压电式加速度计

压电式加速度计（通用7篇）

压电式加速度计 篇1

加速度传感器是用于倾斜角、惯性力、冲击力及振动等参数的测量并将运动或重力转换为电信号的一种传感器。压电加速度传感器是一种以某些受力晶体在其表面产生电荷的压电效应为转换原理的典型的自发式传感器, 优点是高灵敏度、高信噪比、重量轻、结构简单、工作可靠等等, 广泛应用在加速度测量方面。

1 传感器信号采集系统原理简述

压电式传感器的基础是电介质的压电效应, 这些物质表面上会产生电荷, 原因是在沿一定方向受到压力或拉力作用而发生变形;反之, 若它们不受力又回到不带电的状态, 这就是所谓的压电效应。它是典型的发电传感器, 又叫有源传感器。石英晶体是最常用的电介质材料, 此外还有钦酸钡、错钦酸铅等多晶体也作为压电材料得到应用, 因为它们具有良好的压电效应。这种传感器的灵敏度与压电材料的压电系数和质量块的质量有关成正比关系。压电系数越大, 传感器的灵敏度越高, 在通常情况下我们主要采用压电陶瓷为敏感元件。压电式加速度传感器包括质量块、压电元件和支座。其中把支座与待测物固定在一起, 它们之间是刚性连接。当待测物有位移时, 支座与待测物以相同的方式运动, 压电元件受到惯性力的作用, 它与质量块的与加速度相反方向, 晶体的两个表面形成了交变电压。当传感器的固有共振频率大大高于振动频率时, 传感器的输出电荷 (也就是电压) 与作用力的关系为正比。我们可通过检测电路检测放大的电信号从而得到物体的加速度。

2 信号采集系统总体设计方案

我们对数据采样过程采集时域信号而计算机只能处理数字信号, 故需要将用调理器和转换器来进行信号的转变。具体转换过程:压电加速度传感器输出的是信号非常小的电荷信号, 这种信号需要经过信号调理电路 (我们选择为电荷放大器) 对其进行放大且滤波处理, 实现电荷信号和电压信号的转换, 并过滤掉干扰信号, 因为计算机只能处理数字信号所以经由A/D转换器转换成数字信号。再经过相关过程 (例如单片机和通讯电路) 送及上位机, 最后由Lab VIEW软件读取、转换和显示信号。

3 信号采集系统详细设计

3.1 信号调理电路

由于压电加速度传感器内阻大、信号弱, 这就要求前置放大滤波电路完成三项内容:一是完成传感器的高阻抗输出和低阻抗输出之间的转换;二是放大传感器的微弱信号;三是过滤噪声信号。由于压电加速度传感器输出信号弱的特点, 本文采用TI公司的TL081运放芯片作为信号调理电路, 这种芯片取代了分离元件, 并具有体积小、功耗小和寄生因素小等优点, 另外抗干扰性也很好。以下为电路的主要组成部分。

(1) 电荷转换部分。这部分实现电荷信号和电压信号的转换, 同时也是整个电荷放大器的最主要的部件。它的组成部分包括运算放大器和反馈网络。本文采用的运算放大器是高阻运算放大器, 它集成了高阻输入级而TI公司的TL081芯片完全能够满足其设计的理论要求, 因为它有1012Q的输入阻抗, 3MHz的带宽, 增益为10的开环以及内部调零电路。设计要求精度保证在0.5%以下, 因此电荷转换部分的反馈电容凡采用精密聚苯乙烯, 因为它有稳定性及绝缘电阻高的优点。其阻值的大小可以根据要求而进行选择, 并选较小的反馈电容以保证电路的增益, 但是也不能太小以免给电路调试和使用产生影响。综合考虑, 压电加速度传感器的反馈电容q极限值为10000PF。

(2) 适调放大部分。这部分通过不同的灵敏度的传感器去测量相同的输出, 并记录相关的图形和数据, 但是前提是被测非电量 (加速度或压力) 是一定的。

(3) 低通滤波部分。压电加速度传感器的幅频的高频段有个共振峰, 这个共振峰值能够引起对输入信号产生失真和干扰的高频噪声。为了弥补传感器的这个缺陷需在放大器中采用低通滤波器, 另外, 在某些振动测试中能够产生对低频测试产生影响的高频频带, 这些高频带有时远远高于实际的需要。因此为了让低频交流分量通过就在系统中采用了低通滤波器以衰减无用的高频分量来满足我们的需要。

(4) 输出放大部分。这部分电路由高通滤波和同相电压放大两部分组成。因为在电荷转换部分, 当R不变时, 在切换增益档时, 电路直流放大倍数的变化与输出零点跳动有很大的关系, 为了去掉直流部分以减少直流漂移影响, 所以通常在低通滤波器后面又加了一个高通滤波器, 一阶RC电路和运算放大器共同组成了本设计的高通滤波器。

3.2 A/D转换电路

在本采集系统采用的是一个有2K字节可编程EPROM的GMS97C2051, 它是由LG半导体公司生产的高性能的微控制器。

它是A/D转换器中广泛使用的器件, 主要应用于仪器仪表、设备等检测与控制装置中。随着科学技术的发展, 转换器不断朝高精度、低功耗、低成本方向推进, 随之也产生了可靠性更高的微机控制系统的电路。计算机数据采集系统中广泛采用了低成本的逐次逼近式A/D转换芯片, 这种芯片具有速度快, 分辨率高等优点。逐次逼近式A/D转换器转换是通过逐次逼近的原理进行工作的, 即把输入电压Vi和一组量化电压进行比较, 量化电压是通过分层得到的, 比较的最终目的是使两者的差别小于某一误差范围因此需要从最大的量化电压开始, 按照由粗到细的顺序逐次进行, 相应的位是1还是0是有比较的结果确定的。这样不断比较, 不断逼近, 直到达到要求即完成了一次转换。

TL公司生产的TLC0831是一种通过使用开关电容逐次逼近技术实现A/D转换过程的8位串行模数转换器。TLC0831有一个配置为标准移位寄存器或微处理器接口的输入通道。串行输入结构具有节省51系列单片机1/0资源, 价格适中, 分辨率较高等优点, 广泛应用于仪器仪表中。TLC0831有三个控制输入端, 分别为CS (片选) 、输入/输出时钟 (CLK) 以及串行数据输出端 (D0) 。为了获得满比例尺转换和最高的转换分辨率使REF端输入等于最大模拟信号输入。一般REF端设为等于VCC。

4 结语

本文主要对压电式传感器信号采集系统进行研究, 并对该系统的设计原理, 设计方案和硬件系统模块进行分析。实践证明, 该信号采集系统能够在实际的应用中发挥作用。

参考文献

[1]孟立凡, 郑宾主.传感器原理及技术[M].国防工业出版社, 2005, 5.

[2]徐科军.传感器与检测技术[M].电子工业出版社, 2004, 4.

[3]徐甲强, 张全法, 等.传感器技术[M].哈尔滨工业大学出版社, 2004, 5.

[4]张金铎, 金欢阳, 等.传感器及其应用[M].西安电子科技大学出版社, 2002, 1.

