声表面波（共7篇）
声表面波 篇1
射频识别(RFID)是一种非接触式的自动识别技术[1],但现有RFID存在很多问题,除了工作频段低、标签成本高、读取距离短外,在技术上也存在许多不足.如当标签处在金属物体、高温、强电磁干扰等环境中时,信息读取就会出现问题,使RFID标签和读卡器无法正常工作。表面波SAW(Surface Acoustic Wave)标签不仅可以在这种恶劣环境中正常工作,而且标签基片表面或内部应力、温度等发生变化或外界因素发生变化时,其变化可以通过回波的相位、频率以及幅度反映出来,并通过RFID读卡器的处理就可以得到外界的温度值,而不需要外加任何传感器。据此,本文设计了一款基于超外差技术的声表面波SAW RFID读卡器。
1 SAW RFID的组成及原理
SAW RFID系统的组成如图1所示,主要包含有标签、读卡器(发射机和接收机)、PC机三大部分。其中声表面波标签是无源标签,由SAW天线、叉指换能器(IDT)、压电基片、反射栅等组成。
SAW RFID系统的工作原理:发射机通过天线发射一个射频查询脉冲信号,在查询范围内的标签经SAW天线接收查询信号,传送到与天线相连的叉指换能器,把电磁波转换成声波在标签基体表面上传播。在声波传播的过程中,遇到一系列紧密排列编码的反射栅后,部分能量得以反射回叉指换能器。该能量再通过基体逆压电效应转变成电磁波,并由SAW天线发射回来。这一系列编码的射频回波信号,由接收机接收并进行信号处理后即可辨识出不同编码的目标,同时还可以把相关数据通过网络或者串口传到PC机上。由其工作原理可知,射频接收机处于回波信号处理的最前端,其性能直接限制后续电路性能的发挥,进而影响到整个系统的性能[2]。
2 接收机的设计
本文设计的SAW RFID系统其工作频率为915 MHz,超高频SAW RFID阅读器包括发射机和接收机两大部分。发射机的工作主要是发射查询脉冲,采用的是一个集成射频芯片,故在本文中不详述,而主要介绍接收机的设计。接收机常用的技术有零中频和超外差两种。零中频接收机虽然电路简单,但是在零中频电路中本振和射频信号有相同的频率,当来自振荡器的泄漏与本地振荡器的信号相混频时,射频信号直接下变频成基带信号,会使混频器的输出产生严重的直流偏差(即直流电平失调)。严重的直流电平失调会破坏信号,甚至会使其后续级电路处于饱和状态,从而影响到后端的信息提取[3]。无源超高频RFID采用无向散射技术,但SAW天线返回的电磁波已经很微弱了,所以本设计采用如图2所示的灵敏度高、增益大、信噪比和选择性都好且适应性广的超外差接收机。
3 接收机的硬件设计
接收机的硬件部分可以分为射频部分和数字中频部分。其中射频部分主要有带通滤波器(BPF)、低噪声放大器(LNA)、频率综合器(PLL)及混频器(Mixer)。
3.1 射频部分的设计
3.1.1 带通滤波器和低噪声放大器
从天线接收到的是915 MHz的射频信号,本设计中带通滤波器选择的是输出功率大、插入损耗低的高品质芯片CSBP-A940+;低噪声放大器选用的是低噪声、高增益、动态范围广的ADL5523芯片。这两个芯片的外围电路简单,易调试。
3.1.2 频率综合器
本设计中选择了ADI公司的ADF4360-7作为频率综合器的主芯片。该芯片是ADF4360系列PLL(锁相环)芯片中的一款,在芯片内部集成了VCO(压控振荡器)[4],具有350 MHz~1 800 MHz超宽的输出频率范围,其输出中心频率F0与L1、L2管脚外接电感值有关,VCO输出端提供二分频,其二分频后的输出射频信号频率为175 MHz~900 MHz。芯片内部所有寄存器的配置采用一个简单的3线(SCLK、CSn、DATA)串行接口,由DSP的SPI控制,其芯片工作电压为3.0 V~3.6 V。当外部电感值为2.2 n H时,第4、5引脚输出两路本振信号(如图3所示,fLO=1 103 MHz)用来提供给混频器。
3.1.3 混频器[5]
本设计采用ADL5367混频器,它输入的射频信号fRF范围为500 MHz~1 700 MHz,输出的中频信号fIF范围为30MHz~450 MHz。ADL5367单通道无源混频器可提供7 d B的最低变频损耗,同时提供业界领先的31 d Bm输入的IP3和7.1 d B低噪声系数。其中芯片的本振信号由外部频率综合器提供。该混频器输出中频fIF=(N×fRF)-(M×fLO)。其中,N的取值范围是0~15,M的取值范围是0~14。
3.2 中频部分的设计[6]
中频部分由时钟源、中频差分放大、ADC采样(AD9245)、数字下变频(HSP50214B)以及DSP组成,如图4所示。
时钟源由晶振电路提供,为了得到高质量、低噪声的时钟信号,需要增加一个低压差分芯片来提供两路差分时钟信号给ADC采样。本设计中选择的中频放大器是ADI公司高性能、高速的AD8138,它具有较宽的模拟带宽(320 MHz,-3 d B,增益为1)。由于混频器输出的微弱中频信号要先经过中频差分放大得到I、Q两路信号提供给ADC,因此,ADC转换芯片选用的是一种具有14bit精度、最高采样率为80 MS/s、200 MHz输入带宽的AD9245,其音无杂散动态范围(SFDR)达到86 d B,典型的SNR为73 d B,功率耗散为550 m W,输出14路并行的数字信号。考虑到噪声问题,不能直接将并行信号送到数据总线。因为总线上负载较大,会产生过冲和高频噪声,并耦合到模拟输入端产生与输出码关联的干扰,从而产生多次谐波,因此,并行信号需要在ADC与数字下变频间添加一个锁存器进行锁定。锁存器选用满足高速度、低电压要求的芯片74VHC541,并且在锁存器的每个输入、输出端放置22Ω的电阻限流。为了AD9245与HSP50214B能同步工作,使HSP50214B的输入时钟CLKIN和AD9245的时钟频率保持一致,需加一个反相器74LVC04进行整形和驱动。数字下变频HSP50214B的输出时钟PROCLK由DSP提供。HSP50214B输出方式有串行和并行两种,由于HSP50214B并行输出32路I、Q信号,而考虑到DSP的处理速度和有限的接口,所以HSP50214B采用串行数据传输模式,DSP的GPIO口用来设置HSP50214B的工作模式和初始化。此外,因AD9245芯片数字输出端工作电压为3.3 V、HSP50214B的工作电压为5 V和TMS320DM6437的工作电压为3.3 V,所以在芯片之间必须增加电平转换芯片。这样,在中频平台上通过解调就可以得到SAW标签上的信息(ID信息和温度信息)、通过算法利用回波的频偏、相位以及幅度等信息得出物体的温度值。
