数字解调器

2024-05-21

数字解调器（共8篇）

数字解调器篇1

在现代数字通信系统中,多进制数字调试方式应用非常广泛。用多进制基带数字信号控制载波,进行频谱变换的过程为多进制数字调制,其反变换为多进制数字解调[1,2,3,4,5,6,7]。多进制数字解调包括多进制数字振幅调制(Multi-ary ASK,MASK)、多进制数字频率调制(Multi-ary FSK,MFSK)和多进制数字相位调制(Multi-ary PSK,MPSK)[8,9,10,11,12,13,14]。文中只对多进制数字频率解调作较详细的分析。

1 多进制数字频率调制系统模型

用于数字传输的最简单频率调制形式是二进制频移键控(FSK)。在二进制FSK中,采用两个不同的频率f0和f1=f0+Δf来传送二进制信息序列[1]。分析频率间隔ΔF=f1-f0的选择。于是,两个信号波形可以表示为:

式中ζb为每比特的信号能量,Tb为比特间隔。

一般地,M进制FSK可用来传送由k=1b M个比特构成的信息分组。在这种情况下,M个信号波形可以表示为

式中ζs=kζb为每个码元的能量,T=k Tb为码元间隔,Δf为连续频率之间的频率间隔,即Δf=fm-fm-1,其中fm=fc+mΔf。

MFSK信号波形具有相等的能量ζs,频率间隔Δf决定了对M个可能的发送信号的识别程度[2]。作为一对信号波形相似性(或相异性)的度量,可以定义如下相关系数:

将um(t)和un(t)代入式(3)则有

(4)

当fc>>1/T时,上式中第二个积分项为零。图1给出了γmn关于频率间隔Δf的函数关系曲线,可以看出,当Δf是1/2T的整数倍时,信号波形是正交的。

因此,满足正交性的相邻频率的最小频率间隔为1/2T。还应该注意到,当频率间隔Δf=0.715/T时,相关系数达到最小值,γmn=-0.217。

M进制正交FSK信号波形可以用如下M个M维的正交矢量表示:

其中,基函数为。对于所有的m和n,任意两个信号矢量之间的距离均为 ,这也是M个信号之间的最小距离。

2 调频信号的解调系统分析

假定在加性高斯白噪声信道中传输FSK信号,并且假设各信号在信道传输过程中都会产生相位偏移。于是,解调器输入端经滤波的接收信号可以表示为:

式中ψm表示第m个信号的相位偏移,n(t)表示加性带通噪声,可以表示为

n(t)=nc(t)cos2πfct-ns(t)sin2πfct (7)

MFSK信号的解调方法有两种。一种方法是估计出M个载波相位偏移{ψ m}并进行相位相干解调(phase-coherent demodulation)。另一种方法则在FSK信号的解调中忽略载波相位,这种方法称为非相干解调(noncoherent demodulation)。

2.1 M进制FSK信号的相位相干解调

在相位相干解调中,接收信号r(t)与M个可能接收信号cos(2πfct+2πmΔft+ψ m), m=0,1,…,M-1中的每一个进行相关运算,其中{φ m}为载波相位估计[3]。这种解调方法的方框图如图2所示。可以注意到,当φm≠φm ,m=0,1,…,M-1,(即非完美相位估计)时,解调器中信号正交所需要的频率间隔为Δf=1/T,这个频率间隔是φ =φ 时信号正交性最小频率间隔的两倍。

对M个载波相位进行估计的要求,使得对FSK信号进行相干相位解调变得非常复杂,而且不切实际,特别是在信号数量很大的情况下尤为明显[4]。因此,本文不再分析FSK信号的相干检测。

2.2 M进制FSK信号非相干解调

下面分析一种无需知道载波相位的解调方法,M进制FSK信号非相干检测的解调如图3所示。

在这种情况下,每个信号波形有两个相关器,即总共有2M个相关器。接收信号与如下基函数进行相关运算:

相关器的2M个输出在信号间隔结束时刻被采样,并将得到的2M个样本馈送至检测器[5,6,7]。因此,如果发送第m个信号,则检测器的2M个样本可以表示为:

式(8)和式(9)中nkc和nks表示采样输出中的高斯噪声分量。

可以看出,当k=m时,检测器的采样值为:

而且,如果两个连续频率的频率间隔为Δf=1/T,那么当k≠m时,样本ykc与yks中的信号分量为零,而与相移 ψk的取值无关[8,9,10]。在这种情况下,其他2(M-1)个相关器的输出仅包含噪声分量,即

ykc=nkc,yks=nks,k≠m (11)

在下面的推导中,假定Δf-=1/T,这样信号就是正交的。

容易证明,2M个噪声样本{nkc}与{nka}值为0、方差均为σ2=N0/2的随机变量[11,12,13,14]。因此,ymc与yms在条件σ m下的联合条件概率密度函数为

并且当m≠k时,有

如果给定2M个随机变量的观测值 {yk c, yk s,k=0,1,…,M-1},则最佳检测器将选择最大后验概率所对应的信号

P[发送信号sm│y]≡P(sm│y),m=0,1,…,M-1 (14)

其中,y是元素为{ykc,yks,k=0,1,…,M-1}的2M维矢量。

3 结语

多进制数字调制系统具有很多优势,在信息速率相同时,m进制的码元宽度是二进制的log2m倍,这样可以增加码元的能量和减小码间串扰的影响,提高频带利用率;在码元速率(传码率)相同条件下,可以提高信息速率(传信率),使系统频带利用率增大;在接收机输入信噪比相同的条件下,多进制数据传输系统的误码率比相应的二进制系统要高;多进制数字调制通常用在信息传输速率较高的场合,目前卫星通信、微波通信等广泛采用。

摘要：文章介绍了多进制数字调制中的频率解调。文中在多进制数字频率调制系统模型基础上,引入了M进制频率调制信号的表达式,采用嵌入傅氏变换理论和概率密度函数的方法,对M进制FSK信号的相位相干解调和非相干解调系统进行了分析,得到了系统的检测器采样值和最佳检测器将选择最大后验概率所对应的输出信号表述式的解析结果。

关键词：数字调制,码元,比特,高斯噪声,采样

数字解调器篇2

1 STEL-9257简介

在宽带无线接入系统中，经常使用基站到用户站模式的点对多点TDMA方式。此时，上行数据（由用户站到基站）采用突发数据包的方式。为了提高频谱利用率，一方面采用某些调制效率比较高的调制方式（如QPSK、16QAM等）提高每个符号传输的比特数；另一方面，要求基站的解调具同步时间短、突发包之间保护间隔时间短的特性，以减少冗余比特，进一步提高频谱利用率。基站的突发解高性能常常直接决定了点对多点宽带无线接入系统的上行传输速率。另外，由于现今宽带无线接入系统中多种不同业务同时传输的要求，使得用户站的带宽分配（TDMA系统中即为时隙分配）不能再采用固定带宽分配方法，而要求根据用户的实际需求动态分配带宽。这就要求基站的突发解调能够随着用户站的带宽（时隙）分配的变化这次时解调不同长度突发包。

图1 STEL-9257内部结构

STEL-9257是一款能很好满足以上要求的差分QPSK突发解调器，与IEEE802.14、MCNS和DAVIC解标准兼容，可直接输入5MHz～65MHz中频信号，解调速率最高可达5.12Mbps。STEL-9257采用固定前置码（4种，长度为14或16个码元周期），大大缩短了同步的时间并节省了独特字所需的系统开销。STEL-9257所要求的突发包之间保护间隔最小为4个码元周期（当采用可变长度突发包模式时为11个码元周期）。