压电式加速度计 篇2

在此次桥梁监测中采用YD系列传感器。其频带宽度从几赫兹到几千赫兹,测量范围从10-6～103g,使用温度可达400oC以上,测量输出电荷信号,然后再转化为频率,可以适应比较复杂的外部环境,对环境的抗干扰能力强。

1 监测系统的组成

1.1 传感器的布置

选取桥长180m的悬索桥作为实例,此桥地处我国西南山区,地理环境恶劣,受气候影响比较大。我们根据桥的受力特性和桥梁常规监测方法得出传感器的安装位置图,如图1所示。

与此套传感器相配套的测试系统组成如图2所示,每个截面布置两个传感器,分别装在两边。

1.2 传感器测试系统的组成

典型的振动测试系统由压电式加速度计、电荷放大器、动态信号分析仪组成,如图2所示。被测对象的振动加速度信号经传感器拾振,由传感器电缆将加速度信号送入该系统电荷放大器,电荷放大器将信号转换为电压信号并放大,通过数据采集测试仪采样,便实现了对信号的采集。采集得到的信号可以通过计算机实时显示、分析和处理,也可以保存以便二次处理。

与整个传感器布置相关的系统组成我们可以给出网络图3:

2 加速度系统组成的性质

2.1 压电式传感器

测试系统中,压电式加速度计的作用是把振动量转换成相应的电信号。

为准确地进行测量,对加速度计有如下的基本要求:

(1)具有较宽的动态范围,即对非常低和非常高的振动都能精确地响应;

(2)具有较宽的频率响应范围;

(3)在其频率响应范围内具有良好的线性度;

(4)对环境干扰具有最低的灵敏度;

(5)结构坚固,工作可靠,能够长时间保持稳定的特性。

在使用加速度计时,应特别注意灵敏度性能指标。灵敏度是指在一定机械量作用下,传感器输出的电荷(电压) 数。灵敏度有两种表现方式:电荷灵敏度和电压灵敏度。由于系统加速度计是与电荷放大器连接使用,因此选用电荷灵敏度。加速度计可直接安装在试件表面上,也可用安装块。无论采用何种方式安装,都应保证传感器的敏感轴向与受力方向的一致性。另外,为保证最佳的机械接触面,安装接触面要求有高平行度、平直度和低粗糙度。如果被测物表面形状复杂,需同时测量多方向的加速度或为避免试件补加工等场合,则需借助安装块进行安装。实际测试时,为了防止电缆相对运动产生摩擦而引起的“电效应”,除需选用低噪声电缆,还应把电缆牢固地固定在试件上。

2.2 电荷放大器

压电加速度计产生的电荷量很小,输出阻抗很高。因此,与它相连的仪器输入阻抗的大小将对测量系统的性能产生重大影响。高输入阻抗的前置放大器就是以此为目的而设置的。压电加速度计与电荷放大器相连后的等效电路如图5所示。其中,q为传感器产生的电荷;A为电荷放大器开环放大倍数;Ra为传感器内部电阻;Ri为电荷放大器的输入电阻;Ca为传感器内部固有电容;Cc为连接电缆的分布电容;Ci为放大器的等效电容;Cf为电荷转换级的反馈电容;Ui与UO分别为电荷放大器的输入与输出电压。

由运算放大器基本特性,可将等效电路图简化并得出电荷放大器的输出电压为:

UO=-AqCa+Cc+Ci+(1+A)Cf (1)

通常A=104～106,因此,当满足(1+A)Cf>>Ca+Cc+Ci时,式(1)可表示为:

UO≈-qCf=-SqCfa (2)

式中:Sq为传感器的电荷灵敏度;a为传感器的输入加速度。

由式(2)看出,电荷放大器的输出电压基本上由传感器电荷灵敏度和反馈电容的大小来确定,而传感器的内部电容和连接电缆的分布电容及放大器的输入电容对输出电压的影响较小。可见,电荷放大器实际上是具有负反馈电容、输入阻抗极高的高增益运算放大器。它将压电加速度计看成电荷源,并输出与之成正比的低输入阻抗的电信号。其作用是:变压电加速度计的高输出阻抗为前置放大器的低输出阻抗,以便同测量仪相匹配;放大从传感器输出的微弱信号,或者把它的电荷变成电压信号;输出电压归一化。即它与不同灵敏度的传感器相配合时,在相同的信号输入下,达到相同的输出电压。

2.3 动态数据采集测试仪

动态数据采集测试仪是振动测试系统最重要的一环。其实质是一种带通讯接口和程序控制的多功能智能仪表,具有内置调理功能,可直接对加速度信号进行测量,也可以通过相应的控制模块对外控制输出。通过其自带的RS-232、RS-485/422、GPIB或Ethernet等通讯接口,动态数据采集测试仪能与加速度传感器、前置处理器、计算机等设备组成适用于各种领域的振动测量数据测试分析系统。目前,市场上能与加速度计匹配的数据采集仪型号繁多,性能稳定。但对数据采集仪有如下基本要求:具有标准总线体系结构,电路设计和结构设计的稳定性好;操作简单,使用方便,具有很好的可靠性及可维护性;具备多通道并行数据采集的功能;具备一机多用,能实现信号采集、数据存储、分析处理等多功能;具备强大的数据处理能力和数据输出能力(存盘、通讯、打印、修改曲线等);具备灵活的组合和扩展功能。

3 加速度传感器测试信号的分析

3.1 加速度测试测试桥梁振动信号的分析

在桥梁每个监测截面上有两个监测点,每个通道上面连接一个截面即接通两个传感器,传感器可测试三向的加速度值,测出桥梁在桥宽方向、竖向和沿桥向的振动频率。但在大多数的桥梁检测中尤其是桁架桥结构的体系中其中沿桥宽方向的加速度振动频率可忽略不计(其影响甚微),为此我们测出了在沿竖向和桥长方向的振动频率。图6是两个方向上的振动频率变化图,最左边的是沿桥向的,右边的是竖向的,中间的是桥梁的自振频率。

为保证低频采样条件下信号不发生混叠,对响应信号在数采前设置了20Hz的电低通滤波。从图7时域的特征上看,以上这一系列技术环节较好地保证了两路信号不同域分辨特性的要求。图7是敲击力信号与响应信号时域波形图。

3.2 加速度振动信号对桥梁的影响

由上面对加速度传感器振动频率的分析,当车辆驶过桥梁时,对桥梁产生的振动频率如果接近桥梁自振频率的时候,桥梁会产生较大的振幅,会对桥梁的耐久性产生很大的影响。在大跨度桥梁中,由于跨径大,在桥的中间位置产生的振动比较明显,其最容易达到桥梁的自振频率,也即在中间位置对桥梁的影响最大,发生疲劳断裂的可能性大,为此应该做好在此截面上的信号监测。

4 结束语

由于压电式传感器在测量振动频率中的稳定性、灵敏性等优点,结合已做的对某桥梁健康监测的实例 ,对压电式传感器应用到桥梁振动监测中进行了简单的论述,对压电式传感器应用到桥梁上的整体结构作了介绍,并对其信号频率进行了分析,为尽量避免桥梁振动频率与自振频率接近、对桥梁危险性进行预警提供了依据。

参考文献

[1]李晓莹.传感器与测试技术[M].北京:高等教育出版社,2004.

[2]铁运函[2004]120,铁路桥梁检定规范[S].

[3]陆兆峰,曹源文,秦旻.压电式加速度计在工程测振中的应用分析[J].重庆交通大学学报,2008(4):643-646.

压电式传感器频率补偿电路设计 篇3

本设计旨在通过模拟电路, 使压电传感器获得较为理想的频率补偿, 使其在?3d B高频截止频率为100k Hz, 频率0~70k Hz范围内的电压增益A (f) 的波动在±10%以内。

1 设计指标

1.1 模拟压电传感器电路

输入信号为200Hz、峰值为10V时, 模拟压电传感器输出信号没有明显失真;以200Hz为基准输入信号的-3d B高频截止频率为4.5 k Hz±0.5k Hz。

1.2 压电传感器频率补偿电路

频率为200Hz时的电压增益A (200Hz) =|Vo/Vs|=1±0.05;以电压增益A (200Hz) 为基准, 将A (f) =|Vo/Vs|的-3d B高频截止频率扩展到大于100k Hz;以电压增益A (200Hz) 为基准, 频率0~70k Hz范围内的电压增益A (f) 的波动在±5%以内;将输入信号接地, 输出信号的噪声均方根电压Vn≤10m V。

2 设计方案

电路主要由模拟模块和补偿模块组成。模拟模块主要是指信号发生器/接地产生的信号作为被测量的信号, 经过运模拟电路后的输出信号与压电传感器具有一样频率特性。

模拟电路单指在实际调试和测试时信号经过的某一电路, 输出信号与经过压电传感器有相同频率响应特性, 这一电路就是本文中的模拟电路。

补偿模块主要由放大电路和滤波电路组成, 就是一个针对模拟电路的校正网络电路。这个电路是根据模拟电路的传递函数计算而得到的, 对信号具有校正作用。本文中的频率补偿电路实际上就是对信号的频率展宽。其中放大电路的增益, 就是模拟电路的衰减倍数, 主要是放大被衰减的信号;滤波电路主要根据设计要求中的-3d B高频截止频率得到上限截止频率, 主要是为了防止信号经过放大电路后在高频率时产生自激震荡。电路总框图如见图1所示。