4 镜像干扰及抑制方法
4.1 镜像干扰[7]
镜像频率干扰是超外差接收机特有的现象,在镜像频率上有一个干扰信号fM,在RF信号输入混频器时,镜像信号也跟着输入到混频器,并分别与LO信号混频输出一个频率相同的中频信号。由RF信号获得的中频信号是本设计所需要的有用信号,而由镜像信号获得的中频信号称为镜像干扰信号,系统很难分辨,且会对有用信号造成很大影响。设信号频率为fRF,振荡频率为fLO,则有用中频fIF=(N×fRF)-(M×fLO),镜像中频fId=(N×fm)-(M×fLO),其中N、M均为正整数。在比fRF高出2个中频处就有一个频率fm,它像是以fLO为镜子、站在fRF处看到的镜像,所以称fm为像频。镜像干扰如图5所示。
如图5(a)所示,射频信号和镜像干扰信号同时经过混频器,射频信号与LO信号混频后产生有用中频信号fIF、镜像干扰信号与LO信号混频后产生镜像中频信号fId,如图5(b)所示,当fLO
4.2 镜像干扰抑制方法
镜像干扰的抑制方法是尽量避免镜像干扰进入混频器,在混频器的RF输入端加一个如图6所示的高Q值的窄带LC带通滤波器,并在中频输出端再加一个窄带LC带通滤波器,即可有效滤除中频镜像干扰,以保证输出能得到有用的中频信号。为了防止混频器中的信号回流到大功率的频率综合器,影响其正常工作,需要在混频器和中频输出端之间增加一个隔离放大器。计算公式为:
其中,C单位为F,L单位为H;f1、f2为上下截止频率,fm为频带中心频率(单位为Hz);Zo为输出阻抗。根据计算公式设计一个带宽为20 MHz的窄带LC带通滤波器,中心频率为915 MHz,带内衰减控制在10 d B以内,阻带截至频率的衰减达到40 d B以上,输出阻抗为50Ω。用ADS软件仿真该滤波器的幅频响应如图7所示。图7(a)是指各频率点的衰减,其中m1衰减最小。图7(b)是各个频率点的幅度值,其中m3指在915 MHz处幅度值最大[8]。
基于SAW无源标签和RFID读卡器为无向散射的工作方式,提出一种超外差接收机设计方案,该设计可以应用于金属物体、高温、强电磁干扰等恶劣环境中。本文对SAW RFID接收机的电路进行分析和设计,在芯片选型上做了充分的论证,并讨论了镜像干扰以及镜像干扰抑制方法,通过ADS仿真软件证实了该方法的有效性。
摘要：设计了一款基于超外差技术的声表面波SAW RFID读卡器,其工作频率在915 MHz。该读卡器不仅可以在金属物体、高温、强磁场干扰等恶劣环境中正常工作,而且在不增加任何传感器的情况下可以反映出物体的温度值。详细阐述了整个接收机的设计方案,给出了硬件模块的电路设计,并对镜像干扰及其抑制方法进行了研究。
关键词：声表面波,RFID,超外差技术,915MHz,镜像干扰
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一种声表面波滤波器的设计与研究 篇2
弹性波包括许多, 其中声表面波 (SAW, Surface A-coustic Wave) 是重要的一种。在压电基本材料表面可以产生SAW, 并沿其表面传播, 振幅随着深入基片材料的深度增加而迅速减少。现如今, SAW滤波器逐渐趋于向小型片式化、高频宽带化及降低插入损耗发展。移动通信和其它便携式产品对滤波器提出了小型片式化的基本要求。高速发展的移动通信市场, 不断刺激科研人员对SAW器件的深入研究。
二、算法实现与流程图
若滤波器的输入、输出都是离散的时间信号, 那么, 该滤波器的冲激响应也必然是离散的, 即单位抽样响应为h (n) , 称这样的滤波器为数字滤波器。虽然声表面波滤波器是模拟滤波器, 但由于它的叉指型构造具有等效于奈奎斯特采样周期的离散模拟采样特点, 所以可以借鉴数字滤波器的设计方法来分析和设计声表面波滤波器。
声表面波滤波器的线性相位特性采用Parks.McClellan算法进行设计, 而滤波器的系数则需要利用Remez交换算法迭代求出。Remez交换算法可以简单概括为: (1) 等间隔地取M+2个频率ω0, ω1, …, ωM+1作为交错频率点组的初始猜测位置; (2) 对ω0, ω1, …, ωM+1中的每一个点附近检查是否存在某一个频率处有E (ω) >ρ, 找到后再在该点附近找出局部极值点, 用这一局部极值点代替原来的点。全部检查过后, 便得到一组新的交错频率点组ω0, ω1, …, ωM+1, 求出ρ、Hg (ω) 和E (ω) 这样就完成一次迭代, 也即完成了一次交错频率点组的交换。通过交换算法, 使得这一次的交错频率点组中的每一个ωi都是由上一次的交错频率点组所产生的E (ω) 的局部极值频率点。 (3) 不断重复上述步骤, 由于新的交错频率点组的选择都是作为每一次求出的E (ω) 的局部极值点, 因此, 在迭代中, 每一次的ρ都是递增的, ρ最后会收敛到自己的上限, 也即Hg (ω) 最佳地一致逼近Ha (ω) 的解。
在实际应用中要适当调整M值, 使阻带符合设计要求。这种声表面波滤波器具体算法设计可以概括如下:
第一部分, 包括声表面波滤波器的机械指标和性能指标的输入及计算。 (1) 输入机械指标包括:表面为自由表面的SAW波速Vs (m/s) 、机电耦合系数Ks2、叉指间静态电容Cs (F) 、基片材料的质量密度pm (kg/m3) 、金属化率, 然后计算表面为金属化表面时的声表面波滤波器速度Vm (m/s) 和压电基片上产生的SAW速度Vt (m/s) 。 (2) 输入性能指标包括:中心频率Fo (Hz) 、通带最大衰减Rp (dB) 、阻带最小衰减Rs (d B) 、带宽BBo (Hz) 、过渡带S1 (Hz) , 然后利用公式计算出通带波纹峰值delta1、阻带波纹峰值delta2和指条宽度d (m) 。
第二部分, 根据输入计算出分界点的归一化频率, 以便确定边界向量f、理想幅频特性m和加权向量weights, 根据求出插值数目N=M+1。
第三部分, 先应用Matlab软件中的雷米兹函数remez (M, f, m, weights) 返回得出想要得滤波器h。再利用自定义的函数freqz_m (b, a) 得到滤波器的幅频响应。加上机械指标对滤波器的影响, 得到实际的滤波器幅频响应。
第四部分, 画图。只是选取了声表面波滤波器的理想幅频响应图和实际幅频图像的比较, 如图2所示, 由于该滤波器具有线形相位的特点, 其相频响应与理想情况几乎一致。
声表面波滤波器的流程图如图1所示:
三、仿真结果分析
仿真结果如图2所示:其中, 以中心频率fo=46.23MHz, 带宽B0=2.8MHz为例, 其中δ1=0.0144, δ2=0.0010和过渡带宽S=0.95MHz。声表面波滤波器的一个重要性能指标是其叉指参数, 可以通过改变叉指换能器 (IDT) 的位置、相互距离、孔径大小、指条宽度等, 从而得到各种不同特性的频响特性。通过图形的比较我们可以看出理想和现实的滤波器在幅频响应和相位相应上的差别。实际的响应是考虑到机械指标对滤波器的影响后得出的, 其性能较理想滤波器减低许多, 这一点显而易见的体现在图形上。需要指出的是, 在IDT的实际几何图形中, 横轴上下的每一根线条分别代表上下的每一根叉指的长度, 确切的说是IDT的孔径, 即上下叉指重叠的长度。它决定加权系数的大小。
声表面波叉指换能器的研究与设计 篇3
1 叉指换能器各个参数设计
图1为叉指换能器示意图,互相交叉的金属指条称为叉指电极,或简称为指。W代表相邻2个指互相重叠的部分的长度,称为指长,声表面波只能在这个长度范围内产生。所以指长决定了发射声表面波波束的宽度,有时候也称为声孔径。a为指宽,b代表指间。2条指和2个间隔组成一对指。这是叉指换能器的最小单元,称为单指换能器。它的宽度正好是声表面波的一个波长Λ,即
一般情况,指宽和指间是相同的,所以
研究发现,影响叉指换能器工作指标的主要参数包括叉指换能器的中心频率f0、叉指对数N、声孔径(重叠长度)w和叉指形状。这几个参数影响叉指换能器的工作带宽、声表面波强度和相互作用,叉指换能器的频率特性如下:
(1)叉指换能器的输出是频率的函数,并且呈sin(x)/x的规律变化
(2)第一对零点之间的频率间隔为。式(3)表明叉指换能器所具有的周期数N越大,它的第一对零点之间的频率间隔越小,所以它的频响的带宽也越窄。
(3)叉指换能器激发的表面弹性波的强度与它包含的叉指电极周期数N成正比,N越大激发越强。
(4)叉指换能器激发波的相位随频率呈线性。
叉指换能器的基本特性与它的结构参数有关:工作频率取决于其叉指电极排列周期L。L越小工作频率越高;工作带宽取决于其含有的叉指电极对数目,指条数越多频带越窄。叉指换能器的主要参数有:
(1)叉指对数N(即周期数)
各个叉指对激发的声波相互干涉,整个叉指产生的声波是以叉指的几何中心线为对称轴,向2个方向累积增长,叉指对数越多声波就越强;然而,叉指对数过多,会使换能器的频带宽度过窄。换能器相对带宽与叉指数关系可以近似表示为
图2给出中心波长λ0=1 523 nm,换能器叉指对数与滤波器波长调谐范围之间的关系。可以看出,当N取8~12对时,波长调谐范围在130~190 nm左右,相对于其他类型的可调谐滤波器来说具有明显的优势。因此综合考虑一般选择叉指对数N=8。
(2)换能器孔径w(即叉指重叠长度)
声孔径即叉指重叠长度w决定了激发的表面声波的波束宽度,因而w的值应等于或略大于声波导的宽度,选择w=120μm,这样各指对之间相互干涉,因此叉指对数越多声表面波越强烈。
(3)指条宽带a和指条间隔b
根据E.Strake等人的方法可以计算出nTE-nTM的值为0.073,选用的光波长为1 554.9 nm,代入式,得到位相匹配时的声波长的值为λa=21.3μm,这是叉指换能器的周期Λ的值,把叉指的指宽a和指宽间隔b做成相等,则a=b=λa 4=5.325μm。
(4)叉指换能器的周期T
(5)X切Y传Ti
Li Nb O3中声表面波的速度为Va=3 681.8 m/s,由声波长λa=21.3μm可以得出,叉指换能器的中心频率f0=173 MHz。图3是按照上面设计的参数所画的叉指换能器结构图。
2 叉指换能器的射频驱动电路和匹配电路的设计
2.1 射频驱动电路设计
目前光通信的波长通常是1 550 nm左右,因此针对以该波长为中心波长的波分复用光网络,设计了一个射频控制电路[39],其中心波长为1 550 nm,在1 500~1 600 nm之间以步长Δλ=1 nm进行调谐。通过公式λ=Λ|nTE-nTM|=Λ⋅Δn,可以计算出射频电路的调谐范围为159~169 MHz。考虑到频率分辨率与相位噪声和频率带宽的关系,射频电路的频率范围定在140~170 MHz。
根据理论分析的结果,确定了对于叉指换能器的射频控制电路的要求:
(1)射频控制电路的中心频率为168 MHz,频率调谐范围为20 MHz;
(2)射频控制电路输出功率可调,最大为400 m W;
(3)射频控制电路的输出阻抗为50Ω;
(4)射频控制电路具有窄带阻抗调谐匹配能力。
锁相环频率合成法是利用锁相环路来实现频率的四则运算,可以获得高精度、高稳定度的频率源,而且器件价格低廉,应用广泛,文中采用了此种技术。图4中给出了AOTF的射频控制电路的整体模型图。
