电流变液光学性能（精选3篇）
电流变液光学性能 篇1
随着技术的发展,以及对节能环保的需求,LED液晶电视已经成为市场的主流。电视背光使用的LED为蓝光芯片加荧光粉的冷白光LED,由于蓝光芯片电流电压关系符合典型的二极管伏安特性曲线,为了保证背光光电性能的稳定性,目前LED背光电路驱动模式为恒流驱动。恒流驱动有两种模式,分别为模拟调光ADIM和数字调光PWMDIM两种电流控制模式。两种调光模式各具优势。本文通过对这两种电流控制模式下的LED液晶模组进行亮度、色坐标、温度测试,分析两种电流控制模式下的液晶模组的光学差异。
1 实验
以组装有一套白光LED(YAG+InGaN蓝光芯片)的32 in(1 in=2.54 cm)直下式入光的液晶电视模组作为实验对象,在两种电流控制模式下,通过调节选单中的背光调节比例,逐步调节LED的平均电流。其中模拟调光为电流峰值调节,而数字调光为峰值不变(440 mA),通过调节占空比来调节LED的平均电流。图1为相同平均电流400 mA条件下,数字调光和模拟调光的电流波形。
在室温25℃条件下,将机器通电在白场画面点亮30 min后开始测试。用KONICA MINDLTA CS2000(配套数据处理系统为CS-10W)测试液晶模组白场的亮度、色坐标数据,使用Agilent Dso 6054A监测电流波形和数值,使用YOKOGA-WA MX100监控测试机器内LED焊脚的温度。电流值每隔20 mA测试记录一组数据,每个电流值稳定10 min后进行亮度、色坐标、温度的读值。
2 结果和讨论
2.1 亮度对比
液晶电视模组点亮30 min后,整机系统内以及机器与环境基本已达到热平衡。通过用户选单调节背光的电流,得出两种电流控制模式下不同平均电流下的亮度数据。如图2所示,随着电流的降低,亮度呈线性降低,并且相同平均电流下,数字调光模式下比模拟调光模式下亮度要低,并且随着电流的降低,数字调光模式下的亮度降低幅度比模拟调光模式下亮度降低幅度要大得多。如420 mA平均电流下,数字调光模式下比模拟调光模式下亮度低6.4%,而到160 mA平均电流时,这个值达到49%。
图3为400 mA与260 mA平均电流两种电流控制模式下的光谱图。由于液晶玻璃的彩色滤光膜CF的RGB三色穿透波谱半高宽大于LED波谱,系统内膜片组件对光谱的吸收亦有限,故它们对测试点的光谱影响在此可以不作考虑。
光功率Xe计算公式如下
式中:Xe为380～780 nm可见光范围内的总辐射功率;p(λ)为单位波长的辐射功率。
由图3及式(1)得出,平均电流均为400 mA条件下,数字调光模式下测试点波谱强度值比模拟调光模式降低,光功率计算值比模拟调光模式低5.8%。平均电流均为260 mA条件下,数字调光模式与模拟调光模式测试点波谱强度差异值进一步放大,B波段半高宽缩小,光功率计算值比模拟调光模式低17.7%。
通过对机器内LED焊脚的温度测试发现,数字调光比模拟调光模式下焊脚温度要高。表1为400 mA平均电流条件下(电流波形如图1所示,其中,数字调光占空比为89%),数字调光和模拟调光两种模式下的LED焊脚温度Ts情况。
式中:Ti为芯片温度;P为LED功率;Ts为LED焊脚温度;Rth为热阻,400 mA与260 mA时功率接近1 W,热阻可看作常数[1],本样品值为15 K/W。