2 STEL-9257的内部结构

图1为STEL-9257的内部结构，主要由变频模块、解调模块和微处理器模块组成。

(1)变频模块

变频模块将输入STEL-9257的载频为5MHz～65MHz的中频信号下变频后再通过声表面滤波器滤波输入解调模块。

(2)解调模块

解调模块由四部分功能电路组成：数字处理电路、解调制电路、同步和估计电路以及时钟和控制电路。

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数字处理电路首先对输入的模拟信号进行采样，再对数字采样信号进行滤波和抽取，而后将数字信号输出到下级处理模块。STEL-9257要求传输的基带信号频谱为alpha=0.25～0.30的均方根余弦。FIR滤波器的互相关系数见图2。

(3)微处理器模块

微处理器模块通过串口接收外部的配置命令。当外部Reset启动后，微处理器模块将对变频模块和数字解调模块进行配置。

3 STEL-9257功能介绍

STEL-9257使用固定前置码（14或16个码元）以缩短捕获时间，提高频谱利用率；使用差分编码消除相位模糊度；对长突发包进行比特跟踪同步以避免失步。STEL-9257可以解调输入载波频率范围为5MHz～65MH、固定长度或可变长度的TDMA或FDMA信号。

3.1 突发包长度选择

STEL-9257可以工作在固定长度突发包模式或可变长度突发包模式。在固定长度突发包模式中可以设置6种不同的突发包长度，用户可以通过模式控制引脚进行快速切换。固定长度突发包工作模式要求相邻两突发包之间保护间隔长度不小于4个码元周期。

图3 STEL-9257输出时序

在可变长度突发包工作模式，无需设置突发包的长度，STEL-9257将自动检测突发包的结束。但是，此时STEL-9257输出的数据有效（Data Valid）信号并不能准确给出突发包的结尾，而会在突发包结束后延迟数个比特给出。由于系统中数据链路层带宽分配的要求，数据链路层总是知道此时接收的突发包长度，因此，突发包的准确结尾将由系统判断。可变长度突发包工作模式要求相邻两突发包之间保护间隔长度不小于11个码元周期。

3.2 STEL-9257的MAC层相关功能

STEL-9257的MAC层相关功能包括接收信号强度指示（RSSI）、噪声功率测量、载波频率差错估计、包碰撞检测等。

3.3 STEL-9257的输出时序

STEL-9257输出时序如图3所示，tdav码元周期如表1所示。STEL-9257的输出信号主要为解调数据（DATA）、解调时钟（ClkOut）和解调数据有效（DataValid）信号。其中解调数据有效信号指示突发数据包的起始和中止位置（可变长度突发包工作模式时无法指示中止位置），在输出的第一个有效解调数据前置高标志数据开始。解调输出是去除固定前置码和解差分后的数据，在解调时钟的下降沿变化。

表1 tdav码元周期表

码元速率（Msps）tdav 码元速率（MHz）tdav 0.128～0.320 39码元 1.544 43码元

0.512～0.772 40码元 2.048 44码元

1.024 41码元 2.56 45码元

1.28 42码元

3.4 STEL-9257的微处理器接口

数字解调器篇3

1 DTMB概述

DTMB包含多项技术参数:单载波或多载波, 前向纠错码率、PN类型、符号星座映射方式等, 可组合成300余种不同的工作模式。《地面数字电视接收机通用规范》[3]只对其中7种具有实用价值的模式作了具体要求。一般而言, 设计DTMB数字电视接收机也只是针对这7种模式进行性能指标测试, 如表1所示。

2 DTMB解调系统的设计

2.1 DTMB解调系统的硬件组成

DTMB数字解调系统的硬件有3个关键部分:Tun⁃er (调谐器) 、DTMB信道解调芯片和TS流 (Transport Stream) 解码器。

从图1可见, 来自天线或信号发生器的RF (射频) 信号进入Can Tuner (铁盒式调谐器) 或Silicon Tuner (硅调谐器) , 目前广泛使用的是Silicon Tuner。Tuner将调制在不同高频载波上的信号搬移到统一的IF (中频) 载波上, 输出模拟IF信号或模拟I/Q基带信号送到DTMB信道解调芯片ATBM8878。

根据IF的强度, 发出AGC (自动增益控制) 信号送回Tuner, 使Tuner对IF强度进行反向调整。二者之间有I2C总线通信线路, 对台位、频点等信息进行通信。ATBM8878和Main Processor (主处理芯片) 也通过I2C总线通信, 主芯片是主控制器件, ATBM8878是从属器件。ATBM8878还作为I2C转发器, 建立起主处理芯片和Tuner之间的通信。在现在主流的电视方案中, 主处理芯片集成度很高, 包含MCU (微控制器) 、模拟音视频处理模块、模拟电视解调模块等, 前述TS流解码器也包含其中。ATBM8878外围需要接上一个晶振或时钟信号, 作为芯片内各功能模块的时间基准。

ATBM8878输出的TS流, 送进主处理芯片进行解复用和解码, 解出图像信号和数字音频信号, 图像信号通过显示设备显示出来, 数字音频信号再经过DAC (数模转换) 得到模拟音频信号, 通过扬声器播放。主处理芯片外挂SDRAM和Flash, SDRAM用于暂存接收机系统的运算数据, Flash用于存放软件文件。

2.2 信道解调芯片工作原理浅析

以ATBM8878为例, 它能完全满足中国数字电视地面广播系统GB/T 26686—2011的要求, 能灵活地适应较大的载波频偏、ADC采样时基偏移和较长的脉冲干扰, 能很好地对抗较强的数字音频压缩伪影和前回波, 尤其是对单频网络。其具备的自动信道估计技术能适应信道的快速变化, 因此, 即使是在快速衰落的信道环境下, ATBM8878也可正常解调数字电视信号。ATBM 8878的内部框图如图2所示。

Tuner接收到调制有地面数字信号的RF信号, 解调出模拟IF信号, 送进ATBM8878, 外挂的晶振接至芯片内部的PLL (锁相环) 电路。PLL的作用是跟踪相位差, 产生控制信号去修正压控振荡器产生的频率, 使频率保持稳定。

在ADC模块中对模拟IF进行采样, 得到数字IF信号。根据数字IF的强度, AGC模块输出信号给Tuner, 反方向调整模拟IF的强度, 最终使数字IF的强度保持在一个正常范围。ADC模块的性能非常关键, 如果性能不佳, 解调出的数字信号会受到较大影响。

经过正交解调, 将IF信号转变为baseband (基带) 信号。时域恢复模块的作用是改善采样速率和相位偏差, 获得最佳采样点。频域恢复模块用于调整频率偏差和相位偏差。信道估计即对信道模型的参数进行估计, 对数字电视的解调效果有很大影响。均衡是利用估计出的信道参数对实际信道的线性失真进行补偿的过程[4]。

为提升DTMB的性能, 在信道编码中, 采用了程度很深的交织, 因此在时域解交织时, 需要搭配大容量的SDRAM存储临时计算数据, ATBM8878内置了SDRAM。

数字电视信号在传输过程中可能受到外部干扰引起误码, 因此必须引入FEC (前向纠错) 技术。FEC是对传输信号编码时, 在有用信号前根据一定算法加入校验字;在接收端按相应的算法进行解码, 从而纠正码流在传输过程中产生的部分错误。

解扰器是针对一些在数字电视信号中加扰或加密的情况。

ATBM8878可解调出多种格式的Transport Stream, 包括MPEG-2, MPEG-4, H.264和AVS。

2.3 ATBM8878解调电路

如图3所示, ATBM8878需要3.3 V和1.2 V两种供电, 其中3.3 V for Tuner分出两个支路3.3 V digital和3.3 V, 分别给芯片内部数字和模拟处理模块供电。如图4所示, 芯片的每个供电脚都接上0.1μF去耦电容, 在PCB上必须尽可能靠近管脚放置才能达到理想的去耦效果。