2.2 锁相频率合成电路
图5中的鉴相器晶振经过参考分频器产生的标准输入信号fR与输出信号fv的若干次分频信号进行相位比较,输出一个与其相位差成正比的误差电压,误差电压经低通滤波器滤除其中高频成分和噪声,作为压控振荡器(VCO)的控制信号。VCO受控制电压影响,其输出频率向参考频率靠近,也使差拍频率越来越低,最终消除频率差而锁定。当相位锁定时,输出频率为fv=N fR。在文中所设计的控制电路中选用了MC145170作为锁相集成芯片,它的内部集成了鉴相,分频的功能。其鉴相输出后经过低通滤波器LF351滤出高频和干扰成分,然后送入压控振荡电路(VCO)。VCO由单片集成射极耦合振荡器芯片MC1648外接电感和变容二极管构成。低通滤波电路同时起到了隔绝VCO对PLL反馈信号的作用。VCO由于低通送入的控制电压的改变而改变其变容二极管的电容值,使得振荡频率发生变换,振荡信号经过两极射极跟随器的放大送入PLL的fin端,与参考频率进行鉴相。
2.3 单片机控制
控制系统以单片机AT89C52为主控制器。AT89C52有4个I/O端口,分别为P0~P3,现在以P3端口作数据线,P2端口作12个按键的输入和扫描,P0端口为输出端口,控制液晶的显示。单片机通过按键接收频率值,并由液晶显示信息,通过P2端口把控制代码送到MC145170中,从而调节频率合成器的输出频率。单片机AT89C52采用8位总线方式。MC145170的4个控制字通过8位数据线由AT89C52传送。
3 结果与讨论
在频率合成模块设计中最大的难点是压控振荡器(VCO)的设计。VCO芯片需要外接振荡槽路,需要高Q值的电感电容及变容二极管等元件。根据锁相环的用途,要求压控振荡器能满足相位及频率的准确并且长期稳定。只有输出频率准确,才能保证AOTF正常工作。另外如果长期稳定度不好,其频率就会随外界环境如温度等的变化而变化,如果其频率漂移太大,以至跳出环路的锁定范围,就会造成环路失锁,不能正常工作。另一方面也要求频谱纯度好,杂散与谐波尽可能小。但是在实际情况中,这些要求往往是互相矛盾的,例如提高频率稳定度必然要缩小线性频率控制范围和降低控制灵敏度,因此在设计中就需要进行综合考虑。
一般来说,一个锁相环频率合成器的输出频率的准确度和长期稳定度是由所给的基准源所决定的,但其瞬时频率稳定度却不完全由基准源所决定,它很大程度上与VCO的开环相位噪声有关。所谓VCO的开环相位噪声,是指在VCO未接入环路而在它的控制端用一个纯直流电压去控制时,其输出信号的相位噪声。因此在调试过程中,首先分析开环VCO,尽量降低VCO的开环相位噪声,从而来提高频率合成器的相位噪声指标。
偏离载波fm处的VCO相位噪声(phase noise)可表示为
其中,f0是振荡器中心频率;F是有源器件的噪声系数;Q是振荡电路的有载Q值;k=1.380 6×10-23J K(波耳兹曼常数);T是绝对温度;P是载波功率。
从式(6)中可以看出,VCO的相位噪声与回路的Q值和有源器件的噪声系数有直接关系,所以在设计VCO时,要选择高Q值的LC元件和低噪声系数的有源器件。在设计中,电容采用了多层陶瓷表面贴片电容,它有接近理想的频率特性,电感原本拟采用高Q值的高频电感,但是目前市场上的这类电感所能实现的频率太低,大约在100 MHz左右,不能满足要求,因此就采用了手绕的线圈电感,相对来讲它的Q值比较低,但符合要求。为了减小变容二极管对振荡电路Q值的影响,不直接把变容二极管接入振荡电路中,而是把它并在一个固定电容的两端接入振荡回路中,这样变容二极管对于振荡电路就有一个接入系数(接入系数小于1),也就减小了变容二极管的接入对回路Q值的影响。
从整个环路设计的角度出发,为了达到系统对频率稳定度和准确度的要求,采用了基于高稳定度恒温晶体振荡器的频率综合器方案。在确定环路参数时,按照下面的原则:尽可能提高鉴相器频率fr,减小可变程序分频器的分频比N,从而降低低通噪声,并在此基础上适当增加环路带宽,直到可以忽略VCO的开环噪声的影响为宜。当把环路带宽放得足够宽时,在环路带宽内测得的结果就是低通型噪声的相对功率谱,此时绝大部分高通型噪声已被环路所滤除。但是带宽和频率分辨率是有很大关系的,如果要求频率分辨率高,就需要窄的带宽,这就需要通过合理确定环路带宽,达到既能增加环路对噪声的抑制又能有较高的频率分辨率。文中设计的频率合成器能实现频率从140~170 MHz的合成,工作带宽为30 MHz。图7为频率为158 MHz时频谱仪上的测试结果。
摘要：声光可调谐滤波器的设计,关键是它的各个模块,包括光波导、模分离器、声波导和叉指换能器的参数设计。设计了叉指换能器各个参数,并对其射频驱动电路和匹配电路给出了设计思路,其中电路控制系统以单片机AT89C52为主控制器,在频率为158 MHz频谱仪上得出了频率合成器的测试结果。
关键词：叉指换能器,驱动电路,匹配电路,设计
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声表面波 篇4
高压开关柜是发电厂、变电站中确保电力系统安全可靠运行的重要设备。随着使用年限的增加,因制造、安装不 良或材料质量等问题,常见的故障大部分都是隔离触头、母排连接 部位发热等,一旦发热过度,就会造成开关柜爆炸,引发大面积的停电。但因高压开关柜的封闭式结构在运行中不能打开,而且目前许多变电站已实现无人值守,所以这几年国内很多单位都在尝试利 用在线监 测的技术 手段来实 时监测开 关柜触头 的温度。
目前,常用的温度在线监测方法有以下几种:
(1)红外线测温方式:采用一定温度的物体都会发出红外光的原理,通过光学镜头对不同功率的红外光进行收集,然后得出对象的温度。由于一般要安装在低压柜体上,施工难度非常大。而且还要注意安全距离,并且要求温度采集点和传感器之间不能有遮掩,但大多数情况下隔离触头等发热部件都会被绝缘罩包围,故温度测量非常不准。
