水声技术

水声技术（精选9篇）

水声技术 篇1

水声信道是一个典型的时变多径衰落信道，高速可靠的水声通信受到多径反射、多普勒频率偏移和有限带宽等多种不利条件的严重制约。为了解决这些问题，人们将无线电领域的多载波高速传输技术成功地应用于水声通信，并取得了一些令人鼓舞的结果。正交频分复用(OFDM)技术作为多载波调制技术的一种，是当前研究的一个热点。它利用多个子载波传输数据，可以有效利用带宽。另外，由于多载波之间的正交性，在保护时间的辅助下可以很大程度地减小载波间干扰(ICI)和符号间干扰(ISI)，实现高速可靠的数据传输。

1 OFDM水声通信系统模型

图1所示的是一个比较完整的OFDM水声通信系统框图。上半部分是发射部分，读入图像数据，以此作为比特信息。首先将输入的信息进行扰码、编码，接着进行交织处理，经过串并变换后，做QPSK的星座点映射，再将得到的符号分配到各个子载波上去，然后插入导频信息，经过IFFT模块后进行并串变换得到时域的OFDM符号，添加循环前缀并获得完整的OFDM时域数字信号，最后通过D/A转换得到模拟信号，通过换能器传输到水声信道中。以上完成了发送过程。下半部分是接收部分，该部分的处理流程与发送端是个相反的过程。首先通过换能器从水声信道中获取水声信号，然后经过一个与发送部分相反的处理过程，最后得到解调输出的结果。

2 不同导频图案下OFDM信道估计

根据所利用的信道估计资源不同，OFDM信道估计[1]主要分为基于判决的信道估计、导频辅助PSAM(Pilot Symbol Assisted Modulation)信道估计、盲或半盲信道估计三大类。目前使用较多的是PSAM信道估计，它所利用的数学原理比较成熟，易于工程实现。

2.1 导频插入方案

PSAM信道估计主要依靠插入在数据流当中的导频信号来完成对信道响应的估计，所以如何选择导频信号的设置方式对于信道估计(甚至整个系统)的性能将会有很大的影响。这其中包括导频插入的密度、导频图案等。将导频插入数据流的方法各有不同，不同的导频图案在数据效率相同的情况下，即使采用相同的算法仍有不同的表现，所以有必要对不同的导频图案进行比较，以选用一种比较好的导频图案，在提高有效数据率的同时又能保持较好的信道估计性能。

目前，在基于导频符号的信道估计算法中，导频插入方案可以分为三大类[2]：块状导频分布、梳状导频分布和梅花状导频分布。块状导频分布方案就是将导频信号在某些OFDM符号的所有子载波上发送，导频信号可以单独构成一个OFDM符号，也可称为导频符号。梳状导频和梅花状导频只在部分子载波上发送导频信号，导频信号与数据信号共同构成一个OFDM符号，两者稍有差别，梅花状导频图案的插入方法中，每个OFDM符号的导频插入位置相对前一个OFDM符号作相对平移，只有相隔一定距离的OFDM符号的导频插入位置才是相同的，而梳状导频图案的插入方法比较简单，每个OFDM符号的导频插入方法都是相同的，形成一个梳状。三种插入方案如图2所示。

2.2 最小平方（LS）信道估计

LS算法就是估计信道在插入导频位置的频率响应值，使其代价函数最小。LS估计器的代价函数定义如下[3]：

其中,Y、和X分别代表导频位置上的接收信号、信道响应的估计值和发送的导频值。

由此式得到：

所以有：

可见，LS估计只需要知道发送信号X和接收信号Y，对于待定的参数H、观测噪声，以及接收信号Y的其他统计特征，都不需要知道它们的先验信息，因此LS信道估计算法的最大优点是结构简单，计算量小，仅通过在各载波上进行一次除法运算即可得到导频位置子载波的信道特征。

2.3 基于线性内插的完整信道响应估计

对于采用梅花状导频图案的信道估计，首先在时间方向上对不同的导频信号估计出来的信道响应值进行内插;第二步在频率方向上再次进行线性内插，这样最后可以得到完整的信道响应[4,5]。而对于采用梳状导频图案的信道估计来说，由于每个OFDM符号的导频插入方法都相同，所以就不需要在时间方向上进行内插，只需要在频率方向上对每个符号进行线性内插，这样就可以得到完整的信道响应。

线性插值算法是通过对一个OFDM符号中相邻的导频子信道响应的估计值H赞(m L+l)和H赞(m L)进行线性插值,来获得两个导频信道之间的数据子信道的信道响应估计值的方法,从而可以得到整个信道的传输函数H赞(k)(k=1,2,…,N)[3,5,6]:

线性内插公式为:

其中,N为每个OFDM符号的子载波总数，以L个子载波为一组进行分组，为第k个子载波上的信道传输函数，为相邻的两个导频子载波上的信道传输函数。

3 仿真结果分析

下面通过仿真的方式来分析不同导频图案下信道估计的性能。

仿真过程中导频所在位置的信道响应通过最小平方(LS)算法得到，而其他位置的信道响应通过简单的线性内插来得到。

因为信道编码的增益是众所周知的，所以本文给出的误码率曲线均没有利用信道编码和交织。仿真参数如表1所示。

图3、图4是在信道1条件下的仿真结果，选用的多径信道是利用水声信道仿真软件得到的，共有14条主要路径到达，选取其中的10条多径，最大时延约为45 ms，最大多径衰减为20.67 dB。图5是多径信道模型1的不同导频图案的性能比较(SNR=12 dB)。

图6、图7是在信道2条件下的仿真结果，共有36条多径，最大多径时延为7.2 ms，最大多径衰减为88.12 d B。

由图8多径信道模型2的不同导频图案的性能比较(SNR=12 dB)和仿真结果可以看出，导频块状分布的OFDM系统中，导频信号在频域是连续的，因此这种信道探测方式对信道的多径扩散适应性较好。但是，导频信号在时间轴上是离散的，通过导频信号只能得到各子信道的信道传输函数离散时间上的抽样值。此种导频分布方式适用于信道变化相对较慢的系统中。在导频数量相同的情况下，其性能由信道变化速度即相干时间决定。

导频梳状分布的OFDM系统中，对导频子信道而言，导频信号在时域是连续的，因此这种信道探测方式对信道的变化速度适应性较好，可应用于信道变化较快的场合。但是对OFDM系统而言导频子信道在频域是离散的，由于导频信号只能直接得到导频子信道的传输函数，它是总的信道传输函数在离散频率点上的抽样值，因此，此种导频分布方式适用于信道变化较快而多径时延相对较小的系统。在导频数量相同的情况下，其对信道估计的性能由信道的多径扩散即相干带宽决定。

由于梅花状导频在所有的子载波有导频，在所有的OFDM符号中也都有导频，因此导频既在时间上复用也在频率上复用，所以这种导频既可以追踪快速变化的信道，也可以在较复杂的多途情况下使用，有利于提高信道估计的性能。

水声信道是一个典型的时变多径衰落信道，由该信道传输后的接收信号，可视为经由不同路径到达的、具有不同时延和幅度的多个分量的叠加。信道估计是通信传输领域的关键技术，直接影响通信传输系统的性能。不同导频图案的信道估计性能也不同，块状导频适用于信道变化相对较慢的系统中;梳状导频适用于信道变化较快而多径时延相对较小的系统;梅花状导频既可以追踪快速变化的信道，也可以在较复杂的多径情况下使用，但估计算法比较复杂。因此应根据实际情况选择合适的导频图案，以达到最好的信道估计的性能。

参考文献

[1]BEEK J,EDFORS O,SANDELL M,et.al.On channel estimation in OFDM systems.IEEE VTC’95.July1995:815-819.