由表1及式(2),模拟调光下,400 mA时计算芯片结温为351 K,数字调光模式下400 mA结温为353.8 K,数字调光模式下焊脚温度平均要高2.8 K(室温25℃)。260 mA平均电流条件下,模拟调光模式下计算芯片平均结温为329.5 K。理论上260 mA条件下数字调光模式ON状态下瞬时温升与400 mA时差不多,此点温度要比模拟调光模式下260 mA产生的热量高很多。但260 mA时数字调光模式下OFF状态时有足够的时间将热在时间上平均(占空比为53%)。由于PWM的响应时间为纳秒级别,而温升测试系统的响应时间为秒级别,所以现有条件无法检测低占空比下的瞬时温度,但利用下节能带温升公式反推可得出260 mA时数字调光模式下比模拟调光模式LED芯片温度高约6.5 K。
InGaN蓝光芯片属于Ⅲ-V族半导体材料,随着温度的升高,材料的能带发生变化,电子能量升高占据导带中能量高些的电子态[2],电子空穴对发生辐射复合的几率变小。另有报道,根据物体的发射率关系[2,3]关系,光子辐射跃迁几率是温度的减函数。也就是温度的升高降低了辐射复合率,引起发光效率的降低。如上数据分析,相同平均电流不同电流控制模式下亮度的差异,主要由两种电流模式下LED温升差异引起。下一步将通过能带和波长与温度关系的变化做进一步分析。
2.2 色度对比
液晶电视模组点亮30 min后,通过用户选单调节背光的电流,得出两种电流控制模式下不同平均电流下的xy色坐标数据。如图4所示,随着电流的降低,CIE xy坐标升高,对应色温降低。并且,x坐标值模拟调光模式下趋势比较平缓,变化值为0.001 9,数字调光下变化值为0.002 4,差异值不大。而y坐标值则在数字调光模式下趋势比较平缓,变化值为0.003,模拟调光下为0.003 7,差异值比较大。
结合表1,随着电流的降低,温度的降低,色坐标的x值和y值都增加。这与谭艳娥[4]等人对冷白样品的实验数据基本一致。王劲[5]等人认为波长与峰值半波宽变化引起了色坐标的变化。CIE xy坐标变化主要由波长-光强比决定,以下从波长变化、RGB光强比例变化方面进行分析。
2.2.1 光强变化
由XYZ三刺激值式(3)可知,X值中R波段影响最大,y值中G波段与R波段影响最大。坐标xy值是XYZ对应比例值。
由图5及图3可看出,R波段随着电流降低,相对其他两波段来说光强变化范围较小,峰值半高宽变化也不明显,所以x值仅在0.002范围内变化,但是数字调光模式下光强变化比模拟调光稍微明显,对应x坐标的变化也比模拟调光下明显。G波段峰值半高宽变化不明显,光强变化比例在三波段中居中,比R明显,数字调光模式下降低也比较明显。但对于Y值,R波段的贡献是负值,且对数值的占比比较大,直接影响到了Y值结果。GR波段都属于蓝光激发的光致发光(PL),直接受蓝光光强大小的影响,并且PL发光功率有限,温度也是由芯片的热量决定,所以相比于B波段由芯片电致发光引起的光强变化,自然要轻微得多。
B波段随着电流的降低,整体上强度降低幅度比RG波段明显,并且,数字调光模式下光强变化比模拟调光模式下剧烈。数字调光模式下,260 mA平均电流时“ON”状态下的导通电流依然为440 mA,单从电流方面考虑,xy值应该比较稳定[6],实际测试数据则呈现出差异。随着电流降低,波长光强度线性降低是正常现象,但两种模式下线性降低的幅度差异,可以从材料的主波长与温度、电流之间的关系方面解释。
2.2.2 波长变化
从实验数据来看,平均电流从420 mA降到260 mA,模拟调光模式下蓝光B波段的主波长从445 nm降到444.5 nm,数字调光模式下B波段的主波长从445 nm降到444 nm,出现了蓝移现象。但两种模式下G波段主波长稳定在534 nm,R波段稳定在602 nm。
主波长由材料的能带决定。据报道,蓝光芯片In组分为x的InGaN禁带宽度与温度的关系为[7,8]