(2)分布式光纤测温方式:光纤本身是良好的绝缘体,可以直接缠绕到隔离触头或母排连接部位。但是光纤测温反映 的是一段光纤内的温度。一般分辨率都是以米为单位,所以一个温度采集点要绕很多圈,施工不方便。一般柜内需要监测多个位置的温度,所以光纤 数量会比 较多,在柜内布 线难度较 大。同时分布式光纤测温系统价格昂贵,设备复杂,这使其实 用性大大降低。
(3)有源无线测温方式:采用一次性锂亚电池或小CT取能给传感器供电,再将传感器数据通过RF技术发出,这也是笔者所在公司前几年开关柜温度监测的主要方案。该方案实 现了非接触测量,但是由于使用了电池和电子元器件,都会遇到使用寿命的问题,所以后期更换维护工作非常大。小CT取能供电方式安装非常 不方便,而且不利 于传感器 的小型化 及安装,因而缺乏普遍适应性。
2采用声表面波技术的高压开关柜实时测温系统
上述监测方法在高压开关柜的测温上存在一定的局限性,针对这些缺点,我们公司升级了原有的技术方案,采用全新 的声表面波(SAW)技术进行高压开关柜实时温度监测。该方案具有无线无源的特点,能够很好地避免上述几种测温方式存在的局限性。
2.1声表面波温度传感器原理
声表面波传 感器是一 种将SAW技术与物 理、材料、微电子、信号处理等多门学科技术交叉融合的新型传感 器,声表面波传感器的研究始于20世纪70年代。
首先,阅读器发射无线询问信号,压电晶体 基片上的 换能器通过逆压电效应将接收到的无线询问信号转变成声信号后,被左右2个周期性栅条反射形成谐振。该谐振器的谐振频 率与基片的温度有关,而且谐振频率随温度进行的改变在一定温度范围内呈非常线性的关系,当同一个换能器通过压电效应将声信号转变成无线应答信号输出后,我们就可以通过测量频率变化得到温度值。
2.2系统组成及特点
高压开关柜实时测温系统主要由SAW温度传感器、数据阅读器、数据传输路由器、数据监测主站4部分组成。隔 离触头、母排连接部位等采集点的温度信息通过前3部分组件实时传输到数据监测主站,实现高压开关柜的实时温度监测。
2.2.1SAW 温度传感器
前端的SAW温度传感器以传统接触方式安装在高压开关柜内隔离触头、母排连接部位等易发热区域。测温传感器和数据阅读器之间通过无线射频方式进行通信。采集点的温度 信息实时传输到数据阅读器上,实现非接触温度测量。传感器的外形如图1所示。
无源测温传感器的性能指标:频率范围为428~439 MHz;测温范围为-20~120℃;测量精度为±2.0℃;遥测距离约为2m。
2.2.2数据阅读器
数据阅读器翻译SAW温度传感器反射回来的温度信号,将数据进行分析处理后,通过内置的ZigBee模块发送温度数据给数据传输路由器。一般一个数据阅读器可以收集6个SAW温度传感器的数据。数据阅读器的外形如图2所示。
2.2.3数据传输路由器
数据传输路由器主要是管理一个开关柜室内所 有开关柜内的数据阅读器上传过来的温度数据,它和多个数据阅读器之间构成一个ZigBee通讯网络。通讯网络采用Mesh拓扑,具有自组网、自愈性、多跳等优点。最后温度数据通过数 据传输路由器的10M/100M自适应网络接口接入变电站内局域网,然后传输到服务器上的数据监测主站。
2.2.4数据监测主站
数据监测主站系统软件主要实现以变 电站、开关柜 号、监测点信息为节点的树形结构的温度数据列表展现功能,采集的温度数据实时写入数据库,实现多相温度数据曲线对比展现功能及监测点温度实时分析功能。数据监测主站是多个变 电站开关柜汇总的集中处理单元。
2.3数据监测主站特点
系统分析模块主要实现了温度告警功能、温度数据分析与统计功能等,实时记录每个监测点温度变化过程,发出故障 报警后能通过数据进行故障分析处理。
温度告警分三级告警模式:第一级告 警,说明该监 测点需要注意,加强关注;第二级告 警,说明监测 点有一定 的潜在危险,提供相应的预警;第三级告警,属于故障报警,说明该故 障必须立即处理。告警又分为超温告警、温升趋势 告警、三相不平衡告警、温度跃迁告警。
温度数据分析与统计部分对数据库中的温度 数据进行 详细的温度场分析、温升趋势分析、历史资料分析 和统计。温度场分析列出了沿着开关柜电流走向的所有监测点数据,通过曲线展现分析出设备过热的部位。温升趋势分析针对采集 的实时数据,根据温升趋势,确定可能出现过热故障的部位,提供设备的维修依据。历史资料分析和统计保存所有监测点温 度的历史数据、分析结果数据以及告警信息。
3结语
声表面波 篇5
自动识别系统的研究起始于20世纪70年代,最早是采用光学与红外技术,由于其环境适应性较差,并且最大识别速度仅为70km/h,现在已经逐渐被淘汰。RFID(射频无线标签)是取代目前广泛使用的条型码的唯一技术,但是其作用距离一般只在1m以内,这极大地限制了RFID技术优势的充分发挥。SAW(声表面波)技术是一种新兴的识别技术,它具有标签无源、抗干扰能力强、体积小等优点,它的有效识别距离可达数米,并且可以识别高速运动的物体。SAW技术实现的RFID具有无可比拟的技术优势所以将来会有极好的前景。
1系统组成及工作原理
SAW传感器构成的识别系统由一个SAW传感器标签、一个带主动式天线的阅读器和一个信号后处理单元组成。SAW标签由传感器天线、压电模式、指换能器和经传感器体外编码的反射区组成。传感器天线接收由远处阅读器发送来的访问电磁脉冲信号,通过叉指换能器转化为声表面波,遇到反射条后形成回波,回波通过叉指换能器重新转化为电磁波并再次通过天线发射出去。这些回波信号形成了由晶体表面的反射条的数目和位置决定的脉冲序列,它类似于条形码图案,每个脉冲的时间延迟取决于SAW传播速度。信号后处理单元对脉冲延迟变进行估计,实时解调出识别码。 天线接收到询问信号后,由IDT将电信号转换为声波信号,声波信号撞击反射区。反射区位置不同,个数不同,会产生不同的振幅和不同的相位变化。
2 信号处理
