水声信号处理

水声信号处理（通用7篇）

水声信号处理 篇1

随着现代水声信号处理技术的发展和声纳性能的不断提高,水下信号处理的水听器阵规模越来越大,阵元数目越来越多,甚至要求上千阵元同步采集。常见的信号采集系统一般利用PCI总线或者USB接口将数据直接传输到主机。但主机通用处理器计算能力和总线传输速率都有限,因而阵元规模和运算实时性都受到制约。

本文介绍的新型大规模阵列信号采集系统结构基于数据流驱动方法设计。各模块间采用可配置的高速LINK口连接形成灵活的数据流。系统拓扑结构易于设计和改变,扩展性强,特别适合大规模采集和处理需要。在多板同步方面,采用低电平差分技术来传递关键时钟,因此具备多板通道一致性好的特点。

1采集系统整体结构

大规模阵列采集处理系统采用如下结构(图1):单个采集模块(6U板卡)容纳64通道的AD采集,采集所得数据通过高性能数据通路直接流向信号处理平台进行处理。信号处理平台由TS101 DSP阵列构成,DSP上拥有ADI公司特有的高速传输接口(最高300MByte/s)——LINK口。因此,整个信号处理平台拥有丰富的LINK口,对外可以接纳多个采集板发送的数据,对内可以使DSP阵列间形成高速而灵活的拓扑连接。系统扩展时只需简单添加单板采集模块和信号处理板即可。

为了与信号处理平台形成无缝连接,我们利用FPGA在采集板上构建了与TS101完全兼容的LINK口模块。系统采用数据流驱动的工作方式:多块AD板在统一采样时钟的驱动下, 进行大规模同步信号采集, 数据流通过LINK口流入处理平台。统一节拍的数据流驱动平台内部的DSP阵列完成大规模并行计算。

2信号采集板设计

2.1模数转换部分

该板的AD转换芯片选用了Cirrus公司的CS5361。该芯片采用delta-sigma结构设计,单片可支持两路采集,最高采样率200K,设计采样精度为24bit。

模拟信号经过前端跟随器,放大,滤波之后.经由CS5361转换,变为24比特的串行数据。送入数字部分进行处理。

2.2数字逻辑设计

该板的数字部分完全由Xilinx公司的XC2v1000型FPGA构建而成。利用FPGA内部的存储器资源,我们构建了两级FIFO。FIFO1到FIFO32, 分别跟在32个AD转换单元之后,用于耦合AD模块,每个FIFO容纳两路数据,另一个FIFO(fifo32to8), 用于耦合LINK口模块。前级FIFO的出口信号和后级FIFO的入口信号都连接到多路仲裁状态机。

由于LINK协议要求发送数据必须为32比特的整数倍,24比特AD串行数据进入FPGA之后,经过串并转换,并在末端补零,形成32位有符号整数。缓存入该通道所对应的FIFO。当前级FIFO数据超过容量1/4而后级FIFO至少还有1/4容量未满时,多路仲裁状态机使两级FIFO连通,并控制数据通路在前级的32个FIFO中有序切换。如果后级FIFO至少有1/4数据可以提供给LINK口,同时LINK口反馈的txbp信号处于允许状态时,状态机打开后级FIFO和LINK口模块之间的数据通路,数据通过LINK口最终发往处理板DSP。

这种两级FIFO的结构由于保持了前后端独立性,形成了灵活而可靠的数据通路。

单路AD采样数据率(200K)相对LINK出口(150M)传输速率较低,同时,由于LINK口要求以字节为单位,所以后级FIFO要实现32bit到8bit的转换。因此两级异步FIFO的读写要分别用四种不同的时钟速率驱动。经过仿真和实际验证,选择前级FIFO深度512,写时钟200K,读时钟1.17M,后级FIFO深度4096,写时钟37.5M,读时钟150M。此时数据通路吞吐量达到最优,完全满足大量数据传输和通道间高速切换的需要。测试表明,我们构建的外部LINK口峰值速度能达到150MByte/s。板卡工作在200K采样率时,64路共51.2MByte/s的数据量能够得到平顺的传输。

2.3信号采集板的主机(上位机)控制

从信号处理角度,信号采集和处理模块构成了一个独立和完整的系统。在实际水声信号处理系统中,需要对整个系统进行集成控制,同时将算法最终结果送往主机显示。因此,AD板和信号处理板都拥有PCI接口模块,主机通过PCI接口完成显控工作。

板卡PCI接口由PLX9056和FPGA逻辑配合完成。PLX9056是PLX提供的高性能的PCI接口芯片,它能够将较复杂的PCI协议转换成通用的并行总线协议。并支持中断,DMA, 突发传输等操作。驱动软件方面,Jungo公司Windriver驱动开发包提供了针对PLX9056的开发工具。我们以Windriver为基础,开发了AD板的主机驱动函数库;驱动函数提供了主机访问AD板资源的接口。能够完成复位,主从板选择,采样控制,采样速率控制,通道选择等功能;AD板的驱动设计与处理板主机驱动方式基本一致。因此,AD板和信号处理板都能通过PCI总线集成到同一个主机机箱内。整个信号采集处理系统非常便捷和紧凑,扩展性良好。

2.4多板同步和扩展。

为了使板卡适应不同采样率的需要,板卡上采用了高精度的时钟综合器ICD2053。ICD2053配合主机编程可以产生300K到100M之间的频率时钟,从而为FPGA提供与采样率相关的系列时钟信号。

多板同步采用主从模式,所有从板通过LVDS同步线,获得与主板完全一致的关键时钟信号。LVDS即低电压差分信号,这种技术的核心是采用极低的电压摆幅高速差动传输数据,具有低功耗、 低误码率、 低串扰和低辐射等特点。LVDS技术10cm距离最高速率1Gbps,完全胜任板卡间高速传输关键信号的需要,保证了板间良好的一致性和可靠性。同时,LVDS使多板并联级联时摆脱了常见的同步时钟串扰,反射等困扰,提高了系统规模的扩展性。

3采集系统性能

图4是采样率192K时,输入频率为19.2K的正弦信号谱分析;由图4可见,采集到的信号信噪比高,谐波失真小。

该板采样率192K时,动态范围大于85dB, 有效位14比特,谐波失真小于-75dB;采样率10K时,动态范围大于100dB,有效位16比特,谐波失真小于-85dB;两板同步工作时,取主板的32通道和从板的32通道进行相位对比。由图5可见,模拟信号19.2K时,多板通道间相位误差不超过0.4度(degree),一致性较好,完全符合水声信号采集的要求。

4结束语

该大规模阵列采集系统精度较高,相位一致性好,扩展性强,特别适合规模较大的复杂水声信号处理系统使用。目前此采集系统已成功应用于多套主被动声纳。

参考文献

[1]TigerSHARC DSP Hardware Reference,Analog Devices Inc.2002

[2]李启虎.声纳信号处理引论.北京:海洋出版社,2000.