式中:T是温度,单位为K;为InGaN芯片中InN绝对零度时能带,为0.8 eV[7],为GaN零度时的能带,为3.42 eV。
模拟调光下,400 mA时计算芯片结温为351 K,260 mA时计算芯片结温为329.5 K。只考虑热效应时,峰值波长与结温呈现较好的线性、正比关系[9,10]。假设取x为0.725,联立以上公式,得出模拟调光下电流从400 mA降低到260 mA蓝光波长蓝移1.5 nm。庄榕榕等人[9]线性拟合的峰值波长偏移的温度系数为0.077 0 nm/K,400 mA与260 mA LED芯片温度相差21 K,按此计算电流降低蓝光主波长蓝移1.6 nm。与上面的计算结果基本吻合。从以上公式可以反推出260 mA时数字调光模式下比模拟调光模式,LED芯片温度高约6.5 K。
对于蓝光芯片InGaN基而言,影响Ⅲ族氮化物多量子阱器件发射光谱的能隙间隔,除了热效应带来的变化外,还应考虑自发极化和压电极化效应带来的影响。在大电流密度下,会屏蔽极化场,而显示出载流子屏蔽效应,所以随着电流密度的减小,波长会出现红移。但从实验数据来看,平均电流从420 mA降到260 mA,模拟调光模式下蓝光B波段的主波长从445 nm降到444.5 nm,数字调光模式下B波段的主波长从445 nm降到444 nm,结果上还是出现了蓝移现象。可见除了电流密度的影响之外,芯片温度的影响更大些,并且因为数字调光模式下温度更高,所以温度的影响更明显。绿波G和红波R属于蓝光激起的光致发光(PL),因为PL能激发的载流子较少,对主波长的影响不大,两种模式下G波段稳定在534 nm,R波段稳定在602 nm。
3 结论
1)相同平均电流下,液晶电视模组数字调光模式下比模拟调光模式下亮度要低,并且随着电流的降低,数字调光模式下的亮度降低幅度比模拟调光模式下亮度降低幅度要大得多。
2)相同平均电流下,数字调光模式下液晶电视模组系统中LED芯片的温度比模拟调光模式下高。
3)随着电流的降低,CIE xy坐标中x坐标值模拟调光模式下变化趋势比较平缓,变化值为0.001 9,数字调光下变化值为0.002 4,差异值不大。而y坐标值则在数字调光模式下趋势比较平缓,变化值为0.003,模拟调光下为0.003 7.
4)以上现象的主要原因为半导体材料能带与温度的负指数关系形成。数字调光模式下LED芯片的温度高引起材料的能带、主波长和发光效率变化。随着电流的降低,数字调光模式下占空比减小,导致温差进一步放大,引起两种模式下的亮度、色度差异放大。
摘要：对LED液晶模组,采用模拟调光ADIM和数字调光PWMDIM两种电流控制模式,对比测试了模组的亮度、CIE色坐标、LED焊脚温度数据。实验数据表明,相同整机系统下,平均电流相同时模拟调光比数字调光亮度高、LED芯片温度低。随着平均电流的减小,数字调光的亮度下降幅度比模拟调光明显。数字调光模式CIEγ坐标变化比模拟调光小,但x坐标差异不大。通过对以上两种模式下光谱图中RGB各波段的光强变化比以及主波长情况进行分析,认为半导体材料温度变化引起的能带差异以及电光转换效率不同是主要原因。
关键词：模拟调光,数字调光,LED,电流,亮度,色坐标
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电流变液光学性能 篇2
关键词：偏振光学,比较式光学电流互感器,偏振态分析,偏振器,双输入双输出
1 引言