在传统的超外差式调频信号接收机中,信号解调主要是在中频频率范围内进行,信道滤波基本上采用高Q值的中频声表面波滤波器或晶体滤波器来实现。随着数字信号处理技术以及超大规模集成电路技术的飞速发展,传统的模拟设备逐渐被数字设备所代替。声表面波标签返回的电磁波信号微弱并且发生相移,因此信号处理采用数字正交调制和解调的方法来进行,正交解调可以有效地减小噪声的干扰并且通过解调算法直接抵消所产生的相移。
2.1 信号的正交调制原理
由随机信号处理可知,当已调信号的带宽远小于调制载波频率时,对于任意已调信号来说,可以用式(1) 表示:
调制过程:模拟基带信号m(t)经A/D转换送入计算机,数据流在计算机中经过积分处理再求得余弦和正弦, 分别得到I(t)项和Q(t)项,由DDS完成正交上变频,实现频率调制过程,输出FM信号。
2.2 信号的正交解调原理
令调频(FM)信号表达式为
(2)式中,A(t)表示受到信道噪声和其他干扰影响后随时间变化的调频信号幅度,m(t)为调制信号,ωc为信号载波。将式(2)所示的调频信号与本地产生的正交载波相乘可得:
对SI(t)和SQ(t)分别进行低通滤波后可得:
对I(t)与Q(t)分别求导数可得:
将式(2)与式(5)、式(3)与式(4)分别相乘可得:
观察式(2)、式(3)、式(7)、式(8),可按如下方法得到:
调幅(AM)
调相(PM) φ(t)=arctg[Q(t)/I(t)]。
3 MATLAB仿真验证
利用Matlab仿真正交解调算法,验证在正交解调的过程中无论θ和A(t)取何值时对m(t)结果均不产生任何的影响,仿真图4如下:
(
经过Matlab仿真验证结果可知,A(t)取五组函数带入,解调结果均无发生改变。将θ与A(t)同时进行改变,解调出的m(t)函数与输入的调制信号仅存在较小的误差。由此可以得出结论正交解调算法可以有效地解决SAW系统在传输过程中出现的回波信号微弱以及发生相移的问题。
4 结束语
随着高速DSP的发展,数字正交调制解调将趋于简单化、理想化,中频和基带之间的数字下变频器将可能完全由DSP软件实现。SAW技术与数字正交调制解调技术的综合运用使得声表面波系统在高速列车识别上的实现成为可能。声表面波技术研究的不断深入以及在目标识别系统中可靠性的提高,应用声表面波技术设计的运动目标识别和定位系统必将具有广阔的发展前景。
摘要：基于声表面波的无线识别技术可以实现在高速运动状态下的精确的数据传输,它具有有线系统无法比拟的优势。主要讨论声表面波无线识别系统的结构原理,以及阅读器在信号处理中的调制解调算法,并进行了Matlab仿真。
关键词：声表面波标签,声表面波阅读器,调制与解调
参考文献
[1]张泽,吴嗣亮.列控系统多音调频信号的全数字解调方法.军民两用技术与产品,2004;1:
[2]Pohl A,A reviewof wireless SAW sensors.IEEETrans.on Ultrason-ics,Ferroelectrics,and FrequencyControl,March2000;47(2):317—332
声表面波 篇6
1、直接序列扩频的工作原理
直接序列扩频 (Direct Sequence Spread Spectrum) 工作方式, 简称直扩 (DS) 方式。就是直接用具有高码率的扩频码序列在发射端去扩展信号的频谱[1]。而在接收端, 用相同的扩频码序列去进行解扩, 把展宽的扩频信号还原成原始的信息。直序扩频通信的一般工作原理如图1所示。
假定发送的是一个频带限于fin以内的窄带信息。将此信息在信息调制器中先对某一副载频fo进行调制, 得到一中心频率为fo而带宽为2fin的信号, 即通常的窄带信号。一般的窄带通信系统直接将此信号在发射机中对射频进行调制后由天线辐射出去, 但在扩频通信中还需要增加一个扩展频谱的处理过程。常用的一种扩展频谱的方法就是用一高码率fc的伪随机序列码对窄带信号进行二相相移键控调制, 二相相移键控相当于载波抑制的调幅双边带信号。选择fc>>fo>fin, 这样就得到一个带宽为2fc的载波抑制的宽带信号, 这一扩展了频谱的信号再送到发射机中去对射频ft进行调制后由天线辐射出去, 信号在射频信道传输过程中必然受到各种外来信号的干扰。因此, 进入接收机的除有用信号外还存在干扰信号, 宽带有用信号与干扰信号同时经变频至中心频率为中频fI输出, 不言而喻, 对这一中频宽带信号必须进行解扩处理才能进行信息解调。解扩实际上就是扩频的反变换, 通常也是用与发射端相同的调制器, 并用与发射端完全相同的伪随机码序列对收到的宽带信号再一次进行二相相移键控。由此可见, 接收机输入端的信号与噪声经过解扩处理, 使信号功率集中起来通过滤波器, 同时使干扰功率扩散后被滤波器大量滤除, 结果便大大提高了输出端的信号噪声功率比。
2、MSK概述及其基本原理
MSK (Minimum shift keying) , 是数字调制技术的一种。数字调制是数字信号转换为与信道特性相匹配的波形的过程。调制波是二进制 (或M进制) 的已编码的数字基带码流。调制过程就是输入数据控制 (键控) 载波的幅度、频率和相位。
M S K是最小频移键控是频移键控 (F S K) 的一种改进型。在FSK调制方式中, 相邻码元的频率不变或者跳变一个固定值。在两个相邻的频率跳变的码元之间, 其相位通常是不连续的。MSK调制是对FSK信号作某种改进, 使其相位始终保持连续不变的一种调制[1]。MSK具有正交信号的最小频差, 在相邻符号交界处相位保持连续, 与其它形式的2FSK相比, MSK具有一系列优点。诸如, 传输带宽小, 它是恒包络信号, 功率谱性能好, 具有较强的抗噪声干扰能力, 特别是MSK的几种改进型技术, 大量用于移动无线通信, 抗衰落性能好。M S K信号的数学表达式为:
式中, xk是为了保证t=kTb时相位连续而加入的相位常量。
为了保持相位连续, 在t=kTb时应有下式成立:
将式 (2-2) 代入式 (2-3) 可得
若令x0=0, 则xk=0或±π (模2π) , k=0, 1, 2, …。这样MSK信号可以看作是由两个彼此正交的载波cosωct与sinωct分别被函数cosθ (t) 与sinθ (t) 进行振幅调制而合成的, 因此, MSK信号可以表示为如下形式:
根据上式, 可构成一种M S K调制器, 其方框图如图2所示。
3、M SK调制器的仿真
现代通信的发展使通信系统和通信技术日趋复杂, 为了验证某种通信系统在一定条件下是否具有最佳性能, 采用软件仿真已成为必不可少的一部分。美国Elanix公司推出的SystemView动态系统仿真软件, 是一个相当优秀的EDA仿真软件, 它提供了丰富的通信库及DSP库资源, 强大的分析功能和可视化开放的体系结构, 已成为各种通信、控制及其他系统的分析、设计以及通信系统综合实验平台[5], 本文利用Systemview软件来进行系统仿真。
M S K调制器是依据P S K信号直接冲击S A W器件形成M S K波形的原理而构造的, 输入IDT为一窄带换能器, 而输出换能器的长度为码元宽度, 器件的中心频率为f2, MSK滤波器的冲击响应为:
假定输入的P S K信号为:
则S A W器件的输出为:
式中对n应的an为第nn个码元信息, 取值为±1, ω1, ω2正是MSK信号所要求的频率, 依据上面的关系式所建立的M S K调制器的仿真模型如下:
仿真的采用周期设为2×10-7, 帧周期设为32, MSK输出采样数高为16, 其仿真波形如下:
从仿真结果可见仿真系统性能的好坏除了跟信号的信噪比有关之外, 还与抽样速率和仿真时间等条件有关。因此在做系统仿真时, 应当采用MSK的最佳接收方式, 否则将导致仿真精度的严重下降。
4、声表面波MSK调制器设计方案
声表面波器件是一种新颖的现代模拟信号处理器件, 由于声表面波的传播速度只有电磁波的十万分之一左右, 而且在声表面波的传播途径上很容易进行采样和处理, 因此声表面波器件具有超小型化、高速实时完成信号处理的优点。
声表面波MSK滤波器由一个输入换能器和一个输出换能器构成, 输入和输出换能器之间有屏蔽条。其中一个为宽带换能器, 可以加权, 也可以不加权。另一个换能器不加权, 时域持续时间为一个码元宽度, 对我们这里的情况为0.2微秒。在设计过程中, 采用了两种方案, 对比测试结果, 选出最优方案做为最后的正式产品。
第一种方案, MSK转换滤波器采用常规方式, 输入和输出均不加权 (指对数分别是5.5和12.5) , 频率均为62.5M。输入IDT为一窄带换能器, 而输出换能器的长度为码元宽度, 封装形式:SC16, 它的实测频响曲线如图5.a所示。
第二种方案, M S K转换滤波器的输入不加权 (6 2.5 M) 输出切指加权 (63.75M) 实测结果如图5.b所示。
为方便起见, 以上的计算只对声表面波器件采用了简单的δ函数模型, 没有计入其他的二阶效应。而且设计器件时只作了元因子和电路因子的修正, 未考虑体波效应, 但体波效应只会使输出的带外抑制变差, 而对通带的带宽和形状影响不大。
从国外的资料上看[7], 分析滤波器基本原理时采用不加权的方案, 但实际制作滤波器时都采用了加权的方案, 说加权可以对MSK信号的旁瓣更好的抑制, 但未见到加权和不加权的对比实验。我们在设计滤波器时两种方案都设计了, 和预计的一样, 加权方案对MSK信号的旁瓣抑制的更好, 但由于最后一级滤波器对旁瓣抑制起得作用更大, 所以从最终输出的结果上看, 两种方案看不出有明显的差别, 都满足了设计指标的要求。因此我们将滤波器的方案定为加权的方案。
最后的带通滤波器指标也是整个模块的关键, 最初我们采用了声表滤波器, 采用声表滤波器的方案, 近端的抑制较好, 或者说矩形度较好 (矩形系数小于1.4) , 使模块输出频谱的滚降可以轻松达到, 并且滚降指标较好, 但远端的抑制只有55-60dB, 不如采用LC滤波器的方案。在分机上远端抑制不满足指标要求。后来又用LC滤波器做了一种方案, 其频响曲线特性如下图6所示:
从上图可以看出, 频谱虽然矩形度不够好 (矩形系数3左右) , 但远端抑制75-80dB, 可以满足指标要求, 最终采用了LC滤波器方案, 并通过了分机实验。样件跟随整机经过各种环境试验, 均满足使用要求, 达到设计指标。
5、结语
本文设计的M S K调制器经整机实验验证, 性能优越、稳定, 其指标性能大多优于现有的别的同类产品, 并已应用于某军事通信系统中。声表面波器件具有超小型化、高速实时完成信号处理的优点, 采用声表面波器件构成的信号处理系统, 具有功能集成度高、结构简单、高速实时、低成本、低功耗、高可靠性等优点, 有不少信号处理功能也是目前的数字技术难以实现的, 由于中、大规模数字集成电路的迅速发展、其稳定的性能、良好的可移植性、无插入损耗、易于实现编程控制等优良特性, 使模块向小型化、高集成度发展。目前的发展趋势是将声表面波器件与数字集成电路配合使用, 取长补短, 充分发挥各自的特点, 构成更加完善的信号处理系统。
摘要：随着数字通信的迅速发展, 各种数字调制方式也在不断的改进和发展。最小频移键控MSK是众多调制方式中的一种, MSK直序扩频系统具有直序扩频的许多优点, 最主要的是它的相关解调更易于非相关解调。因此, 在很多保密通信要求较高的直序扩频系统中, 大多采用MSK调制方式。本文介绍了MSK调制方式的基本原理和实现方法, 并利用Systemview软件对MSK调制器进行了仿真与分析。在仿真分析的基础上, 利用声表面波器件, 设计并实现了MSK直序扩频的相关调制。
关键词：直序扩频,MSK调制,声表面波
参考文献
[1]樊昌信, 詹道庸.通信原理.第四版.北京:国防工业出版社, 1995.
[2]曾兴雯, 刘乃安.通信中的扩展频谱技术.西安:西安电子科技大学, 1996.
