的平均幅度来控制输出电压。整流线电压和电压误差放大器的输出相乘，建立了电流参考信号，这样，这个电流参考信号就具有输入电压的波形，同时，也具有输出电压的平均幅值。PFC的模拟控制方法简单直接。但是，控制电路的元器件比较多，电路适应性差，容易受到噪声的干扰，而且调试麻烦。因此，模拟控制有被数字控制取代的趋势。
图1(b)是PFC的数字控制原理框图。类似于模拟方法，使用了两个控制环路：电压环和电流环。电压环通过调节平均输入电流来控制直流总线电压，电流环控制交流输入电流使之跟踪输入电压。控制过程由DSP完成，通过DSP的`软件来实现电流和电压的调节。
数字控制方法具有以下几个优点：
1)通过软件调整控制参数，比如，增益和带宽，从而使系统调试很方便;
2)大量控制设计通过DSP来实现，而用模拟控制器是难以实现的;
3)在实际电路中，使用数字控制可以减少元器件的数量，从而减少材料和装配的成本;
4)DSP内部的数字处理不会受到电路噪声的影响，避免了模拟信号传递过程中的畸变、失真，从而控制可靠;
5)如果将网络通信和电源软件调试技术相结合，可实现遥感、遥测、遥调。
现在，数字控制PFC方法已经在深入研究。文献[7]提出了一个基于模拟仪器公司ADMC401的数字控制PFC方案，如图2所示。为了实现数字控制，模拟控制变量〔包括输入电流iL(t)，输入电压vin(t)和输出电压vo(t)〕必须转换成数字量。将模拟控制变量除以他们相应的参考值(，和)，得到相对值,再由ADC变换器将获得的相对值转换成数字量。其中iL,n，vin,n，vo,n分别表示相应的第n个采样值。
数字控制器包括一个电流环和一个电压环。对于电流环，将指令输入电流减去输入电流iL,n所得的电流误差ie,n输入到电流环数字PI控制器。最后，将控制器输出的占空比Dn输入到PWM产生单元，控制开关S的通断。对于电压环，PFC变换器的输入电导期待值ge,n与输入电压vin,n相乘，得到指令输入电流iL,n*。
2数字控制的实现
在实现一个电力电子系统的实际数字控制器时，需要考虑大量的因素，比如，控制处理器的选择，采样算法和采样频率的确定，PWM信号的产生，控制器和功率电路之间的连接，硬件设计和控制算法的软件实现等。这些因素都会对系统的性能产生很大影响，需要细心设计和实际实验。
2.1微处理器的选择
在设计控制系统时，微处理器的选择需要考虑很多的因素，诸如功能，价格，硬件设计的简单性和软件支持等。现在，已经有多种内嵌有PWM单元和A/D转换等控制外设的DSP芯片可供选择(比如TI的TMS320C2XX系列，AD的ADMCXXX系列，Motorola的DSP56800等)。以TI公司的TMS320C2XX系列为例，它拥有很多良好的特性，比如，多个独立可编程的时钟，50ns指令周期，16位并联乘法器，两通道多路复用的10位A/D转换器，还有片内RAM和EEPROM等。这使得它成为实现功率变换系统数字控制的首选。如果需要进一步降低成本，可以选择STmicro?controller的8位DSPST52x420。
2.2采样算法和采样频率的选择
在设计数字控制器时，选择合适的采样频率起着重要的作用，因为，采样频率直接影响到可完成的功能和数字控制系统的可靠性，因此，它应该在合成控制器之前确定。对于更高的系统带宽要求，应该使用更高的采样频率。然而，采样频率的提高也对字长和数字控制器的计算速度提出了更高的要求。工程设计的目标总是使用更低的采样频率来达到给定的设计要求。
由于Boost变换器的输入电流含有大量谐波。因此，采样频率必须远高于开关频率，输入电流才能不失真地还原。由于开关频率已经很高(>20kHz)，要采用更高的采样频率是困难的，而且，处理器也来不及处理相应的控制计算任务。而使用比较低的频率将产生频谱重叠。虽然可以在A/D转换前加入前置滤波，但是，这样又需要更高的带宽。因此，采样频率选择与开关频率同步，这样，开关纹波就成为隐性振荡，不会在还原信号中出现。这种采样方法在一个周期中只采样一次，称为SSOP(singlesamplinginoneperiod)方法。采用这种采样方法时，有一个采样点确定的问题。电感电流在开关的瞬间存在电流尖峰，如图3所示。显然，应该避免在开关点进行采样，否则系统将不能正常工作。在PFC应用中，输入电流必须跟踪输入电压，而且输出电压要保持恒定，PWM信号将在一个大的范围内变动，因此，这个问题变得更加突出。
为了保证在每次开关周期中确定一个固定的采样点，而且远离开关点，一个简单的设想就是在两个尖峰之间(上升沿或者下降沿)的中点进行采样，即采样平均电流。但是，当上升沿或者下降沿非常窄的时候(即开关的占空比非常窄或者非常宽)，采样信号的准确度仍然会受到开关噪音的影响。如图4所示，如果采用上升沿采样，当导通时间较长时〔图4(b)〕，采样点(Ai)是可靠的，反之是不可靠的〔图4(a)〕。为了克服这个缺点，采用改进的采样算法。这个算法同样是同步采样，但是，采样边沿的选择取决于开关的导通时间。如果导通时间大于关断时间，选择上升沿;反之采用下降沿。这样便很好地避免了开关噪声的影响。而且算法本身简单，计算量少。如图5所示。
2.3PWM信号的产生
为了叙述方便，定义一个开关周期的起点p，如图6所示。对大多数数字PWM单元来说，占空比的值应该在开关周期开始之前装载入寄存器，因此，控制变量的采样应该在p点之前准备好，以便控制算法的计算及时完成。这里采用平均电流控制，选择采样点，得到每个开关周期的输入平均电流测量值。
理想的采样点si和实际采样点sr之间有一个时间延迟τd。τd由两个原因造成，一个是在信号链中低通滤波器产生的相移，另一个是开关S的开关指令和实际开关动作之间的延迟。这样，留给处理器完成控制计算的时间就是τc。延迟τd和计算时间τc共同决定了反馈环路的延迟。
式中：Ts为开关周期。
使用顶点规则采样PWM方法产生开关指令。如图7和图8所示。对于输入信号u在平衡值附近的小偏移，顶点规则采样PWM的响应可以描述为
|gPWM(jω)|=cos(ωTo)(2)
∠gPWM(jω)=wTs/2(3)
式中：To是稳态时开关导通时间的一半。
因为，期望的电流环的带宽在1kHz到10kHz之间(开关频率为50kHz)，PWM的增益趋于统一。因此，顶点规则采样PWM的传输函数可以近似为
2.4电流环和电压环的数字PI控制器
电压环和电流环都包括PI控制器。参看图1，一个数字PI控制器可以表达为
un=A0xn+A1xn-1+un-1(5)
或者
gPI(z)=U(z)/X(z)=(A0z+A1)/(z-1)(6)
等效模拟控制器的传输函数是
gPI(s)=U(s)/X(s)=KPI(1+1/stPI)(7)
因为采样频率有限，当一个模拟转换函数采样生成离散时间函数时，如果模拟函数包含了频率高于1/2采样频率的分量，会发生重叠效应，如图9所示。
为了消除高频分量(频率大于fs/2)的影响，使用Tustin规则
s=2/Ts(z-1)/(z+1)(8)
那么数字控制器的参数A0和A1和模拟等效参数KPI和τPI的关系为
3结语
在功率因数校正领域，模拟PFC控制是当前的工业选择，数字控制是今后的发展方向。将DSP控制应用到功率变换器中有很多优点，比如降低了元器件数量和成本，适应性好，产品升级方便，开发周期短等。而且随着数字控制器的广泛应用，成本有潜力变得更低。使用DSP实现数字控制，需要考虑处理器的选择，采样算法，PWM信号的产生，控制器的设计等多方面的因素。