[2]EDFORS O,SANDELL M,BEEK J,et al.OFDM channel esti-mation by singular value decomposition.IEEE VTC’96.May1996:923-927.

[3]汪裕民.OFDM关键技术与应用.北京:机械工业出版社,2006:99-107.

[4]MOON J K,CHOI S I.Performance of channel estimation methods for OFDM systems in a multipath fading channels.IEEE Transaction on Consumer Electronics,February2000,46(1):161-170.

[5]张海滨.正交频分复用的基本原理与关键技术.北京:国防工业出版社,2006:53-77.

[6]MIYOSHI K.Preliminary design of OFDM and CDMA acoustic communication system.IEEE Oceans’2001:2216-2219.

水声技术 篇2

叮咚，叮咚…… 滴滴答答，滴滴答答……在轻轻的滴答声中，水滴击打在坚硬的岩石上，天长日久，就造就了滴水穿石的故事。 作文网

你听!清碧溪流水发出的潺潺声，是那么柔弱。但如果认真倾听，便能听出她心底的刚强。然而此刻我想到了女孩子们。她们如水声一般，拥有着柔弱的身躯和刚强的心。而那小溪流水发出的潺潺声就像貂蝉弹奏的`琴声一样动听，美妙，好像置身于仙境一般。 作文网

清晨，当太阳向大地撒下第一缕阳光时，我踏着一条幽径，独自去大海边细细倾听那海水敲打坚硬的岩石发出的声音：“哗，哗，哗……”就像一位架子鼓手在演奏一曲无字歌谣，给人以无限的遐想。可当它发怒的时候，咆哮如雷，后浪冲击着前浪，犹如千军万马在吼叫，像一首雄壮的军歌――哗，哗，哗……

中午，烈日炎炎的时候，可以去溪源峡谷倾听潺潺的流水声和瀑布发出的“轰轰”声。一阵风吹来，伴着声声鸟语，来到小溪边，溪水发出“哗啦啦”的响声。溪流随着山势，时而宽，时而窄，时而缓，时而急。溪声也时时变换调子，一会儿“沙沙沙”，一会儿“哗啦啦”。就像调皮的孩子组成的无人指挥合唱队，无拘无束，活泼欢畅!欢快的溪水带着我不由自主地来到溪流的瀑布。瀑布飞流直泻，夹带着“轰隆隆”的水声，急流奔腾，气势磅礴，真是“飞流直下三千尺，疑是银河落九天。”

月夜，我来到泉水边，静静地听着泉水发出的“叮咚，叮咚”声。好像无数著名的钢琴家在弹奏，每一个音符都带着幻想的色彩。

到了深夜，我又独自去大海边散步。夜晚海浪轻轻拍打着岸边的岩石，像正在演奏着一支摇篮曲，让劳累一天的人们进入甜蜜的梦乡。

现代水声通信技术的发展及应用 篇3

关键词：水声通信,通信信道

0 引言

通信技术的发展主要集中在空间通信上。近年来,由于军事和海洋开发的要求,人们开始越来越重视水下通信系统的研究与开发。由于电磁波在水中传播时衰减严重,而声波是人类迄今为止已知的唯一能在水中远距离传播的能量形式,所以海洋中检测、通信、定位和导航主要利用声波。声波是目前水中信息传输的主要载体。因此,人们对水下通信的研究主要集中在对水声通信的研究之上。

水声通信是当前唯一可在水下进行远程信息传输的通信形式,由于其在民用和军事上都有重大意义,水声通信一直被人们所重视。文章介绍了水声通信的特点、系统组成、发展历史和国内外的发展现状。

1 水声通信的历史

水声通信的历史可以追溯到1914年,在这一年水声电报系统研制成功可以看作是水下无线通信的雏形。世界上第一个具有实际意义的水声通信系统是美国海军水声实验室于1945年研制的水下电话,该系统使用单边带调制技术,载波频率8.33 k Hz,主要用于潜艇之间的通信。早期的水声通信多使用模拟频率调制技术。如在50年代末研制的调频水声通信系统,使用20k Hz的载波和500Hz的带宽,实现了水底到水面船只的通信。模拟调制系统不能减轻由于水声信道的衰落所引起的畸变,限制了系统性能的提高。

70年代以来随着电子技术和信息科学突飞猛进的发展,水声通信技术也因此得到了迅速的发展,新一代的水声通信系统也开始采用数字调制技术。采用数字技术的重要性在于,首先,它可以利用纠错编码技术来提高数据传输的可靠性;其次,它能够对在时域(多途)和频域(多普勒扩展)上的信道畸变进行各种补偿。随着处理器技术的提高,各种采用快速解调的算法也随之发展起来。数字调制技术的主流为幅移键控(ASK)、频移键控(FSK)和相移键控调制(PSK)。

随着用于空间无线电衰落信道技术的发展,水声通信的下一代系统对数字编码的数据采用了频移键控(FSK)调制方式。作为一种能量检测(非相干)而不是相位检测(相干)算法,FSK系统被认为对于信道的时间和频率扩展具有固有的稳健特性。采用数字技术有两个方面的好处:首先,它允许采用纠错编码技术来提高传输的可靠性;第二,它允许对信道混响做一定的补偿,包括时间和频率上的补偿。在这之后的一段时间里,这些系统得到了很好的改善。随着处理器技术的提高,各种FSK算法被开发出来以提高调制速率。但是,这些非相干的FSK调制解调器与那些早期的系统没有根本的区别。然而,它们使得硬件设计迈出了一个很大的步伐。宽带系统要求的技术,如信号的产生、调制速度和频率灵敏度等,最初对系统实现设置了很大的障碍,但是现在已被处理器等技术的飞速发展大大地克服了。而功率有效性问题仍然是远程传输所关心的问题。

尽管FSK调制有很好的可靠性,但是非相干系统的基本特点使得人们不得不考虑其它的调制方式。非相干系统频带利用效率不高,加上水声信道的带宽有限,使得它们不适应于高速率应用,如非近距离的图像传输或多用户网络等。更大的数据速率距离乘积要求采用相干调制。

通信信道可以根据其性能限制特性粗略地分为功率受限和带宽受限两种信道。由于不同的调制策略适用于不同的信道,这种划分是重要的。虽然有一些水声通信信道是功率受限的(如远距离低速率SOFAR信道),但是大多数水声信道是带宽受限的。因此,带宽效率高的相干信号在现在的研究中起着中心的作用。在过去十年中突然出现基于相位相干的系统是相当令人吃惊的,这是因为在20世纪80年代早期,人们普遍认为海洋信道的时变和多径特性不允许采用相位相干调制方式。带宽有效性(数据速率/信号带宽)潜在的提高刺激了研究者来挑战这种观点,尤其是随着高速数字信号处理能力的迅速发展。