ATBM8878的pin42是复位脚, 可由R104和C140组成的RC电路实现低电平复位, 或者由来自主芯片的I/O信号Demod_RST进行复位。

由图4可见, 将Tuner对RF信号解调得到的差分IF信号IFP和IFN送到pin20和21, 串联0.1μF电容用于交流耦合。该芯片可支持来自两个Tuner的两组IF信号输入, 另一组从pin18和19输入, 本方案只有一组IF信号, pin18和19接地。

芯片外挂30.4 MHz晶振, ATBM8878对晶振的性能参数有如下要求:

1) 最大频偏:±50/106;对于30.4 MHz晶振, 频率最大的偏差范围是±1.52 k Hz。

2) 负载电容:12 p F;负载电容会影响晶振的起振与否和频率的准确度, 通常是通过在晶振的两脚上接下地陶瓷电容来调整负载电容的值。

IF_AGC_D是ATBM8878发出的PWM信号, 经过R141和C184组成的低通滤波电路, 产生直流电平送到Tuner, 根据检测到的数字电视IF的强度去控制Tuner内部放大电路的增益。如果IF较强, 则降低增益;如果IF较弱, 则加大增益。IF强度不同, PWM的占空比就不同, 直流电平的高低也不同, 从而Tuner内部放大电路的增益就不同。

ATBM8878有两组I2C接口, 每组由时钟和数据组成。Pin29和30的TUN_SCL和TUN_SDA连接到Tuner的I2C接口, 只用于二者之间的通信。Pin26和27的SCL_T和SDA_T连接到主芯片的I2C接口, 和主芯片通信。Tuner和主芯片之间没有直接的通信路径, 二者间的信息交换, 必须通过ATBM8878这个媒介。

ATBM8878可支持串行或并行的TS流, 而大多数主处理芯片也可同时支持这两种方式, 那么优选并行方式, 如图5所示。串行传输的每个时钟对应1 bit, 并行传输的每个时钟对应1 byte。因此并行方式在EMI方面有优势, 在所需传输的数据量相同时, 并行传输的时钟频率只是串行时钟频率的1/8, 可降低时钟线的辐射强度, 减少对周边电路的干扰。TS0~TS7是并行TS流信号, 每路串联33Ω电阻用于阻抗匹配, TS1_D[7:0]连接到主处理芯片的相应接口。

Pin48 TS_SYNC是在传输过程中实现ATBM8878和主处理芯片同步收发的控制信号, 在软件设置中, 可自由选择对每一个bit同步或对每一个byte同步。

Pin47 TS_VALID是从主处理芯片端反馈回来的数据确认信号, 针对188 byte或204 byte的DTMB TS流数据包长, 可选择每188 byte或204 byte发出一个确认信号。

TS_CLK是TS0-TS7, TS_SYNC, TS_VALID这几个信号的时间基准。

2.4 软件的设计与实现

ATBM8878的底层驱动程序提供了4个API (应用编程接口) , 包括硬件复位、延时、读I2C操作和写I2C操作。当软件调用ATBM8878硬件复位API后, 会对芯片进行复位, 配置晶振的频率, Tuner IF的频率和TS输出格式等。具体解调软件流程如图6所示。

1) 搜台操作

使Tuner自动地搜索频道列表里的所有频点, 从最低频点, 以8 MHz的步长, 搜索到最高频点, 并保存搜索到的DTMB数字台位。一般DTMB的频率范围从474~858 MHz。

2) 换台操作

同样的台位切换时, 不会对Tuner和ATBM8878进行任何操作;不同的台位切换时, 只需向Tuner写入新的RF频率, 不用再进行初始化操作。

3) 锁定操作

软件会向Tuner的寄存器写入特定的频点或频道, 然后读取ATBM8878的锁定标志位来判断解调器是否找到了有效的数字电视信号。如果找到, 就存储频点信息, 并继续进行TS流解码。

3 DTMB性能测试方法和报告

在试验室进行DTMB接收机的性能测试, 主要采用SFU Broadcast Test System, 它是码流仪、调制器和信道仿真器等多种仪器的集合体。支持包含DTMB在内的各种数字制式信号的输出;内部集成了数字电视和模拟电视干扰信号源, 用于测试接收机抑制数字或模拟电视的同频、上下邻频干扰的能力;能模拟多种常用典型的信道模型, 如高斯信道、莱斯信道和瑞利信道等。

测试项目主要是:最小接收电平, 最大接收电平, 高斯信道载噪比, 莱斯信道载噪比, 瑞利信道载噪比, 抑制模拟电视同频、上下邻频干扰能力, 抑制数字电视同频、上下邻频干扰能力和频率捕捉范围等。每项测试都需对DTMB的7种模式逐一测试, 在低频段、中频段和高频段各选取1~2测试频点。表2和表3提供了该DTMB解调系统在实验室的实测数据, 测试结果证明系统设计是可行的。

除了实验室测试, 实地场测也是数字电视接收机十分重要的测试手段, 一般选取远离发射台的偏远山区, 高楼密集的城市室内等恶劣的接收环境。对于DTMB数字电视, 除了测试恶劣的信道环境之外, 还需要对多种标准或非标准格式和码率的TS流加强测试。

参考文献

[1]陈田明.美欧数字电视制式比较及中国数字电视展望[J].深圳大学学报, 2003, 20 (2) :42-47.

[2]潘长勇.DTMB标准的应用与发展[J].电视技术, 2012, 36 (22) :15-16.

[3]GB/T 26686—2011, 地面数字电视接收机通用规范[S].2011.

数字解调器篇4

关键词：FM-AM转换,数字解调,正弦调频,线性调频

0 引言

调频信号是实际应用中经常碰到的信号, 例如在电容、电感等参量型传感器组成的电桥输出中, 信号的输出可以是调频波;在通信信号将所需传输的信息对载波进行调制, 最常用的载波为连续正弦波, 而调制方式很多情况下也是调频波;在雷达的一类探测系统中, 发射的是连续正弦波或周期脉冲调制的正弦波, 而接收的回波则是受目标特性调制的调幅-调频信号。

对线性调频信号, 主要是围绕Wigner-Ville分布 (WVD) 形成了许多有用的信号检测方法[1,2]。这些方法的共同特征是要进行一些类似傅里叶变换的运算, 显然不利于硬件的实时实现, 同时也限制了计算速度。然而对正弦调频信号, 主要的参数解调方法有:基于ARMA模型的参数估计方法、能量分离算法、复FM信号模型辨识法等[3,4]。Teager-Kaiser能量算子是一个对任意AM-FM信号都能够有效分离[4,5,6], 并检测调幅和调频信息的信号算子。但在实用中对于离散时间AM-FM信号的解调和调频信息的提取, 需用滤波器组加以实现, 这是有待解决的问题。复FM信号模型辨识方法有点类似于正弦调频信号的模拟电路解调方法。在求取瞬时自相关函数的基础上, 利用瞬时自相关函数的功率谱图准确地确定载波频率和调制频率。调制因子则通过离散傅里叶变换和反变换进行。通过求取两个Bessel函数之比, 并通过Bessel函数查表, 得到调制系数的估计。这种方法明显的缺点是计算比较复杂, 不利于硬件实现。