功率控制技术 篇3
（1）几何尺寸缩小四倍以上。引脚间距从2.54 mm降到1.27 mm，再降到0.65 mm甚至0.5 mm。底部加入金属散热板，总厚度降到1 mm甚至0.8 mm。
（2）多数芯片用少量引脚就加入了OVP，UVP，OCP的功能，芯片中加入了OTP功能。
（3）加入高压起动源电路，含500 V和100 V两种。NCP1282内部加入耐压500 V的高压起动源，应对AC—DC的PFC之后的输入。而NCP1562（UCC2891，LM5027等）内部加入100 V的高压起动源，应对48 V通讯DC—DC电源系统。
（4）新颖的QR准谐振反激变换器，如NCP1207，NCP1337等采用准谐振技术的反激变换器，效率提高，EMI降低，成为新一代适配器的必选产品。加入软关断技术的有源箝位正激变换器NCP1562，UCC2897是最可靠的有源箝位控制IC。通过8引脚的LLC谐振半桥控制器UCC25600设计的LCD—TV电路非常简单，而性能却一点都不差，一支引脚既设置频率范围，又作反馈光耦的连接点。VCC一个端子既作IC供电，又含UVLO和OVP的功能。芯片内加入OTP功能，OCP给出两个电平的过流保护。而对称的全桥ZVS软开关控制器ISL6752将电源技术领进节能，高效，高功率密度（小体积），低EMI，低空载功耗的金牌效率绿色电源领域。
（5）各种控制同步整流的技术和相应的控制IC是提高转换效率的最大亮点。LTC3900，LTC3901做好对称和不对称两种电路的同步整流控制。IR1167，IR1168将二次侧同步整流控制做到极致。NCP4302专门做好QR反激变换器的同步整流控制。
（6）两相交错式PFC的控制IC，对应同样输出功率降低一半的EMI，输出电流纹波对消，提高转换效率。其中UCC28070，UCC28060是最优秀的代表作品。其他公司也纷纷推出类似产品。如NCP1631，FAN9612等等。
（7）随着手提电池供电电子设备的飞速发展，非隔离的DC—DC控制IC更是如雨后春笋般地推出。新型的加入同步整流的BUCK（LTC3851），BOOST（LTC3813），INVERTING （LTC3704），BUCK—BOOST（LTC3780） 控制IC以全新的面目进入电源世界。
（8）数字控制技术完满地进入高端电源领域。通讯，服务器，电脑系统的电源将是最先进入数字化的部分。Si8250 是隔离AC—DC一款优秀的作品。而ZL2008是非隔离BUCK电路的数字控制IC。
（9）主要开关元件功率MOSFET采用纳米光刻技术已经让NMOS的导通电阻小于1 MΩ，栅电荷小于10 nc，开关速度小于20 ns。让PMOS进入500 kHz的水平。这也是开关电源技术进步的一大关键。
功率控制技术 篇4
随着能源危机的到来, 清洁能源的运用备受关注, 尤其以太阳能能源的应用较为广泛, 但由于光伏电池的输出特性为非线性, 因此, 如何最大限度的获得太阳能的输出能量成为研究热点, 由此, 基于最大功率点跟踪控制算法相继被提出。
二、最大功率点跟踪控制方法
1、固定电压跟踪法。
在环境温度一定时, 不同的光照强度下光伏电池的最大功率点几乎落在同一根垂直线的两侧邻近, 因此把最大功率线近似地看成电压为固定值的一根垂直线, 使光伏电池工作于某一个固定的电压, 这就是固定电压跟踪法。早期的光伏发电系统最大功率点跟踪控制方法是在光伏阵列和负载之间通过一定的阻抗变换, 使得光伏系统成为一个稳压器, 构成固定电压式的MPPT控制。但由于实际运行环境中, 温度不断变化, 该方法并不能在所有的不同环境温度下实现最大功率点跟踪, 因此, 该方法适用于温度变化不明显的场合。
2、扰动观察法。
扰动观察法其原理是周期性的增加或者减少太阳能电池输出的电压, 然后观测之后其输出功率变化方向, 进而决定下一步的控制信号, 此种控制方法虽然原理简单, 但是其响应速度慢, 仅适合应用于光照强度变化较为缓慢的场合, 而且在光照变化较快时, 容易产生误判。文献[1]提出一种变步长寻优的方法, 目的在于使得在离最大功率点较远的地方, 使用大步长跟踪, 提高跟踪速度, 在离最大功率点较近的地方, 使用小步长跟踪, 减小振荡幅度, 较传统步长为固定大小的扰动观察法而言, 提高了控制精度。文献[2]提出一种光伏电池的一种自适应最大功率跟踪算法, 利用输出功率的变化量来形成扰动信号, 从而根据扰动指令对DC/DC变换器的占空比进行PI调节。文献[3]提出一种对光伏电池最大功率点跟踪算法的优化设计, 根据光伏电池的电压和电流计算得到光伏电池的瞬时功率, 通过两个采样点瞬时功率的差值决定扰动步长以及DC/DC变换器的占空比。为了降低扰动观察法得误判概率, 提出了将扰动观察法与模糊控制方法相结合的控制算法, 以脉宽调制电路的占空比作为扰动量进行跟踪控制。为了提高系统抗干扰能力, 降低误判, 学者们提出了利用三次插值法以及3段变步长爬山法, 在外界环境温度有较大波动时以最快速度重新到达自寻优区。
3、电导增量法。
K.H.Hussein于1995年提出了电导增量法, 通过光伏阵列的P-U曲线, 在最大功率点处斜率为0, 在输出电导的变化量等于输出电导的负值时, 光伏电池即工作在最大功率点处。
传统电导增量法采用固定步长, 在步长选择较大时, 对光照强度的变化跟踪快, 但震荡较为严重, 当步长较小时, 虽然震荡减轻, 但对光照强度变化跟踪慢, 因此, 基于固定步长的缺陷, 文献[4]提出了一种采用变步长的方式, 当工作点远离最大功率点时, 加大步长, 加快跟踪, 当工作点在最大功率点附近时, 减小步长, 提高跟踪精度。学者们对于电导增量法做了诸多改进, 提出了一种电导增量法与模糊控制组合算法, 当光伏系统工作在最大功率点附近时采用模糊控制实现MPPT控制, 在光伏系统工作于远离最大功率点时, 采用电导增量法实现MPPT控制, 达到了较好的控制效果。还提出了一种固定电压法结合电导增量法的控制算法, 在外界温度环境发生突变时, 使用固定电压法将光伏阵列的工作点调整到最大功率点附近, 随后用小步长的电导增量法逼近最大功率点。同时, 使用零均值法改善最大功率点附近的震荡问题, 使用微分-跟踪器方法对电导增量法进行优化改进, 结合智能数据库达到实时跟踪控制等等。
4、其他方法。
利用粒子群优化算法突出的寻优功能提出了基于粒子群优化BP神经网络的光伏电池跟踪控制算法, 利用模糊控制算法针对非线性系统具有良好控制精度的特点, 提出了基于模糊逻辑的MPPT算法, 加快了响应速度, 而由于神经网络对外界环境的变化有极为强大地自习能力, 学者们将模糊算法、神经网络相结合, 提出了更为精确的MPPT控制算法, 同时还有负载跟踪控制法、光源跟踪该控制法、开路电压法等等。
三、小结
在电力新能源强势发展的今天, 太阳能作为主要清洁能源之一扮演着十分重要的角色, 为了获得稳定、高效的能源, 控制算法的日益成熟为太阳能电池的最大功率点跟踪奠定了基础, 随着电力电子技术的不断发展, 太阳能最大功率点跟踪控制的控制器智能化、集成化势必成为今后研究重点。
参考文献
[1]C.Hua, J.Bin.An online MPPT algorithm for rapidly changing illuminations of solar arrays.Renewable Energy, 2003, 28 (11) :29-42.