2 水声通信的现状

从上个世纪90年代至今,水声通信领域的研究重点转向对高速相干通信技术的研究,各种基于PSK调制的通信系统相继出现,下面是近年来PSK水声通信系统的一些研究成果。

90年代早期,出现了大量用于水平海洋信道的相位相干系统的应用报告。采用正交相移键控(QPSK)调制,在90km的距离上得到了l000bps的数据传输速率。这种开创性工作的成功得益于采用了一种强有力的接收机算法,它将一个判决反馈均衡器与一个二阶锁相环结合起来。研究者正在试图在更具挑战性的信道(如沿海地区和海浪区)中实现通信。

90年代中后期以来,又展开了对水声通信新技术的研究,主要包括水下多载波调制技术、码分多址(CDMA)扩谱技术、空间分集技术、水下通信网络等,取得了一些令人鼓舞的初步成果。

据报道,相位相干系统可以在没有多径传播或几乎没有多径传播的宽带、短距离环境下提供20kbps的数据传输率,而在长距离、复杂的环境下提供不到1kbps的数据传输率。

3 水声通信的发展

目前,人们对水声通信的研究仍然集中在相位相干系统的研究之上。自适应均衡、阵处理、纠错编码等是人们研究的热点。不过,随着扩频技术在空间通信中的应用越来越广泛,人们已经开始重视其在水声通信中的应用。

水声通信的发展远远滞后,这是由水声信道的特殊性决定的。迄今为止,声波仍是水下唯一可以进行远程信息传输的媒体。水介质与空气介质的特性具有明显的不同,水声信道与空气中的无线电信道具有许多明显的差异。水下声信道是时间散布快速衰落信道,具有多普勒不稳定性。水声通信的衰耗因素较多,特别是在海水中传播,声传播损失不仅与频率有关,而且还受海水的含盐度、温度、密度、深度、距离等的影响,造成中远程水声信道带宽极其有限。海水中不均匀分布的声速剖面造成声线的弯曲,而声波的界面反射和随机散射又引起声波接收信号的多途效应。在实现高速通信时,有限的信道带宽和信号的多途传输会引起非常严重的码间干扰,造成接收数据的严重误码。同一声源发出的声波,在不同的海区或不同的季节,传播情况可能都不同。所以从信道中的各种限制因素到时变、空变性,水声信道都远比无线电信道复杂。

从水声通信研究的横向比较来看,世界水声通信的研究主要集中在美、英、日、法等发达国家的大学和科研机构,一些国外公司也开发了许多应用产品,而我国对这方面的研究起步相对较晚。自上世纪80年代中期以来,尤其是进入90年代后,国内一些科研单位都对水声通信进行了大量的研究工作,在水下图像传输、语音通信、自适应均衡技术纠错编码、扩频通信、水雷远程遥控、通信网络等许多方面各自取得了一定的成果。从总体上讲,我国在水声通信领域的研究水平还远落后于国际先进水平。

纵观世界水声通信几十年的发展历程,水声通信的发展总是由无线电通信的发展带动的,困扰水声通信的许多重要难题由于水声信道不同于无线电信道的特殊性复杂性,至今仍然没有很好的解决。特别是浅海水平信道中高数据率的信息传输,还必须投入更大的努力,寻找新的技术突破点。

参考文献

[1]李爱玲.声纳技术及其在军事上的应用[J].现代物理,2000,15(3):47-48.

[2]崔峰.现代声纳技术[J].国防技术基础,2005,34(2):30-32.

[3]尚尔昌.水声技术[M].北京:科学出版社,1991:25.

幽幽水声写景作文 篇4

江北水城，我崇敬又热爱的家，她就如大海上那一株美丽的珊瑚。水城孕育着水的灵魂，徒骇河更是让我感受到她神秘而古韵的色彩。

微风荡漾，那一缕缕微风带来了一缕缕幽香和那一道道水纹。星斗满天，铺着“黑布”的水面更象一架古筝，那一道道水纹就是那一根根弹奏的琴弦，缓缓合目，耳畔隐隐回荡着那悄悄的水声，那一根根“弦”奏出的似乎是水城独有的歌谣，那如泣如歌的水声充满活力和生机，是人们对生活的.向往，对未来的愿望。一声声隐隐的水魂之歌，让我想起了神秘莫测的历史文化，在这里揭露着不为人知的文化底韵。

听，是谁在那里放声歌唱，为这水之歌伴奏。

寻声而去，一位老者唱着人们再熟悉不过的歌曲，那首歌曲让我感到无比的快乐，在这种境界里，使人想到了一幅画，一幅景，一幅环境与歌声相辅相成的景。青草微微晃动，夏虫轻轻鸣声，一切都那样优美、自然。

岸边的柳树轻轻地垂落她那长长的“发辫”，轻轻地、微微地、晃动着，就好象柔柔地梳理自己的的顺发。在那纤细的身躯旁有一株高大挺拔的松柏，那弯曲的树枝让人不仅想到了月亮上的嫦娥。正巧月亮落在上面，就象一个顽皮的孩子不肯下来。

水声技术 篇5

世界水下通信技术的雏形是在1914年所研制成功的水声电报系统, 之后到了1945年时, 美国海军水声实验室又研制成功了应用单边带调制技术的水下电话, 其广泛的应用在了潜艇之间的通信工作中。到了二十世纪的七十年代, 电子信息技术得到了十分迅速的发展, 数字调制技术也应用在了新一代的水声通信系统中, 由于其采用了纠错编码技术, 数据传输的稳定性就得到了极大提升, 同时其也能够对频域和时域上的信道畸变进行补偿。之后又相继出现了各种采用快速解调的算法, 其中, 频移键控调制、相移键控调制和幅移键控调制是行业中最主流的三种数字调制技术, 其简称分别为FSK、PSK和ASK。

随着用于空间无线电衰落信道技术的快速发展, 水声通信的下一代系统对数字编码的数据采用的方式也随之发展成频移键控的方式, 其并不是相位检测的算法, 而是能量检测的算法, 频移键控系统对于信道的频率和时间是具有较为稳健的特性的。采用数字技术有两大优势, 第一, 它是可以应用纠错编码技术的, 传输的可靠性得到了提升;第二, 其可以对信道混响进行频率和时间上的补偿。随着我国处理器技术的不断发展, 又相继出现了很多种频移键控算法, 调制的速率得到了很大提升。而从本质上讲, 与早期的系统相比, 这些非相干的FSK调制解调器与其是类似的, 其也有效的提升了硬件设计的水平。宽带系统对于调制的频率、调制的速度、信号的产生以及灵敏度是有着很高的要求的, 那么这就加大了系统实现的难度, 而随着处理器技术的快速的发展, 这些问题也都被逐步的解决了。现阶段, 远程传输工作中最主要的一个问题就是功率的有效性问题。

虽然FSK调制具有十分良好的可靠性, 但是相比较而言其也有着一定的缺陷, 首先非相干系统的频带利用效率是很低的, 而本身水声信道的带宽就是十分有限的, 那么在多用户的网络以及远距离的图像传输等高速率的传输和应用工作中, 非相干系统的适应性都是较差的, 并且更大的数据传输速率距离乘积也要求了应更好的应用相干调制系统。