本文讨论基于线性滤波器信号输出的FM-AM转换调频信号数字解调技术, 在数字实现上它没有能量算子的缺点, 而且具有较好的抗噪能力。

1 FM-AM转换时频分析原理[7,8,9,10]

首先考虑一般的调幅-调频离散信号:s (m) =a (m) exp[jφ (m) ], 让其通过一个线性滤波器h (m) , 假设滤波器的长度为N, 则对应的输出响应为:

$\begin{array}{l} y (m) = h (m) * s (m) = \sum_{p = 0}^{Ν - 1} h (p) s (m - p) \\ = \sum_{p = 0}^{Ν - 1} h (p) a (m - p) e^{j φ (m - p)} (1) \end{array}$

将其中的φ (m-p) 用Taylor级数展开, 有:

$φ (m - p) = φ (m) = p \dot{φ} (m) + ε [\ddot{φ} (m)] (2)$

将式 (2) 代入式 (1) 得:

$y (m) = \sum_{p = 0}^{Ν - 1} h (p) a (m - p) e^{j {φ (m) - p \dot{φ} (m) + ε [\ddot{φ} (m)]}} (3)$

考虑在滤波器作用范围内, 幅度a (m) 是一个缓变量, 实际上在所研究的伪码体制及其复合引信信号中, 幅度是一个常数, 式 (3) 可变为:

$\begin{array}{l} y (m) = a (m) \sum_{p = 0}^{Ν - 1} h (p) e^{j φ (m)} \cdot e^{- j p \dot{φ} (m)} \cdot e^{j ε [\ddot{φ} (m)]} = \\ a (m) e^{j φ (m)} \sum_{p = 0}^{Ν - 1} h (p) \cdot e^{- j p \dot{φ} (m)} \cdot e^{j ε [\ddot{φ} (m)]} (4) \end{array}$

若在滤波器作用范围内, 信号的二次项误差可以忽略, 那么式 (4) 可以近似为:

$\begin{array}{l} \hat{y} (m) = a (m) e^{j φ (m)} \sum_{p = 0}^{Ν - 1} h (p) \cdot e^{- j p \dot{φ} (m)} = \\ s (m) \sum_{p = 0}^{Ν - 1} h (p) \cdot e^{- j p \dot{φ} (m)} (5) \end{array}$

对滤波器的系数h (m) , 其傅里叶变换为:

$Η (e^{j ω}) = \sum_{p = 0}^{Ν - 1} h (m) \exp (- j ω m) (6)$

参考式 (6) , 式 (5) 可以表示为:

$\hat{y} (m) = s (m) Η [\dot{φ} (m)] = s (m) Η [ω (m)] (7)$

式 (7) 表明, 对一定的滤波器h (m) , 其频率传递特性和滤波后的信号输出中包含了被分析信号的瞬时频率特性。例如, 假设知道滤波器h (m) 的频率传递特性的数学表示和待分析信号的瞬时幅度s (m) , 则可求出信号的瞬时频率:

$ω (m) = \dot{φ} (m) ⧋ Η^{- 1} [\hat{y} (m) / s (m)] (8)$

式 (8) 表明, 若已知信号的瞬时幅度, 且设置的滤波器是频率的单值函数, 则可以解析求出信号的瞬时频率, 但通常信号的瞬时幅度是未知的, 且考虑了去除噪声的需要, 一般采用两个重叠的滤波器来进行频率获取。

假设有两个滤波器H1 (ω) 和H2 (ω) , 它们同时作用于信号s (m) =a (m) exp[jφ (m) ], 根据式 (7) , 在同一时刻n, 它们各自的输出可以分别表示为:

$\begin{array}{l} | y_{1} (n) | = a (n) | Η_{1} [ω (n)] | (9) \\ | y_{2} (n) | = a (n) | Η_{2} [ω (n)] | (10) \end{array}$

为了求出瞬时频率, 二者相除, 得到:

$\frac{| Η_{2} [ω (n)] |}{| Η_{1} [ω (n)] |} = \frac{| y_{2} (n) |}{| y_{1} (n) |} (11)$

定义: $g [ω (n)] = \frac{| Η_{2} [ω (n)] |}{| Η_{1} [ω (n)] |} = v (n)$ , 则:

$ω (n) = g^{- 1} [v (n)] (12)$

2 分析滤波器组设计

2.1 高斯滤波器及频率计算

为了解析地求出信号的瞬时频率, 由式 (12) 可知, 必须知道两个分析滤波器的传递函数相除后的数学表达式。一种很容易满足这一条件的滤波器是高斯滤波器, 假设两个高斯型滤波器, 它们的中心频率分别为ω1和ω2, 其传递函数为:

$\begin{array}{l} Η_{1} (ω) = \exp [- a_{1} (ω - ω_{1})^{2}] (13) \\ Η_{2} (ω) = \exp [- a_{2} (ω - ω_{2})^{2}] (14) \end{array}$

二者相除得:

$\begin{array}{l} g [ω (n)] = \frac{| Η_{2} [ω (n)] |}{| Η_{1} [ω (n)] |} = \frac{| \exp [- a_{2} (ω - ω_{2})^{2}] |}{\exp [- a_{1} (ω - ω_{1})^{2}]} \\ = \frac{| y_{2} (n) |}{| y_{1} (n) |} (15) \end{array}$

假设二者带宽相等, 即a1=a2=a, 对式 (15) 两边取对数得:

$a^{- 1} \log (\frac{| y_{2} (n) |}{| y_{1} (n) |}) = (- 2 ω ω_{1} + ω_{1}^{2}) - (- 2 ω ω_{2} + ω_{2}^{2}) (16)$

令 $u (n) = \log (\frac{| y_{2} (n) |}{| y_{1} (n) |})$ , 解上述方程得到瞬时频率为[7]:

$ω (n) = \frac{u (n) / a + (ω_{2}^{2} - ω_{1}^{2})}{2 (ω_{2} - ω_{1})} = \frac{u (n)}{2 a (ω_{2} - ω_{1})} + \frac{ω_{1} + ω_{2}}{2} (17)$

有时待分析信号的带宽较大, 一组滤波器的有效频率分析范围不能满足信号的带宽要求, 此时就要采用多组滤波器技术。若仍以高斯滤波器作为分析滤波器, 则采用上面的等带宽高斯滤波器。因此瞬时频率的计算方法与式 (17) 类似, 即为:

$ω (n) = \frac{u_{j i} (n)}{2 a (ω_{j} - ω_{i})} + \frac{ω_{j} + ω_{i}}{2} (18)$

式中:ωi和ωj是相应工作滤波器的中心频率, 其中:

$u_{j i} (n) = \log (\frac{| y_{j} (n) |}{| y_{i} (n) |}) (19)$

这种形式的滤波器对高频具有高的时间分辨率, 而对低频部分则提供比较高的频率分辨率。如果相邻滤波器的中心频率和带宽满足条件ωj=2ωi和aj=ai/2, 则式 (18) 将变为:

$ω (n) = [2 (\frac{u_{i + 1, i}}{a_{i}} + ω_{i}^{2})]^{1 / 2} (20)$

推广上面所讨论的滤波器组到更为一般的形式, 即滤波器具有任意带宽、任意中心频率, 假设工作滤波器组的频率分别为ωi和ωj, 带宽分别为ai和aj, 则有[10]:

$ω (n) = \frac{- b + \sqrt{b^{2} - r (a_{i} - a_{j}) c (n)}}{2 (a_{i} - a_{j})} (21)$