2.1 模拟电路设计

压电加速度传感器本身的内阻抗很高, 而输出能量较小, 从而产生的有用信号也十分微弱, 因此一般在其测量电路前需要接入1个高输入阻抗的前置放大器。加速度计使用的上限频率取决于幅频曲线中的共振频率。压电加速度传感器的-3d B高频截止频率大概在4-5k Hz之间, 可以把压电加速度传感器看作一个特殊的低通滤波器。同时由于压电传感器本身的内阻抗很高, 因此模拟的压电传感器的输入阻抗要很大。由此设计了如图2所示的模拟压电加速度传感器特性的电路模块中的运放电路, 具体电路图如下所示:本系统设计选用TI的OPA2134PA芯片作为模拟电路的运放芯片。

2.2 补偿模块设计

采用有源滤波低通运放串联构成频率补偿电路, 实现频率补偿电路的功能。通过在每一级运放前加一个衰减网络, 避免输出产生自激震荡。在理论计算电路具体参数时, 计算公式简单, 电路板的制作简单, 频率补偿较为理想。

滤波电路主要是指低通滤波器, 其主要作用是为了防止信号经过放大电路后, 在高频段产生自激震荡。为使滤波器在通频带内具有最大平坦的幅频特性, 选用二阶择巴特沃斯滤波器, 设置其增益为1, 具体电路图如图4所示。

电路中具体的参数R4=R9=800Ω, C3=C8=1n F, 其上限截止频率为120KHz。

2.3防止高频自激和去噪声

2.3.1防止自激的方法

通过对负反馈放大电路稳定性的分析可知, 电路产生了自激振荡时, 如果采取某种方法能够改变AF的频率特性, 使之根本不存在f0, 或者即使存在f0, 但f0>fc, 那么自激振荡必然被消除。消除自激震荡采用超前补偿的方法, 将超前补偿电容加在反馈回路, 若RC取值得当, 这样不仅可以消除自激振荡, 而且频带大大变宽, 符合要求。

2.3.2 PCB设计时降低噪声方法

在印制板制作模拟电路的印刷板时, 由于使用的电容只有4.7pf, 因此尽量使用大于90°的折线布线以减小导线与地、导线与导线之间的电容。印制板按有源和无源特性分区, 有源元件之间的距离要远一些。同时印刷板的接地线和电源线应该粗一些。有用信号传输的线不要与接电源的线平行。信号线尽量不要形成环路, 最好是由左到右的一条直线。每个集成运放芯片的电源都要有去耦电容。元器件与导线的焊点尽量不要有尖锐的突起, 要圆滑。

3 电路调试与测试

简单来讲, 本电路就是由一个运算放大器组成的模拟电路和四个运算放大器组成的补偿电路串联构成。由于本电路使用模拟电路代替了压电传感器, 在实际信号传输过程时, 它们的幅频特性并非完全一致, 所以有必要测试模拟电路的幅频特性。

制作的模拟电路在200Hz时, 输出电压Vb无失真, 增益为1。模拟电路输出电压Vb的-3d B高频截止频率在4.1k Hz~4.3k Hz之间, 满足设计要求。由实测数据可知, 信号在200Hz之后就开始衰减, -3d B高频截止频率约为4.2k Hz。电压增益A (200Hz) 为1时, A (f) 的-3d B高频截止频率在97k-98KHz之间;同时电路在频率0~70KHz范围内输出电压的最大误差是在20k时, 误差为0.3V, 电压增益A (f) 的相对误差为3%, 满足设计要求。

补偿电路的-3d B高频截止频率约为100k Hz, 具有很好的稳定性和频率特性。将输入端接地, 测得输出信号Vo的噪声峰峰值为50m V, 经计算可得噪声均方根Vn为8.3m V, 满足设计要求。

4 结束语

本文简单论述了压电传感器的工作原理, 并根据其频率特性设计了模拟电路和与之相对应的频率补偿电路。该电路主要由模拟电路和补偿电路构成, 实现了对压电传感器的频率特性模拟和频率补偿。它将模拟电路的3d B高频截止频率由4.5k Hz扩展为97KHz, 并且保证其在频率0~70k Hz范围内的电压增益A (f) 的波动为10%之内, 说明电路有很好的稳定性。除此以外, 电路为低噪声设计, 输出信号的噪声均方根电压仅为8.3m V。

摘要：文章介绍了一种压电传感器频率补偿电路, 本电路主要由模拟压电传感器电路与其频率补偿电路组成。模拟压电传感器电路以双运放OPA2134PA芯片为核心, 主要模拟压电传感器的频率特性;频率补偿电路以单运放THS4001芯片为核心, 能够实现对模拟压电传感器电路的频率补偿。本电路为低噪声设计, 噪声均方根电压Vn为8mV, 保证了电路基本无噪声的干扰, 该电路-3dB高频截止频率为100kHz, 频率0-70kHz范围内的电压增益A (f) 的波动在±10%以内。

关键词：压电传感器,频率补偿,自激震荡

参考文献

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[4]徐科军.传感器与检测技术[M].北京:电子工业出版社, 2009.

压电式加速度计 篇4

自20世纪80年代具有实用价值的超声电机被研制成功后, 超声电机得到了迅速的发展, 目前已经在如数码相机等民用领域得到了广泛的应用。但是, 现有经典的贴片式行波超声电机的专利大多掌握在日本以及西方国家手中, 而且从此类超声电机的出力等指标看, 其发展在我国并不具有市场和技术优势。超声电机的固有优点使其在机器人关节驱动以及航空航天领域具有巨大的潜在应用价值, 但现有行波超声电机其构型特点和输出能力都无法满足上述领域的需求, 因此, 研制具有强力输出特性和高工作稳定性的超声电机就成为了该领域的一个关键问题。著者的课题组研制的多种超声电机已经达到实际应用水平, 这是一个重大的突破。其中, 弯振复合模态双足直线超声电机已经在中国科学院上海技术物理研究所得到了初步的应用, 将用于某特种型号通信卫星上对地瞄准机构的伺服驱动中。

该书是著者科研团队20多年科研成果的凝练, 系统而全面地阐述了该课题组近年来在大力矩/推力的夹心式超声电机领域的学术思想和研究成果, 同时将相关基本概念和基本原理的介绍融入其中, 对读者理解相关超声电机的致动原理提供了很好的指导作用。

该书第1章系统地叙述了超声电机的工作原理、起源、特点和分类, 介绍了国内外研究现状和应用现状, 分析了目前研究的主要方向和发展趋势;第2章简要地介绍了四种基本振动模态的振型特点, 阐述了压电材料的基本概念和基本原理, 详细地分析了四种基本振动模态的激励方式和应用;第3章阐述了作者在换能器激励式圆筒型行波超声电机领域所取得的创新成果, 提出了四种采用压电金属复合梁纵振或弯振激励圆筒径向弯振的模态组合方式, 并介绍了他们所研制的三种新型的超声电机, 揭示了该类电机中广泛存在的波形畸变问题;第4章在揭示了压电金属复合梁纵振复合致动原理的基础上, 提出并研制了三种直线超声电机和一直旋转超声电机, 分析了电机中存在的振动能量闲置问题, 并提出了通过封闭构型来避免振动能量闲置的设计思想;第5章在分析了压电金属复合梁纵弯复合致动原理的基础上, 提出并研制了两种纵弯复合直线超声电机和一种两自由度平面电机, 建立了驱动质点运动轨迹图谱;第6章在揭示了压电金属复合梁弯振复合致动原理的基础上, 提出并研制了三种弯弯复合超声电机, 详细地分析了驱动足处质点的三维椭圆振动, 该类超声电机具有十分广泛的应用前景;第7章提出了一种压电陶瓷内嵌的构型设计思想, 并分别基于圆环轴向和径向弯曲振动模态研制了行波超声电机。