通常情况下, 通信信道可以分为功率受限信道和带宽受限信道两大类, 那么如果信道是不同的, 就应该采用不同的调制策略, 这种划分是非常有必要的。只有低速率远距离的SOFAR信道等一些少数的水声信道是功率受限的, 其余大部分的水声信道都是带宽受限的, 所以, 在现阶段对水声通信技术进行研究时, 其核心的内容还是带宽效率高的相干信号。进入到二十一世纪后, 在水声通信行业中已经出现了基于相位相干的系统, 而这一系统在过去则是让人不敢想象的, 这主要是由于在二十世纪的八十年代时, 所有的研究人员都认为海洋信道是具有明显的多径和时变特性的, 因此, 其是不可能采用相位相干的调制方式的。数据速率与信道带宽的比值就是带宽的有效性, 而由于带宽有效性这一比值的不断提升, 再加上我国高速数字信号处理能力的不断提高, 这都刺激了相位相干系统的应用前景。

2水声通信技术的现状

从二十世纪的九十年代开始, 在我国的水声领域开始重点研究高速相干通信技术, 那么随之就出现了各种基于PSK调制的通信系统。首先, 在90年代的早期, 在水平海洋信道中先是开始应用相位相干系统, 其采用的是正交相移键控调制技术, 其数据传输速率非常快, 这一技术将一个二阶锁相环和一个判决反馈均衡器有机的结合到了一起, 其也使在沿海地区和海浪地区的信道通信工作成为了可能。之后, 到了90年代中后期, 相关人员开始重点研究水声通信的各种新技术, 如水下通信网络、水下多载波调制技术、空间分集技术以及码分多址扩谱技术等, 并都取得了一定的研究成果。

3水声通信技术的发展

在对水声通信技术进行研究的过程中, 相位相干系统仍是我们最主要的研究对象, 这主要是由于其他水声通信技术也都是以此为基础的, 而现阶段的研究热点主要有纠错编码、自适应均衡以及阵处理等。然而, 在空间通信中, 扩谱技术的应用已经越来越广泛了, 因此, 在水声通信系统中, 其也将会具有广阔的应用前景。

因为水声信道是具有一定特殊性, 这也限制了水声通信技术的发展速度, 然而即使是到现在, 水下可以进行远程信息传输的唯一媒体却仍然是声波。空气介质与水介质的特性是有着明显区别的, 因此, 水声信道与空气中的无线电信道就也是有区别的, 作为一种时间散布快速衰落的信道, 水声信道是具有多普勒不稳定性的。其衰耗的因素有很多, 频率对其声传播的损失有重要影响, 同时海水的距离、密度、深度、含盐度以及温度等因素也都会对其产生影响, 这就导致了远程水声信道的带宽是十分有限的。海水中的声速剖面是不均匀的分布的, 而这就导致了声线的完全, 同时由于声波是存在着随机散射和界面反射的现象的, 因此声波接收信号就会出现多途效应。在实现高速通信的进程中, 多途传输效应以及信道带宽的有限性就会导致码间出现相互干扰的问题, 所接收的数据也会出现误码的现象。在不同的季节或是不同的海区, 即使是同一声源发出的声波, 其传播情况可能也有较大差异, 所以与无线电信道相比, 无论是其各种限制因素还是其空变和时变性, 水声信道都是更为复杂的。

在对现代水声通信技术的研究工作进行横向比较时, 我们发现大部分的研究水声通信工作的机构还都集中在欧美以及日本等发达国家的大学和科研机构, 并且这些国外的公司也开发出了很多应用产品, 与这些国家相比, 我国对水声通信技术的研究工作起步较晚, 但是由于我国科研技术水平的不断提升, 我们也取得了一定的成绩。从二十世纪的九十年代开始, 我国的一些科研单位对水声通信技术进行了大量的研究工作, 并且在通信网络、语音通信、水下图像传输、水雷远程遥控、扩频通信以及自适应均衡技术纠错编码等方面都取得了很好的成绩。但是与国际的先进水平相比, 我国在水声通信领域的研究水平还是存在着一定的差距的。

结束语

通过以上的论述, 我们对水声通信技术的历史、水声通信技术的现状以及水声通信技术的发展三个方面的内容进行了详细的分析和探讨。世界上各个国家对水声通信技术的研究工作已经经过了几十年的发展历程, 随着无线电通信技术的发展, 水声通信技术也得到了较为快速的发展, 但是由于水声信道具有一定的复杂性和特殊性, 这也对水声通信的快速发展产生了限制作用, 并且像浅海水平信道中的高数据率的信息传输等问题直到现在也没有得到较好的解决, 因此, 行业中的研究者应继续投入更大的努力, 不断的创新现有的技术, 从而促进我国水声通信技术的良性发展。

摘要：现阶段, 水声通信作为唯一一种可以在水下进行信息远程传输的通信形式, 其在军事和民用的应用上都有着重大的意义, 因此, 水声通信技术也越来越受到了人们的重视。本文便对水声通信技术的历史、水声通信技术的现状以及水声通信技术的发展三个方面的内容进行了详细的分析和探析, 从而详细的论述了水声通信技术的发展及应用情况。

关键词：水声通信技术,发展,应用

参考文献

[1]殷敬伟.水声通信原理及信号处理技术[M].北京:国防工业出版社, 2011.

[2]袁飞.浅谈水声通信技术的研究进展[J].厦门大学学报, 2011.

水声技术 篇6

分布反馈式(DFB)光纤激光器结构紧凑、线宽窄且工作于单频,在很多领域成为理想光源的同时其应变、温度和压力传感特性也得到了广泛的研究和关注[1,2]。相比于光纤光栅传感器,DFB光纤激光器同样属于波长传感,其输出激光的波长随被测参量的变化而移动,但是其出射激光线宽极窄,一般低于50 k Hz[3],因此,如果使用非平衡光纤干涉仪来解调DFB光纤激光器的输出波长变化,就可使用大的非平衡长度,极大的提高了响应灵敏度,使其可以应用于水声探测领域,拓宽了光纤水听器的发展方向。

在光纤激光器应用于水声传感领域的进程中,必须发展适当的信号处理技术自动且线性地将包含水声信息的波长移位解调出来。在波长移位解调方案中,干涉解调技术适用于高精度的动态探测领域[4]。目前应用较多的干涉解调技术是相位载波调制与解调方案[5,6,7]以及基于3×3耦合器的对称解调方案[8,9,10],其中基于3×3耦合器的对称解调方案不需要载波调制和滤波处理[8],解调电路相对简单且动态范围不受滤波器和调制频率的限制。然而,由于光纤的微弯、扭曲和环境温度的变化可能导致参与干涉的两束光的偏振态的变化[10],使得输出信号呈随机消隐状态,且3×3耦合器的分光比不能保持严格的对称,非对称的三路信号将使外界环境变化对解调输出信号产生非线性的影响[8]。本文分析了一种基于Michelson干涉解调技术的光纤激光器水声传感系统,采用基于3×3耦合器的偏振无关的非平衡光纤Michelson干涉仪将激光波长变化转化为干涉仪的相位变化,干涉解调采用一种全新的被动解调方案,利用实时调整幅度的2路干涉信号,不需要3×3耦合器有严格的分光比,消除了外界环境对解调输出的非线性影响。