光学电流互感器(Optical Current Transformer,OCT)是利用Faraday磁光效应进行电流测量的一种新型电流互感器。由于它具有测量频带宽、本征电气绝缘性好、抗电磁干扰能力强、体小质轻等优点,被认为是传统电磁式电流互感器(Current transformer,CT)的理想替代品[1,2,3]。但是OCT因传感头内部存在线性双折射,磁光材料的Verdet常数对温度敏感等原因,其性能容易受到环境因素的影响,在变电站恶劣的运行环境下,OCT的灵敏度表现出相对时间的长期漂移。为此设计了一种新的OCT补偿方法——比较式OCT,它将光学测量法与比较测量法相结合,可以实现对线性双折射和Verdet常数的同时补偿,从而改善OCT的整体稳定性。
偏振器(包括起偏器和检偏器)是OCT传感头中的核心部件之一,偏振器的不完善会对互感器的性能会产生不利影响。对这些不完善因子对比较式OCT的影响机理进行分析并针对性地采取改进措施,对提高比较式OCT的整体性能十分重要。
2 比较式OCT
2.1 比较式OCT实现补偿的原理
比较式OCT是在原有OCT的基础上,引入永久磁铁产生的恒定磁场HN作为参考磁场,通过将被测电流产生的磁场Hx与参考磁场进行比较,实现OCT的补偿,如图1所示。
根据Faraday磁光效应,并考虑线性双折射及振动的影响,入射线偏振光经传感臂1后发生的Faraday旋转可以用下式表示[5,6]:
式中:L为由振动引起的光强的损耗,V为材料的Verdet常数,为被测电流在传感臂1上产生的平均磁场强度,当传感臂与被测电流母线的相对位置固定时,它正比于被测电流大小;l为传感臂1的长度,δλ为由于传感臂内线性双折射δ的存在引起灵敏度下降的系数。
将传感臂2置于与传感臂1相同的振动场和温度场中,同理可以得到传感臂2的Faraday旋转ϕN为
式中:为永久磁铁在传感臂2上产生的平均磁场强度,当永久磁铁与传感臂的相对位置固定时,HN是一定值。将两偏转角进行比较:
可以看到,将比较测量法与光学测量法相结合后,比较式OCT的最终输出是一个和电流ix大小成正比,与材料Verdet常数[7,8]、线性双折射无关的量,它只与参考磁场的稳定度有关。实用中选用剩磁大、矫顽力大、温度稳定性好的稀土永磁铁作为参考磁场源。
2.2 比较式OCT的特殊解调方法
针对直流量ϕN,由于它对应的是一个恒定的直流磁场,在频域内无法将它与本底光强分开,因此提出了双输入双输出的解调方式[9,10]。它在传感臂入射处设置两个LED光源I1、I2,两光源的起偏方向相互垂直,两只输出检偏器的透光轴与两只起偏器的透光轴之间的夹角分别为±45°、∓45°,如图2所示。
两光源交替发光,考虑光路及电路的不一致性,I1发光时,两路输出:
I2发光时,两路输出:
将采集到的4路输出光强信号进行如下处理:
这种解调方法虽然光路结构略为复杂,但是对交、直流量都适用,而且克服了光源波动、电路通道间的不一致及光路耦合效率随时间和温度变化的影响,亦可作为其它偏振型量的精确测量方法。
3 偏振器的不完善对比较式OCT性能的影响分析
由上述可知,起偏-检偏器是比较式OCT传感头的核心部件之一,偏振器的性能对比较式OCT传感头的性能有较大的影响。偏振器的不完善主要包括两个内容:偏振度p的不完善和消光比e的不完善。理想偏振器p=1,消光比e=0,即自然光通过偏振器后变成线偏振光,经起偏器检偏后无光强损失,实际可用的偏振器不可能做到,p<1,e>0。此外,对于OCT而言,传感头中起偏器和检偏器的配对使用引起了另一个不完善的因素——起偏器与检偏器的偏置角误差。
3.1 偏振度p
偏振度的影响主要体现在起偏器上,由于p<1,光线经起偏器后会发生部分椭偏,假设由此引起的入射光椭偏的椭偏度为ε,则由于Faraday效应并不改变偏振态,如果椭偏光的长轴旋转了角度ϕ,则输入、输出光强Ii、Io之间的关系为[11]