[3]孙航等.Xilinx可编程逻辑器件的高级应用与设计技巧.北京:电子工业出版社,2004.

水声信号处理 篇2

从通信论的观点来看, 海洋就是声信道, 它较无线电信道要复杂的多。海洋信道属于不平整双界面随机不均匀介质信道, 又是时间弥散的慢衰落信道, 能量损失不仅随距离并且随频率增加而变大, 因此其可用带宽只有几千赫兹, 水声信道信息容量小, 传播过程中时变、空变及多途效应严重。本文针对浅海表面声道特点, 提出了一种基于阵列信号处理的声通信检测方法, 经验证, 该方法可完成一定距离的通信信号处理。

1 浅海表面声道

浅海表面声道指声传播受海面和海底影响较大的声道, 当传播距离至少数倍于海水的深度时, 水层的上下边界已对声传播产生了影响。除了表面声道中所述经海面反射和经混合层反转声线以外, 还有海底反射的声线存在。这类反射声线是以较小的掠射角碰撞海底, 反射信号较强, 对浅海域的声传播有明显的影响。

在浅海中, 声传播损失依赖于海面、海水介质和海底的许多物理参数。声信号起伏是海洋传播的明显特征之一, 即使在相同位置、不同时刻发出的相同信号, 到达固定接收点的信号也会随时间而变化。其一方面原因, 海水本身是不均匀的, 含有温度不均匀性及海水处于湍流运动状态等, 导致各种传播途径之间产生时变的干涉效应, 使接收到的是时变信号。另一方面, 海面反射声是起伏的, 在近距离, 粗糙海面反射声起伏是很大的, 但它随距离的增大而趋于减小, 因为这时对海面的掠射角变小, 而海面的作用越来越趋于全反射。另外, 浅海中海底的声学特性也十分复杂, 往往按密度或声速分层, 其对确定传播损失起着很大的作用, 比海面反射复杂得多。

由于本文试验为湖上试验, 因此试验中声波等效于在浅海表面声道中传播。

图一给出了某水域浅海表面声道的声线传播图, 水深140m, 声源位于水深14m, 可见在10km范围内, 声线除了有表面声道的湖面反射以及混合层反转声线以外, 还有湖底的反射声线存在, 说明了湖上通信信道基本等效于浅海表面声道。

2 几种阵列信号处理算法

2.1 基阵时域宽带波束形成

多个水听器阵元在空间按照一定的几何位置排列, 就构成了基阵。它比单个阵元具有更好的指向性, 因此可以更好地确定目标信号的入射方位, 同时也可以将输出信噪比提高一个与阵元个数成正比的倍数。

由于宽带信号具有目标回波携带信息量大, 混响背景相关性弱, 有利于目标检测、参量估计和目标特征提取等特点, 在主动声呐中运用广泛, 而在被动声呐中, 利用目标辐射的宽带连续谱进行目标检测是有效发现目标的一种重要手段。处理宽带信号的需求推动了对宽带波束形成的研究。

经典宽带时域波束形成器的原理框图如图二所示。在这种结构中, 首先通过对基阵各个阵元输出进行加权, 然后用时延滤波器或者是数字延迟线实现阵元输出的时间延迟, 最后把各路加权延迟后的输出相加得到波束输出。这种做法实质上对信号带宽内的各个频点采用了相同的幅度加权。

2.2 直接II型数字滤波器

在数字信号处理领域中, 占有极其重要位置的数字滤波器主要有两大类:一类是无限脉冲响应滤波器 (IIR) , 另一类是有限脉冲响应滤波器 (FIR) 。随着数字技术的发展, IIR滤波器以其稳定性高、精度高、灵活性大等突出优点, 愈来愈引起人们的重视和广泛的应用。

IIR滤波器的系统函数可以写为:

因此, H (z) 可视为分子多项式与分母多项式的倒数所构成的两个子系统函数的成绩, 这相应于两个子系统级联。其中, 第一个子系统实现零点为:

故得:

其时域表示为:

第二个子系统实现极点为:

整理后得:

其时域表示为:

而且已知一个线性时不变, 如果交换其子系统的次序, 系统函数不会发生改变。这种结构型式称为直接II型, 其信号流图如图三所示。

2.3 矩形窗函数

在实际进行数字信号处理时, 往往需要把信号的观察时间限制在一定的时间间隔内, 只需要选择一段时间信号对其进行分析。这样, 取用有限个数据, 即将信号数据截段的过程, 就等于将信号进行加窗函数操作。

矩形窗 (Rectangular Window) 函数的时域形式可以表示为:

它的频域特性为:

3 算法对实际数据的处理

针对典型的单频信号, 用AR模型及相关算法对数据进行分析。

发射信号为两个频率值的单频信号, 分别代表“1”码和“0”码, 发射编码为“01010101”, 代表十进制数字“85”, 接收到的信号为多路、多途时延、加噪声的信号, 对多路信号做波束形成 (加权处理) 可得到较高的谱值。接收信号功率谱如图四所示, 从谱图中可以看出, 谱峰明显, 很容易确定为编码信号。

由图四可以看出, 单频信号明显, 但是由于多途等效应, 较高频率点信号有混叠, 且较高频率谱值一致大于较低频率谱值, 因此利用简单的试验数据处理方法不能完成最终译码。虽然按谱值大小较低频率谱值完全被较高频率谱值湮没, 但谱峰位置按时间轴来看各不相同, 因此可采用归一化方法对谱值进行进一步处理, 通过加窗、滤波等过程, 得到的归一化谱图如图五所示。其中绿色线条为“0”码, 蓝色线条为“1”码, 可见经过归一化处理, 谱峰交替“, 85”码结果自然译出。

4 结束语

本文研究了一种基于时域宽带波束形成的信号处理及译码算法, 首先对接收多路信号进行时延加权处理, 然后通过归一化、加窗、滤波等算法对功率谱进行进一步处理, 可成功完成水声通信译码工作, 充分说明了本水声通信系统的可行性, 具有一定程度的应用前景。

摘要：本文根据某水域浅海表面声信道的衰减吸收特点, 确定通信系统方案, 并且进行了试验;利用时域宽带波束形成、归一化、加窗滤波等算法进行信号处理和解调译码。试验结果表明, 该方法可以完成湖上一定距离的水声通信, 具有一定应用前景。

关键词：水声通信,波束形成,滤波器,矩形窗

参考文献

[1]Josko A Cati Povic.Performance limitations in underwater acoustic telemetry[J].IEEE J.Oceanic Eng, 1990.

[2]Daniel B Kilfoyle, Arthur B Baggeroer.The state of the art underwater Acoustic telemetry[J].IEEE J.Oceanic Eng, 2000.

[3]惠俊英.水下声信道[J].北京:国防工业出版社, 1992.