式中:b=2 (ajωj-aiωi) , c (n) =aiω $_{i}^{2}$ -ajω $_{j}^{2}$ -uji (n) , 并且:ωj>ωi。

2.2 本文的算法及通道选择方法

本文选用等带宽结构的高斯型滤波器组, 与通常子带分析滤波器组不同的是, 由于无须考虑信号分解后的恢复, 测频分析滤波器组设计并不需要考虑信号分解的完备性问题, 即滤波器间可以有一定的混叠, 在实际实施中, 采用设置阈值的方法将消除混叠的影响。而且, 测频分析滤波器组的每个子带由两个相同形状的带通滤波器组成, 不同的只是把原型滤波器移到了不同的中心频率。

采用上述思想, 整个基于FM-AM瞬时频率分析理论的实现算法如下:

Step1:设计一个P阶 (本文为32) 的原型低通高斯滤波器;

Step2:将整个频率空间分成N子带, 每个子带都具有相同的结构和相同的相对带宽, 形成分析滤波器组, 如图1所示;

Step3:信号进入滤波器组后, 判断能量最大值所在的滤波器通道;

Step4:计算信号滤波输出比;

Step5:根据滤波输出比求取瞬时频率。

有四种基于能量的通道选择方法:

(1) 幅度估计能量, 即A $_{i}^{2}$ ;

(2) 频率估计能量, 即ω $_{i}^{2}$ ;

(3) 幅度和频率的乘积 (也称为Teager能量) , 即Ai (t) ωi (t) ;

(4) 两个相邻滤波器的输出乘积, 即|yi (t) ·yi+1 (t) |。

这里采取第 (4) 种判断方法, 即当两个相邻滤波器的输出值同时大于设定阈值时, 选择该通道作为分析滤波器组。

3 仿真实验与分析

根据上述算法, 对两种调幅-调频信号进行了幅度和频率特征提取分析。

采用上面介绍的基于双滤波器输出比的时频分析思想和设计的双滤波器组, 对常用的正弦调频和线性调频两种类型的调频信号, 在不同的背景条件下进行了仿真实验, 并给出了信号的频率-时间图和对应的参数估计。考虑噪声问题, 实际仿真预先设置一个信号阈值, 大于阈值的输出用来计算输出比, 并查表获取频率值, 否则信号频率等于前一计算频率。

3.1 正弦调频信号的数字解调

设Am为归一化幅度;f0是载波频率;ΔF是频率偏移量;fm是调制信号频率, 则正弦调频信号的数学模型s (t) 及对应的瞬时频率f (t) 分别表示为:

$\begin{array}{l} s (t) = A \sin θ (t) = A \sin [2 π f_{0} t + \frac{Δ f}{2 f_{m}} \sin (2 π f_{m} t)] (22) \\ f (t) = \frac{1}{2 π} \frac{d θ (t)}{d t} = f_{0} + \frac{Δ f}{2} \cos (2 π f_{m} t) (23) \end{array}$

采用归一化频率, 假设待分析的正弦调频信号载频f0=0.5, 调制信号频率为0.002 1, Δf=0.42。即信号的最大频率为0.71, 最小频率为0.29。

仿真实验分以下两个条件进行:无噪声的正弦调频信号;有噪声的正弦调频信号。解调结果分别如图2所示。

3.2 线性调频信号的数字解调

线性调频信号的数学模型s (t) 及对应的瞬时频率f (t) 分别表示为:

$\begin{array}{l} s (t) = A s i n θ (t) = A s i n [2 π (f_{0} t + k t^{2} / 2)] (24) \\ f (t) = \frac{1}{2 π} \frac{d θ (t)}{d t} = f_{0} + k t (25) \end{array}$

式中:f0的定义同上;k是线性调频斜率。采用归一化频率, 假设待分析的线性调频信号载频f0=0.19, k=100。仿真实验分以下两个条件进行:无噪声的线性调频信号;有噪声的线性调频信号。解调结果如图3所示。

3.3 参数估计

从所得的时频分布图中, 很容易得到信号的参数。对正弦调频信号, 极值频率出现的周期代表了信号的调制周期fm, 这是一个可以准确估计的参数, 这里不再列出。设从上面通过双滤波器组获得的信号最大频率和最小频率为fmax和fmin, 则:

$\begin{array}{l} f_{0} = (f_{\max} + f_{\min}) / 2 (26) \\ Δ f = f_{\max} - f_{\min} (27) \end{array}$

对线性调频信号的参数估计, 采用最小二乘法进行。取数据为 (ti, fi) , l≤i≤m, l和m分别为所选数据的起止标号, ti, fi分别为出现时刻和对应频率值, 由最小二乘法得:

$\begin{array}{l} f_{0} = \frac{\sum_{i = l}^{m} t_{i} f_{i} - \frac{1}{m - l} (\sum_{i = l}^{m} t_{i}) (\sum_{i = l}^{m} f_{i})}{\sum_{i = l}^{m} t_{i}^{2} - \frac{1}{m - l} (\sum_{i = l}^{m} t_{i})^{2}} (28) \\ k = \frac{1}{m - l} \sum_{i = l}^{m} f_{i} - \frac{f_{0}}{m - l} \sum_{i = l}^{m} t_{i} (29) \end{array}$

参数估计结果如表1所示。从表中可知, 算法具有一定的抗噪声能力。

4 结语

本文研究了基于FM-AM转换的时频分析技术的原理和方法, 分析了基于高斯滤波器的频率求解方法。设计了高斯型滤波器组, 以正弦调频和线性调频信号为例, 采用FM-AM时频分析技术对它们的频率特征进行了数字解调。仿真结果表明, 这种基于FM-AM转换时频分析技术能较好地进行调频波的数字解调, 且具有一定的抗噪声能力。在这种方法的实施过程中, 实际上频率求解部分可采用查表方法实现, 因此整个算法可以不含求根、变换等复杂运算, 所以易于硬件实现和并行计算, 并且整个算法以数字滤波器的输出信号为基础, 因此具有一定的实用价值。

作为示例, 本文仅讨论了正弦调频信号、线性调频信号的时频分布, 实际上对其他类型的调频信号, 本方法同样适用。而且对于一般调频广播系统中的调频波, 也可以采用本文的方法进行数字解调。

参考文献

[1]郭汉伟, 王岩, 杨风风, 等.基于小波Randon变换检测线性调频信号[J].国防科技大学学报, 2003, 25 (1) :91-94.

[2]陈韶华, 相敬林.基于Laguerre变换的线性调频信号检测[J].西北工业大学学报, 2003, 21 (5) :616-620.

[3]张贤达, 保铮.非平稳信号处理与分析[M].北京:国防工业出版社, 2001.

[4]Maragos P, Haiser J F, Quatieri T F.Energy Separation inSignal Modulation with Application to Speech Analysis[J].IEEE Trans.on Signal Proc., 1993, 41 (10) :3 024-3 051.

[5]Petros Maragos, James F Kaiser, Thomas F Quatieri.OnSeparating Amplitude from Frequency Modulations usingEnergy Operators[A].ICASSP[C].1992 (2) :1-4.

[6]Alan C Bovik, Petros Maragos, Thomas F Quatieri.Demodu-lation of AM-FM Signals in Noise using Multiband EnergyOperators[A].IEEE International Symposium on Informa-tion Theory[C].1993, 17 (22) :427-427.

[7]Bovik A C, Havlicek J P, Desai M D, et al.Li mits on Dis-crete Modulated Signals[J].IEEE Trans.on Signal Process-ing, 1997, 45 (4) :867-879.

[8]Bovik AC, Havlicek J P, Desai MD.Theorems for Discrete Fil-tered Modulated Signals[A].ICASSP[C].1993:153-156.