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功率控制技术 篇5
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概述.........................................................................................................................................................................1执行标准.................................................................................................................................................................1型号规格.................................................................................................................................................................1技术参数.................................................................................................................................................................1外形结构.................................................................................................................................................................2安装接线.................................................................................................................................................................3使用操作指南.........................................................................................................................................................5通讯.......................................................................................................................................................................11常见故障的分析和排除方法................................................................................................................................14应用范例...............................................................................................................................................................16订货范例...............................................................................................................................................................19
1概述
低压无功功率自动补偿控制器是用于低压配电系统进行无功功率补偿的专用控制器，可以与电压等级在
400V或660V以下的静态电容屏（柜）配套使用。输出路数有12，16两种规格。控制器具有功能完善、运行稳定可靠、控制精度高等特点。采用基波功率因数和基波无功功率作为电容器投切的依据，投切稳定无投切震荡，并提供6种混合补偿（共补+分补）方案，12种投切编码方式，并在有谐波的情况，能正确显示基波功率因数。
低压无功功率自动补偿控制器带有RS485通讯接口，将采集到的电压、电流、频率、有功功率、无功功率、电压畸变率、功率因数、温度等参数传送给其他设备。具有过电压、欠电压、欠流、断相、电压过畸变、温度保护等功能。
2执行标准
飞兆半导体推出数字功率控制器 篇6
这些产品采用创新的Digital-DC功率转换结构，通过Fairchild-Zilker制造伙伴关系实现生产供货，并提供灵活的功率级选择，能在系统条件发生变化时动态优化效率。在典型应用中，上述功能使得满负载时效率提升达3%，轻负载时效率提高15%以上，并将峰值功耗降低多达20%。这样就显著提高通信、嵌入式计算和存储应用的总体性能。
FD2004、FD2004-01和FD2006数字功率控制器和FD1505数字功率支持驱动器是通用的功率模块，具有从最低的3V到最高的14V的宽泛输入电压，同时能够得到最低0.54V到最高5.5V的输出电压。它们也可以单独使用，或者并联使用，以适应多种负载电流。
FD2006将控制器与支持超过40A负载的3A MOSFET驱动器相集成，不需要外部驱动器。仅有控制器的FD2004可以与外部驱动器/MOSFET IC和动力传动模块相连接，提供功率级设计灵活性。与FD2004类似，FD2004-01也是仅有控制器的解决方案，其额外优点在于具有业界最佳的DC输出电压设置点精度 (±0.2%)。这些产品为满足当今高性能嵌入式处理器和ASIC不断提高的电压调整精度要求提供了精确的功率。所有这些控制器都包含了板载兼容I2C/SMBus的串行端口，并且支持工业标准PMBus (功率管理总线) 指令集。
FD1505是高速、大电流的N沟道同步降压MOSFET驱动器，专为与FD2004和FD2004-01一起使用而设计。FD1505具有双PWM输入，利用控制器的动态死区时间 (dead-time) 优化使得功率转换效率实现最大化。该器件结合了+5A/-4A低边驱动电压与 ±3A高边驱动电压以及高达7.5V的栅极驱动输入电压，能够在高降压率和高切换频率下实现高效率。FD1505还提供可调整的栅极驱动电流功能，可对额定满负载驱动电流进行50% 或100% 的配置；这项功能可在宽泛的输入/输出电压和输出电流要求范围内优化性能。
3G移动通信中功率控制技术分析 篇7
在第三代移动通信技术中,最具代表性的方案有北美的CDMA2000、欧洲与日本的WCDMA及我国的TD-SCDMA。其中CDMA2000是在IS95(带宽为1.23 MHz的2G CDMA)基础上直接演进而来;WCDMA又称宽带CDMA,其带宽为5 MHz或更高;TD-SCDMA又称时分同步CDMA,其同步主要指所有终端用户上行链路的信号在到达基站接收端的解调器时完全同步。以上三大标准均以CDMA为基础技术。相比于带宽受限的FDMA和TDMA系统, CDMA系统能够提供足够大的系统容量,其主要受限制于系统所受干扰,降低干扰可以直接增加系统的通信容量[1,2]。由于对CDMA系统采用同时同频载波,控制各移动台的功率就是实现最大容量的关键,可以通过功率控制技术将移动台之间的干扰减到最小,实现信道的最大容量。
功率控制存在着两面性:从功耗、干扰及电磁辐射方面考虑,其发射功率越小,手机的耗电量就越小,待机及通话时间越长,对同系统其他手机的干扰就越小,同时扩大了小区容量。此外手机发射功率越小,对其他无线设备干扰越小,对人体的辐射也就更小。另一方面,为了能保证通信质量又希望手机发射功率大些,如手机在小区的远端时,为了保证手机信号经过长距离传输到达基站后,信号仍能被正确解调,需要发射功率要足够大,以克服信号经过长距离传输的衰减;手机在被建筑物或其他遮挡的无线阴影区内,其发射功率也要足够大,以克服手机信号经过多次的反射、折射及长距离传输的衰减;在干扰(邻信道干扰、同信道干扰、阻塞等)比较大的情况下,发射功率也要足够大以克服噪声的干扰[3,4,5]。所以统一表述为:手机必须有足够的发射功率以保证通信,在保证通信质量的前提下,其发射功率越小越好。
1 功率控制技术及分类
在目前使用的移动通信系统中, PHS(Personal Handyphone System)以其低廉的建设成本、简单的协议标准等优势兴起一时。PHS在中国常被称为小灵通,其应用微蜂窝技术,提供简单低廉的协议标准,降低了手机制造成本,采用RCR-STD28标准规定发射平均功率小于等于10 mW,峰值功率小于等于80 mW,发射功率不可控。
在第二代移动通信GSM系统中规定,手机发射功率是可以被基站控制的。基站检测接收信号的功率等级,通过下行SACCH信道发出命令控制手机的发射功率等级,相邻功率等级相差2 dB,其移动台功率等级及最大、最小功率如表1所示。
GSM功率控制速率比较慢,对功率控制升降要求不是很精准,也不是很严格。此外,GSM对功率控制依赖程度也远远比CDMA系统低。而在CDMA技术为基础的通信系统中,就完全离不开功率控制技术。CDMA本身是一个干扰受限系统,即干扰的大小直接影响系统容量。因此要控制干扰的大小,在不影响通信质量(QoS)的情况下,尽量使每个MS的信号到达BS时都达到最小所需的SIR,以提高系统的容量与可靠性。而功率控制可以控制SIR并有效地克服和抑制干扰,是改善与提高3G蜂窝移动通信系统可靠性的核心技术之一[6]。