对于比较式OCT,当考虑起偏器的椭偏度,假定两路入光的椭偏度分别为ε1、ε2,讨论被测交流磁场或参考直流磁场为零(即ϕ=0)的情况,此时式(4)～式(5)变成:
代入式(6)得到的最终输出为
由此可见,双输入双输出的解调方式,消除了由偏振度p不完善造成的系统误差。
3.2 消光比e
消光比的影响主要体现在检偏器上,通常用偏振分束器实现对两路信号的输出检偏,假设检偏器透射与反射方向上的消光比分别为et、er,则考虑消光比作用时的传感头的透射、反射出光It、Ir分别为[12]
经过推导发现,与偏振度一样,由消光比引起的系统误差也可以通过双输入双输出的解调方法消除。
3.3 起偏器与检偏器之间的偏置角误差
理想状态下,起偏器与检偏器的透光轴之间的预置角为45°,入射的两路光矢量与出射的两路光矢量的关系如图3中实线所示。实际制作传感头过程中,不可避免的存在一定的角度偏差α,根据马吕斯定律,在零输入情况下,传感头的各路输出为
代入式(6)得到的最终输出为
由于α相对固定,所以Sα是一直流量。由此可见,由于夹角偏离了45°,即使不施加外磁场,传感臂的输出也不再为0,而是增加了一个直流分量。
对于传感臂1而言,由于被测对象是与被测电流同频的工频交流量,在软件计算中可以用滤波或傅立叶分析的方法方便的去掉该直流零点,因而它不会对测量通道产生不利影响;但对于传感臂2而言,它将叠加在参考直流磁场值上,使得作为参考的直流磁场值失准,此时再进行比较,无法得到较好的温度、振动补偿效果,造成测量的误差。
4 改进方法及试验结果
为了减小偏振器的不完善引起的直流零点对比较式OCT整体性能的影响,可以采用3种方式进行改进:
1)减小α值。减小α值的关键是改进传感头加工工艺,进行精确定位。目前国内的定位法大多采用光强监测法。先固定起偏器,通过调整检偏器的偏振轴方向,使输出光强最大,即认为此时的起偏器与检偏器的夹角为45°。很显然这种方法难以达到较高的精度,需要改进。当夹角的偏差从1°减小至0.1°时,由夹角偏差造成的直流零点可减小90%。
2)增大ϕN值。增大ϕN量值,使α所占比例减小,同样可以起到增加参考直流测量准确度的效果。这可以通过增加材料Verdet常数、增大传感臂长度或者增大永磁体磁场来实现。这里通过增加永久磁铁的根数来增大永磁体磁场,在传感头参考臂周围分别放置2、3根永磁体时,温度试验的结果如图3所示。
图3中蓝色曲线e1为未经补偿的测量结果的误差-温度曲线,红色曲线e2为经过比较法补偿过的测量结果的误差-温度曲线。从图中3(a)可知在18℃～47℃温度范围内,∆1e≈8%,∆e2≈4%,ϕDC0与ϕN相当,导致直流中接近一半的量值未起到补偿作用,因此∆e 2=1(/2)∆e1;而当磁铁根数增加到3时(图3(b)),ϕN的增加使得补偿效果更进一步,∆e 2=1(/3.)4∆e1。
3)软件修正。由于直流零点相对固定,所以通过软件修正去掉直流零点也十分可行。
采用上述2)、3)方式后得到的试验结果如图4所示。
由图可见,在50℃的温度变化范围内,两个误差的变化量分别为∆1e≈16%,∆2e≈0.7%。
5 结论