[4]杨益新.声呐波束形成与波束域高分辨方位估计技术研究[D].西安:西北工业大学, 2002.

水声信号处理 篇3

在水下设备试验中, 为了能有效掌握设备水下工作情况, 经常需要第三方设备对试验现场水声信号进行实时记录和分析, 为事后恢复现场查找问题提供有力的数据支持。在试验中, 设备本身一般带有内测仪来记录设备在水下的工作状况。但在浅海海域试验中, 由于海底较浅, 地貌复杂, 使得混响严重, 对水声信号的识别影响较大, 设备的动作易受混响干扰产生误动, 或造成试验失败。在这种情况下, 通过第三方设备的现场记录来分析当时的现场情况, 对查找和分析试验失败的原因, 改进设备的性能, 改善试验方案有重要的意义。

本文提出了基于FFT技术的水声信号识别方法, 并和现代软、硬件技术结合, 提出了第三方监测系统的设计概要。

1. FFT技术的原理及工程实现

FFT (快速傅里叶变换Fast Fourier Transform) 作为一种数学方法, 广泛应用于信号频谱分析。由于FFT是一种时域和频域均离散化的变换, 适合数值运算, 结合现代计算机技术, 是解算现场实时信号频谱的有力工具。FFT的基本定义如公式 (1) 。

设x (n) 是一个长度为N的有限长序列, 则定义x (n) 的N点离散傅里叶变换为

区间长度N≥M。

2. 水下试验模型及信号特征分析

在实际应用中, 第三方设备最重要的任务是准确地提供设备发射的信号和应答的详细情况, 是否有误答和漏答。所以研制第三方设备的关键为对发射信号和接收信号的识别。

水声设备的发射信号和应答器的应答信号在时域和频域都具有明显特征:

(1) 应答器总是在接收到水声设备的发射信号之后才会应答, 从时域上来看, 发射信号总是在应答信号之前, 且信号的幅度、持续时间, 周期等均已知;

(2) 发射信号的频率和应答信号的频率已知, 通过频谱分析, 可以快速识别出接收到的信号中是否含有发射信号和接收信号;

基于上面两点, 从第三方设备接收到的信号的出现时刻、幅度、持续时间、周期和频率等几个方面联合判断, 可以快速准确识别信号, 判断发射和应答是否正常。经过试验分析发现, 对信号识别造成影响的主要为以下几个方面:

(1) 第三方设备自身换能器姿态对信号识别的影响

由于水声换能器的方向性指数, 使得换能器接收到信号的强度受自身位置、角度的影响很大。受海水浪、流和涌的影响, 第三方设备水听器姿态在水下是不断变化的。即使到达换能器的信号强度没有任何变化, 第三方设备接收到的信号在幅度也是上高低起伏多变的, 易错误识别, 造成误判和漏判。

(2) 水下设备位置、角度和传播损失对信号识别的影响

水声设备在运动过程中, 相对于第三方设备的位置、角度在不断变化, 跟上面一条类似, 受换能器方向性指数的影响, 第三方设备接收到的信号幅度跳变厉害, 即使在很近的距离上, 但是由于设备角度问题, 造成第三方设备接收信号幅度很小甚至接收不到信号, 易对应答情况造成误判或者漏判。

(3) 多普勒频移对信号识别的影响

当水声设备按照一定速度在水中运动时, 接收设备接收到的信号的频率会发生改变, 信号频率改变的部分即多普勒频偏。

由于发射信号频率和应答信号频率接近, 由于多普勒效应的存在, 使得接收到的水声设备信号频率是在一定范围内变化的。而先验的知识是水声设备发射信号频率是固定的, 这就对从频域识别信号造成困难, 易对应答情况造成误判。

(4) 混响对信号识别的影响

在浅海海域, 水声信号受到海底和海面的反射造成的混响严重。混响叠加在发射和接收信号上面, 对信号的时域波形造成很大的干扰;同时, 由于多普勒效应的存在, 使得混响部分信号频率复杂多变, 既包括已知频率分量的信号, 也包括未知频谱分量的信号。从时域和频域两方面对信号识别都容易造成误判和漏判。

从以上分析可以看出, 第三方设备接收到的信号实际上并不是理论上的发射和应答信号, 而是在幅度、频率都变化多端的复杂连续信号。要从这些复杂的信号中, 识别出水下设备和应答器的应答情况, 并不是容易的事情, 需要多种手段多种方法结合才能实现。

3. 时域和频域结合的信号识别过程

第三方设备接收到的信号x (n) , 采样频率为fs, 发射信号频率f0, 持续时间为TD0, 周期为T0, 应答信号频率为fr, 持续时间为TDr。按照时间抽取法或者频率抽取法做蝶形运算, 可以计算出0-N点的频谱, 按照以下步骤对信号进行识别:

(1) 在整个过程中, 每采集到N点信号, 做一次FFT运算。

(2) 取频谱的两个最大频谱分量值fMax1、fMax2与f0和fr比较。因为第三方设备水听器与应答器位置固定, 所以第三方设备接收到的应答器信号不存在多普勒频偏。当信号中包含应答信号时, 可以判定两个频谱分量之中一定有一个与fr十分接近甚至相等。所以若在fMax1、fMax2中发现其中一个与fr相差不大 (小于1个频率分辨率1/F) , 可判定应答器有应答;另一个fMax为设备发射信号, 由于多普勒效应, 使得第三方设备接收到的信号频率在之间变化。所以只要另一个fMax在之间变化, 则可判定水声设备有发出信号。

(3) 在时间上, 一次询问和应答的有效持续时间为发射信号加接收信号加两个信号之间的延迟 (TD0+TDr+Δt) 。Δt受水声设备和应答器之间的距离影响会出现变化, 但是会远远小于TD0和TDr, 可以忽略。所以从发现fMax1或者fMax2开始, 两个fMax之间的时间间隔不应该超过TD0+TDr, 否则视为混响或者下一次应答。

(4) 混响的持续时间很长, 但是也远远小于发射周期T0。所以在步骤1发现fMax1、fMax2之后, 在接下来的一个窗口中, 若仍然有fMax1、fMax2, 则应该是混响造成, 应该忽略。

(5) 重复步骤1~4, 完成整个监测分析过程。

对于1~5的识别过程, 对于整个试验过程来说, 准确度是不够的。因为实时处理完全靠计算机自动识别, 对多变的信号情况来说, 只能提供一个大概的工作情况判断。详细的数据要等试验结束后, 用人工的办法, 按照步骤1~5重新判读识别, 把其中误判的剔除、漏判的补全。

4. 实际应用情况

本文提出的基于FFT技术的信号识别方法在实际应用中取得了良好的效果。对试验现场数据的记录和深入分析, 发现了设备跟踪尾流噪声现象是现场其它噪声所致的假设, 对改进设备的跟踪性能提供了有力的数据和分析方法。