该书主要针对夹心换能器激励式圆筒型行波超声电机、纵振复合模态压电金属复合梁式超声电机、纵弯复合模态压电金属复合梁式超声电机、弯振复合模态压电金属复合梁式超声电机、压电陶瓷内嵌式环形行波超声电机五大类超声电机的创新点和重要成果进行了阐述。每一类电机的阐述均是从最为基础的模态组合以及致动原理分析出发, 进而提出具备实用价值的超声电机新构型。提出了四种采用压电金属复合梁纵振/弯振激励圆筒径向弯振的模态组合方案、提出并分析了换能器激励式圆筒行波电机中所存在的换能器耦生弯振以及定子波形畸变问题、提出了纵振复合模态超声电机中普遍存在的振动能量闲置和浪费问题、提出通过封闭构型实现多足致动的设计思想、提出弯振复合的致动方案以及压电陶瓷内嵌的设计思想等。这些学术成果和思想使得本书具有国际先进水平, 赋予了本书非常重要的学术价值。该书的出版对推动超声电机相关技术在我国的发展和应用具有十分积极的意义。

摘要：本文从《纵弯模态压电金属复合梁式超声电机》评介的角度, 谈谈特种压电驱动器技术的新进展。

压电式加速度计 篇5

压电发电是利用压电陶瓷的正压电效应来实现机械能向电能的转换, 压电发电装置通过压电材料收集环境振动的能量然后将其转换成可以替代电池为微电子产品 (如传感网络节点) 供电的电能。与传统的电磁发电方法相比, 压电发电装置具有结构简单、体积小、无污染、成本低、能量密度大等优点, 已经引起了人们的广泛关注, 并成为MEMS研究领域中的一个热点[1,2,3,4]。压电发电按激励方式可分为惯性自由振动式、冲击自由振动式和强制振动式3种[5,6,7]。惯性自由振动式发电机是在悬臂梁压电换能器的自由端附加集中质量块, 二者构成弹簧质量系统, 该发电方式的发电能力较弱, 但具有较长的振动持续时间, 可以用来吸收环境振动能, 提供持续的电能供应, 目前已在扬声器、公路隧道视线导航标识上得到应用。冲击自由振动式发电机利用自由振动金属球撞击压电振子, 使之产生弯曲振动, 该发电方式能够产生瞬间的大电流, 在压电打火机上用得较多。强制振动式发电机则通过施加外力迫使压电换能器的振子产生变形来获得能量, 已在压电发光扇和压电发光显示装置上得到应用。目前, 关于惯性自由振动式压电发电的研究比较多[8,9,10,11], 但这种装置产生的电能相对较小, 不能直接为大部分电路提供驱动能量。

笔者利用压电叠堆研制了一种强制振动式发电装置, 与惯性自由振动式发电装置相比, 叠堆式发电装置具有较高的机电转换率和能量转换密度, 在集成器件中应用比较多。为有效预测发电装置的性能, 本文利用压电振动理论和杆的波动理论建立了该装置的机电耦合分析模型, 并分析了压电叠堆结构尺寸、激振信号频率和幅值, 以及惯性质量等对该发电装置发电性能的影响。研究结果可为叠堆式发电装置结构的优化设计提供理论依据。

1 压电叠堆式发电装置结构

压电叠堆式发电装置的结构如图1所示, 它是典型的强制振动式发电装置, 整个装置由压电叠堆、激振杆、球铰、预压弹簧、力传感器、调节螺母和连接杆等构成。

激振杆将外部激振力F传递给压电叠堆, 使其受力变形后产生电荷输出, 实现机电能量转换;球铰用来连接压电叠堆和输出杆, 并阻隔输出杆可能传入的弯曲载荷, 防止压电叠堆损坏;力传感器用来检测压电叠堆的受力大小;调节螺母用于调节压电叠堆的预压力大小;连接杆将发电装置安装固定在基座上, 它不向压电叠堆传递外力, 只起连接固定作用。

压电叠堆由255片尺寸为ϕ16mm×10mm、厚度为0.188mm的压电陶瓷圆环按电学并联和机械串联方式黏结而成, 其极化方向两两相对, 且在压电叠堆的末端有一压电力传感器, 用于感应外界环境振动的变化。压电叠堆外用环氧树脂作为绝缘保护层, 整个压电叠堆的总长度为50mm。

2 发电装置的机电耦合模型

2.1模型假设

(1) 各压电陶瓷片之间是理想黏结的, 黏结层的能量损耗可以忽略。

(2) 忽略压电叠堆漏电电流的影响。

(3) 压电叠堆受到恒定预压力F0作用产生的电荷由于受到叠堆内部电场的束缚, 无法形成电流, 即

${\rm I}{}_0=\frac{\text{d}Q{}_0}{\text{d}t}=\frac{\text{d}(nd{}_{33}F{}_0)}{\text{d}t}=0$ (1)

式中, n为压电片数;d33为压电常数。

因此, 预压力不能使压电叠堆产生电能输出, 可以忽略预压力对发电装置的影响。

(4) 连接杆只起固定发电装置的作用, 不向压电叠堆传递外力, 即压电叠堆左端固定, 不产生位移和变形。

2.2机电耦合模型

根据模型假设和图1所示结构, 可将发电装置等效为由压电叠堆和弹簧、质量、系统阻尼组成的机电耦合系统, 如图2所示。图中, V (t) 、I (t) 为压电叠堆产生的电压和电流;m、c、K分别为激励杆质量、系统阻尼、预压弹簧刚度;Zm为机械结构的等效阻抗;Fm为激振力幅值;ω为激振力角频率;uz为压电叠堆的轴向振动位移。压电片厚度为tp;压电叠堆总长度为l。

由于压电叠堆的极化方向 (压电叠堆轴向) 沿x轴方向, 因此, 压电方程可以简化为

S3=SE33T3+d33E3 (2)

D3=d33T3+ε33E3 (3)

式中, E3、D3分别为轴向电场强度和电位移;S3、T3分别为轴向应变和应力;SE33为恒定电场下的弹性柔性系数;ε33为自由状态下的介电常数。

由压电振动理论和一维波动方程可以得到压电叠堆的轴向振动方程[12,13,14]:

$\frac{\partial {}^{2}u{}_{\text{z}}(x,t)}{\partial t{}^2}=\frac{1}{\rho S{}_{33}^{\text{E}}}\frac{\partial {}^{2}u{}_{\text{z}}(x,t)}{\partial x{}^2}$ (4)

式中, ρ为压电堆等效质量密度;uz (x, t) 为轴向位移, 即图2中的uz。

解式 (4) 得

uz (x, t) = (Acoskx+Bsinkx) ejω t (5)

$k=\omega \sqrt{\rho S{}_{33}^{\text{E}}}$

式中, A、B为待定常数。

压电叠堆边界条件为

uz (x, t) |x=0=0 (6)

${\rm T}{}_3(x,t)|{}_{x=l}=\frac{F-{\rm Z}{}_{\text{m}}\dot{u}{}_{\text{z}}(l,t)}{S}$ (7)

${\rm Z}{}_{\text{m}}=c+\text{j}m(\omega {}^2-\omega {}_{\text{n}}^2)/\omega \omega {}_{\text{n}}=\sqrt{{\rm K}/m}$

c=2m ξ ωn

式中, ωn为弹簧质量系统的固有频率;S为压电堆横截面面积;ξ为阻尼系数。

由式 (6) 得A=0, 则式 (5) 可以简化为

uz (x, t) =Bsinkxej ω t (8)

由式 (2) 得

${\rm T}{}_3=\frac{S{}_3-d{}_{33}E{}_3}{S{}_{33}^{\text{E}}}$ (9)

因压电叠堆没有外加激励电压, 则E3=0, 即

${\rm T}{}_3=\frac{S{}_3}{S{}_{33}^{\text{E}}}$ (10)

由式 (8) 可得压电叠堆的轴向应变和振动速度分别为

$S{}_3(x,t)=\frac{\partial u{}_{\text{z}}(x,t)}{\partial x}=Bk\cos kx\text{e}{}^{\text{j}\omega t}$ (11)