比较式光学电流互感器是以提高普通OCT的整体稳定性为目标,将光学测量法与比较测量法相结合,实现对线性双折射和Verdet常数的同时补偿的一种新型OCT。偏振器是比较式OCT的核心部件之一,它的性能会对OCT的整体性能产生影响。通过对偏振器的各个不完善因素进行分析,结果表明,由于比较式OCT采用的特殊的双输入双输出传感头结构,使得偏振度、消光比的不完善不会影响到OCT最终的性能;但是传感头起偏器和检偏器之间的偏置角误差,会给比较式OCT的参考臂引入附加的直流零点,从而削弱了比较式OCT的补偿效果。针对该因素引起的测量误差,提出了改进传感头加工工艺、增大直流参考磁场以及软件修正的改进措施,对改进后的比较式OCT进行了实验,实验结果证实了改进措施的有效性,并且在50℃的温度变化范围内,互感器的误差变化量不超过0.7%,较之采用比较式补偿方法之前的误差变化量16%,温度性能得到了显著的提高。
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电流变液光学性能 篇3
1 电流变液材料及其性质
1.1 电流变液材料
电流变液主要有悬浮体系电流变液和均相体系电流变液通常我们研究较多的是悬浮体系电流变液,它是由细微的固体颗粒均匀地分散在绝缘的母液中所配得的悬浮液。一般三部分组成:
(1)基础流体(分散介质):要求绝缘性好(低导电率或绝缘),零电场时粘度小。最常用的有硅油;
(2)固体颗粒(分散相):一般为极细小(直径1-100μm)的固体粒子或粉末,要求粒度小,介电常数大。目前有离子导体、金属导体、半导体和高分子电解质等;
(3)添加剂:主要是表面活性剂,一般为水。添加剂对于实用的电流变体系是必须的。添加剂的作用机理一是防止颗粒的凝聚,使体系稳定而提高屈服应力;二是添加剂可以增加离子数量或使其易于运动而加大了离子极化,使屈服应力增加。
1.2 电流变液材料的性质
1.2.1 随着对电流变液的组成及电流变液效应产生机理的深入研究,人们普遍认为性能良好的电流变液应具有以下性质:稳定性好,无沉淀,零电场粘度低,达到固化状态的电场强度小,工作温度范围宽,能耗小,工作频带宽,价格低廉,无毒,无腐蚀等特性。
1.2.2 电流变液的力学模型
为了解释电流变液的工作机理,曾提出过多种理论,但目前较为流行的是颗粒极化理论(Particle Polarization Theory)。这种理论认为,粒子通过电场的极化作用产生电流变效应,在电场作用下,粒子像铁屑在磁场中的排列一样,形成一个链状结构;而在没有形成颗粒链的间隙处,粒子之间相互吸引,构成纤维状排列。当链系受到剪切作用时,粒子被拉开, 但电荷仍在互相吸引,这种吸引力就是剪切阻力。由于电场的大小决定了在粒子中移动的电荷量,因而电场强度与剪切阻力成正比,当链系上的拉力超出吸引力时,粒子链断裂,电荷不再从粒子上分离,电流变液恢复流动特性,这种粒子链断裂与重组的平衡状态可用屈服应力τy表示。电场中两个偶极子间会产生相互作用,流场等因素决定了电流变液系统的状态。低电场下以热运动为主,系统为液态;当电场上升使得偶极子相互作用克服了热运动,介电颗粒很快开始沿电场方向排列并在两个极板之间形成链状结构。设导致固化的电场为临界电场EC。当E>EC时,电流变液体系变硬;E
τ(E,θ)=η(θ)γ+τy(E,θ)sgnγ
式中:η为塑性粘度,θ是液体摄氏温度,可以近似为零场粘度η0,τy(E,θ)与电场的a次幂成比例,a取值在1.2-2.5之间,根据实验确定。Ugaz等在1994年采用核磁共振成像技术研究了 电极间电流变液体流动情况,用Bingham粘塑性体本构模型可以很好地解释其流速分布。Bingham粘塑性体本构模型假定电流变液为屈服后的准稳态层流,不能描述屈服前电流变液的力学特性。
2 电流变液阻尼器
由于电流变液的表观粘度和屈服应力可由外加电场瞬时控制,所需电能很小,为此人们研制开发出了以电流变液体为工作介质的电流变阻尼器,实现阻尼的无级可调,用于结构和机器设备的振动抑制和隔离。