5. 结语

本文通过试验过程和方案分析, 提出了一种基于FFT技术的水声询问和应答信号进行识别的技术方案, 对研制试验第三方信号监测设备有指导意义。若在FFT的基础上进一步应用BSFA等频率细化技术, 将会使得该方案的信号识别精读大大提高。

摘要：在水下设备试验中, 为了能有效掌握设备水下工作情况, 经常需要第三方设备对设备水声信号进行实时记录和分析, 为事后恢复现场查找问题提供有力的数据支持。本文通过分析试验现场的基本情况, 提出了基于FFT技术的第三方水下设备水声信号实时识别方法, 该方法在浅海水中设备试验中存在较强混响的情况下, 对信号的识别取得了良好的效果。

关键词：信号识别,频谱分析

参考文献

[1]美.奥本海姆, 刘树堂, 黄建国译.离散时间信号处理[M].西安交学出版社, 2001

[2]应怀樵.波形和频谱分析与随机数据处理[M].中国铁道出版社, 1983

[3]程培青.数字信号处理教程.清华大学出版社[M], 1993

复合水声光纤传播系统概述 篇4

光纤传输技术为解决现有的基于同轴电缆的传输系统传输数据率低、误码率高、可靠性差的问题提供了很好的解决途径。文章对光纤传输技术在某特殊水声环境的应用进行了研究,给出了相应的解决方案,并对系统关键问题及解决途径进行了探讨。此方案已在某预研系统中得到应用,取得了良好的效果。

1 复合水声光纤传播系统概述

1.1 传播系统内容简述

我国的网络传播系统的发展经历了几个阶段,主要有双绞线阶段,电缆+双绞线阶段,光纤阶段。光纤传输阶段主要依靠光纤纤维为介质进行网络数据和网络信号的传输。光纤纤维在光纤传输的过程中发挥着非常大的作用,不仅可以用来传播虚拟的信号还可以用来传播数字信号,而且它还可以满足人们对视频传输的需要,给人们的生活带来了极大的便利。管线传输的主要传输工具就是光缆,单根纤维的传输距离在不使用中继器的情况下可以达到几十公里,这种传输的速度是非常快的。随着我国网络技术的不断发展,我国的光纤传输技术有了新的发展,在发展的过程中复合水声光纤传播系统应运而生,在水声光纤传播系统中水声光纤传输中是利用光纤和电缆在系统中可以共同存在的结构,通过光纤向网络接收器传输水声信号以及其他的信息。在通过光纤将控制在水下的指令传输到水下载体端,这样就可以完成水声光纤的传播。一般情况下都是通过光纤对水下的载体传输高压信号,再由水下的发射器将信号转换为高压的大功率的信号,在水下载体信号传输的过程中需要水下电路对其进行直流电的供应。复合水声信号的传输时一个复杂的过程,在这一过程中需要比较高的技术,在进行传输的过程中要合理的分配传输的各个部分,总得来说,复合水声信号的传输是一个循环的系统,它通过不断的循环将网络信息传递到用户的手中,这种复合水声信号传输系统在我国的网络发展中是非常先进的,是继光纤信号传输后的又一大突破,给我国网络的发展带来了极大的影响,促进我国网络世界的进步和网络传输技术的不断发展,网络发展的关键是网络信息的传输,复合水声信号光纤传播系统对于网络信号的传输起着非常重要的作用。

1.2 多数高速数据的传播

在复合水声光纤传播系统中,多数高速数据的传播是非常重要的,也是复合水声光纤系统的传播中一个亟待解决的问题,如何解决复合水声光纤系统的双向传输时系统发展的关键,主要可以分为两个方面,一方面是多数高速数据的传播,另一方面就是解决系统中双向传输的问题。多数高速数据的传播采用的也是一个双向的系统,在系统的使用过程中,主要采样的频率大概是10KHZ,在多数高速数据的传播中命令的下达及传输和数据的输送大概的时间间隔是4μs,这个时间间隔是非常短的,在数据采样的过程中还需要16位的巴克码数字作为数据传输的数据帧。在多数高速数据传播的过程中,一般采取Manchester码的方式进行多数高速数据传播的编码,通过编码可以对传输的数据进行及时的提取,除此之外,采用Manchester码的编码方式是没有直流分量,这种编码方式的抗干扰能力是非常强的,在发展的过程中这种编码方式非常适合信号的传输。因为我们采用Manchester码的方式进行多数高速数据传播的编码,因此我们需要对始终的数据进行精确的处理,在FPGA中内嵌的锁相环对于高速数据传播的分频是非常快捷的,因此在文章的介绍中我们选用了FPGA方式进行了数据编码的处理。该系统的工作原理如下:在采集多路声信号时,要先进入到DSP系统中进行转换,改变信号的模数,之后需要在采集到的有效数据的前后分别添加数据的起始位和终止位,确定数据帧的排列顺序。在上述步骤完成后,将数据帧排列后的数据传输到FPGA中进行下一步的处理,在这一步的处理中主要包含两方面的内容:一方面是对数据的串行和并行的方式进行转换,在这一过程中将DSP中送来的数据中的并行数据转换为串行数据;另一方面,是对数据的编码进行处理,将上一步中的串行数据以及转换来的串行数据转换为Manchester码进行下一步的数据传输。当上述过程完成后,就要引用另一设备光端机,通过光端机将输出的信号转化为光信号,在将光信号传输的数据的接收设备中,在这一过程中要将光信号转化为电信号,通过FPGA对进行解码和串行处理,将处理后的数据输送到DSP上,就可以完成协议的处理,将系统中的有效的信号提取出来,完成复合水声光纤传播系统中多数高速光纤数据的传播。

2 系统误码率计算介绍

系统误码率的计算是复合水声光纤传播系统中比较重要的一部分,在这一部分里,我们可以根据曼彻斯特码对系统的误码率进行计算,推导出误码率的计算公式,主要有计算信号“1”的公式;计算系统总误码率的公式;假设“0”信号与“1”信号等概率的情况下,计算系统误码率与参数Q有关的公式。上述所述的计算系统误码率的公式还有几种变式,在此由于篇幅有限公式就不做详细的介绍了。通过上述的相关公式我们可以轻松的计算出系统的误码率,检测出系统的可行性,促进我国复合水声光纤传播系统的发展。