$\dot{u}{}_{\text{z}}(x,t)=\frac{\text{d}u{}_{\text{z}}(x,t)}{\text{d}t}=B\text{j}\omega \sin kx\text{e}{}^{\text{j}\omega t}$ (12)

联立式 (7) 、式 (10) 、式 (11) 和式 (12) 得

$B=\frac{F{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}}{Sk\text{c}\text{o}\text{s}kl+{\rm Z}{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}\text{j}\omega \cos kl}$ (13)

则压电叠堆的轴向振动方程、轴向应变和应力表达式分别为

$u{}_{\text{z}}(x,t)=\frac{F{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}}{Sk\text{c}\text{o}\text{s}kl+{\rm Z}{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}\text{j}\omega \sin kl}\sin kx\text{e}{}^{\text{j}\omega t}$ (14)

$S{}_3(x,t)=\frac{\partial u{}_{\text{z}}(x,t)}{\partial x}=\frac{F{}_{\text{m}}kS{}_{33}^{\text{E}}}{Sk\text{c}\text{o}\text{s}kl+{\rm Z}{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}\text{j}\omega \sin kl}\cos kx\text{e}{}^{\text{j}\omega t}$ (15)

${\rm T}{}_3(x,t)=\frac{S{}_3(x,t)}{S{}_{33}^{\text{E}}}=\frac{F{}_{\text{m}}k}{Sk\text{c}\text{o}\text{s}kl+{\rm Z}{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}\text{j}\omega \sin kl}\cos kx\text{e}{}^{\text{j}\omega t}$ (16)

将式 (16) 代入式 (3) 得到压电叠堆的电位移:

$\begin{array}{l}D{}_3(x,t)={\rm T}{}_3(x,t)d{}_{33}=\\ \frac{d{}_{33}F{}_{\text{m}}k}{Sk\text{c}\text{o}\text{s}kl+{\rm Z}{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}\text{j}\omega \sin kl}\cos kx\text{e}{}^{\text{j}\omega t}(17)\end{array}$

根据模型假设, 由于忽略黏结层的能量损耗, 则压电叠堆产生的电荷量为

$\begin{array}{l}Q(t)={\displaystyle {\int }_0^{l}S}D{}_3(x,t)\text{d}x=\\ \frac{d{}_{33}F{}_{\text{m}}S}{Sk\text{c}\text{o}\text{s}kl+{\rm Z}{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}\text{j}\omega \sin kl}\sin kl\text{e}{}^{\text{j}\omega t}(18)\end{array}$

由此产生的电流为

${\rm I}(t)=\frac{\text{d}Q(t)}{\text{d}t}=\frac{Sd{}_{33}F{}_{\text{m}}\text{j}\omega }{Sk\text{c}\text{o}\text{s}kl+{\rm Z}{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}\text{j}\omega \sin kl}\sin kl\text{e}{}^{\text{j}\omega t}$ (19)

由于压电叠堆是由n=255片厚度为tp的压电片通过机械上串联、电学上并联构成的, 则压电叠堆的等效电容

Cp=n ε0εpS/tp (20)

式中, ε0为真空介电常数;εp为压电陶瓷相对介电常数。

由式 (18) 和式 (20) 可得压电叠堆的输出电压

$\begin{array}{l}V(t)=\frac{Q(t)}{C{}_{\text{p}}}=\frac{Q(t)t{}_{\text{p}}}{n\epsilon {}_0\epsilon {}_{\text{p}}S}=\\ \frac{Sd{}_{33}F{}_{\text{m}}t{}_{\text{p}}}{n\epsilon {}_0\epsilon {}_{\text{p}}S(Sk\text{c}\text{o}\text{s}kl+{\rm Z}{}_{\text{m}}S{}_{33}^{\text{E}}\text{j}\omega \sin kl)}\sin kl\text{e}{}^{\text{j}\omega t}(21)\end{array}$

由式 (19) 和式 (21) 可见发电装置的输出电压、电流与叠堆长度l、截面面积S、激振力幅值Fm、激振力角频率ω、压电常数d33、弹性柔性系数SE33、激励杆质量m和系统阻尼系数ξ等有密切关系。

2.3阻抗匹配与机电转换效率

为使发电装置最大效率地为负载供电, 需对发电装置进行阻抗匹配。当发电装置外接负载时, 可将图2压电叠堆等效成图3所示电路。图中虚线部分表示压电叠堆, 它可用恒流源I和等效电容Cp并联表示, Z为外接负载阻抗, V为压电叠堆输出电压, IZ为流经负载的电流。I、Cp、V可分别由式 (19) 、式 (20) 和式 (21) 确定。则负载的输出功率为

${\rm P}{}_{{\rm Z}}=\frac{1}{2}{\rm Z}{\rm I}{}_{{\rm Z}}^2=\frac{1}{2}{\rm Z}(\frac{{\rm Z}{}_{\text{c}\text{p}}{\rm I}}{{\rm Z}+{\rm Z}{}_{\text{c}\text{p}}}){}^2$ (22)

${\rm Z}{}_{\text{c}\text{p}}=\frac{1}{\text{j}\omega C{}_{\text{p}}}$

为了使负载吸收的能量最大, 负载阻抗需与发电装置的等效阻抗相匹配, 即

$\frac{\text{d}{\rm P}{}_{{\rm Z}}}{\text{d}\text{Ζ}}=0$ (23)

将式 (22) 代入式 (23) 得

${\rm Z}={\rm Z}{}_{\text{c}\text{p}}=\frac{1}{\text{j}\omega C{}_{\text{p}}}$ (24)

根据式 (24) 可知, 若为纯电阻负载, 则R=|Z|=1/ (ω Cp) , 若为容性负载, 则有1/ (j ω C) =Z, 即C=Cp, 若为感性负载, 则有j ω L=Z, 即L=1/ (ω2Cp) 。

将式 (24) 代入式 (22) 得负载的最大输出功率为

${\rm P}{}_{{\rm Z}\max }=\frac{{\rm Z}{}_{\text{c}\text{p}}{\rm I}{}^2}{8}$ (25)

则负载上的最大有用输出功率为

${\rm P}{}_{{\rm Z}\text{u}\text{m}\text{a}\text{x}}=\frac{1}{8}\mathrm{Re}{\rm Z}{}_{\text{c}\text{p}}|{\rm I}|{}^2$ (26)

压电叠堆的输入功率为

${\rm P}{}_1={\rm T}{}_{3}S\dot{u}{}_{\text{z}}(x,t)|{}_{x=l}$ (27)

则发电装置的最大机电转换效率为

$\eta =\frac{{\rm P}{}_{{\rm Z}\text{u}\text{m}\text{a}\text{x}}}{{\rm P}{}_1}$ (28)

3 发电装置的性能仿真分析

以下将讨论叠堆长度l、截面面积S、外力幅值Fm与频率f (f=ω/2π) 、压电常数d33、弹性柔性系数SE33、激励杆质量m和系统阻尼系数ξ等对压电发电装置的输出性能的影响。压电叠堆参数如表1所示。

3.1激振力频率f对装置输出特性的影响

图4所示是激励杆质量m分别为10g、15g、17.84g、20g和25g, 激振力幅值Fm为50N时, 压电叠堆输出电压、电流随激振力频率f的变化情况。由图4可知, 随着激励杆质量的增大, 压电叠堆产生的输出电压、电流均减小, 由式 (7) 可知, 激励杆质量增大, 则机械阻抗增大, 作用在压电叠堆右端面上的应力减小, 使得压电叠堆产生的电荷量减少。此外, 当激振力频率与压电叠堆一阶固有频率一致时, 压电叠堆处于谐振状态, 其振动位移幅值、应变和应力均达到最大, 输出电压和电流也达到最大。

1.m=25g 2.m=20g 3.m=17.84g 4.m=15g 5.m=10g

3.2激振力幅值Fm对输出特性的影响

由式 (19) 、式 (21) 可知, 压电叠堆的输出电压和电流与激振力幅值Fm成正比, 图5所示为m=17.84g, f=1650Hz时压电叠堆输出电压、电流随激振力幅值的变化曲线, 由图5可知, 激振力幅值增大, 发电装置的输出电压和电流均线性增大。因此, 增大激振力幅值有利于提高发电装置的性能, 但由于压电叠堆是脆性材料, 激振力不能无限制地增大, 必须考虑压电叠堆的受压能力, 防止压电叠堆损坏。