[9]Robert A Baxter, Thomas F Quatieri.AM-FMSeparation u-sing Shunting Neural Networks[A].Proceedings of theIEEE-SP International Symposium on Ti me-Frequency andTi me-Scale Analysis[C].1998, 6 (9) :553-556.

数字解调器篇5

MSK (最小频移键控) 信号是一种相位连续、包络恒定并且占用带宽最小的二进制正交FSK信号[1], 这些特点使它比较适合在窄带信道中传输, 因此被广泛应用于卫星通信和无线移动通信中的数据传输[2]。

研究出低误码率又便于实现的MSK数字解调技术对它的应用具有重要的意义[3]。常用的MSK解调方法有相位相干解调法、频率相干解调法、非相干解调法、正交差分解调法等[4], 相比其他的解调方式, 差分解调算法有着自身的很多优点。本文通过仿真实验讨论了MSK差分解调算法中采样点数和判决方法对误码率性能的影响, 在此基础上提出了一种改进的差分解调判决方法, 该方法具有较好的误码率性能, 并且更加易于实现。最后, 本文利用Xilinx公司的FPGA芯片实现了优化后的MSK差分解调算法。

1 MSK信号差分解调算法的特点

MSK信号的第k个码元可表示为[1]:

其中, ωc=2πfc是载波角频率, ak=±1是码元宽度为TS传输速率为R=1/TS的输入数据, φk=nπ是在第k个码元持续时间内的相位常数。

文献[5]给出了差分解调算法的原理, 此处不再赘述。MSK算法有一个最大的优点就是差分解调算法对频偏和相移不敏感。可以证明, 只要频偏△f满足:

TS/N≤△t≤TS, N为一个TS内的采样点数, 就可正确解调出ak。

2 差分解调算法的改进

2.1 采样点数的改进

若在一个码元宽度TS内总采样点数为N, 解调结果在第n个采样点计算, 1≤n≤N, 即△t=n TS/N, 则 (2) 变为:

由此可见, N越大, 则频差△f的取值范围越大, 即解调算法对频偏越不敏感。

图1为不同的采样点数下, 误码率性能比较。图中N为采样点数, 可以看出, N越大, 误码率性能越好, 但同时占用的资源也越多, 因此, 在选择采样点数的时候要考虑性能和硬件资源的折中。

2.2 判决模块的改进

在判决模块中, 一般是对一个码元周期内各个采样点上按照差分解调算法计算的结果Y (t) 进行积分后再判断ak的值[5], 即先将一个周期内每个采样点上计算得到的Y (t) 相加, 如 (4) 式, 最后由Y的值判决ak的值。

然而, 本文经过仿真发现, 将所有采样点的值进行积分后再判决的性能并不会比所有的单点判决 (每个符号周期只取一个点进行解调) 性能好。

图2给出了积分判决时, 不同的叠加点的性能比较。进行仿真时, 码元宽度TS内总的采样点数为16点, 图中“n=1:16”表示将一周期内所有16个采样点计算的Y (t) 进行叠加后再判决, 其它类推。为了更好的比较叠加后判决的性能, 该图也给出了最佳的单点判决 (n=16) 的性能与各种叠加方法得到的性能进行比较。

从图中可以看出, 当把所有16个采样点计算的Y (t) 值进行叠加后再判决, 得到的性能是最差的, 而且远低于最佳的单点判决性能;把所有采样点中后一半的采样点计算的Y (t) 值进行叠加的性能与最佳的单点判决性能差不多;随着所叠加的采样点的位置后移, 误码率性能逐渐提高, 图中将每个码元周期内最后5个采样点叠加后取得最好的性能, 而后, 随着叠加点数的减少性能有所下降, 但不明显, 如图中叠加的采样点取14至16时, 性能就比叠加第12至16个时有所下降。因此, 叠加判决时要选取适当的采样点进行叠加才能有效提高MSK信号的解调性能。本文根据仿真结果认为, 在一个码元周期内选取最后几个采样点进行叠加判决能得到较好的误码率性能和较小的计算量。

3 MSK差分解调的FPGA实现

本文最后利用FPGA芯片实现了优化后的MSK差分解调算法, 图3给出了输入数据与差分解调输出的结果对比, 图中“clk”为时钟脉冲, “ranseq_out”是用FPGA产生的一个随机序列, 作为输入数据源, “demo_out”为解调后的输出结果, “demo_valid”输出为“1”时输出结果有效。结果显示, 改进后的MSK差分解调算法更容易在FPGA里实现, 并且性能良好。

4 结论

本文通过对MSK信号的数字差分解调算法的仿真, 讨论了该算法中采样点数和判决方法对误码率性能的影响, 通过仿真发现, 误码率性能随着采样点数的增加而提高;在单点解调时, 判决点选取越靠近最大采样点的位置误码率性能越好;在此基础上提出了一种改进的差分解调判决方法, 选取适当的部分采样点进行叠加能有效提高解调性能, 易于实现。最后, 在FPGA上实现了优化后的差分解调算法。

参考文献

[1]樊昌信, 曹丽娜, 通信原理[M].国防工业出版社, 2011.

[2]楚克丽, 邓平, 佟力, 等.“基带MSK调制解调及其Verilog实现”[C]//通信理论与技术新发展一第十四届全国青年通信学术会议论文集.2009.

[3]王红军.一种新型的基于块自适应滤波的MSK信号解调技术[J].信号处理, 2011, Vol.27.No.6.

[4]陆智超.全数字MSK调制解调器的设计与实现[D].哈尔滨工程大学.

数字解调器篇6

目前, 在软件无线电系统的接收端一般使用数字化正交解调方式[2], 见图1所示。

数字化正交解调算法的基本原理是:将模拟中频信号f (t) 首先经过A/D转换器, 转化为数字信号f (n) , 然后用数控振荡器 (N C O) 产生的两路本振信号分别与混频f (n) , 输出信号经FIR数字低通滤波器 (LPF) , 得到基本信号I (n) 和Q (n) , 最后解调输出。它的主要缺点是要提取同步载波, 算法比较复杂, 而且占用存储空间大。为克服这些缺点, 本文提出了一种能适用于各种数字调相方式, 且算法简单、快速的数字化解调算法。

1 基于Hilbert变换的数字调相信号快速解调算法

根据Hilbert变换的性质, 如果低频限带信号a (t) Hilbert变换为A (ω) , 带宽为∆ω, 则当载波频率时ωC>ω∆/2, 有:

因此, 我们可设计一个数字化解调器如图2所示。

1.1 算法解释

一般数字调相信号可表示为[3]:

S (t) =A (t) cos[ωct+θ (t) ], 则当ωc>>ω∆/2时, 经A/D采样后S (t) 离散化为:

我们以周期Ts=Tb (为bT基带信号的码元宽度) 提取离散信号, 然后进行Hilbert变换, 则离散化信号的Hilbert变换为:

由H i l b e r t变换的定义可知:S (t) 的Hilbert变换实际上是S (t) 与冲激响应为h (t) =1πt的系统的卷积, 所以可以通过Hilbert滤波器来实现Hilbert变换。这样当S (n) 通过滤波器时, 就会产生M/2的时延 (M为滤波器的阶数) 。因此必须加上延时器以保证信号S (n) 和它的H i l b e r t变换S (ˆn) 保持同步。

数字调相信号解调的关键是确定其相位变化, 一般可以认为数字调相信号在一A (n) =1, 则点积Dot (n) 和差积Cross (n) 分别为调相信号前后两个码元采样点的相位差的余弦和正弦值。通过点积Dot (n) 和差积Cross (n) 值的大小和极性可组合判决前后码元相差的大小, 可用于D P S K、Q D P S K、π/4 Q D P S K、8 D P S K、M P S K等信号的解调[4,5]。