通常从通信的上、下行链路角度考虑,功率控制分为前向功率控制和反向功率控制,前向功率控制是根据移动台测量报告,基站调整对移动台的发射功率。反向功率控制又分为开环功率控制和闭环功率控制。其中反向开环功率控制主要是移动台根据接收功率变化,调整发射功率;反向闭环功率控制是移动台根据接收到的功率控制比特调整平均输出功率。
2 反向及前向功率控制
2.1 反向开环控制
开环功率控制是移动台根据它收到基站的导频信号强度,估计前向传输路径的损耗,从而确定发射功率的大小。它是移动台根据在小区中接受功率的变化,调节移动台发射功率以达到所有移动台发出的信号在基站时都有相同的功率。其主要是为了补偿阴影、拐弯等效应,所以很大的动态范围,根据IS95标准,它至少应该达到±32 dB的动态范围。其控制过程如图1所示。
开环功率控制的主要特点是不需要反馈信息。在无线信道突然变化时,它可以快速响应,此外它可以对功率进行较大范围的调整。开环功率控制不够精确,这是因为开环功控的衰落估计准确度是建立在上行链路和下行链路具有一致的衰落情况下的,而在频率双工模式中,上下行链路的频段相差190 MHz,远大于信号的相关带宽,所以上行和下行链路的信道衰落情况是完全不相关的,这导致开环功率控制的准确度不会很高,只能起到粗略控制的作用。在WCDMA协议中要求开环功率控制的控制方差在10 dB内就可以接受。
2.2 反向闭环控制
反向功率控制在有基站参与的时候为闭环功率控制,其设计目标是使基站对移动台的开环功率估计迅速做出纠正,以使移动台保持最理想的发射功率。
闭环功率控制是在移动台的协助下完成的。基站接收移动台的信号,并测量其信噪比,然后将其与门限作为比较,若收到的信噪比大于门限值,基站就在前向传输信道上传输一个减小发射功率的命令;反之,就送出一个增加发射功率的命令。其控制过程如图2所示。
闭环功率控制可以修正反向传输和前向传输路径增益的变化,消除开环功率控制的不准确性。基站对接收到的用户终端反向开环功率估算值做出调整,以便使用户终端保持最理想的发射功率。功率控制的实现是在业务信道帧中插入功率控制比特,插入速率可达1.6 Kb/s,可有效跟踪快衰落的影响。不过闭环功率控制的调整永远落后于测量时的状态值,如果在这段时问内通信环境发生大的变化,有可能导致闭环的崩溃,所以功率控制的反馈延时不能太长,一般由通信端某一时隙产生的功率控制命令应该在两个时隙内回馈。
闭环功率控制由内环功率控制和外环功率控制两部分组成。在内环闭环功率控制中,基站每隔1.25 ms比较一次反向信道的Eb/Io和目标Eb/Io,然后指示移动台降低或增加发射功率,使信道Eb/Io达到目标值。内环功率控制是快速闭环功率控制,主要在基站与移动台之间的物理层进行。而在外环闭环功率控制中,基站每隔20 ms为接收器的每帧规定目标Eb/Io(从用户终端到基站),当出现帧误差时,其值自动单位逐步减少。外环功率控制的周期一般为TTI(10 ms,20 ms,40 ms,80 ms)的量级,即10～100 Hz。外环功率控制通过闭环控制,可以间接影响系统容量和通信质量。
3 前向功率控制
前向功率控制指基站根据移动台的测量结果调整对每个移动台的发射功率的控制。基站周期性的发送测试,移动台检测前向传输的误帧率,并向基站报告该误帧率的统计结果。基站根据移动台报告的误帧率统计结果,决定增大或是减小前向传输功率。在基站系统缓慢减少移动台的前向链路发射功率过程中,当移动台检测到误帧率(FER)超过预定义值时,请求基站系统增大前向链路发射功率。每隔一定时间进行一次调整,用户终端的报告分为定期报告和门限报告。其控制过程如图3所示。
在前向功率控制中,对路径衰落小的移动台分派较小的前向链路功率,而对那些远离基站的和误码率高的移动台分派较大的前向链路功率,通过在各个前向业务信道上合理的分配功率来确保各个用户的通信质量,同时使前向链路容量达到最大。
4 结 语
在第三代移动通信系统中有许多关键技术,如多载波技术、智能天线技术、软件无线电技术、多用户检测技术等。功率控制技术是CDMA系统的核心技术之一,它使系统能维护高质量通信,显著提高系统通信容量,同时可以延长手机电池使用寿命,并减低建网成本。本文分析目前PHS、GSM系统中的功率要求,详细阐述了在CDMA系统中的功率控制,针对其中的前向功率控制和反向功率控制技术,分析其控制过程及优缺点,对于3G系统的设计具有一定指导意义。
功率控制的能力和性能很大程度上依赖于功率测量的精度和功率控制命令产生和传输处理时延。由于信号在移动通信传输中呈瑞利衰落,功率控制系统无法补偿由快衰落引起的信号功率的变化,特别是当移动台的运动速度很快时,功率控制技术会失效[7]。要提高CDMA系统中的功率控制技术,最终需要多种关键技术的有机结合,才能够实现3G的高质量通信[8,9]。此外,在CDMA中除了功率控制以外,还包括功率的分配,它们共同构成了功率管理。对于功率控制技术,更深入地研究是结合功率和速率控制技术进行联合控制,达到系统的最大优化。
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功率控制技术 篇8
Ad Hoc一词来源于拉丁语,强调多跳、自组识、无中心的概念,所以国内一般把基于Ad Hoc技术的网络译为“自组网(Self-organized network)”,或者“多跳网络(Multi-hop network)”等等。自组网是没有固定的基础设施,所有节点都是可移动的终端,由于终端的无线覆盖范围有限,2个无法直接进行通信的用户终端可以借助于其他节点分组转发进行通信。自组网具有无中心、自组织、布网灵活、快速展开、抗毁性强等特点。近年来,它在军事野战通信、救灾抢险等领域引起人们的广泛注意,并逐渐成为一个新的研究热点。
随着Ad Hoc的发展,其功率控制机制在Ad Hoc的发展也越为重要。功率控制主要是通过调整发送结点的信号发射功率,在保证一定通信质量的前提下尽量降低信号发射功率。在Ad Hoc网络中采用功率控制机制不但能够降低网络能耗,还可以降低对邻近结点的干扰,提高信道的空间复用度,最终提高整个网络的容量。功率控制作为提高Ad Hoc网络性能的一种常用机制,其重要性日渐突出,己经成为Ad Hoc网络应用中不可缺少的重要手段。在发送代价不太大的Ad Hoc网络中,功率控制对降低结点能耗所起的作用不特别明显,主要用于提高网络容量。与此相反在一些发送代价较大的Ad Hoc网络中,功率控制机制对节省结点能耗具有重要意义。
1 功率控制机制
Ad Hoc网络中的功率控制机制研究主要集中在三个方面,即网络层功率控制、链路层功率控制以及混合功率控制。
而链路层的功率控制一般通过MAC协议完成,其目的是在给定最大发送功率条件下,通过功率控制尽量节省结点能耗和提高信道的空间复用度。很多功率控制机制都是建立在CSMA CA(carrier sense multiple access collision avoidance)的协议基础之上的。IEEE 802.11[1]中CSMA CA协议采用了RTS(request to send,请求传送)CTS(clear to send,清除传送)的握手机制,发送方与接收方以RTS CTS DATA ACK(应答信号)的顺序,用以解决隐藏终端及暴露终端的问题。其主要缺点是在单信道的CSMA CA的MAC协议下,会造成暴露发送终端不能发送;隐藏接收终端和暴露接收终端在接收到发送方的RTS后,为了避免冲突而延迟发送CTS,从而使发送方不断重发RTS[2]。这些问题最终对网络容量和传输时延都会带来负面的影响。由于协议规定了所有节点以固定的功率发送数据,所以节点的传输距离固定,造成冲突范围固定,其空间信道复用率没有优化,在很大程度上限制了网络的容量。而所有的节点以相同功率传输数据,网络总的功率损耗显然是没有经过优化的。
PCMA(Power Controlled Multiple Access,功率控制的多址接入)[3]协议提出了利用功率控制的多址接入的机制实现冲突避免。PCMA协议将CSMA CA协议中单一共享信道改为一个忙音信道和一个数据信道,忙音信道用来传输忙音信号,数据信道用来传输控制包和数据包。RTS,CTS,DATA和ACK在同一个信道上传送,接收端在接收数据的同时在忙音信道上发一忙音信号,忙音信号的强度代表了本站还能容忍多大的噪声干扰。
PCMA协议的流程与DCF协议的4次握手机制相似,但它多了一个忙音信道。如果接收节点能够容忍噪声E,那么它以功率C E发送忙音(C为常数,具体数值见文献[4])。当某个节点以功率p接收到该忙音时,它的发射功率必须小于C p,以保护正在进行的通信不被干扰。PCMA协议使用RPTS APTS(请求发送功率可接收发送功率)进行握手以预留信道。RPTS APTS与RTS CTS类似,只是为实现功率控制增加了一些字段,RPTS在RTS的基础上增加了发射功率和噪声功率2个字段,APTS在CTS的基础上增加发送功率字段。接收节点接收到RPTS后根据接收功率和RPTS中携带的发射功率计算信道增益,之后根据自身的噪声大小计算发送节点需要的发送功率,然后在APTS中携带该功率值。
APTS自身的发送功率也要满足两个条件:一是不干扰正在进行的通信;二是有足够大以至于原发送节点能够正确接收。发送节点在接收到APTS后以其中所携带发送功率值发送数据,接收节点则在接收数据的同时计算能够容忍噪声的大小E,并在忙音信道以功率C E发送忙音。成功接收数据之后,接收节点发送肯定确认(ACK)。
PCMA协议的优点,建立的数据传输的噪声容忍度作为约束,控制了源节点与目的节点的控制包和数据包发送的功率,有效地抑制了冲突的范围,提高了网络的空间复用率,显著提高了系统的总的容量,同时也降低了网络的总功耗。它的缺点是对长距离的通信不公平,因为长距离的通信需要更大的功率,因而它很容易被根据忙音信号所计算的发送功率上限所约束。
2 几种优化功率控制协议
2.1 PCMA+协议[5]
它的原理是在PCMA协议的基础上对FIFO的调度机制进行相应的改动,使得在队头分组因为目的地忙而发不出去的情况下不阻塞后续分组的发送,从而消除所谓的队头阻塞现象。