3.3压电叠堆长度l对输出特性的影响

图6所示是m=17.84g, Fm=50N, f=1650Hz时压电叠堆输出电压、电流随压电叠堆长度的变化情况。由图6可见, 压电叠堆长度有一个合适值, 当该长度正好满足压电叠堆的谐振频率方程时, 压电叠堆处于谐振状态。由式 (13) 可知, 压电叠堆的振动位移达到最大时, 其输出电压、电流也达到最大。

3.4压电叠堆截面面积S对输出特性的影响

图7所示是压电叠堆在m=17.84g, f=1650Hz, Fm=50N时输出电压、电流随压电叠堆截面面积的变化情况, 由图7可以看出, 当压电叠堆的截面面积增大到使压电叠堆产生谐振时, 其输出电压、电流达到最大。

3.5激励杆质量m对输出特性的影响

图8所示是Fm=50N, f=1650Hz, l=50mm时压电叠堆输出电压、电流随激励杆质量的变化情况。由图8可以看出, 要使发电装置的输出电压、电流均最大, 激励杆质量应使得发电装置机械系统处于谐振状态。

3.6系统阻尼系数对输出特性的影响

图9所示是Fm=50N, f=1650Hz, l=50mm时系统阻尼系数对压电叠堆输出电压、电流的影响曲线。由图9可以看出, 随着阻尼系数的增大, 压电叠堆的输出电压和电流均减小, 这主要是因为阻尼系数增大, 机械系统的阻抗增大, 传递到压电叠堆上的作用力越小, 压电叠堆产生的轴向应变和应力均越小, 从而导致压电叠堆产生的电荷量减小。

3.7弹性柔性系数SE33对输出特性的影响

图10所示是Fm=50N, f=1650Hz, l=50mm时压电叠堆输出电压、电流随压电叠堆弹性柔性系数的变化情况。由图10可以看出, 随着弹性柔性系数的增大, 压电叠堆输出电压、电流增大, 这主要是因为弹性柔性系数增大, 则压电叠堆的刚度减小, 在相同的作用力下, 压电叠堆的变形量增大, 导致压电叠堆产生的电荷增加。当弹性柔性系数增大到使压电叠堆产生谐振时, 其输出电压、电流达到最大。

3.8压电常数d33对输出功率的影响

图11所示是Fm=50N, f=1650Hz, l=50mm时压电叠堆输出电压、电流随压电常数的变化情况。由图11可见, 随着压电常数的增大, 输出电压、电流呈线性增大, 这主要是因为压电常数越大, 相同应力、应变下压电叠堆的电位移大, 产生的电荷量也大。由式 (19) 和式 (21) 可知, 压电叠堆输出电压和电流随压电常数均呈线性关系。

综合上述的仿真分析可知, 要使发电装置具有较好的电输出特性, 必须使压电叠堆产生较大的输出电压和输出电流, 这就必须做到:①选用压电常数d33大、弹性柔性系数合适的压电陶瓷材料;②压电叠堆的长度、截面面积应满足压电叠堆的谐振频率方程;③应使机械系统的阻尼系数和激励杆质量尽量小, 并使压电叠堆工作在谐振状态下。

4 实例计算

结合实际应用条件设计制作的压电叠堆如图1所示。其中, 压电叠堆的结构参数和材料见表1, 机械系统的参数见表2。

为分析其发电特性, 首先利用清华大学研制的PV50A阻抗分析仪对发电装置进行扫频实验, 以确定装置的谐振频率点, 结果如图12所示, 可以看出, 发电装置的谐振频率约为1680Hz。

图13所示是Fm=50N, f=1680Hz, l=50mm时, 发电装置空载输出电压V0、输出电流I和输出功率P随激振力频率变化的曲线, 可以看出, 当发电装置工作在谐振频率1680Hz时, 其有效电输出功率为7mW, 最大输出电流达到0.55mA, 输出电压达26V, 可见压电发电输出信号是高输出电压、低输出电流。

为了研究负载阻抗对发电装置输出性能的影响, 将发电装置的输出端直接接一可调电阻来模拟纯负载电阻R, 利用式 (22) 求得负载电阻的输出功率, 由此分析负载电阻对发电装置性能的影响。选择激振力大小为50N, 激振频率为1680Hz, 所得结果如图14所示。可以看出, 在确定的激振力频率作用下, 有一个优化的外界负载值 (本文约为63Ω) , 该值恰好与发电装置的阻抗完全匹配, 使得压电装置的输出电压、电流和功率达到最大, 此时发电装置的输出效率达到最高, 接近25%, 如图15所示。

图16所示是容性负载情况下, 发电装置的输出功率曲线, 可以看出, 当负载电容为2μF时发电装置的输出功率达到最大值, 此时的最大输出效率约为12%。与图14、图15相比, 负载为电容时, 不管是输出功率和输出效率均比纯电阻负载时低。

5 结论

(1) 激振力幅值越大, 发电特性越好, 当激振力频率与装置的谐振频率一致时, 其输出电压、电流达到最大。

(2) 在激振力频率一定的情况下, 压电叠堆的长度、截面面积和弹性柔性系数都有一个最佳值, 该值刚好满足压电叠堆的频率方程, 使压电叠堆处于谐振状态, 其发电能力最大。

(3) 选用高压电常数的压电陶瓷能够提高发电输出特性。

(4) 负载阻抗必须和压电发电装置的阻抗完全匹配, 此时系统的输出特性达到最佳, 容性负载的输出功率和转换效率均比纯电阻负载时低。

压电式加速度计 篇6

压电泵是根据压电材料的逆压电效应, 压电振子在输入电信号下产生变形, 变形使压电泵的腔体容积变化实现液体输出或者利用振子产生波动来传送液体, 可实现重量轻、无噪声、结构简单、耗能低、无干扰、体积小等特性[1,2,3,4], 可利用施加频率或电压的大小控制输出微流量等等, 被广泛应用在医疗/制药、化学分析、生物工程、电子器件冷却等方面[4,5,6,7,8,9]。

近年来人们研制出各种类型的压电泵, 这些压电泵中被动阀压电泵其主要原理是利用液体的流动推动阀的开启, 而主动阀压电泵则是通过主动方式控制阀的开和关, 根据主动阀压电泵的特点, 提出了主被动阀结合式的双腔串联压电泵方案, 以期提高压电泵的输出性能, 改善压电泵的工作能力。

2 结构与工作原理

主被动阀结合式的压电泵的结构如图1示, 泵的进出口阀是主动阀, 阀的开启和关闭完全是由外界驱动信号根据泵腔体积变化情况的要求来控制的。因此, 进、出口阀的开启和关闭时间可以做到准确自如, 这就控制了阀对于压电振子的滞后性, 消除了流体在流经阀口、开启单向阀时的能量损失, 有效地抑制了倒流现象。该泵是利用两个腔体串联, 泵腔1的出口是泵腔2的入口, 两腔之间安装一个伞形阀, 即被动阀, 将两腔分开, 理论上两串联腔体可以提高泵是输出压力和输出流量。

双腔串联压电泵在工作时, 两泵腔压电振子的电极所加驱动电信号相位差为180o, 以使压电振子异步振动。该泵的一个工作循环可分为两个阶段:

(1) 给进口压电振子和出口压电振子施加电信号, 使进口阀打开, 出口阀打开;改变泵腔的驱动电信号, 使泵腔1压电振子向上弯曲, 液体从入口吸入腔体1中, 泵腔2压电振子向下弯曲, 泵腔2中的液体从出口流出。其工作状态如图2所示。

2) 当改变主动阀的控制信号时, 使进口阀关闭, 出口阀关闭;给泵腔压电振子施加电信号, 使泵腔1振子向下弯曲, 泵腔2振子向上弯曲, 腔体1体积随信号改变而减小使压力增加, 泵腔2体积反而增大使压力降低, 故液体从泵腔1排至泵腔2, 泵腔1与泵腔2的共同作用增强了流体的单向流动, 其工作状态如图3所示, 这样就完成了一个工作周期。