3 传播误码实验总结

在网络传播系统的发展中需要对系统的传播误码进行验证,主要采用的方式是选取500米的光纤电缆进行传输实验,在试验的过程中要遵循一定的原理。在进行实验的过程中要稳定水下数据载体的一端和数据接收器的一端直流电压,控制电源的供电电压这两个接收设备之间一般采用光电混合缆对着两个设备进行连接,在进行实验的过程中要对这两个设备进行连接,主要的连接方式是通过pc进行连接。正常情况下水下载体会产生10KHZ的频率产生模拟的传输信号,在通过光电混合缆将数据信号传输到接受设备上,接受设备的标准是接收到100帧,就将向设备传输下一步的命令。在这个过程中主要进行三次实验,实验的时间逐渐的递增,大概是第一次实验15分钟,第二次实验20分钟,第三次实验25分钟。通过三次实验我们可以得出三种不同的实验结果,通过实验结果的对比,上传数据的误码率是可以满足复合水声光纤传播系统的需要的,但是在传递命令的过程中误码率是比较高的,估计是在传递命令过程中的一些外界的干扰造成的,因此我们在对水下载体传达命令时要进行对比与检验,减少传达命令过程中的误码率。根据实验结果的对比和Manchester码的编码特点,我们可以得出一个结论,那就是在数据传输的过程中,传输数据率为4.3×2=8.6Mbit/s,实验中得出的实际的传输率比单一电缆的传输数据率高。因此我们可以得出结论,在数据传输的过程中是存在一定的误码率的,但是这个比率对整体的传输影响是比较小的,复合水声光纤传播系统是具有可行性的。

4 结束语

光纤传输在我国的发展比较快,在我国科技高速发展的今天,我国的网络技术在高速的发展,复合水声光纤传播系统在我国网络技术的发展中应运而生,光纤传输技术解决了我国网络传输慢的问题,文章主要对复合水声光纤传播系统进行了研究,介绍了复合水声光纤传播系统以及系统误码率的计算和传播误码的试验总结。给我国光纤传输技术的使用提供了借鉴,希望对我国的网络光纤技术的发展提供帮助,促进我国网络技术的又好又快发展。

摘要：在特定水声应用环境中需要双向传输高低压复合信号。传统基于同轴电缆的传输方法信号频分耦合网络复杂,工作时误码率高,可靠性较差。为此,提出了一种新的光电一体化复合水声信号传输体制,采用光电混合缆进行传输。文章对涉及的关键技术进行介绍,同时基于Manchester编码技术,初步对大容量数据的时分双向稳定传输进行实验,验证了光纤传输多路水声复合信号的可行性。

关键词：通信技术,传播系统,光纤技术

参考文献

[1]杜铜练,李碧丽,赵润辉.光纤水下动态信号传输系统技术研究[J].鱼雷技术,2013,14(5):35-37.

水声网络信息安全保密风险分析 篇5

现代战争需要及时获取尽可能全局的敌我信息和环境信息, 准确识别目标, 得出战场态势并进行信息共享, 及时做出有利的战略决策或战术决策, 以立于不败之地。而水下战场环境涉及多维的作战空间和复杂的电磁环境, 面临各种威胁和攻击, 所以保证其通信网络的安全性和可靠性是首要问题。由于水下环境和水下通信网络的特殊性, 现有传统无线通信网络的安全技术不能直接移植应用到水下。因此, 研究水下无线通信网络的安全风险, 研究适用于水下无线通信网络的安全技术, 使水下无线通信网络能更好地、更安全地为构建一体化的水下信息预警探测网络、有效扩大信息优势、增加侦察和捕获目标的范围和效力提供重要支撑作用。

2 水下网络特点与隐患

利用水下通信网络进行预警探测主要是建立反潜监视网络和海洋环境监视网络, 包括水面舰艇、潜艇、水下UUV、浮标、海底声呐阵等。网络传感器节点主要装备有各类综合声呐、侦察声呐, 探测声呐、噪声测距声呐、磁感应量测等设备。对于这些节点, 当采用被动探测方式时, 在对目标稳定跟踪后可获得的目标信息主要是方位;采用侦察方式或用侦察节点则可获得目标方位、载频、脉冲宽度和重复周期等数据;通过噪声测距节点可获得目标距离和方位。出于安全、隐蔽的考虑, 舰艇 (特别是潜艇) 装备的声呐设备通常采用被动方式工作, 只能得到目标的方位信息。由于海水声传播特性极其复杂, 水下无线通信网络通常包括大量在水下分布的、能源受限的、自配置和自感知的传感器节点, 在诸多方面不同于传统网络系统。军用水下无线通信网络具有如下重要特性:

(1) 各种移动模式:尽管一些传感器以超音速移动, 其他的水下节点可能是固定的。

(2) 广泛的终端类型:范围广泛的设备, 如传感器、单声道收音机和计算机, 可能是军事水下通信网络的终端。

(3) 可变的通信距离:通信距离从几米到几千千米, 无线电波在海水中选择性衰减严重, 无法满足远距离传输的要求, 因此, 水下无线通信系统多采用声波作为传输载体, 但水声通信技术存在着难以克服的传输速率低、高延时、功耗大等缺陷。

(4) 可变的通信介质特征:各种媒介类型 (如有线、光纤、空气和海水) 可台会组合起来使用。

(5) 快速改变通信地点:被广泛的水下通信网络覆盖的区域可能需要清空, 同时在一次军事行动中, 同样的网络在不同的地区内几天之内能够安装好。

(6) 敌对和嘈杂的环境:在水下战场, 对方的通信设施是高优先级目标。此外上千的炸弹爆炸、车辆和故意干扰会产生噪声。

(7) 突发流量:通信流量常常是与时间和空间相关的。长时间的无线电静默可能在特定的地区突然被极其密集的报告和通信需求打破, 然而其他的地区保于静默。

(8) 各种安全限制:非涉密数据与涉密数据在同一个通信信道里传输。

3 安全设计考虑

在水下无线通信网络环境中, 设计实现一个完善的无线网络系统时, 首先要分析网络中存在的各种安全威胁, 针对这些威胁提炼必需的安全需求, 从而设计相应的安全方案, 需要考虑的因素包括以下几个方面。

(1) 无线传输信道。水下无线通信网络节点有严格的能量限制、低容量和微型传感器节点的小尺寸。在水下无线通信网络中, 能量最小化假设具有重大意义, 超过衰变、散射、阴影、反射、衍射、多径效应和衰落影响。总的来说, 在距离d内传输信号需要的最小输出功率与dn成比例, 其中2≤n <4。因此, 有着更多跳数和更短距离的路径比那些少跳数长距离的路径, 能效更高。

(2) 网络体制。在水下无线通信网络中, 一个中心点或一个关键节点的存在使得它们在敌对环境中更加脆弱。通过分析流量可能发现一个收集节点, 并且在这些关键节点中监视或阻止所有数据流量。在水下无线通信网络中, 节点间相互依靠来传送一个包。这种多跳自组织特性也带来了额外的弱点, 使它们易受攻击。当一个恶意节点使其他节点相信它是一个中继节点时, 它可以接收它们的包, 且不转发它们。

(3) 流量特性。在水下无线通信网络中, 数据流量通常是与时间和空间相关的。网络节点覆盖范围通常是重叠的, 因此当一个事件发生时, 它在同一个区域触发多个传感器。时间和空间的相关性表明, 对于某些区域和时间段来说过度使用, 对另一些区域和时间段来说未充分利用。这给通信协议和算法设计包括安全方案带来了额外的挑战。当数据流量是相关的, 对付流量分析攻击变得更具有挑战性。