如图1所示,节点B处于C的覆盖范围中,C和D正在通信,此时A的队头分组目的地正是B。在DCF协议、PCMA协议中,后续的分组(如到E的分组)必须等到C和D通信结束、A成功抢占信道将到B的分组发送完毕才能发送,而此时A和E完全可以进行通信。另外,如果C和D之间有大量数据要发送的话,则A由于不知道C和D的每次数据传送何时结束,只能盲目接入,所以成功抢占信道的概率非常小[6],这将加剧队头阻塞对后续分组时延的影响。
PCMA+协议仍使用RPTS APTS 4次握手机制,但在原RPTS上增加了一个字段,以存放候选目的地址(分组队列中第一个与队头分组目的地不同的目的地,如图1中的E),即在RPTS中携带2个目的地址(首选目的和候选目的),首选目的优先回APTS,其帧格式如图2所示。
PCMA+协议与PCMA协议一样,完全遵循DCF协议的框架,下面的讨论中假定物理层为IEEE 802.11DSSS.DCF协议规定接收节点在收到RTS后短帧间间隔(SIFS)时间内回CTS,其他节点如果没有监听到CTS,则在(DIFS)后可以发送数据。SIFS为10μs,DIFS为50μs。因此,可以利用SIFS～DIFS这段时间差让候选目的在首选目的没有响应的情况下响应RPTS。PCMA+协议中发送节点和接收节点在RPTS APTS握手过程中(之后的DATA ACK的发送与PCMA协议相同)采取的规程有以下3个。
(1)如果首选目的节点B接收到RPTS,则与DCF协议一样在SIFS后回APTS(前提是虚拟载波监听允许),此时发送节点A在接收APTS的同时在忙音信道发送忙音,在候选目的节点E听不到首选目的节点发送的APTS的情况下阻止候选目的节点回APTS。
(2)候选目的节点监听到首选目的节点回送的APTS的情况下取消发送APTS,同样候选目的节点监听到忙音(保守策略,因为忙音可能还来自于其他节点而非发送节点)的情况下取消发送APTS。否则在接收到RPTS后SIFS+以20μs回送APTS响应。
(3)发送节点根据收到APTS的时间判断响应来自哪个节点,利用20μs的时间区分先后顺序,从而从队列中调度相应的分组进行后续的数据发送。
因此,调度策略不再是FIFO,而是根据当前网络状况,与队头分组的目的地无法通信时调度队列中第一个与队头分组具有不同目的地的分组进行发送。当队列中没有2个目的地的分组时,发送节点在发送RPTS后接收到APTS时不发送忙音,因为此时没有候选目的,无需通告。进行上述改进之后,PCMA+协议获得的好处在于当首选目的不能回APTS的时候,候选目的可以直接回APTS,节省了一个APTS,并且消除了队头阻塞。
采用PCMA+协议能够获得更高的吞吐量和更低的时延。进一步的研究包括将PCMA+协议和多路径路由协议结合起来,综合考虑MAC层的短期竞争行为和网络层的长期网络视图,有效地实现移动自组网中的负载均衡,提高网络性能。
2.2 S-PCMA协议[7]
指出了PCMA协议中存在的问题公平性问题,公平性问题又包括短程公平性与长程公平性两种。S-PCMA协议就是将发端发起忙音信号机制、双忙音机制和双窗口动态退避机制三者结合起来的一种协议。对于短程公平性与长程公平性问题提出了解决方案。
2.2.1 对于短程公平性问题
主要是利用双窗口动态退避DWDB机制来解决。双窗口动态退避DWDB(Double Windows Dynamic Back off)[8]机制不同于BEB的单窗口机制,DWDB采用两个窗口值CW1和CW2,其随机退避时间是用下面的公式计算得到的:
其中,Random1(·)为一个平均分布在[CW1,CW2]段上的伪随机整数,Random2(·)为一个平均分布在[0,CW1]段上的伪随机整数。CW1为一个常整数,CW2是介于CW2min和CW2max之间的一个整数,rtime为重传次数,N为重传调整系数,是一个在S-PCMA协议中所设定的退避次数门限值B-Thresh以内的正整数。
在控制分组RTS中增加一个字段CW,表示节点的当前窗口值,构成新的RTS帧结构。并采用竞争窗口通告机制,当周围的节点接收到RTS分组后检查其中的CW字段的值,并重新计算接收窗口值RC。新的接收窗口值RC等于原接收窗口值与RTS分组中包含的窗口值的平均。
当节点重传次数rtime小于等于N时,发送失败后CW2将被重新计算,等于MIN(2×CW2,CW2max),节点将在一个更大的范围内选择随机整数,再次发生冲突的可能性就减少。当节点重传次数大于N时,节点将从[0,CW1]中选择随机整数,由于其他节点都是从[CW1,CW2]中选择随机数,一旦其他节点发送完数据帧,该节点就能够尽快捕获信道。当节点成功发送完一帧后,CW2被设置为初始窗口值CW2suc,节点就在[CW1,CW2suc]中选择一个随机数等待发送下一帧。CW2suc将按下列算法重新计算:当每次成功发送后CW2suc的值等于CW2与RC的平均;如果节点连续成功发送数据帧M次,则CW2suc减半。字段CW的值反映了节点冲突的情况。通过交换窗口值,节点可以了解到网络当前状况,并根据网络状况动态地调整CW2suc。M为网络状态平衡因子,用于在冲突环境下保持吞吐量,以及体现对网络状态变化的灵敏度。这样就使得短程不公平现象发生时,节点都有机会发送数据帧。
2.2.2 对于长程公平性问题
S-PCMA协议的传输假设:使用和PCMA协议一样的信道传输模型假设。为了避免多个忙音信号的重叠,S-PCMA协议采用了周期性的忙音脉冲。并且S-PCMA要求发送节点必须掌握接收端和自己的距离信息。必须要依靠一些可知发送节点和接收端位置的MAC协议,例如通过全球定位系统GPS来确定,也可以通过先验路由来估计。
S-PCMA协议的公平性模型:
(1)当节点i已经进行的退避次数不大于B-Thresh时,采用双窗口动态退避机制DWDB来动态的调整退避计数器值的大小。
(2)若节点i在经过了B-Thresh次退避后,仍无法接入信道时,就以功率Pti-des在发送忙音信道上持续传输忙音信号,直到节点获取信道为止。
(3)如果一个节点在发送忙音信道上侦听到的最大接收功率比正确解调一个包的门限值RX-Thresh大,节点会进入退避状态并拒绝所有RPTS请求,直到接收忙音信道上的周期性脉冲消失。否则,它就把忙音信道上的脉冲功率作为附加噪声。
(4)节点i开始发送忙音信号后,便持续侦听接收忙音信道来更新自身的传输约束功率Pt-bound。当Pt-bound≥Pti-des时,节点i停止发送忙音信号,并按照S-PCMA协议的基本模型接入信道。
2.2.3 S-PCMA协议的基本思想
S-PCMA协议的基本思想就是,利用两个忙音信道分别发送接收忙音BTR和发送忙音BTX,使用发端发起的忙音信号BTt作为节点请求接入机制。一个被限制传输的节点i以功率Pti-des传输忙音信号来通知它的邻居,它将要以这个功率来传输数据。邻居节点侦听到节点i的忙音信号后会认为这很紧急,有较高的请求优先级,因而退避它们自己的传输。
3 结束语
在对PCMA协议分析的基础上,分析了优化后功率控制的MAC协议,对解决队头阻塞现象、短程公平性与长程公平性问题提供了参考。优化功率控制协议的方法有很多,但人们对改进功率控制协议的最终目的在于,真正实现高效、公平地接入的同时,可以提高网络的容量、限制网络的功耗、控制传输时延。
摘要：移动AdHoc网络是一种工作在无固定设施环境下,由一组带有无线收发装置的移动终端节点组成的多跳的临时性的自治系统。在功率控制多址接入协议(PCMA)的基础上,分析了消除队头阻塞的PCMA+协议和S-PCMA协议。详细分析了PCMA+协议和S-PCMA协议的思想、机制以及对网络性能的影响。
关键词：无线自组网,功率控制,队头阻塞,退避算法
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功率控制技术 篇9
在OFDM技术中, 由于子载波之间严格的正交特性, 克服了小区内用户之间同频干扰的问题。不同小区或扇区之间的干扰称之为同频干扰或共信道干扰。在一个小区内, 当某个UE使用较大发射功率发送信号时, 会对相邻的小区产生干扰影响, 特别是对相邻小区边缘UE的通信产生较强的干扰, 导致相邻小区边缘的覆盖减小和容量降低。如下图:
在OFMDA系统中, 功率控制对于小区间的干扰抑制问题仍然起到重要作用。
1 功率控制
功率控制分为上行和下行功率控制。功率控制动态范围是在指定参考条件下最大发射功率与最小发射功率的差值。最小发射功率是功率设置为最小值时对应的基站输出功率。下行链路容许的最小发射功率将比最大发射功率低30dB。ACLR (邻道泄漏功率比) 是发射功率与其落到相邻信道功率的比值。
1.1 下行功率控制
下行功率控制是基站根据不同移动终端的路损等因素, 相应调整下行信号的功率。下行功率控制的实质是对小区中不同终端进行功率分配。
1.2 上行功率控制
上行功率控制的模式主要有开环功率控制、闭环功率控制、以及外环功率控制。1) 开环功率控制。由于TD-SCDMA采用TDD模式, 下行和上行链路使用相同的频段, 因此上、下行链路的平均路径损耗存在显著相关性。这使的UE接入网络前, 或者网络在建立无线链路时, 能够根据下行链路的路径损耗来估计上行和下行的初始发射功率。2) 闭环功率控制。快速闭环功率控制 (内环功率控制) 的机制是无线链路的发射端根据接收端物理层的反馈信息进行功率控制, 使得UE (Node B) 根据Node B (UE) 接收的SIR值调整发射功率, 补偿无线信道衰落。3) 外环功率控制。上行外环功率控制在RNC的RRC子层执行, RNC为每条执行上行内环功率控制的链路设置目标SIR值, 并将这个目标通知Node B。下行外环功率控制在UE端的RRC子层执行, 其原理和上行外环类似。所有涉及到专用无线链路的RRC消息中, 都包含参数“质量目标” (BLER参考值) , 主要用来设定初始的SIR。接收到的数据块根据CRC校验的结果统计出BLER, 并和设定的目标值进行比较, 并通知UTRAN判定所设定的目标值是否合适。
2 TD-SCDMA功率控制过程