电流变液阻尼器根据不同实际应用环境,有多种形式,从阻尼力产生的机理的角度看可分为三种类型:剪切模式阻尼器、流动模式阻尼器和复合模式阻尼器。
2.1 剪切模式阻尼器
剪切模式阻尼器一般由活塞杆、活塞体、电极和工作缸等几个重要部分组成。其主要特点是工作缸两端压差近似等于零,电极间隙中电流变液体基本处于非流动状态,阻尼力来源于活塞电极对流体的剪切作用,通过调节施加在电极间的电场场强来调节电流变液体流体的阻尼力,以实现调剂阻尼力的目的。如果电极是转动的,则为扭转电流变液体阻尼器;如果电极是平动的,则为直线型阻尼器。
2.2 流动模式阻尼器
流动模式阻尼器主要由活塞杆、活塞体、电极和工作缸等几个重要部分组成,它与剪切模式阻尼器在结构上的重要差别在于活塞体与工作电极是分离的,即工作电极是固定的,当活塞进行往复运动时,电流变液在活塞两端产生压力差,而这个压力差促使电流变液体在电极间隙内作往复流动,于是电极间隙对电流变液体就产生了节流作用,进而就形成了阻尼力。通过调节施加在电极间的电场强度就可以调节阻尼力。
2.3 复合模式阻尼器
复合模式电流变阻尼器也是由活塞杆、活塞体、电极和工作缸等几个重要部分组成,它综合了上述两类阻尼器的特点,即阻尼力的产生是由于电流变液在流经工作电极间隙时对电流变液体的剪切作用加上电极间隙对电流变液的节流作用共同完成的,改变作用于电极间的工作电压,即可改变电极间流体的流变状态进而达到调节阻尼力的目的。
3 电流变液阻尼器的模糊控制
3.1 模糊控制[3]
模糊控制是以模糊集合论、模糊语言变量及模糊逻辑推理为基础并借助计算机实现的一种非线性智能控制。
3.1.1 模糊控制系统的组成
① 模糊控制器:
实际上是一台微计算机,根据控制系统的需要,既可选用系统机,又可选用单片机或单板机。
② 输入/输出接口装置:
模糊控制器通过输入/输出接口从被控对象获取数字信号量,并将模糊控制器决策的输出数字信号经过数模转换,转变为模拟信号,送给执行机构去控制被控对象。
③ 广义对象:
包括被控对象及执行机构,被控对象可以是线型或非线性的、定常或时变的,也可以是单变量或多变量的、有时滞或无时滞的以及有强干扰的多种情况。
④ 传感器:
传感器是将被控对象或各种过程的被控制量转换为电信号的一类装置。
3.1.2 模糊控制的优点
模糊控制理论[4]具有许多传统控制方法无法比拟的优点,其中主要有:
① 使用语言方法,可不需要掌握过程的精确数学模型。
② 对于具有一定操作经验而非控制专业的工作者,模糊控制方法易于掌握。
③ 采用模糊控制,过程的动态响应品质优于常规控制,并对过程参数的变化具有较强的适应性。
3.1.3 模糊控制器设计中的主要问题
① 精确量的模糊化,把语言变量的语言值化为某适当论域的模糊子集。
② 模糊控制算法的设计,通过一组模糊条件语句构成模糊控制规则,并计算由此所决定的模糊关系。
③ 输出信息的模糊判决,并完成由模糊量到精确量的转化。
3.2 电流变液阻尼器的模糊控制
电流变阻尼器一般与弹簧组合使用构成工程中广泛使用的减振系统,此系统的工作原理如下:将簧载质量的平衡位置0 视为理想的控制目标,当有路面激励或扰动输入时,簧载质量将会偏离平衡位置而上下摆动,此时的偏差e=0-z1。将此偏差e及其导数e按照大小和方向进行分类,经过模糊控制器的处理得到相应的控制信号,此控制信号通过高压发生器生成相应的电压加到电流变液阻尼器上,完成控制过程。
工程上应用较多的是模糊控制器与PID控制器相结合组成的FUZZY-PID控制器。FUZZY-PID控制器既能够在复杂的非线性、大滞后的对象控制中表现出优越的性能,也能够适用于可建立精确数学模型的线性定常系统,并且具有良好的鲁棒性。常见的FUZZY-PID控制器有FUZZY与PID的双模控制器、补偿式FUZZY-PID控制器和FUZZY自整定PID参数控制器。