2 DFB光纤激光器水声传感原理

DFB光纤激光器的结构如图1所示,在掺铒光纤中写入一段光纤光栅,利用光栅对激光的分布反馈构成激光谐振腔,在泵浦光的作用下满足激射条件即发出激光。

当光栅中引入π相移时,通过电磁波的耦合模理论可以证明π相移DFB光纤激光器在光栅的中心波长处能够实现稳定的单纵模激光输出[11],即π相移DFB光纤激光器的运行波长为

其中:Λ是光栅周期,ne是纤芯的有效折射率。

由式(1)可知,掺铒光纤芯区有效折射率的变化或光栅周期的变化都将导致π相移DFB光纤激光器运行波长的变化。当光纤激光器受到外界压力作用时,压力产生的应变将改变光纤的有效折射率和光栅的周期,此时,DFB光纤激光器运行波长的变化量可由下式确定[12]:

式中:P11和P12为光弹系数,εz、εr为光纤轴向和径向应变,在均匀水声压力作用下[13]

式中:E、υ为石英晶体的杨氏模量和泊松比。将式(3)代入式(2)化简得:

式中ξ为与光纤材料性能有关的常数,通常ξ≈-4.4 Pm/MPa。因此根据式(5)可知,DFB光纤激光器应用于水声探测,其出射波长的移动正比于外界水声压力的大小。所以,通过检测激光波长的变化可以还原水声压力信号。

3 DFB光纤激光器水声传感系统

基于Michelson干涉解调技术的光纤激光器水声传感系统如图2所示。在980 nm泵浦光源的作用下,DFB光纤激光器出射的激光通过980/1 550 nm光纤波分复用器传输至非平衡Michelson光纤干涉仪,干涉仪由3×3耦合器、Farady旋转镜和反射镜组成,在3×3耦合器两臂的末端使用法拉第旋转反射镜(FRM),其中一臂空置,当法拉第旋转镜旋转角度为45°时,干涉仪可见度不受两臂光纤双折射效应以及输入光波偏振态的影响[14],为了消除3×3耦合器分光比不对称的影响,系统只使用3×3耦合器的两路输出端,通过在干涉仪中引入大于πrad的高频调制信号,得到两路输出的直流项和交流幅度,归一化后相加相减得到正交的两路信号,进行交叉微分相乘处理最后解调得到水声压信号,为了产生需要的调制信号,将干涉仪其中一个臂上的光纤缠绕在压电陶瓷(PZT)管上,PZT驱动器产生正弦调制信号,驱动压电陶瓷管产生振荡。虽然加入PZT调制增加了系统的复杂度,但与干涉型光纤传感系统不同,系统中的干涉仪不应用于传感端,调制信号的引入不会增加传感探头的体积和复杂度。

分光比不完全对称的3×3耦合器的两路输出经光电探测器检测后的电压信号V1、V2简记为

式中:Φ(t)=ϕs(t)+ϕr(t)+ϕ0(t),ϕr(t)为外界环境引起的干涉仪相位低频漂移;ϕs(t)=-(2πned/λ2)∆λ,为波长移动引起的相位变化。由式(5)可知相位变化正比于外界水声压力的大小,d为干涉仪非平衡路径的长度,Ccos(ω0t)为绕在PZT上的光纤产生的相位调制,C为调制幅度,ω0为远离水声信号频率的高频调制频率,A1、A2为探测器输出的直流项,和激光强度、光路损耗以及耦合器分光比有关。B1、B2为交流项的幅度,由于法拉第旋转反射镜的应用,此两项与偏振态的变化无关,只与激光强度、光路损耗、耦合器分光比以及激光相干长度有关,δ为两路输出之间相位差偏离120°的小角度,可假定为常量。A1、A2、B1、B2受激光强度的影响为缓变的时变量。

由于不位于同一条直线的两个等模矢量相加之和与相减之差正交[8],因此不需要3×3耦合器有严格对称的分光比,只要两路输出V1、V2能满足不位于一条直线的条件,即可将V1、V2两项消去直流分量并归一化后相加、相减,使用微分交叉相乘得出与成比例的信号。解调的具体算法如图3所示。

为了得到V1、V2的直流项和交流项幅度,令调制幅度C≥πrad,则无论Φ(t)的值如何,V1、V2的交流项在一个调制周期内都能达到最大值和最小值[7],可以得到:

同理可得A2和B2,在信号处理过程中,根据采样频率和调制周期的大小,得到一个调制周期的采样点数N,每个采样点的数据使用前N点的最大值和最小值进行计算,不足N点的初始阶段使用默认值,在V1、V2消去直流项并归一化后简记为

令ψ(t)=Φ(t)+Ccos(ω0t),两项相加、相减得:

交叉微分相乘并相减得:

积分得输出:2sin(120°+δ)ψ(t),经过带通滤波器,滤除低频漂移ϕr(t)和高频调制信号Ccos(ω0t),得到与声压成正比的相位信息ϕs(t)。因此,系统采用的解调算法在3×3耦合器分光比不完全对称的情况下,不用复杂的系数调整过程即能得到稳定的输出,引入的高频调制信号可通过低通滤波滤除,不会影响传感系统的动态范围,但会限制系统的频带宽度。在选定信号处理频带宽度的水声传感实际应用中,适当选择调制频率,本解调算法能消除3×3耦合器分光比不完全对称带来的诸多影响,获得整个频带内信号的稳定输出,具有实用价值。

4 DFB光纤激光器水声传感实验

实验中,将DFB光纤激光器施加一定的应力后固定于金属框架上,外径4 mm,长7 cm,其结构如图4所示。DFB光纤激光器出射激光的光谱如图5所示。

金属支架使用聚氨酯涂覆保护后,使用比较法在710所武昌分部的消声水池内测试了该DFB光纤激光器6.3 k Hz水声响应灵敏度和线性度。980 nm泵浦光源功率为115 m W,干涉仪中PZT调制频率为20 k Hz,光电探测器的信号输入DSP采用上述算法进行信号解调,DSP采用Analog Devices公司的Blackfin系列DSP中的ADSP-BF533,解调输出端DA转换时相位和电压的转换因子为8,即电压相对于相位有18 d B(参考值1 V/rad)的增益,光纤干涉仪非平衡长度为200m,标准水听器为B&K Hydrophone Type 8100,灵敏度为-216.3 d B参考值1 V/µPa)。

待测DFB光纤激光器、标准水听器靠近放置于水下1.8m深处,距位于同一深度的发射换能器2 m。图6为换能器发射频率为6.3 k Hz时水声信号解调仪输出的信号,上图为时域波形,下图为信号的频谱,解调仪的输出信号频谱和发射换能器的发射频率一致。

干涉仪的非平衡路径d必须小于激光的有效相关长度,由于这种DFB光纤激光器的线宽小于50 kHz,有效干涉长度实验测量达几千米。使用200 m的不平衡路径,激光工作波长为1 540 nm,则波长-相位的转换因子为7.7×105 rad/nm,应用上述声压和波长位移的关系,则声压相位灵敏度为3.4×10-9 rad/µPa,即光纤激光器的声压灵敏度为-169.4 dB(参考值1rad/µPa)。