SIR (信干噪比) 的控制。基站通过对终端上行信号的SIR的测量, 与目标SIR进行比较, 根据比较的差值, 向终端发送功率校正消息。
2.1 上行控制
闭环功率控制是基于SIR进行的, 现在描述TPC的处理过程。在功率控制过程中, Node B周期性地对接收到的SIR的测量值和SIR的目标值进行比较, 如果测量值小于目标值, 则TPC命令置为“up”, 当测量值大于目标值时, TPC命令置为“down”。在UE端, 对TPC比特位进行软判决, 若判决结果为“up”, 则将发射功率增加一个步长, 若判决结果为“down”, 则将发射功率降低一个步长。目标SIR值由高层通过外环进行调整。当由于失去同步接收不到TPC比特时, 发射功率将保持在一个固定值上;当由于失去同步而不能进行SIR测量时, 则在失步期间TPC命令总是置为“up”。
2.2 下行控制
1) 公共物理信道的发射功率。P-CCPCH的发射功率, 由高层信令设置, 并可通过网络决定对其进行修改。P-CCPCH的参考功率在BCH上周期广播, UE可以根据接收到的P-CCPCH功率与参考功率比较以估算路径损耗。F-PACH的发射功率:F-PACH的发射功率值由网络设置。S-CCPCH, PICH的发射功率:S-CCPCH和PICH与P-CCPCH的发射功率差值由高层信令设置。PICH与P-CCPCH参考功率的差值在BCH中广播。
2) 专用物理信道 (DPCH) 。下行链路专用物理信道的初始发射功率由网络设置直到第一个上行DPCH到达。以后的发射功率由Node B采用基于SIR的闭环控制。接收SIR由UE进行周期性测量得到, 当测量值大于目标值时, 则TPC命令置为“down”, 当测量值小于目标值时, TPC命令置为“up”。在Node B侧, 对TPC比特位进行软判决, 若判决结果为“down”, 则将发射功率降低一个功率控制步长, 若判决结果为“up”, 则将发射功率增加一个步长。当由于失去同步而接收不到TPC比特时, 发射功率将保持在一个固定值上, 当由于失去同步不能进行SIR测量时, 则在失步期间, TPC命令总是置为“up”。
3 功率控制算法
功率控制多是基于路径损耗而进行补偿的算法。全路损耗补偿算法是通过对发射功率的调整, 对用户的路径损耗进行全部补偿, 其目标是使到达基站侧的上行信号的SIR达到目标SIR。
部分路损功率补偿算法。从协调小区间干扰的角度看, 相同的发射功率下, 小区边缘的终端对相邻小区的干扰影响要远大于小区中心的终端所产生的影响。使用部分路损功率补偿算法, 对目标SINR进行了修改, 使得目标SINR随着路损的增加而降低。差分功率补偿算法使基于服务基站和干扰基站的功率进行功率控制。差分路损功率补偿算法根据最强邻站干扰信号路损与服务基站信号路损的差ΔPL, 确定目标SIR值。差分路损功率补偿算法考虑到了终端实际产生的干扰影响程度, 因此在应用中能有效减小干扰, 提高系统的频谱利用率。
4 小结
功率控制是抑制小区干扰和提高系统吞吐量、保证通信性能的重要方法。功率控制技术能减少网络干扰, 包括小区内干扰和小区间干扰。通过控制, 保证上下行链路的质量;对抗阴影衰落和快速衰落;克服远近效应;减轻角效应;省电, 减少UE和基站的发射功率。最终通过不断优化的功率控制算法提高系统容量和性能。
参考文献
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功率控制技术 篇10
关键词：风力发电,功率控制,有效策略
早在二十世纪初, 人们就尝试利用风力发电。二十世纪三十年代, 一些发达国家已经应用航空工业的旋翼技术, 成功地研制了小型风力发电装置, 并广泛在多风的海岛和乡村使用, 风力发电逐步推广。
1 风力发电技术的基本原理
风力发电的基本原理是把风的动能转变成机械动能, 再把机械能转化为电力动能, 即利用风力带动风车叶片旋转, 再通过增速机将旋转的速度提升, 来促使发电机发电。风力发电所需要的装置, 称作风力发电机组。这种风力发电机组, 大体上可分风轮、发电机和塔架三部分。
风轮是把风的动能转变为机械能的重要部件, 它由两只或两只以上的螺旋桨形的桨叶组成。当风吹向桨叶时, 桨叶上产生气动力驱动风轮转动。为保持风轮始终对准风向以获得最大的功率, 还需在风轮的后面装一个类似风向标的尾舵。
塔架是支承风轮、尾舵和发电机的构架。铁塔高度视地面障碍物对风速影响的情况, 以及风轮的直径大小而定。发电机的作用, 是把由风轮得到的恒定转速, 通过升速传递给发电机构均匀运转, 因而把机械能转变为电能。
小型风力发电系统效率很高, 但它不是只由一个发电机头组成的, 而是一个有一定科技含量的小系统, 包括发电机和变流器。风力发电机由机头、转体、尾翼、叶片组成。每一部分都很重要, 叶片用来接受风力并通过机头转为电能;尾翼使叶片始终对着来风的方向从而获得最大的风能;转体能使机头灵活地转动以实现尾翼调整方向的功能;机头的转子是永磁或励磁体, 定子绕组切割磁力线产生电能。
2 风力发电技术的基本趋势
2.1 风力发电容量逐渐增大
目前风力发电首要趋势就是发电的容量逐渐增大, 目前风力发电基本都在1兆瓦以上, 其中最大的容量已经达到了5兆瓦。目前一些发达国家, 例如德国、日本, 已经研制出7兆瓦以上的风力发电机组, 而美国正在研制10兆瓦的发电机。从世界各国家风力发电的研究趋势显示, 未来五十年, 风力发电的容量最高将达到50兆瓦。
2.2 逐步发展海上风电
现在大多数的风力发电为陆上的风力发电, 而海上的风力发电较少, 但是目前风力发电技术发达的国家已经逐步开始进行海上的风力发电。海上风力发电的基本原理与陆上风力发电的基本原理趋同, 但是优势更加明显。在海上建造风力发电设备可以节约陆上的土地资源, 而且海洋上的风量要远远大于陆地上的风量, 可以充分利用风能。目前我国的海上风力发电还处于研制开发阶段。
2.3 不断提高发电效率
近些年, 随着科技的不断进步, 风力发电技术有了明显的进步, 但是从经济效益的角度来看, 风力发电设备机组的使用寿命较短, 使用年限往往不超过二十年, 而风力发电设备比较昂贵, 加上日常的维护, 整体费用较高。因此风力发电技术正向一个高效发电的趋势发展, 通过不断优化技术设计, 减轻风力发电设备的负荷, 并通过风力发电技术的改进, 提升发电的效率。
3 功率控制的有效策略
3.1 功率控制的基本原理
风力发电功率控制的基本原理并不复杂, 主要内容就是在一定的风速下, 对风力机组输出功率进行有效控制。当风速的变化控制在一定数值范围内的时候, 利用变速控制的方式, 通过建立模型分析函数曲线, 确定一个最优的功率曲线, 因此获得最大的功率数值。当风速在限定的风速与输出的风速之间来回变化的时候, 则利用变桨距调节的方式, 改变桨叶与桨距角的位置, 使额定的功率保持不断。这种功率控制方法的优点在于可以根据风速的大小, 采用不用的功率控制方法, 最终目的是实现风力发电机输出最大功率的电力, 并保证风力发电机的稳定性。
3.2 功率控制的运作流程
在风力发电功率控制的方法中, 变桨控制是使用最为广泛也是最为有效的方式, 其实施的具体流程是通过优化风力发电机组的控制系统, 并通过桨距来判断风速的大小。当风速小于切入的风速的时候, 风力发电机组不做任何的变化, 但是当风速在切入的风速与额定风速之间变化的时候, 变速装置向传感器发出信号, 进而来调节变化功率, 反之亦然。总而言之就是构建一个内部控制系统, 并通过额定功率作为一个定值来调节发电的功率。基本的流程可以由图1来表示。
4 结束语
随着风能的广泛应用, 风力发电技术不断发展, 主要趋势是发电成本不断降低, 发电功率不断给上升, 并且逐步从陆地风力发电向海上风力发电发展。为实现风力发电的规模化, 要不断创新发电技术, 实现风力发电的高效性, 同时在功率控制方面, 要结合实际, 不断优化发电机组内部机构, 使风力发电的电量更加稳定、高效。
参考文献
[1]王志新, 张华强.风力发电技术与功率控制策略研究[J].自动化仪表, 2008 (11) .
[2]张超.风力发电技术与功率控制策略研究[J].电子制作, 2013 (07) .
功率控制技术 篇11
摘要：在电网电压稳定和降落时，要求双馈风力发电系统能够根据系统的需求及时的调整功率的输出.分析了双馈风力发电机的数学模型，在电网电压稳定时采用传统基于电网电压定向的矢量控制，在电压降落时采用计及定子电压波动的改进控制策略.利用Matlab/Simulink搭建系统仿真模型，仿真结果表明：在电网电压稳定和电网电压降落时有效实现有功功率和无功功率的解耦.电网电压降落时，双馈风力发电机能够实现无功调压.采用PI控制器，系统响应快、超调小，验证了控制策略的准确定性，
关键词：双馈风力发电系统；电网电压降落；功率控制；无功调压
DOI：10.15938/j.jhust.2015.05.004
中图分类号：TM273
文献标志码：A
文章编号：1007-2683（2015）05-0020-05
0 引言
双馈风力发电系统的功率控制技术是研究风力发电系统的关键技术之一.双馈风力发电机（DFIG）转子侧主要控制发电机向电网输送有功功率和无功功率.有功功率通过最大风能追踪控制策略实现有功功率的输出；无功功率根据电网的需求来调节功率因数.主要有矢量控制策略和直接功率控制技术和自适应控制等技术.
在电网稳定运行时，传统的控制策略都忽略了定子电压的动态变化量和磁链的动态变化量，使控制模型得以简化，便于模型的搭建.但从系统的运行来看，由于电网负荷的增减等因素都造成电网电压的波动，而电网不可能一直保持稳定运行状态，因此研究在电网电压波动时，使双馈风力发电机的能够良好的适应电网的波动，对提高双馈风力发电系统的鲁棒性具有重要意义.
本文考虑到电网电压降落和风速变化两个因素对双馈发电机及其控制策略的影响，在理想电网基础上，提出改进基于电网电压定向的矢量控制策略，通过Matlab/Simulink搭建系统仿真模型，在理想电网和电网电压降落情况下，系统实现了有功功率与无功功率独立控制以及无功调压.
1 双馈风力发电系统数学模型
双馈发电机是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统.其系统结构如图1所示.