1.2 位同步的方法

位同步是数字化解调中不可缺少的重要环节, 在本方案中可以通过对带限滤波后的采样信号进行运算得到位同步信号。

因为数字调相信号通过带限滤波器后在相邻码元的相位变化点会产生幅度的“陷落”, 因此对采样序列S (n) 进行Hilbert变换后可提取信号的瞬时幅度值[6]:

只要采样频率足够高 (如取载波频率的4倍以上) , 通过计算瞬时幅度值序列中极小点的位置, 即可确定码元切换点。见图3所示。

初始位同步建立后, 由于码元定时误差、多普勒频移及噪声等干扰, 位同步点可能有偏差, 因此需要继续寻找瞬时幅度极小点的位置, 如极小点与原位同步点相同, 则不需调整位同步, 否则就要利用新的极小点位置对位同步跟踪调整。在实际通信中, 可先发射一连串“1”码 (相对相位调制) 或一串“0101….”码 (绝对相位调制) , 便于快速建立位同步。

2 性能分析

对于上述解调方案的性能, 我们使用M A T L A B进行了软件仿真研究, 通过对相干解调系统和本方案解调系统误码率的对比分析, 由图4可以看出本方案解调系统误码率比传统的相干解调系统有明显改善。

基于Hilbert变换对信号进行解调, 省去了繁琐的同步载波提取过程, 避免了“倒π”现象, 不需要低通滤波和抽样判决, 在结构上远比正交解调简单, 大大简化了系统在中频段的处理, 抗干扰性能有明显提高, 系统通用性显著增强。

另外可根据同步过程中确定的码元跳变点及在A/D采样中单个码元内的采样次数来选择进行点积Dot (n) 和差积Cross (n) 的采样信号, 保证计算出的相位差是两个码元波形稳定区的相位差, 进一步降低了误码率。

同时由于整个解调算法中相位的计算图3提取位同步信息的瞬时幅度值序列不需要进行除法和反正切运算, 相对其他许多解调算法, 计算量大大减少。

3 结语

本文从软件无线电的特点出发, 针对各种类型的数字调相信号提出了一种实现简单, 通用性非常好, 具有很强的抗干扰能力, 且计算量小的数字化解调算法, 便于软件编程的实现, 适合于DSP芯片搭建的软件无线电系统。

参考文献

[1]杨小牛, 楼才义, 徐建良.软件无线电原理与应用[M].北京:电子工业出版社, 2001.

[2]Ulrich L Rohde, Jerry C Whitaker.Communications Receivers-DSP Software Radio and Design (Third Edition) [M].Mc Graw Hill, 2001.

[3]樊昌信, 张甫翊等.通信原理 (第5版) [M].北京:国防工业出版社, 2001.

[4]Eyre J.The Digital Signal Pro-cessor Derby[J].IEE Spectrum, 2001, 38 (6) :62-68.

[5]A Swami, B M Sadler.Hierar-chical digital modulation using cumulants[J].IEEE Trans, on Communications, 2000, 48 (3) :416-429.

数字解调器篇7

关键词：PWM,555定时器,调制,解调

0 引言

随着现代通信中, 数字电路的大量应用, PWM基带信号作为信息处理的中间信号或辅助信号, 在实际数字通信终端中是很常见的。由于PWM信号的抗噪声性强, 经济, 节约空间等优点, 目前被很多领域广泛使用。PWM的一个优点就是从处理器到被控系统, 信号都是数字形式的, 不需要进行数模转换, 信号以数字的形式进行传递可以将噪声的影响降到最低, 因此实际的模拟信号在传输时大多是先转化为数字信号。

传统的模拟信号调制成PWM信号的过程比较复杂, 其大致设计方法将输入的模拟信号经过瞬时抽样, 再通过比较器输出[1]。

此电路相对比较繁琐, 因此我们尝试通过555定时器的运用寻找一种简便的方法用来实现PWM信号的调制。

1 555定时器调制PWM信号的原理

1.1 电路结构与原理

PWM基带信号调制的电路, 由一个555定时器、三个电阻和一个电容构成的, 主要功能是将输入的模拟信号转变成数字信号输出。只要将施密特触发器的反相输出端经RC积分电路再接回到它的输入端, 便构成了单稳态振荡器。图1为PWM信号调制的原理图, 在555定时器的控制端加上一个变化电压Vk进行一系列的调节后, 两个比较器的参考电压就发生了变化。当两个参考电压变大或减小后, 555电路的阈值电压和触发电压就跟着发生了增大或减小, 振荡电路的振荡频率就随之发生了相应的变化, 矩形波的宽度就随着控制端输入模拟信号Vk的电压变大而变大, 随着输入模拟电压变小而变小, 就可以实现PWM—脉冲宽度调制。图1中555定时器的5号脚输入模拟信号, 经过PWM信号产生电路, 在定时器的3号脚上便可产生PWM信号。

1.2 PWM电路性能分析

1.2.1 PWM的脉宽与调制信号Vk的关系

由RC电路的分析可知:在电容上的电压UC从充、放电开始到变化至某一数值UTH所经过的时间可以用公式 (1) 计算:

其中, UC (0) 是电容电压的起始值, UC (∞) 是电容电压充、放电的终了值。

PWM电路的输出脉宽随Vk瞬时值变化。由于555定时器控制端加入不同的电压值, 将会有不同的阈值电压和触发电压, 每次电容充放电所对应的Uc (0) 和UTH将会有所不同, 所以才会产生不同的电压幅值对应不同的脉冲宽度。

1.2.2 周期T0与调制信号频率的关系

对产生的PWM信号要实现理想的解调, PWM的输出脉冲应反映调制信号的特征。设调制信号的最高频率为fcmax, 根据抽样定理, 触发信号的频率f0=1/T0>2fcmax, 即触发信号周期

2 PWM电路特性参数分析

PWM电路对输入信号参数值有一定的范围要求, 当激励源的电压值在Y轴负半轴时, 电路不能正常进行调制与解调, 无法正确输出波形。当其振幅超过了直流电压源的幅值UCC, 将会出现了类似情况, 因此要选择合适的信号频率和幅值对电路的特性进行研究。在本次研究中Vk采用正弦波和三角波两种信号, 当输入模拟信号选择周期为20ms, 幅值选为2V, 能够实现较理想的结果。

3 PWM信号的解调原理

调制的信号方便在信道上传输, 在通信终端还需要将已调信号进行还原。PWM信号的解调电路是由巴特沃斯低通滤波器组成的, 将已调信号通过用由一个三极管加上一个非门和两个电阻、一个电容组成的反应中间态信号的电路。中间态信号波形将电容C1的充放电过程反应出来, 再将信号通过一个巴特沃斯低通滤波器电路即可将信号解调出来, 输出原来的模拟输入信号。解调电路的原理如图2所示。

4 PCB设计

4.1 PCB板图设计

PCB合理布局很关键, 如果布局不合理, 有时会出现电磁干扰, 虚焊等问题。图3为设计的PCB布线图, 电路的线宽均为50mil, 地线和电源线的线宽略加粗, 板图大小为3820mil×2420mil。

4.2 PCB实现

根据PCB线路文件, 利用线路板刻制机制作PCB, 并进行元器件组装, 得到的硬件设计实物图如图4所示。

5 电路仿真设计与硬件测试结果对比

5.1 PWM信号产生电路性能测试

下面从仿真设计的结果和硬件实现结果两方面比较PWM调制电路的性能。

图5和图6为PWM调制电路的仿真设计结果, 以上两图中通道A为模拟信号波形, 分别为输入的正弦波和三角波信号, 其周期均为20ms, 幅值均为2V, 通道B为数字信号脉冲, 即为PWM基带信号的波形, 从图中可以看出在输入模拟信号幅值越大的位置, 相应的PWM调制信号的脉宽就越大, 幅值越小的位置, 响应的PWM调制信号的脉宽就越小。这样PWM产生电路就实现从正弦模拟波形和三角模拟波形转变到数字信号波形的功能, PWM基带信号呈现周期性变化, 实现了脉宽调制的目的。