4 电流变液阻尼器的工程应用
电流变液阻尼器与模糊控制理论的结合使得电流变液阻尼器在汽车工程、土木工程减震结构体系等方面的应用更具潜力。
4.1 在汽车工程上的应用
车辆悬架系统位于车身与车轮之间,通常由弹性元件和阻尼元件组成。悬架系统设计的好坏对车辆的总体性能有重要影响,其主要功能主要体现在:
① 支承车体或车身;
② 隔离路面对车身的激励,抑制车轮与车身的共振,提供良好的乘坐舒适性或平顺性;
③ 使非悬挂质量尽量跟随地面运动,减小车轮与地面之间附着力的损失,保证良好的轮胎接地性,从而提供良好的行驶安全性;
电流变液阻尼器在汽车工程上的应用主要是利用其阻尼系数连续可调的特性与弹簧组成主动悬架或半主动悬架。其控制原理是:将汽车车身加速度和速度作为控制器的输入,得到的输出信号经过电压发生器产生用于控制电流变液阻尼器的电压信号,电流变液的阻尼系数随电压发生相应的变化,阻尼器产生适当的阻尼力,使汽车悬架能最佳地适应路况,提高汽车的安全性和乘坐舒适性。
4.2 在土木工程减震结构体系中的应用
由于建筑结构构件一般较粗笨且由混凝土材科制成,电流变液材料无法直接融合到此种材料中起调节智能结构构件参数以减小结构地震反应的作用。因此唯一的途径是用它作成由电流变阀控制的智能可调阻尼器,并把智能可调阻尼器与结构构件结合,最终制成智能可调参数结构构件。根据电流变效应的特点,在土木工程中电流变液主要被用来制作可控的阻尼器,即用加电场的电流变液来作阻尼器参数调整的控制阀,以实现对阻尼器参数的连续、可逆和迅速的调整,电流变液可控阻尼器与普通结构构件组成智能可调结构体系,可以减小由于风力及地震等引起的建筑物的振幅,从而增加建筑物的安全和舒适性。
此外,电流变液阻尼器还可以用于机器人活动关节、航空、航天领域的防振系统及机械加工颤振控制等领域。
5 结束语
随着电流变液技术的不断成熟和完善,电流变液智能阻尼器也越来越多地应用到了实际工程中,也成为当前研究的热点,但现有的电流变液阻尼器也存在一些问题:
① 电流变液的剪切应力较小,并且在实际应用中的动态情况、高剪切速率条件下性能变差;
② 电流变液阻尼器的控制策略不够完善;
③ 电流变液装置设计方面的问题以及电流变效应机理模型的不完善。
参考文献
[1]Stanway R.and Sproston J.L,electro-rheological fluids:a systematic approach to classifying modes of operation ASME J.Dyn.Sys,Mea.Contr.Vol.116,No.3,1994,498-504.
[2]Kamath G.M.Hurt M.K.and Wereley N.M.,Analysis and testing of Bingham plastic behavior in semi-active electrorheo-logical fluid dampers,Smart materials and structures,No.5,1996,576-590.
[3]Copeland,R.P.,Rattan,K.S.,A fuzzy logic supervisor for PID control of unknown systems,Intelligent Control,1994,Proceedings of the1994IEEE International Symposium on,pp:22-26.