1.1 双馈风力发电机的数学模型
以同步旋转dq为坐标系，定子、转子均采用电动机惯例，双馈发电机的数学模型如下：
定、转子电压方程可表示为（略写零序分量）：式中：uds、uqs、udr、uqr分别为定子、转子电压的d、q轴分量；ids、iqs、idr、iqr分别为定子、转子电流的d、q轴分量；ψds、ψqs、ψdr、ψqr分别为定子、转子磁链的d、q轴分量；rs、rr分别为定、转子的电阻；Ls、Lr、Lm分别为定、转子的白感和互感；ω1、ωr分别为同步转速和实际转速.
1.2 改进转子侧控制侧略
在双馈风力发电机模型基础之上，推导出定子电流、转子磁链方程如下：
由式（6）或（7）中看出，传统的控制策略中，只考虑到了电压的稳态分量和稳态电压补偿项，忽略了电压的动态分量.在电网稳定运行时，忽略动态分量对于系统没有影响，但当电网电压发生波动时，该控制策略就具有一定的局限性，因此改进的控制策略中，考虑到定子电压的波动对于系统的影响，将电压的动态分量加入到定子电压中，使系统更好的适应电网电压的波动，提高控制模型的准确性，
采用基于电网电压定向的改进矢量控制策略，其坐标表示如图2所示.uds=us，uqs=0，ψds=O，us为电网电压的幅值，忽略了定子电阻，则q轴的磁链可近似为： .将其代人到式（6）中，转子电压方程为：
定子输出的有功无功功率为
由上式可以看出，分别调节转子d轴电流idr和q轴电流iqr可实现对有功功率和无功功率的解耦控制，当电网电压降落时，控制系统保持有功功率基本不变，使其仍很好的跟随最大风能追踪，而通过增加无功功率，可以补偿电网电压的降落，从而实现了无功参与调节电网电压，
传统的基于定子电压定向的矢量控制策略，忽略了电网电压的波动对系统的影响，使控制系统得以简化，但其只能运行在理想电网条件下，具有一定的局限性，改进的控制策略考虑到定子电压、电流、磁链的动态变化，重新推导转子电压方程，将电网电压的动态变化量加入到转子侧的电压中.与传统的控制策略相比较，在电网电压波动时，转子侧电压能及时跟随电网电压的变化而实时调整，提高了控制的准确性和系统的鲁棒性并实现电网降落时无功调压.
1.3 改进基于电网电压定向的矢量控制系统
网侧控制策略参考文献，本文不再赘述.发电机励磁系统采用双闭环的PI控制结构.外环为功率控制环，内环为电流控制环.相比于电流外环和转速内环闭环控制，通过给定功率参考值，将定子输出功率与转子电流和电压建立直接关系，提高了系统控制的准确性.本文采用基于功率给定的MPPT控制策略，将风机输出功率作为系统的参考功率，无功功率参考值则根据系统的需求给出，采用PI控制器，在传统的控制策略基础之上增加了动态补偿项，经坐标变换，作为SVPWM的控制信号.改进的控制策略系统与传统控制策略系统相比较，增加了电网电压的动态分量，增加模型的利用范围，提高了整个系统的鲁棒性.其控制结构如图3所示.
2 P-Q解耦控制方案仿真分析
利用Madab/Simulink为平台，搭建双馈风力发电系统模型.设置系统仿真参数如表1所示.
2.1 电网电压稳定下的仿真
仿真从稳态开始.设定风速变化范围为：风速从
3 s开始阶跃变化，由5m/s变为6m/s；在5s时第二次发生阶跃变化，由6m/s变为7m/s，在7s时风速7m/s变为6.5m/s，并保持恒定.其仿真波形如图4所示.
图4（a）中，随着风速的增加，有功功率增加，而风速减小，则有功功率减小，表明DFIG很好的跟随了风机的输出功率，验证了基于功率给定的最大风能追踪控制策略的准确性.同时，在3s、5s、7s时，有功功率变化，无功功功率保持不变，在4s时无功功率参考值由0变为IOkvar，6s时变为8kvar，有功功率保持不变，验证了改进的基于电网电压定向的控制策略能够有效的实现有功、无功功率解耦.同时，在风速变化时，有功功率响应速度快，超调小，表明PI控制器能够快速准确的满足系统的响应.图4（b）中，电流有功分量idr、无功分量iqr也实现解耦，因此分别调节idr、iqr可以实现有功、无功功率的解耦.图4（c）中，采用给定功率的MPPT控制策略，将风机输出有功功率作为DFIG的功率参考值.图为参考功率与实际功率的误差值，其误差值几乎为0，可以看出，实际有功功率能很好的跟随参考值的变化，表明系统控制策略的准确性.
2.2 电网电压降落时的仿真
在电网频率恒定的条件下，电网在1.5s时，电网电压骤降为365V，在4s时恢复到初始值380V.风速在Ss时由5m/s变为6m/s.采用改进控制策略，其仿真结果如图5所示，
在电网电压波动时，图5（a）中，电网电压在1.5～4s时降落15V，图5（b）中，有功功率随着电压降低而降低，但变化范围不大，电机仍能正常发出有功功率.无功功率的给定值设为0var，在1.5s时电压骤降，1.5～4s内无功功率负向增大，由于双馈电机采用电动机惯例，Q 3 结语 双馈风力发电系统的有功功率和无功功率的解耦是其控制的关键技术之一.本文给出了DFIG数学模型，重新推导了转子侧电压公式，提出了改进的基于电网电压定向的控制策略.与传统控制策略相比，增加了电网电压的动态分量，克服了传统控制策略只运行在理想电网条件下的局限性，增加了系统控制的准确性和鲁棒性.实验结果表明，在两种电网条件下，都可以很好的实现有功功率和无功功率的解耦控制.在电网电压降落时，DFIG能够根据系统的需求，增加无功功率的输出，从而实现了DFIG的无功功率的调整，进而实现电压的调整.整个系统响应速度快，超调小，具有一定的工程应用意义， 传统的风机驱动器采用不控整流方式,其网侧电流畸变严重,谐波含量大,已经不能满足国际标准BN/IEC 61.000-3-2。 有源功率因数校正(active power factor correction,APFC)电路具有输入电流谐波含量小,近似单位功率因数的特点,因此,带有源功率因数校正功能的风机“绿色驱动”系统将成为未来发展的趋势。Boost型拓扑有源功率因数校正电路因其结构简单、易于控制和所用器件少而且容易集成的优点而被广泛应用。有源功率因数校正控制系统中,过零点畸变是影响功率因数和谐波含量的一个重要因素,它会造成电流波形畸变和相位偏移,降低功率因数,增加高次谐波[1-2],在输入频率很高时尤其明显,尽管如此,在50 Hz/60 Hz的情况下,过零点畸变的影响也是不能忽略的,特别是在采用数字控制方式时[3-4]。 文献[5]提出在输入侧增加开关电容的方法抑制输入电流畸变。开关电容不会改变电路拓扑,具有一定的灵活性。但是开关电容的增加影响了电路的集成化,增加了控制的难度。文献[6]用DSP提供正弦电流取代输入电压前馈,并通过反馈电流值来改变电流给定值的相角,从而达到抑制过零点畸变的目的。但是文中并没有给出具体相角和反馈电流值的计算方法。文献[7-9]提出了采用电容和电阻组成相位补偿网络补偿电流超前相位的方法,这种方法在PFC芯片设计中应用很广,但是并没有在数字控制系统中得到推广。 模拟控制技术控制电路电子元器件多,电路适应能力差,容易受到噪声的干扰。而在实际应用中, 还存在模拟器件工作点漂移的情况,导致系统参数漂移,造成调试困难。随着高性能低价格的CPU和DSP的出现和广泛应用,数字控制因其可实现更加复杂的控制算法,兼容性强等优点,在功率因数校正技术领域应用越来越广泛。可以说,数字化是有源功率因数校正技术发展的趋势。文献[10-11]提出采用数字控制的方法,提高了系统的抗干扰性,并且易于控制算法的实现。文献[12]通过控制doff而非don的方法来抑制过零点畸变,文献[12-13]在电流环输出上增加了前馈通道,补偿输出电压的影响, 使得占空比很好地跟随参考电流变化,减小了电流过零点畸变。文献[14]针对数字控制的电流采样问题进行了分析,提出了适用于数字控制的有源功率因数校正电流采样方案。 然而数字控制仍存在计算时间和开关频率相互制约、平均电流采样不准的问题。针对上述问题,本文提出一种采用数字控制抑制电流畸变的方法。其中占空比前馈补偿控制的算法可以减小输入和输出电压对输入电流的影响,在小信号模型分析的基础上给出了占空比前馈的一种具体实现方法,并且对前馈补偿前后的输入阻抗进行分析,从而证明了本文提出的前馈补偿方法可以改善电感电流相位超前的问题,能够达到抑制电流畸变的目的。