(4) 服务质量。在水下无线通信网络中, 功率是首先要考虑的, 当然这取决于应用。当网络用于军事实时应用方面时, 延时也是一个重要的限制, 通常和功率限制相冲突。对于这术的网络, 带宽需求可能会高些。水下通信网络应用中, 延时和带宽问题是一个最重要的挑战。对于声纳水下介质, 传播延迟很长时间 (平均每100m为67ms) , 容量十分有限 (5~30kbit/s) 。

(5) 容错性。水下无线通信网络中的收集节点代表了故障的关键点。数据通过这些节点中继到外部系统, 若它们不存在, 网络将变得不相连。这在网络中尤其重要, 因为如果传感器收集的数据没有到达用户, 它们不会有任何用处, 而且传感器节点中的数据只能通过收集节点访问。因此, 它们可能成为拒绝服务攻击的重要目标, 容错性方案应该考虑到这一点。

(6) 操作环境。水下无线通信网络的设计是在恶劣和难以接近的地区无人值守运行的, 这给容错方案带来了额外的挑战。此外, 传感器网络可能在敌后的对抗性环境中。在这种情况下, 它们易受物理攻击, 且更容易篡改。

(7) 能效问题。功耗是影响水下无线通信网络协议设计的最重要因素之一, 这也需要安全方面的特殊处理。水下无线通信的安全方案必须在计算和网络需求方面都是低成本的。

(8) 可扩展性。水下无线通信网络设计方案需要高度可扩展, 这也影响到了安全协议。对于水下军事通信网络来说, 可扩展需求和功率限制一起阻碍了后部署密钥分配方案的适用性, 因此, 在这种应用中, 密钥应在节点部署之前先行部署。

(9) 硬件成本。水下无线通信网络节点的存储和计算能力有限, 因此, 有着更少存储和计算需求的安全方案更适合于水下军事通信网络。

4 认证与完整性设计

在一个安全的水下无线通信网络中, 节点由网络授权, 并且只有被授权的节点才被允许使用网络资源。建立这样一个网络的一般步骤包括自举、预认证、网络安全关联、认证、行为监控和安全关联撤销。在这几部分中, 认证是最重要的, 同时也是网络安全中最基本的一项服务。其它的基本安全服务例如机密性、完整性和不可抵赖性均取决于认证。秘密信息只有在节点进行互相验证和确认后才能进行交换。

4.1 认证问题

在水下无线通信网络中, 敌手很容易篡改数据, 并把一些消息注入数据, 这样接收者应该确保接收到的数据来自一个合法的发送方, 并且没有被篡改过。数据认证允许接收方验证数据真正是由声称的发送方发送的。这样, 接收方需要确保任何决策过程用到的数据来自正确的源节点。

在双方通信情况下, 发送方用秘密密钥计算消息内容的校验和, 产生一个消息认证码 ( MAC) 。数据认证能被接收方验证, 这个接收方拥有用于产生相同消息认证码 ( MAC) 的共享密钥和源消息。然而在水下多方通信中, 比如基站广播数据给一些节点时, 就不能使用对称的数据认证。这种情况下, 可采用非对称机制如定时高效流容忍损耗认证 (TESLA) 。在这种方法中, 首先发送方用密钥产生的消息认证码 (MAC) 广播一个消息, 这里的密钥稍后将公开。当节点收到消息时, 如果它还没收到发送方透露的密钥, 将首先缓存消息。当节点收到密钥以后, 它将用密钥和缓存的消息产生消息认证码 ( MAC) 来认证此消息。TESLA的缺点是认证的初始参数应该单播给每一个接收方, 这对拥有庞大数量节点的网络来说是低效的。因此将多级密钥链用于密钥分配中, 初始参数是预设的, 并广播给接收方, 而不是单播发送, 这样做增加了拥有大量节点网络的可扩展性, 同时可抵抗重放攻击和拒绝服务攻击。

4.2 完整性问题

数据完整性的含义是接收方收到的数据和发送方发出的数据是一样的。在水下无线通信网络中, 如果一个节点被敌手捕获, 敌手可能会修改数据或把一些错误的信息注入网络里。由于节点有限的资源和节点部署在恶劣的环境中, 通信数据会丢失或被损坏, 或数据的完整性可能会受到破坏。为了保护数据完整性, 最简单的办法是使用循环冗余校验 ( CRC) ;另一个方法是使用基于加密的完整性方法, 比如在认证时使用消息认证码MAC, 这会更加安全, 但也更复杂。

机密性可以阻止信息泄漏。然而, 为了扰乱通信, 敌手仍然可能会篡改数据。比如, 一个恶意节点可能会在一个包里添加片段或操纵包中的数据。这个新数据包会被发送给原接收方。由于恶劣的通信环境, 甚至都不需要出现恶意节点, 数据就会丢失或遭到破坏。因此, 数据完整性要确保任何接收到的数据在传输过程中不会被修改。

5 结语

水下通信网络的迅速部署、自组织和容错特性使其在军事C4ISR系统中有着非常广阔的应用前景。因此需要针对水下无线通信网的威胁提炼必需的安全保密需求, 从而设计相应的安全体系架构与安全方案, 通常包括用户接入控制设计、用户身份认证方案设计、密钥协商及密钥管理方案设计等, 以满足其安全保密需求。尤其是认证与完整性问题, 是水下通信网络安全需要解决的首要问题, 这也是今后开展研究工作的重点。

摘要：水下战场环境涉及多维的作战空间和复杂的电磁环境, 研究水下无线通信网络的安全风险, 是研究适用于海战场水下无线通信网络安全保密技术及体系的前提。本文根据水下通信网络的特点, 分析了水下无线通信网络的安全保密需求, 研究了水声网络信息安全保密设计考虑要素, 并对认证与完整性问题进行了探讨, 可为研究军用水声网络安全保密体系提供借鉴参考。

关键词：水声网络,安全保密,风险

参考文献

[1]吴学智, 靳煜, 何如龙.水声网络及其军事应用研究[J].电声技术, 2012 (08) .

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[4]荆琦, 唐礼勇, 陈钟.无线传感器网络中的信任管理[J].软件学报, 2008 (07) .