3 试验研究

对主被动阀结合式的双腔串联泵的输出特性进行试验研究, 主要测试泵的输出流量和输出压力, 在不同驱动电压和工作频率下泵的输出特性。泵的输出流量和输出压力受泵用圆形

双晶片振子驱动信号及阀性能的影响。

3.1 泵用压电振子驱动信号

文章所研究的主被动阀结合的双腔串联压电泵的驱动信号为正弦波信号, 即进出口阀和两泵腔振子的驱动信号均为正弦波信号。原因是正弦波信号振子响应也是正弦信号, 虽然有滞后现象, 但泵中的各个振子均是由正弦波信号驱动, 滞后现象可以忽略。依据对泵工作工程的分析, 进出口阀同时开启关闭, 故用同样的驱动信号, 泵腔1吸水时泵腔2排水, 故泵腔1和泵腔2的驱动信号相反。给出的压电泵的驱动信号如图4所示。

3.2 泵的输出特性

文章采用定压调频的方法测试主被动阀结合式双腔串联压电泵的输出流量、输出压力。试验过程中分别给压电振子施加不同的驱动电压, 观察泵的工作情况, 测试了泵的输出特性。

对该泵施加不同的驱动电压, 从泵的工作状况得知泵的输出特性和驱动电压呈线性关系, 驱动电压越高, 泵的输出流量和输出压力均呈线性增加。但由于压电振子有承载电压的极限值, 故不能无限的增大驱动电压。文章所测试的结果驱动电压均低于100V。

图5是在压电泵工作电压在70V和90V时得到的频率-流量特性曲线。从曲线走向看, 变化规律基本相同。驱动频率从60Hz开始流量快速地呈线性增加, 频率增加到100Hz时流量达到最大值, 当频率超过110Hz流量又开始下降, 分析原因是因为驱动频率越高时, 压电振子振动的幅值减小, 阀口开启小, 腔体体积减小, 故泵的流量随之降低。可知, 该双腔串联泵在工作频率约为100Hz时输出流量达到最大, 驱动电压90V时压电泵最大泵水量可达到520ml/min, 该频率为其输出流量的最佳工作频率。

图6是在压电泵工作电压在70V和90V时得到的频率-压力特性曲线。由图可知, 两条曲线的走势基本相同, 双腔串联泵的输出压力-频率曲线有波峰和波谷, 初始测量的频率为60Hz, 压力曲线处于波谷位置, 说明此时压电泵的输出压力最小。随着驱动频率的增加, 输出压力随之增大, 当驱动频率达到110Hz左右时, 两条曲线的输出压力基本都达到最大值, 驱动电压90V时最大输出压力可达到25k Pa, 这说明压电泵的输出压力和流量具有相似的频率特性, 工作状态都有最佳的工作频率。不同的是, 随着频率继续增加, 输出压力反而下降, 曲线再次出现波谷, 但此时输出压力并不是最小值。频率再增加, 压力又继续升高, 当频率达到约200Hz左右时候, 压力又达到最大值, 说明双腔串联泵的压力-频率特性曲线至少有两个最佳工作频率。工作过程中可以通过改变驱动频率的大小调整压电泵的输出压力, 为实际应用提供条件。

4 结束语

4.1 主被动阀结合式双腔串联压电泵输出压力和输出流量均随驱动电压的升高而增大, 基本呈线性关系。

4.2主被动阀结合的双腔串联压电泵有最佳工作频率点, 在最佳输出频率点输出流量和输出压力达到最大。最大输出流量为520ml/min, 最大输出压力为25k Pa。

4.3 试验所测得的结果对压电泵的研究有指导意义, 并为提高主动控制泵的输出流量和输出压力提供了一种新的方法。

摘要：针对如何提高微型主动阀类压电泵的输出特性的问题, 提出了主被动阀结合式压电泵的研究方案, 并设计制作了压电泵, 进行了试验研究。试验结果表明:主被动阀相结合式压电泵最大输出流量为520ml/min, 最大输出压力25kPa。

关键词：压电泵,主动阀,试验

参考文献

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压电式高压共轨喷油器的驱动研究 篇7

在新一代柴油机压电式高压共轨系统中,喷油器是利用压电材料的逆压电效应设计的,其核心为一个压电堆,作为执行器。很多学者对压电堆进行了理论建模和试验研究。在模型研究方面,较有成就的是参考文献[1]和[2]分别在1997年和2000年介绍了在压电堆迟滞效应方面的研究成果,所开发的模型很好地反应了在压电堆电压和伸长量之间的迟滞现象。但对压电喷油器来说,不需要研究精确的电压和伸长量的对应关系,而是在考虑压电堆迟滞效应的情况下,以最快速度进行充放电,使压电堆快速伸长和缩短,从而保证压电喷油器的快速打开和关闭。在充放电过程中,还需要尽量减少能量消耗。

在国内外的压电驱动研究中,一般都采用等效电容模型,如参考文献[3]提出的压电喷油器驱动解决方案,但没有分析驱动电容和驱动压电喷油器之间的区别。参考文献[4]提出了基于电荷控制的压电堆驱动,其主要是用于精确的位置控制,没有考虑能量消耗,所以也不适用于压电喷油器的驱动。

本文用等效电容模型进行压电喷油器驱动的研究,设计了基于等效电容模型的、通过检测喷油器的电流和电压来实现压电喷油器精确控制的能量回收式驱动电路,并提出控制策略以实现高效精确的控制。同时,试验分析了驱动电容和喷油器的区别和驱动中的能量消耗。

1 压电喷油器驱动电路设计

1.1 压电喷油器的充电电路

压电喷油器的开启电压很高,一般可达150 V。而车载电瓶电压一般为12 V或24 V,所以需要一个DC/DC电源,以产生压电喷油器驱动所需高压,并储存在高压电容器中。为了实现喷油器的快速打开,需要向压电喷油器快速充电。有两种方案设计压电喷油器充电电路。

1.1.1 基于高压电容器和压电喷油器之间电荷守恒设计

压电喷油器中的所有电荷都来自高压储能电容器。其工作原理如图1所示。当开关管闭合后,高压储能电容器电流流入压电喷油器,检测压电喷油器电压达到开启电压时,断开开关管。

设本文中高压电容器的电容量为C1,其初始电压为U1,充电完成后压降为dU1。压电喷油器的等效电容为C2,其初始电压为0,所需充电电压为U2。

为了能够完成充电,U1、U2、dU1应该满足如下关系式:

U1-dU1≥U2 (1)

充电完成后,根据电荷守恒有:

dU1C1=U2C2 (2)

高压电容器中能量消耗dW1为:

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压电喷油器中储存的能量dW2为:

undefined

由式(1)到式(4)可以算出在充电过程中损失的能量dW为:

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从上述公式可以看出,在充电过程中,有超过一半的能量损失了,所以这种设计是很不合理的。

1.1.2 基于高压电容器和压电喷油器之间能量守恒设计

充入喷油器中的能量等于高压电容器释放的能量。从第一种设计可以看到,为了满足高压电容器和压电喷油器之间的能量守恒,那么它们之间的电荷是不守恒的。所以在这个充电过程中需要一种载体,它在充电过程中先储存部分能量,然后将这部分能量转移到喷油器中,而在能量转移的过程中,电荷并不来自于高压电容器。根据分析,可以选择一个功率电感作为载体,其原理如图2所示。

当开关管闭合后,开始向喷油器充电,电感L中电流开始增大。当喷油器中的电压升高到某一电压U3时,设此时电感上的电流为I,高压电容器压降为dU1,开关管断开。在这段时间内,根据电荷和能量守恒可得:

C1dU1=C2U3 (6)

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当开关管断开后,电感产生感生电动势通过续流二极管继续向压电喷油器充电。分析中忽略二极管的能量消耗,则该过程能量守恒,充电完成后压电喷油器中储存的能量dW2为:

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根据公式(7)和公式(8)可以得到:

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可以看出,高压电容器中的能量100 %转移到了压电喷油器里,当然这里忽略了开关管和二级管上的损耗。对比这两种设计,可以看出基于能量守恒设计的效率比基于电荷守恒设计的效率高很多,所以本文选用基于能量守恒的驱动设计。