本文针对平均电流控制方式的特点,提出一种新的电流采样算法,在一个PWM周期内只需采样两次即可得到电流平均值,算法给出电流采样最佳时刻的计算方法,提高了电流采样的准确度。最终,系统以DSP TMS320F2808为控制核心,验证数字控制算法,在开关频率20kHz条件下即有效抑制了输入电流的过零畸变。 1小信号模型 图1为Boost型APFC的系统控制框图,其中, 主回路为Boost电路,控制方式是平均电流模式。 控制回路包含电压环和电流环,电压环用来保持输出电压的稳定,电流环用来控制输入电流使其跟踪输入电压,其中电流环的参考输入为电压环输出与单位输入电压的乘积。图1的控制过程为:输出电压Vo经过电压误差放大器Gvc(s)进行PI调节后送入乘法器的一个输入端,整流后的网侧电压经过单位化处理,以正弦半波的形式送入乘法器的另一个输入端。乘法器的输出与电感电流的误差值送入电流调节器Gic(s)进行PI调节,从而计算出下一个PWM周期的开关管的占空比。 为了便于分析,采用以下假设:1回路中电子元件均为理想元件;2采用平均电流控制模式,电感电流连续;3滤波电容很大,输出电压稳定;4开关管开关频率远远大于网侧输入电压频率,在一个PWM周期里可以认为输入电压保持不变。此外, 为了进行小信号分析,将图1模型在静态工作点处进行线性化处理,即将模型中各变量分解为稳态值和扰动量之和,如,其中vin为输入电压,Vin为输入电压稳态值,为输入电压交流扰动量。下文中,各变量均做相同处理,不再依次说明。 Boost电路根据开关管的导通情况,工作在两种模式下,开关管S开通时,Boost电路等效为图2所示电路;开关管S关断时,Boost电路等效为图3所示电路。开关管导通时有: 式中:L为电感值;iL为电感电流;vin为整流后的输入电压;D为占空比;Ts为开关管PWM周期。 开关管关断时则有: 式中:vo为输出电压。 采用空间状态平均法,可以得到: 对式(3)进行小信号分析,消除稳态分量和高次项分量,可以得到Boost电路的小信号模型为: 2电流畸变抑制 2.1电流采样 APFC的控制主要是对输入电流的控制,目的是使输入电流能准确地跟踪输入电压,使电流与输入电压达到同相位,并且尽可能减小输入电流的THD,因此电流采样的精度会极大地影响控制性能。平均电流控制方式需要得到的反馈电流为一个PWM周期的电流平均值。为了得到平均值,可以在一个PWM周期里对电流进行多次采样,采样次数越多,电流检测精度越高,但是对控制器的处理速度要求也越高。为此本文提出一种新的电流采样方法,只需要在一个PWM周期内对电流采样两次即可较准确地得到电流的平均值,这样既能保证反馈电流的准确性,又能减轻控制芯片的运算负担。 在一个PWM周期内,如图4所示,占空比为D,周期为Ts,根据式(1)和式(2),电流在上升阶段和下降阶段都保持线性,于是有: 式中:Iav_on为开关管导通时间段的平均电流值;Iav_off为开关管关断时间段的平均电流值;t3=t1+0. 5DTs;t4=t1+Ts-0.5(1-D)Ts。 根据式(5)和式(6)不难求得: 从而,在一个PWM周期内只需要检测t1+ 0.5DTs和t1+Ts-0.5(1-D)Ts时刻的电流值,就可以得到电流平均值。 2.2增量前馈补偿 由式(4)可以得到Boost电路的小信号模型的系统模型为: 图5为其结构框图。 为使占空比和电流关系不受输入电压和输出电压变化的影响,增加前馈补偿,抵消输入和输出电压变化对电流的影响,则根据式(8)有: 并使得下式成立: 从而式(9)可以简化成: 式(11)说明了经过占空比的前馈补偿后,占空比不再受输入和输出电压的影响,只与电感电流成线性关系,如图6所示。 式(9)引入的占空比前馈补偿为小信号变量,下面给出一个具体的实现方法。 选取前馈补偿的表达式为: 式中:Cnt为一个常量。 对其进行小信号分析有: 由于Boost电路满足: 结合式(13)和式(14)可以得到式(10)。因此, 式(12)为一种占空比前馈的补偿方法。其系统控制框图如图7所示,虚线框为补偿量。 2.3输入阻抗分析 电流畸变主要是因为电感电流相位超前输入电压造成的。因此有必要对前馈补偿前后的系统进行输入阻抗分析。图8所示为系统的控制策略结构框图,虚线方框部分为占空比前馈补偿部分,电流环输出与前馈补偿输出之和为占空比输出。电流环部分的表达式为: 式中:Gic(s)为电流环补偿传递函数,其构成为PI调节器;为电流环参考给定小信号模型,考虑稳态时电压环输出不变,其可以表示成: 式中:Gk为输入电压对电流参考给定的匹配增益;Vco为电压环输出。 结合式(8)、式(15)和式(16),消去占空比分量, 可以得到没有占空比前馈补偿的表达式为: 有占空比前馈补偿的表达式为: 比较式(17)和式(18),在没有占空比前馈补偿时电感电流的相角存在输出电压项的扰动,而增加占空比前馈补偿后,输出电压对电感电流的相角扰动项被补偿掉了。 根据式(17)和式(18)分别写出占空比前馈补偿前后的输入阻抗表达式为: 和 本文中对所设计的APFC控制系统进行输入阻抗分析。输入电压为220V(交流),进行单位化处理,选取Gk=0.003 2;输出电压Vo=400V;Vco为电压环输出,其值为电感电流峰值,随负载变化而变化;电感L=12mH。选取电流补偿器Gic(s)为: 图9为输入阻抗的波特图。分如下两个阶段。 1)当频率较低时,sL1,sL的影响可以忽略不计。有占空比前馈补偿时,由式(20)可知,Gic(s)项被抵消,从图9可以看出,输入电压、电流同相位,输入阻抗成阻性。没有占空比前馈补偿时,阻抗幅值和相位都随频率的增加而变小。阻抗相位呈负值, 输入电流相位超前输入电压。阻抗幅值的变小说明了在提供相同的有功功率的情况下,需要更大的输入电流,其中有一部分为无功功率。电流相位超前使得电感电流达到过零点而输入电压没有达到过零点时,由于前端不控整流,电流方向不能改变,造成电流波形畸变。图9还可以看出,在相同频率下,没有占空比前馈补偿的输入阻抗在重载时的相位绝对值小于轻载时,对应的阻抗幅值的改变比较小,说明负载越小,电流畸变得越严重。 2)当频率较高时,Gic(s)为典型PI调节器,高频时,sL成为主要分量,即,电感感抗变得很大,成为主要的输入阻抗组成部分。此时不论有无占空比前馈补偿,阻抗幅值和相位都随频率的变大而变大,且相位最终将接近90°,输入阻抗趋近于纯感性。可见,sL分量的存在限制输入频率的进一步提高。 3仿真分析与实验 为了验证小信号分析模型、电流采样算法和占空比增量式前馈补偿算法,对有源功率因数校正系统进行仿真与实验。 参数为:输入网侧电压为220V(交流),输出电压为400V(直流),电感L= 12mH,输出电容C=330μF,负载为500 W。实验中主控芯片采用高性能的TMS320F2808DSP,仿真机实验中器件开关频率fs=20kHz。 图10和图11分别为没有和具有前馈补偿的网侧电压、电流波形。没有占空比前馈补偿时电流波形的相位超前电压,在过零点处,由于电流超前电压,提前到达零点,但由于不控整流,电流不可逆,电流保持零值,造成在过零点处存在一段死区,电流波形畸变。加入前馈补偿后,电流和电压相位比没有占空比前馈补偿时更接近,在过零点处的死区也变小。这说明在增加前馈补偿后,输入阻抗相角更接近于0,阻抗的虚部减小,实部增加,趋近于纯阻性。 图12和图13分别为没有占空比前馈补偿和具有占空比前馈补偿的实验波形,从图中可以看出,实际中的电压正弦度并没有仿真的理想,但是并不影响占空比前馈补偿的作用。在补偿前,电流相位略微超前电压,在过零点处畸变明显,补偿后的电流过零点无畸变,且电流峰值小,正弦度好。图14为网侧电流占空比前馈补偿前后的谐波分布,前端为补偿后的谐波分布。可以看出,补偿前电流的奇数次谐波很大,谐波总畸变率达到了33%;补偿后,谐波幅值随谐波次数的增大而减小,特别是奇数次谐波减小尤为明显,谐波总畸变率降低到5.8%。 上述仿真和实验是在风机控制系统的应用条件下进行的,网侧电压的频率为50 Hz。通过上述实验可以得到,没有加前馈补偿时,电流波形存在相位超前和过零点畸变两个问题,限制了APFC功率因数的进一步提高,同时也产生了一定的谐波。增加了本文提出的占空比前馈补偿算法后,电压和电流基本上实现了同相位,过零点畸变也消除了,很好地解决了以上两个问题。仿真和实验充分验证了本文提出的电流畸变抑制算法的可行性。 4结语功率控制技术 篇12