时变水声信道对通信的影响 篇6

关键词：水声信道,时变,Rake,DSSS

水声信道是一种频率和时间双向扩展的信道, 由于传输介质 (海水) 和载有信息方式 (声波) 的不同, 导致了其具有不同于陆地无线电的许多特性。由于海水对高频分量具有较高的吸收系数, 导致了高频分量的衰减十分严重[1]。而海洋环境噪声在较低的频率分量又有着较高的噪声谱级, 导致了水声通信十分有限的传输带宽[2]。并且, 载波频率和带宽是传输距离的函数。由于声波的频率较低, 收发机、洋流与内波等微小的运动都将导致较高的相对多普勒频移, 和陆地无线电相比, 可被称为超级多普勒。

和陆地无线电一样, 没有一种水声通信技术可以适应于所有的环境, 水声传输特性与距离、海深、收发换能器位置、海底地形、海面波浪和洋流等诸多因素息息相关。而对水声信道特性的研究和建模也从未停止过。C B Niese等[3]研究了水声信道时变多径对信号传输波动的影响;C B Niese等[4]对湍流浅水水声通信进行了随机仿真;J C Preisig[5]对沿海地区受到表面波和重力波影响的水声信道进行了研究;M Chitre[6]对具有挑战的温暖浅水水声信道进行了研究和测量;C Liu等[7]研究了在移动收发机情况下的信道建模;T C Yang[8]也研究了浅水水声信道的信道特性;多普勒扩展和信道相干时间决定着信道的时变程度, T C Yang[9,10]分别研究了浅水和深水的相干时间, 并给出了一些有益的结论;而A Zielinski[11]则给出了衡量多径衰落程度的一个衡量的标准——SMR, 如同信噪比 (SNR) 一样, 它为研究提供了一种定量的分析。一阶AR模型的水声信道建模在T H Eggen等[12]的研究中被提出, 并在许多研究中被采用[13,14,15,16,17]。

结合已有研究, 本文给出了所使用的信道模型, 衡量信道衰落程度的标准, 水声时变信道对Rake接收机的影响和DSSS系统在时变水声信道下所起的作用。同时进行仿真分析, 给出了实测信道冲激响应作为时变信道模型的初始值, 在不同时变参数下的信道冲激响应情况, 不同时变参数下多径衰落的情况, 时变信道对Rake接收机的影响与DSSS系统在时变信道下的表现。

1 时变信道基础

1.1 信道模型

本文采用一阶AR模型来描述信道的时变特性, 信道的变化如下所示:

式 (1) 中, h (t) 为t时刻的信道冲激响应信息, 这是一个长度为N的向量, N取决于多径扩展的程度;ε (t) 是方差为1的高斯随机过程, 而控制AR模型的参数s可以表示为:

式 (2) 中, wd为相对多普勒扩展, s是时变信道参数, 当wd=0时, s=1, 该信道为非时变信道。此信道模型描述了信道变化的情况, s控制着信道变化的强度, 可以根据信道实际多径衰落的情况输入一个初始的h (t) 。当然, 本信道模型可以表示准时变信道和时变信道2种情况。准时变信道认为信道在一段时间内是不变的。

1.2 衡量多径衰落程度的标准

SMR作为一种衡量多径衰落程度的标准被广泛的应用, 本文也采用SMR对多径衰落的程度进行衡量, 但和已有研究[11]相比, 有一些小的改进, 以适应本文的需求和实际的情况。本文考虑的情况是在非最小相位系统下进行的, 也就是多径信号不仅由落后于主径到达的信号组成, 而且还有先于主径到达的情况。

在观测时间To内, 多径信号可以表示为:

式 (3) 中, ti表示多径信号相对于主径的时间, 其中t1=0。而ai代表着多径信号的幅度, 总的信号可以表示为:

式 (4) 中, L代表着在观测时间内多径的计算数目, 但为了方便起见, 这里省略了多径小于归一化幅度1%的情况。总的多径可以表示为:

式 (5) 中等式右端第一项表示ti<To的情况, 而等式的第二项表示ti≥To的情况, 这样就不难得到M的最大值:

SMR可以表示为:

SMR像信噪比SNR一样, 是衡量多径衰落程度的标准, 可以看出, SMR越小, 多径衰落就越严重。当式 (7) 中的M取最大值时, 就是SMR最坏的情况。多径持续时间的长度和观测时间的长度决定着SMR的性能。对于实际的系统中, 发射换能器的深度影响着SMR的大小。SMR也随着风速的提高而提高。

1.3 时变信道对Rake接收机的影响

Rake接收机是一种具有巧妙设计的分集方法, 也被称为路径分集。它通过收集各路径的能量而有效地提高了信噪比, 减少了错误的概率, 其接收信号可以表示为:

式 (8) 中, L代表着观测信号拥有的可分辨路径数目, ak (t) 为各路径的抽头系数, W为信号的带宽, n (t) 为噪声。在理想的情况下, 系统能准确地估计出每一路抽头系数和其时延, 但是对于水声信道来说, 信道是时变的。由于信道估计的错误和非实时的信道测量, 会导致Rake接收机性能的降低, 在恶劣的情况下甚至会低于不使用Rake接收机的情况。

下面主要研究非实时的信道估计对Rake接收机的影响, 假设信道的估计是准确的。在实际的水声通信系统中, 时域上对信道进行估计之后, 也会认为信道在短时间内是不变的, 虽然实际的情况并非如此。所估计的时延和抽头系数信息可以用âk的形式来表示。本文把对于正确路径能量信息的收集作为是时变信道下Rake接收机性能的衡量标准。这种能量的最大值可以表示为:

而实际上的能量则可以表示为:

式 (10) 中, 第一项是正确且实时估计得到的最大能量, 而第二项则是非实时估计带来性能上的损失, 其中Pk是惩罚因子, 它决定着估计信道和实际信道偏差对Rake接收机的影响。

1.4 直接序列扩频 (DSSS) 在时变信道下的表现

由于水声通信中多径衰落和时变等因素的影响, DSSS通信体制常在水声通信中被采用, DSSS采用伪随机序列对信号的频谱进行扩展, 在接收端, 相当于消弱了多径信号的影响。在SMR的评价体制中, 也相当于消弱了M的能量, 当然也同时消弱了S的能量。受到DSSS通信系统影响的等价S为:

式 (11) 中, F为DSSS对多径信号的影响因子, 受到DSSS影响的M为:

DSSS对SMR的影响因子F取决于所采用的伪随机序列的自相关性, 本文把这种影响近似为周期自相关函数 (PACF) 的影响。对于具有理想PACF特性的序列 (其PACF的旁瓣值为0) , 其影响因子F为0, 所以其SMR的结果为无穷大, 但是很可惜, 在二进制伪随机序列中, 迄今只发现了一种拥有理想PACF特性的序列x= (+1, +1, +1, -1) 。

在水声DSSS通信系统中, 通常使用m序列作为伪随机扩频码, m序列的PACF特性可以表示为:

这样, 就可以得到式 (11) 和 (12) 中的影响因子F为-1/N, N为伪随机序列的长度。

2 仿真分析

2.1 信道冲激响应分析

信道冲激响应根据实测的海洋信道对水声信道进行研究。首先给出的是斜坡海底海洋信道下的信道冲激响应, 测量的地点是在巴基斯坦城市敖马拉附近, 发射换能器和接收换能器的位置分别为北纬25°10′、东经64°42′和北纬24°59′、东经64°41.9′。两点间距离为20km, 水深10~722m。其信道冲激响应图如图1所示。从图1可以看出, 本信道冲激响应是非最小相位系统, 其多径持续时间的有效范围在50ms左右。

图2给出了时变参数s在0.999 50~0.999 95的情况, 可以明显地看出, 随着信道时变参数的改变, 信道冲激响应变化的程度非常剧烈。可以通过改变参数来匹配所需要应用的水声条件与水文状况。

2.2 时变信道冲激响应每一时刻多径衰落程度分析

研究使用的标准为SMR, 观测时间为100ms, 计算SMR时, 忽略了信道冲激响应中幅度小于归一化幅值10%的多径。

时变参数越小, 信道的变化就越剧烈, 得到的信道冲激相应的多径衰落就越严重。从图3可以看出, 时变参数越小, 得到的SMR就维持在越低的水平。在不同的时变参数下, SMR都有一定幅度的波动, 这也验证了该模型可以很好地模拟时变信道的情况。只需要给出一个初始CIR和时变参数, 就可以得到水声时变CIR。但在图3中, 除了时变参数为0.999 99时, 其余的参数SMR值都有低于1的情况。SMR在小于1时, 对于4DPSK通信已经不能实现无误码传输[11]。

2.3 时变信道对Rake接收机的影响分析

本文采用10式中能量的形式来衡量其在不同时变情况下的表现, 这里取惩罚因子Pk=1, 并且只考虑归一化幅值大于0.1的路径。

图4表示了信道时变特性对Rake接收机的影响, 其横轴表示测量信道与使用测量信道估计符号的时间间隔, 而纵轴是与归一化主径相比的能量。从图4可以看出, 随着时变参数的减少和时间的增加, 其能量不断减少。在时间为0时, Rake接收机达到其最好的效果。当其能量值减少到1以下时, 采用Rake接收机的性能要差于不采用Rake, 当其能量的值减少到0以下时, 系统将不能正确地传输信息。由此可以看出, 在快速时变的信道下, 使用Rake接收可能会比不使用Rake接收的效果还要差, 所以对水声信道时变特性的评价对所采用的技术至关重要, 而式 (10) 则可以作为衡量水声信道时变强度的方法, 为Rake接收机的设计提供了一定的参考。

2.4 DSSS系统对SMR的影响分析

本系统采用的是m序列, 图5的仿真是针对水声DSSS系统常用的2~8阶序列对SMR影响的曲线。

从图5可以看出, 使用伪随机序列扩频的方法能有效的提高等效SMR, 使系统拥有了更好的抵抗多径衰落的能力。还可以看出, 通过提高码长对等效SMR的提高是线性的, 码长和SMR成正比。但是, 这种抵抗多径能力的提高也是以牺牲通信速率为代价换取的。

2.5 DSSS在时变信道下的等效SMR

下面以码长63为例, 来研究DSSS在时变信道下的等效SMR。从图6可以看出, 在DSSS的通信体制下, 其等效SMR要远高于没有加入扩频通信系统的SMR。在这几种时变参数下, 其等效SMR没有低于1的情况, 也即是可以实现无误码传输。

3 结论

水声信道的计算机仿真研究 篇7

1 水声信道的数学模型

水声信道是所有通信信道中最为复杂的信道之一。他具有环境噪声高、可用的载波频率和带宽低、传输时延大等特点。计算机仿真时可以将水声信道简化为一个时间和频率变化的冲激响应的线性滤波器,同时存在着噪声的影响[1],如图1所示:

在水声信道多径传播模型中,b(t)为噪声,发送信号s(t)表示为[2]:

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对于复带通信号而言,复指数信号ej2πfct可称为复载波,而函数u(t)则为复调制分量,常称其为s(t)的复包络,即s(t)的等效低通信号。假设发射信号如式(1)所示,则经过非均匀的海水介质的传播,同时由于界面反射等作用,水听器接收到的信号是具有不同时延因子和衰减因数的许多路径信号的合成。因此,接收到的带通信号可表示为[2]:

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式(2)中,An(t)是第n 条传播路径上接收信号的衰减因子,τn(t)为第n条传播路径的传播延时。将式(1)代入式(2),可得:

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可以看出接收信号的等效低通信号为:

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由于r(t)是等效低通信道对等效低通信号u(t)的响应,因此,该等效低通信道可用其时变冲激响应来描述,即[2]:

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式(5)即为多径信道的等效低通冲激响应表达式。由式(5)可以看出多径传播效应使发射信号的幅度和相位都发生畸变,并且其变化规律是人们无法预知的。

2 仿真实例及分析

由于海洋反射、折射、声线弯曲、时变、空变等现象的存在,要想用一个精确的模型完整地表述其性质是不可能的也是不必要的。从水声通信的角度来看,水声信道是一种典型的时变多径信道,可以针对某一特定环境或某一应用范围对其特性进行分析和研究。 现在分析发射未调载波的情况,以便直观地说明海洋多径效应对信号传输的影响。发射信号简化为:s(t)=Acos ω0t,经过n条路径传播后的接收信号为:

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其中,ui(t),φi(t)是第i径的幅度、相位,随时间变化而随机变化。图2是一个幅度为1,频率为10 000 Hz的单频信号经过20条路径传输得到的波形及其频谱,这20条路径的衰减相同,但时延的大小是随时间变化的,每径时延的变化规律为正弦型,变化频率从0～10 000 Hz抽取。

由图2～7可以看出:单频信号经过20径时变信道后,输出信号的包络随时间起伏,输出信号的频谱从冲激谱变成一个窄带频谱,信号的包络呈现随机起伏的特点。信号经过多径时变信道,会产生码间干扰和衰落,其中衰落快慢取决于码元间隔与多径间的时延差的相对关系。通常,当信息速率远大于信道的衰落速度时,信号经历慢衰落,如图2所示;当由于信息速率与信道的衰落速度可比时,信号经历快衰落,如图3所示;当码元间隔远大于多径间的最大时延时,由多径造成的码间干扰对信号接收影响不严重;当多径间的时延差与信号码元间隔可比时,多径造成的码间干扰就不可忽视。

3 结 语

水声信道中信号传输的路径较多,接收端同时收到来自多条传输路径的信号,这些信号可能同相相加或反相相消。由于各径时延差不同,每径信号的衰减不同,因此水声信号经过多径信道后有码间干扰。通常情况下,如果信号的码元距离远大于多径的最大时延差,此时信号经过多径后不会产生严重的码间干扰;相反,如果信号码元间隔与多径间的时延差可比,则信号经过多径后会产生严重的码间干扰,此时接收端需要考虑采用均衡和其他消除码间干扰的方法才能正确接收信号。

参考文献

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