1.2 压电喷油器的放电电路设计

为了实现喷油器的迅速关闭,需要快速将喷油器中的电荷释放掉。有两种方式可以实现:一是采用电阻消耗的方法,这种方法使喷油器中的能量浪费,而且还会给驱动电路带来散热的负担;二是采用能量回收的设计方式,将压电喷油器中储存的能量转移回高压电容器中。本文选择第二种方法设计。同充电设计中原理一样,设计一个电感作为能量转移的载体。设计原理如图3所示。

按能量守恒方式进行充电完成后高压电容器中的电压为U1-dU1,喷油器中的电压为U2。设压电喷油器放电结束后,高压电容器中的电压为U4。开关管断开时,电感中的电流为I。则在开关管闭合后,当压电喷油器中电压降到0时,根据能量守恒可得:

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开关管断开后,电感产生感生电动势向高压电容器充电,忽略续流二级管上的能量损失可得:

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由公式(10)和(11)可以得到:

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将公式(11)与公式(9)进行比较可得:

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即: U4=U1 (14)

从上面计算可以得出,在理想的情况下,可以将在喷油器打开过程充入喷油器的能量100 %回收,即完成一个充放电过程而不消耗能量。由于计算中忽略了充放电过程中能量在线路和电子元件上的损耗和喷油器动作中电能转化为机械能的损耗,这种理想情况不可能实现,但本文提供了一种压电喷油器驱动设计中可能实现而且高效的途径。

1.3 压电喷油器驱动整体电路设计

本文针对6缸柴油机设计了一套压电喷油器驱动系统。为了降低开关管的热负荷和可能出现的喷油重叠,将整个驱动电路分成2套,每套驱动3个喷油器,2套交替工作。

压电喷油器驱动采用CPLD进行控制,驱动原理如图4所示。其中,Vhigh为高压电容器电压;Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7为N型IGBT管,由CPLD控制其开关;D1、D2为快恢复二极管;L为功率电感;R1、R2为电流取样电阻;R3、R4为电压取样电阻;喷油器1、2、3为压电喷油器。

2 驱动电路的控制策略

基于上述电路,采用电流电压全闭环的方式进行喷油器的驱动。电流闭环可以控制充放电电流的大小,而电压闭环则可以精确控制充电电压,以达到压电喷油器的精确控制。由于压电喷油器的充电电压恒定,所以本文主要研究充放电电流的控制策略。

2.1 充电控制策略

根据驱动原理图,本文主要提出两种控制策略:(1)三角形充电电流。其充电控制原理为:首先,Q1、Q3和选缸开关(Q5、Q6、Q7)之一打开,压电喷油器电压升高,电感电流增大。在某一时刻关闭Q1,电感产生感生电动势继续向喷油器充电,直至达到所需电压,关闭所有开关管,充电完成。充电过程中电流电压波形如图5所示;(2)梯形充电电流。其充电控制原理为:首先,Q1、Q3和选缸开关(Q5、Q6、Q7)之一打开,CPLD根据取样电流对Q1进行PWM控制,使充电电流保持在设定值附近,当压电喷油器中电压达到所需电压后,关闭所有开关管,完成充电。充电过程中电流电压波形如图6所示。

2.2 放电控制策略

采用放电控制策略主要是为了实现最大的能量回收,其主要有两种控制策略:(1)三角形放电电流。其主要特点是压电喷油器通过电感进行放电,直到压电喷油器中的电压达到0,然后将电感中的能量转移到高压电容器中以实现能量的回收。原理同三角形充电电流充电过程类似。放电过程中电流电压波形如图7所示;(2)梯形放电电流。其主要特点是当电流达到某一设定值后即按该电流恒流放电。原理和梯形充电类似。放电过程中电流电压波形如图8所示。

3 试验分析

根据电路和控制策略进行试验分析。试验中使用BOSCH压电喷油器,电容约为2.8 μF,喷油频率为25 Hz,喷射脉宽为900 μs。在压电喷油器电路设计中采用等效电容模型,所以选用一个3.3 μF的电容进行对比试验。

3.1 充放电对比试验

图9为按三角形充电电流进行充电得到的试验波形;图10为按梯形充电电流进行充电得到的试验波形;图11为按三角形放电电流进行放电得到的试验波形;图12为按梯形放电电流进行放电得到的试验波形。分析电流电压曲线可以看出,对电容进行充放电时,电流和电压满足理论关系式:

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但驱动喷油器时,充放电电流和喷油器的电压并不满足式(15),可以看出压电喷油器的模型远比电容复杂,其电气模型还需要进一步研究。对于压电喷油器的驱动曲线,可以发现采用三角形的充放电电流会引起充放电结束后压电喷油器上电压的剧烈波动,而采用梯形充放电电流的方式则可以获取较好的驱动曲线。这主要是由于压电材料的迟滞特性引起的,在三角形充放电试验中,充放电速度过快,造成压电堆伸长严重滞后于电压,当停止充电后,压电堆还会继续伸长,电压下降,形成振荡。

3.2 驱动压电喷油器与电容对比

采用梯形充放电电流驱动的波形图如图13所示。可以看出驱动电容约为2.8 μF的压电喷油器充电时间约为120 μs,放电时间约为110 μs,在25 Hz条件下,测量能量消耗为12 V/0.10 A。计算可得压电喷油器单次喷射的能量消耗为0.048 J。对于压电喷油器来说,由于没有保持电流,所以喷射脉宽对于单次能量消耗基本没有影响。驱动3.3 μF电容的充电时间约为100 μs,放电时间约为80 μs,在25 Hz条件下,测量能量消耗为12 V/0.04 A。由此可见,驱动压电喷油器的能量消耗远大于驱动3.3 μF电容的能量消耗。这主要是因为压电喷油器是能量转换设备,其中一部分电能转化成了机械能。

3.3 驱动能量计算

选用BOSCH的电磁阀式喷油器进行能量对比,其电流波形如图14所示。在相同的试验条件下,电磁阀喷油器能量消耗为12 V/0.22 A。计算可得电磁阀式喷油器单次喷射的能量消耗为0.11 J。但电磁阀式喷油器的能量消耗和喷射脉宽关系较大,当脉宽变小时,能量需求也变小。当喷射脉宽减小到200 μs时,电磁阀式喷油器能量需求为12 V/0.10 A,与压电喷油器能量需求相当。对于压电式和电磁阀式喷油器,其工作脉宽一般都大于300 μs,所以,压电喷油器的单次喷射能量消耗小于电磁阀式喷油器能量消耗,当喷射脉宽越大时,压电喷油器能量需求越小。

3.4 多次喷射试验

用该驱动电路驱动压电喷油器在40 MPa和80 MPa轨压下进行5次喷射试验,测试喷油速率如图15所示。试验证明,该喷油驱动电路工作稳定,具有较好的一致性,可以满足压电喷油器多次喷射的要求。

4 结论

(1) 采用梯形充放电电流对压电喷油器进行充电为最优控制策略。其充电时间约为120 μs,放电时间约为100 μs,满足高速充放电的要求。

(2) 驱动压电喷油器的能量远大于驱动等容值电容所需的能量。

(3) 压电喷油器的单次喷射能量需求小于电磁阀式喷油器的能量需求。

(4) 该驱动电路稳定性和一致性较好,能够满足压电喷油器多次喷射的要求。

摘要：设计了一个通过检测喷油器电流和电压的压电喷油器驱动电路,以实现压电喷油器精确闭环控制和能量回收,提出了基于该电路的控制策略,并通过测试对比得出最优控制策略。试验证明,设计的驱动电路可实现压电喷油器的快速充放电和精确的电压控制,当喷油器内压电堆电容为3.3μF时,充放电时间分别为120μs和100μs,并可实现单循环5次喷射。能量回收电路在节省了驱动能量的同时还降低了散热的需求,使压电喷油器单次喷射能量消耗约为0.048 J,小于相同试验条件下电磁阀式喷油器的能量消耗。

关键词：内燃机,压电喷油器,驱动控制,能量回收

参考文献

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