换能器发射频率为6.3 kHz,标准水听器电压输出为28.8µV时,DSP解调电路输出为71.1 mV,根据标准水听器的声压灵敏度推算得光纤激光器的声压,计算出光纤激光器的灵敏度为-148.5 dB(参考值1V/µPa),减去电压相对于相位的18 d B(参考值1 V/rad)增益得-166.5 dB(参考值1 rad/µPa),与理论分析的-169.4 dB(参考值1 rad/µPa)有2.9 dB的误差,这可能来自于光纤激光器的机械结构共振,需要进一步分析。

改变发射换能器的驱动功率,使光纤激光器所受声压从0.1 Pa升至33.6 Pa(根据标准水听器计算),记录解调仪的输出电压。图7为测试结果,通过最小二乘法拟合,得灵敏度为38.29 mV/Pa,即-148.34 dB(参考值1 V/µPa),与上述灵敏度测试结果一致。

实验结果表明,该基于Michelson干涉解调技术的光纤激光器水声传感系统可以应用于水声信号的探测。在实际使用过程中,需要对激光器进行良好的封装,提高其整个工作频带内的水声响应性能。

5 结论

水声技术 篇7

在水下设备试验中, 为了能有效掌握设备水下工作情况, 经常需要第三方设备对试验现场水声信号进行实时记录和分析, 为事后恢复现场查找问题提供有力的数据支持。在试验中, 设备本身一般带有内测仪来记录设备在水下的工作状况。但在浅海海域试验中, 由于海底较浅, 地貌复杂, 使得混响严重, 对水声信号的识别影响较大, 设备的动作易受混响干扰产生误动, 或造成试验失败。在这种情况下, 通过第三方设备的现场记录来分析当时的现场情况, 对查找和分析试验失败的原因, 改进设备的性能, 改善试验方案有重要的意义。

本文提出了基于FFT技术的水声信号识别方法, 并和现代软、硬件技术结合, 提出了第三方监测系统的设计概要。

1. FFT技术的原理及工程实现

FFT (快速傅里叶变换Fast Fourier Transform) 作为一种数学方法, 广泛应用于信号频谱分析。由于FFT是一种时域和频域均离散化的变换, 适合数值运算, 结合现代计算机技术, 是解算现场实时信号频谱的有力工具。FFT的基本定义如公式 (1) 。

设x (n) 是一个长度为N的有限长序列, 则定义x (n) 的N点离散傅里叶变换为

区间长度N≥M。

2. 水下试验模型及信号特征分析

在实际应用中, 第三方设备最重要的任务是准确地提供设备发射的信号和应答的详细情况, 是否有误答和漏答。所以研制第三方设备的关键为对发射信号和接收信号的识别。

水声设备的发射信号和应答器的应答信号在时域和频域都具有明显特征:

(1) 应答器总是在接收到水声设备的发射信号之后才会应答, 从时域上来看, 发射信号总是在应答信号之前, 且信号的幅度、持续时间, 周期等均已知;

(2) 发射信号的频率和应答信号的频率已知, 通过频谱分析, 可以快速识别出接收到的信号中是否含有发射信号和接收信号;

基于上面两点, 从第三方设备接收到的信号的出现时刻、幅度、持续时间、周期和频率等几个方面联合判断, 可以快速准确识别信号, 判断发射和应答是否正常。经过试验分析发现, 对信号识别造成影响的主要为以下几个方面:

(1) 第三方设备自身换能器姿态对信号识别的影响

由于水声换能器的方向性指数, 使得换能器接收到信号的强度受自身位置、角度的影响很大。受海水浪、流和涌的影响, 第三方设备水听器姿态在水下是不断变化的。即使到达换能器的信号强度没有任何变化, 第三方设备接收到的信号在幅度也是上高低起伏多变的, 易错误识别, 造成误判和漏判。

(2) 水下设备位置、角度和传播损失对信号识别的影响

水声设备在运动过程中, 相对于第三方设备的位置、角度在不断变化, 跟上面一条类似, 受换能器方向性指数的影响, 第三方设备接收到的信号幅度跳变厉害, 即使在很近的距离上, 但是由于设备角度问题, 造成第三方设备接收信号幅度很小甚至接收不到信号, 易对应答情况造成误判或者漏判。

(3) 多普勒频移对信号识别的影响

当水声设备按照一定速度在水中运动时, 接收设备接收到的信号的频率会发生改变, 信号频率改变的部分即多普勒频偏。

由于发射信号频率和应答信号频率接近, 由于多普勒效应的存在, 使得接收到的水声设备信号频率是在一定范围内变化的。而先验的知识是水声设备发射信号频率是固定的, 这就对从频域识别信号造成困难, 易对应答情况造成误判。

(4) 混响对信号识别的影响

在浅海海域, 水声信号受到海底和海面的反射造成的混响严重。混响叠加在发射和接收信号上面, 对信号的时域波形造成很大的干扰;同时, 由于多普勒效应的存在, 使得混响部分信号频率复杂多变, 既包括已知频率分量的信号, 也包括未知频谱分量的信号。从时域和频域两方面对信号识别都容易造成误判和漏判。

从以上分析可以看出, 第三方设备接收到的信号实际上并不是理论上的发射和应答信号, 而是在幅度、频率都变化多端的复杂连续信号。要从这些复杂的信号中, 识别出水下设备和应答器的应答情况, 并不是容易的事情, 需要多种手段多种方法结合才能实现。

3. 时域和频域结合的信号识别过程

第三方设备接收到的信号x (n) , 采样频率为fs, 发射信号频率f0, 持续时间为TD0, 周期为T0, 应答信号频率为fr, 持续时间为TDr。按照时间抽取法或者频率抽取法做蝶形运算, 可以计算出0-N点的频谱, 按照以下步骤对信号进行识别:

(1) 在整个过程中, 每采集到N点信号, 做一次FFT运算。

(2) 取频谱的两个最大频谱分量值fMax1、fMax2与f0和fr比较。因为第三方设备水听器与应答器位置固定, 所以第三方设备接收到的应答器信号不存在多普勒频偏。当信号中包含应答信号时, 可以判定两个频谱分量之中一定有一个与fr十分接近甚至相等。所以若在fMax1、fMax2中发现其中一个与fr相差不大 (小于1个频率分辨率1/F) , 可判定应答器有应答;另一个fMax为设备发射信号, 由于多普勒效应, 使得第三方设备接收到的信号频率在之间变化。所以只要另一个fMax在之间变化, 则可判定水声设备有发出信号。

(3) 在时间上, 一次询问和应答的有效持续时间为发射信号加接收信号加两个信号之间的延迟 (TD0+TDr+Δt) 。Δt受水声设备和应答器之间的距离影响会出现变化, 但是会远远小于TD0和TDr, 可以忽略。所以从发现fMax1或者fMax2开始, 两个fMax之间的时间间隔不应该超过TD0+TDr, 否则视为混响或者下一次应答。

(4) 混响的持续时间很长, 但是也远远小于发射周期T0。所以在步骤1发现fMax1、fMax2之后, 在接下来的一个窗口中, 若仍然有fMax1、fMax2, 则应该是混响造成, 应该忽略。

(5) 重复步骤1~4, 完成整个监测分析过程。

对于1~5的识别过程, 对于整个试验过程来说, 准确度是不够的。因为实时处理完全靠计算机自动识别, 对多变的信号情况来说, 只能提供一个大概的工作情况判断。详细的数据要等试验结束后, 用人工的办法, 按照步骤1~5重新判读识别, 把其中误判的剔除、漏判的补全。