声表面波 篇7
目前, 以SF6气体为灭弧介质的高压断路器在电力传输过程中的作用愈发重要。但是, 只有在SF6气体含水量达标时SF6断路器才能开断电流, 起到灭弧作用, 而当水分含量超标时, 不仅会引起断路器内部零部件化学腐蚀, 而且会影响设备的电气性能, 造成严重后果。因此, 对SF6气体中水分含量实施在线监测势在必行。
1 SF6气体中水分来源
对于运行中的SF6高压断路器, 无论如何严格控制, 仍无法避免设备内部有微量水分存在。经研究发现, 设备中微水来源主要有:
(1) 设备在制造、运输、安装、检修的过程中都可能接触到水分并将其浸入到设备元器件中。
(2) 当工作人员向电气设备充气或补气时, 一些水分也会进入断路器气室内。
(3) 设备内部有机绝缘材料会缓慢释放一定量的自身残留水分。
(4) 定期向灭弧室内充入的SF6新气有一定水分含量。
2 SF6气体水分含量指标和测试方法
为保证电力设备安全稳定的运行, GB/T8905《六氟化硫电气设备中气体管理和检测导则》规定, 电气设备中的SF6填充气体必须经过严格的质量检测后才可进行填充作业, 同时, 要对运行设备的SF6质量进行实时监测。
对于SF6气体绝缘开关中微水含量的监测, 我国电力行业中使用较多的是由电解法和露点法原理制成的微水测量仪器。为了提高设备的检测精度, 在不排放SF6气体的前提下, 实现对SF6气体湿度、温度和压力的在线监测, 有必要研究探索SF6气体在线综合监测装置。
3 在线监测系统基本原理及电路设计
3.1 在线监测系统基本原理
微水含量在线监测系统的总体框图如图1所示。其基本原理是:信号采集模块分别将采集到的温度、压力、湿度信号转变为模拟信号后, 经调理和A/D放大把信号提供给处理器;处理器对采集到的数据进行分析与处理, 滤除错误数据, 并实现数据远传通信;最后计算机对断路器的运行状况进行评估、显示结果, 并依此作出相应报警等动作。
3.2 温度、压力、湿度传感器的选择
针对断路器中SF6气体的微水含量在线监测系统主要以灭弧室中的温度、湿度和气压三个指标作为监测对象, 将传感器采集到的温度、湿度和气压数据通过软件算法进行预处理之后, 传输到上位机监测界面进行实时显示。从数据采集技术上讲, 温度、压力的检测比湿度要容易, 其测量手段要比湿度传感器成熟得多, 因此经综合考虑, 选择7NE/SF6-3000P作为温度测量工具。该传感器模块具有以下优点:信号输出长期稳定性高, 抗干扰性好, 精度高;内置温度传感器测量范围为-40~70℃, 满足测量要求, 同时自带的温度补偿设计提高了传感器的测量精度。考虑到SF6气体环境压力的特殊性, 该系统采用陶瓷压阻式压力传感器来获取灭弧气室中压力值。
由于SF6断路器中气体微水监测属于湿度检测中的低湿度测量, 因而对传感器的要求更苛刻, 而目前常用的低湿及露点检测方法大多结构复杂, 操作不便, 并且体积庞大、成本较高, 传感器动态特性也难以满足现代智能电网在线实时监测的要求。而该系统选用的基于Nafion/MWCNTs复合材料声表面波湿敏传感器恰能改善这些不足, 其基本原理是利用物理、化学或生物量的作用使SAW振荡器的频率发生变化, 从而对上述物理、化学、生物量进行检测, 测量的精度较高, 抗干扰能力也较强, 适合于数据的远距离传输, 且测量再现性也较好。该传感器具有很高的灵敏度, 可将其直接应用于低湿环境及露点的检测, 如图2所示。每天对器件在同一湿度条件下的输出频率进行监测, 一周内的数据结果与之前得到的频率波动范围相当, 其变化主要由器件本身噪声所引起。结合400kHz/RH以上的灵敏度及1.5的信噪比, 可知该传感器可以达到0.1%RH的检测精度, 并且可在气体允许湿度范围内进行全程检测。
3.3 声表面波传感器模块电路设计
声表面波传感器的检测输出量多为其谐振频率, 振荡电路大多选择声表面波器件作为选频元件, 用于产生反映被测量大小的频率信号输出。频率检测部分主要包括参考源、混频器、中频放大器、比较器等模块。检测系统以单片机作为控制核心, 用于对前端电路调理过的准数字脉冲信号进行采样计数, 同时系统还具有数据存储和管理功能。整个检测系统框图如图3所示, 其中振荡电路及模拟前端电路是整个系统设计的核心。
SAW振荡电路将两路高频信号混频后, 经低通滤波器滤除高频分量, 得到的信号频率在单片机检测范围内, 再对信号进行中频放大以提升其信噪比, 方便下级电路处理。滤波放大后的信号仍为正弦信号, 单片机不能直接检测, 需要对其进行整形处理, 然后用异步计数器对整形后的信号分频, 最后由单片机对分频后的低频分量进行捕获、测频, 并对测量结果进行分析。
4 结果修正
SF6气体温度受检测环境温度影响较大, 为了保证检测结果的可靠性和准确性, 可以采用同一温度状态下测量的方法, 把20℃时的温度修正值作为灭弧室中气体湿度变化情况的参考分析依据。这一修正方法被称为归一化修正计算方法, 其可行性在长期的实践应用中得到验证, 修正计算式为:
式中, K20为20℃时微水体积比, μL/L;H1为水分含量的测量真实值 (实时湿度计算值KS) ;P3为测量时SF6气体压力值;P4为经过修正公式换算到20℃时的气体压力值;PS为实时温度下的测量饱和水气压;P2S为20℃时饱和水气压。
用水分含量的计算值KS替换测量真实值H1, 带入式 (1) 可得:
式 (2) 简化为:
在20℃、23℃时, SF6气体饱和水气压所对应数值分别为2 338.54、2 8l0.06Pa, 即P2S=2 338.54Pa, P2=2 810.06Pa, 代人式 (3) 有:
其中P4的数值可由压力传感器测量结果得到。软件修正程序框图如图4所示。
当待测SF6气体经过系统检测后, 即可获得实时的温度、湿度、压力值, 将所测湿度值经上述公式换算即可得出20℃状态下的湿度值K20。利用软件对计算结果进行修正可以进一步提高测量的精度。
系统对某换流站的一台110kV高压断路器进行实时监测的部分数据见表1, 虽然检测系统仍存在一定的测量误差, 但最大测量误差均能满足测量准确度的要求。
5 结束语
SF6断路器气体湿度监测系统利用温度、湿度、压力传感器提取特征量, 经中央处理器运算与处理, 实现对SF6气体湿度含量的在线监测, 提高了测量的精度, 便于随时掌握SF6气体含水量的变化并实时报警, 在一定程度上提升了设备的安全运行水平。
参考文献
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