4. 实际应用情况

本文提出的基于FFT技术的信号识别方法在实际应用中取得了良好的效果。对试验现场数据的记录和深入分析, 发现了设备跟踪尾流噪声现象是现场其它噪声所致的假设, 对改进设备的跟踪性能提供了有力的数据和分析方法。

5. 结语

本文通过试验过程和方案分析, 提出了一种基于FFT技术的水声询问和应答信号进行识别的技术方案, 对研制试验第三方信号监测设备有指导意义。若在FFT的基础上进一步应用BSFA等频率细化技术, 将会使得该方案的信号识别精读大大提高。

摘要：在水下设备试验中, 为了能有效掌握设备水下工作情况, 经常需要第三方设备对设备水声信号进行实时记录和分析, 为事后恢复现场查找问题提供有力的数据支持。本文通过分析试验现场的基本情况, 提出了基于FFT技术的第三方水下设备水声信号实时识别方法, 该方法在浅海水中设备试验中存在较强混响的情况下, 对信号的识别取得了良好的效果。

关键词：信号识别,频谱分析

参考文献

[1]美.奥本海姆, 刘树堂, 黄建国译.离散时间信号处理[M].西安交学出版社, 2001

[2]应怀樵.波形和频谱分析与随机数据处理[M].中国铁道出版社, 1983

[3]程培青.数字信号处理教程.清华大学出版社[M], 1993

水声技术 篇8

关键词：分数阶Fourier变换,多普勒系数,水声通信

0 引言

多普勒效应是移动通信中产生信号畸变的一个重要原因,尤其是在水声信道中,由于声波在水中传播速度远低于电磁波在空气中的传播速度,水声通信中的多普勒效应要远大于空气中无线电通信的多普勒效应。水声通信中的多普勒效应会带来高误码率的出现,甚至是完全不能实现通信任务。分数阶傅里叶变换(Fractional Fourier Transform,简称FRFT)是一种广义形式的傅里叶变换,可以理解为时频平面上的旋转算子。信号变换到分数域上同时包含了时域与频域的信息,使FRFT具有许多传统傅里叶变换不具备的性质,可用来处理类似于LFM信号的非平稳信号。[1]本文对水声通信中多普勒效应的估计进行研究,利用分数阶Fourier变换估计经过信道后的LFM信号调频斜率的变化量值,进而得到多普勒系数的估计。

1 分数阶Fourier变换原理

分数阶Fourier变换有着若干不同的定义[2],不同定义有着不同的物理解释,但是它们之间是相互等价的.本文采用如下定义:

定义在时域的信号f(t),其FRFT为:

式(1)中,p为FRFT的阶数,FP为FRFT算子,Kp(u,t)为FRFT的核函数,定义如下:

式(2)中,α=pπ/2为旋转角度,又称旋转因子;

分数阶Fourier变换具有几条十分重要的性质,在此给出两个需要用到的重要性质:

(1)线性:

(2)阶数可加性(旋转可加性):

对于阶数可加性特殊地有:当P1=-P2=P时,式(4)可化为:

由式(5)可以得出:具有角度α=pπ/2的FRFT变换的逆变换,即为具有角度α=-pπ/2的FRFT变换:

由式(6)所示的变换可以看出,信号f(t)的FRFT变换与Fourier变换原理是相似的,只是函数展开的基底不同。FRFT变换将f(t)表示成由具有线性频率调制的复指数函数集合K-p(t,u)组成的一组基函数,即FRFT的基底是u域上的一组正交的LFM基。因此对于某调频斜率的LFM信号,存在一个分数阶数使LFM信号的能量聚集于一最大值,称之为与此调频斜率相匹配的“最佳”分数阶数。LFM信号调频斜率与“最佳”分数阶数有确定的对应关系[2]:

2 基于FRFT的多普勒系数估计原理

要利用分数阶Fourier变换对线性调频脉冲信号进行处理得到多普勒系数的估计,首先要分析多普勒效应对线性调频脉冲信号的影响。

线性调频脉冲信号是雷达和声纳中常用的信号形式,其复域表达式为:

式(8)中,f0为中心频率,k=B/T为调频斜率,B为信号带宽。在发射端其瞬时相位和频率为:

假设存在多普勒效应,在接收端收到线性调频信号的瞬时相位与频率为[3]:

式(10)中,D=1+△,△为多普勒系数。

对比式(9)和式(10)可得,多普勒效应带给LFM脉冲信号以下三方面的影响:

(1)LFM脉冲信号的时域展宽或压缩;

(2)中心频率由f0变为Df0;

(3)信号调频斜率由k变为D2k。

从第(2)、(3)方面的影响可以看出,只要得到接收LFM脉冲信号中心频率或调频斜率的估计,即可求得多普勒系数的估计。本文通过对调频斜率的估计得到多普勒系数的估计。具体实现方法如下:通过改变分数阶次p,改变旋转因子α=pπ/2,求接收LFM信号的FRFT,得到对应于新调频斜率的最佳阶次。在进行旋转搜索时,可以在原LFM信号对应最佳阶次p附近进行搜索,以减小计算量。由式(7)可得:

另外有接收到LFM信号的调频斜率,代入式(11)中有:

此处因水中载体运动速度的限制,有|△|远小于1,1+△恒为正数,式(12)可化为:

式(13)即为基于分数阶Fourier变换多普勒系数的估计的解析式。

3 仿真研究

本节旨在研究基于FRFT的多普勒系数估计性能,利用水声通信中经常作为同步信号的线性调频信号进行多普勒估计,以期为水声通信系统的设计提供验证性支持。

仿真参数:采样频率fs=48k Hz,LFM信号带宽4~8k Hz,脉宽40ms。

假设水中声速为1500m/s,一般水面舰艇的运动速度为40km左右即±20m/s范围内。为方便分析研究,假设接收船锚定,则有多普勒系数△在±20/1500范围内,根据式(9)、(10)可得接收到的LFM信号调频斜率变化范围为:k'∈[0.9735k 1.0268k],按照LFM信号参数可得其调频斜率为k=B/T。为了后续进行离散化的FRFT计算,需要对k进行尺度归一化[4]有:k=B/fs。接收LFM信号调频斜率变化范围对应的理论最佳阶次范围为:p'∈[1.05151.0543]。因此在变换域进行最佳阶次搜索时直接在此范围内搜索即可:每次搜索从1.0515开始以一定步长向1.0543搜索,求取最佳阶次。

如图一所示,FRFT对给定的LFM信号在变换域存在一聚焦峰,并且有该聚焦峰与LFM信号的最佳阶次相对应。

表一是基于FRFT的多普勒系数估计结果,本节通过Matlab仿真研究了不同多普勒、不同信噪比条件下基于FRFT的多普勒系数估计。采用的噪声为带限高斯白噪声,测得的多普勒系数为多途中最大途径对应的多普勒系数。

图二为基于FRFT的多普勒系数估计偏差以及标准差。由表一、图二分析可得:随着信噪比的增加,多普勒系数的估计结果逐渐逼近真值,基于FRFT多普勒系数的估计偏差与标准差在逐渐减小,在高信噪比下该方法是近似无偏的估计方法,能有效地估计水声通信中的多普勒效应。另外基于FRFT的多普勒系数的估计性能不会随着相对运动速度的增大或者减小而显著变化,在多普勒系数较大且多变的水声通信信道中具有一定的稳健性。

4 结束语

本文首先简要介绍了分数阶傅里叶变换的原理,推导出利用LFM信号的分数阶傅里叶变换进行多普勒系数估计的方法,对该方法进行了仿真研究。通过理论推导与仿真研究得出:在多普勒系数较大且多变的水声通信信道中,基于FRFT的多普勒系数估计方法具有一定的稳健性与有效性。

参考文献

[1]H.M.Ozaktas,Z.Zalevsky,M.A.Kutay.The Fractional Fourier Transform with Application in Optics and Signal Processing.John Wiley&Sons Ltd.2001.

[2][4]陶然,齐林,王越.分数阶Fourier变换原理及应用[M].北京:清华大学出版社,2004.

阵列水声信号采集系统设计 篇9

本文介绍的新型大规模阵列信号采集系统结构基于数据流驱动方法设计。各模块间采用可配置的高速LINK口连接形成灵活的数据流。系统拓扑结构易于设计和改变,扩展性强,特别适合大规模采集和处理需要。在多板同步方面,采用低电平差分技术来传递关键时钟,因此具备多板通道一致性好的特点。

1采集系统整体结构

大规模阵列采集处理系统采用如下结构(图1):单个采集模块(6U板卡)容纳64通道的AD采集,采集所得数据通过高性能数据通路直接流向信号处理平台进行处理。信号处理平台由TS101 DSP阵列构成,DSP上拥有ADI公司特有的高速传输接口(最高300MByte/s)——LINK口。因此,整个信号处理平台拥有丰富的LINK口,对外可以接纳多个采集板发送的数据,对内可以使DSP阵列间形成高速而灵活的拓扑连接。系统扩展时只需简单添加单板采集模块和信号处理板即可。

为了与信号处理平台形成无缝连接,我们利用FPGA在采集板上构建了与TS101完全兼容的LINK口模块。系统采用数据流驱动的工作方式:多块AD板在统一采样时钟的驱动下, 进行大规模同步信号采集, 数据流通过LINK口流入处理平台。统一节拍的数据流驱动平台内部的DSP阵列完成大规模并行计算。

2信号采集板设计

2.1模数转换部分

该板的AD转换芯片选用了Cirrus公司的CS5361。该芯片采用delta-sigma结构设计,单片可支持两路采集,最高采样率200K,设计采样精度为24bit。

模拟信号经过前端跟随器,放大,滤波之后.经由CS5361转换,变为24比特的串行数据。送入数字部分进行处理。

2.2数字逻辑设计

该板的数字部分完全由Xilinx公司的XC2v1000型FPGA构建而成。利用FPGA内部的存储器资源,我们构建了两级FIFO。FIFO1到FIFO32, 分别跟在32个AD转换单元之后,用于耦合AD模块,每个FIFO容纳两路数据,另一个FIFO(fifo32to8), 用于耦合LINK口模块。前级FIFO的出口信号和后级FIFO的入口信号都连接到多路仲裁状态机。

由于LINK协议要求发送数据必须为32比特的整数倍,24比特AD串行数据进入FPGA之后,经过串并转换,并在末端补零,形成32位有符号整数。缓存入该通道所对应的FIFO。当前级FIFO数据超过容量1/4而后级FIFO至少还有1/4容量未满时,多路仲裁状态机使两级FIFO连通,并控制数据通路在前级的32个FIFO中有序切换。如果后级FIFO至少有1/4数据可以提供给LINK口,同时LINK口反馈的txbp信号处于允许状态时,状态机打开后级FIFO和LINK口模块之间的数据通路,数据通过LINK口最终发往处理板DSP。

这种两级FIFO的结构由于保持了前后端独立性,形成了灵活而可靠的数据通路。

单路AD采样数据率(200K)相对LINK出口(150M)传输速率较低,同时,由于LINK口要求以字节为单位,所以后级FIFO要实现32bit到8bit的转换。因此两级异步FIFO的读写要分别用四种不同的时钟速率驱动。经过仿真和实际验证,选择前级FIFO深度512,写时钟200K,读时钟1.17M,后级FIFO深度4096,写时钟37.5M,读时钟150M。此时数据通路吞吐量达到最优,完全满足大量数据传输和通道间高速切换的需要。测试表明,我们构建的外部LINK口峰值速度能达到150MByte/s。板卡工作在200K采样率时,64路共51.2MByte/s的数据量能够得到平顺的传输。

2.3信号采集板的主机(上位机)控制

从信号处理角度,信号采集和处理模块构成了一个独立和完整的系统。在实际水声信号处理系统中,需要对整个系统进行集成控制,同时将算法最终结果送往主机显示。因此,AD板和信号处理板都拥有PCI接口模块,主机通过PCI接口完成显控工作。

板卡PCI接口由PLX9056和FPGA逻辑配合完成。PLX9056是PLX提供的高性能的PCI接口芯片,它能够将较复杂的PCI协议转换成通用的并行总线协议。并支持中断,DMA, 突发传输等操作。驱动软件方面,Jungo公司Windriver驱动开发包提供了针对PLX9056的开发工具。我们以Windriver为基础,开发了AD板的主机驱动函数库;驱动函数提供了主机访问AD板资源的接口。能够完成复位,主从板选择,采样控制,采样速率控制,通道选择等功能;AD板的驱动设计与处理板主机驱动方式基本一致。因此,AD板和信号处理板都能通过PCI总线集成到同一个主机机箱内。整个信号采集处理系统非常便捷和紧凑,扩展性良好。

2.4多板同步和扩展。

为了使板卡适应不同采样率的需要,板卡上采用了高精度的时钟综合器ICD2053。ICD2053配合主机编程可以产生300K到100M之间的频率时钟,从而为FPGA提供与采样率相关的系列时钟信号。

多板同步采用主从模式,所有从板通过LVDS同步线,获得与主板完全一致的关键时钟信号。LVDS即低电压差分信号,这种技术的核心是采用极低的电压摆幅高速差动传输数据,具有低功耗、 低误码率、 低串扰和低辐射等特点。LVDS技术10cm距离最高速率1Gbps,完全胜任板卡间高速传输关键信号的需要,保证了板间良好的一致性和可靠性。同时,LVDS使多板并联级联时摆脱了常见的同步时钟串扰,反射等困扰,提高了系统规模的扩展性。

3采集系统性能

图4是采样率192K时,输入频率为19.2K的正弦信号谱分析;由图4可见,采集到的信号信噪比高,谐波失真小。

该板采样率192K时,动态范围大于85dB, 有效位14比特,谐波失真小于-75dB;采样率10K时,动态范围大于100dB,有效位16比特,谐波失真小于-85dB;两板同步工作时,取主板的32通道和从板的32通道进行相位对比。由图5可见,模拟信号19.2K时,多板通道间相位误差不超过0.4度(degree),一致性较好,完全符合水声信号采集的要求。

4结束语

该大规模阵列采集系统精度较高,相位一致性好,扩展性强,特别适合规模较大的复杂水声信号处理系统使用。目前此采集系统已成功应用于多套主被动声纳。

参考文献

[1]TigerSHARC DSP Hardware Reference,Analog Devices Inc.2002

[2]李启虎.声纳信号处理引论.北京:海洋出版社,2000.