图7和图8为PWM调制电路硬件测试结果, 通过将幅度为2V, 周期为20ms的原模拟信号和产生的PWM基带信号波形的比较, 可以看出在原模拟信号幅度增大的地方, 基带信号的脉宽也随之增大;在原模拟信号幅度减小的地方, 基带信号的脉宽也随之变小。实现了输出波形的脉宽均随输入幅度的增大而增大, 减小而减小, 实现了PWM基带信号的调制。

5.2 PWM信号解调电路的性能测试

将PWM信号进行解调是本次研究中关键的一步, 因此需要比较输入信号与解调信号来检测解调电路的性能。下面先比较利用Multisim10软件仿真输入为三角波信号时解调结果。

图中波形1为输入模拟信号, 波形2为解调输出信号。通过比较软件仿真结果, 可以看出解调电路能够较好的将原正弦波信号解调出来。它们的幅度均为2V, 周期均为20ms, 只是发生了一些相移。相移的主要原因是抖动等。

图10和图11为实物PCB的示波器测试结果。其中波形1为输入的原模拟信号, 波形2为解调出的模拟信号。从中可以看出通过滤波器后出来的波形基本体现原模拟信号波形特征, 比较理想的完成了滤波功能, 由于电磁干扰等原因造成了解调信号的较小失真。

6 结论

使用555定时器实现PWM的方法比较简单, 在实际应用中具有可实现性, 只要设定合适的触发信号的周期, 可以获得对不同类型、不同频率信号的理想调制效果。在实验过程中, 由信号发生器产生的信号必须加以电平将其全部转化成正值, 才能进行调制, 最终得到解调的效果。通过比较仿真设计结果和硬件实现结果, 可以看出硬件实现较好地达到了仿真设计的效果。实现了利用PWM多谐振荡器完成从模拟信号向数字信号的转换的功能。

实际解调效果与仿真效果在幅值和频率上相同, 但是从波形中可以看出解调信号下部还是有些毛刺, 主要原因可能是电磁干扰等外部不可避免的影响, 但是总体效果还是不错的。

参考文献

[1]李莉, 胡之惠.PWM基带信号的产生与检测[J].上海师范大学学报, 2002, 9:31-36.

[2]阎石.数字电子技术基础 (第四版) [M].北京.高等教育出版社, 1998, 12:340-352.

[3]路而红.虚拟电子实验室-Multisim7&Ultiboard7[M].北京.人民邮电出版社, 2005, 5:1-21.

[4]陈国呈.PWM变频调速及软开关电力变换技术[M].北京.机械工业出版社, 2001:143-147.

数字解调器篇8

关键词：解扩,解调,Costas环,载波同步,FPGA,环路滤波器

1 引言

扩频通信系统是将基带信号的频谱扩展到很宽的频带上,然后进行传输,通过增大频带宽度来提高信噪比的一种系统。由于扩频系统具有抗干扰能力强、保密性高、截获概率低、多址复用和任意选址等优点,在移动通信等诸多领域越来越受到重视。

在扩频通信系统中,载波同步是扩频接收机正常解调的前提,是扩频通信中的一项关键性技术。常用的载波同步技术有平方环、Costas环和通用载波恢复环等。其中Costas环是跟踪低信噪比的抑制载波信号的最佳装置,也是现实中应用最多的一种。过去扩频信号载波同步常采用模拟Costas环,但是模拟环常存在I,Q通道间幅相不平衡、必须初始校准等问题。采用全数字实现的环路能够有效地避免这些问题。

本文介绍一种全数字Costas环,他能够很好地完成由BPSK调制的扩频信号的载波同步和跟踪,从而完成对调制信息的解扩解调。该电路具有可靠性高、体积小、功耗低、调试方便等优点。通过编程、综合和仿真,最后在FPGA上硬件实现本模块。测试结果表明,本模块的各项指标均达到设计要求。

2 数字Costas环的基本原理

Costas环主要由数字下变频器、解扩单元、积分-清零器(I-D)、数字鉴相器、数字环路滤波器(LPF)以及数字控制振荡器(DDS)等模块组成。

设输入的BPSK调制信号为S(n)=APcos ωn,其中P为扩频的PN码,A为数据调制信号,ω为输入载波角频率,将输入信号分别加到I路和Q路乘法器,分别与环路DDS产生的cos(ωn+φ)和sin(ωn+φ)相乘,则I,Q两路乘法器输出分别为:

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当输入信号中扩频码(PN码)和来自码同步环的扩频码精确同步的情况下,输入信号通过解扩单元就可以去除扩频码,解扩后I,Q两路输出分别为:

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最后通过低通滤波器滤去二倍频,最终I,Q两路输出分别为:

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可见,两路乘法器的输出均包含有调制信号,两者相乘可消除调制信号的影响,再经环路滤波器滤波后可得DDS控制电压:

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由于DDS的控制电压已经去除了基带信号的成分,只受到相位误差φ的控制(k为常数),所以可以对DDS进行准确的调整,实现对载波的精确同步和跟踪。

3 数字Costas环各子模块设计

在作者所参与的项目中,系统时钟fclk=48.96 MHz,载波频率为(12.24 M±1.5 k)Hz,数据速率fd=16 kb/s, A/D采样位数为8位。

3.1 DDS模块

输入时钟:fclk=48.96 MHz; 输出正弦:fo=12.24 MHz; DDS的位数:N=32 b。

由DDS公式undefined可知:

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从资源消耗和精度的综合考虑,采用了8位的查找表(IP核)来生成正弦余弦波,所以从累加器输出的相位信号必须截取高8位作为查找相位数据输入到查找表,输出正弦余弦信号也为8位。其具体实现结构如图2所示。

3.2 解扩单元

由于在直扩通信系统中,只有在PN码进入精确跟踪之后,码同步环路把精确PN码钟送入该环路的解扩单元完成扩频码片数据的解扩功能,载波同步环路才能开始工作。该模块采用异或门来完成解扩(解扩方法与接收信号的扩频方式有关)。

3.3 积分清零器

设置积分清零器的目的是为了去掉数字混频后的高次谐波和实现扩频增益。积分清零器实际上是由累积器和寄存器组成,积分清零数需要根据积分结果和扩频增益而定,积分结果和积分时间跟信息速率有紧密的关系,并要求清零时钟沿和采样时钟沿保持一致。

本设计中累加时钟采用系统时钟,清零时钟采用信息速率时钟。所以积分次数Dr=fclk/fd=3 060次,满足增益要求。为了防止数据溢出,在进行累加前必须对输入信号扩位,根据累加次数可以计算出输出需要扩展12位。

3.4 数字鉴相器

数字鉴相器主要完成同相(I)支路信号的检测。由于整个Costas环采用补码运算,过零检测就是判决积分清零器运算结果的符号位,并使得I支路的积分清零脉冲输出过零点形成检测脉冲。在运用中,我们采用判决I支路输出信号的最高位的正、负符号位,从而形成了过零检测脉冲。然后,该脉冲跟Q支路的输出数据进行异或门鉴相,鉴相后的误差信号送入环路滤波器。

3.5 数字环路滤波器

数字环路滤波器在环路中对输入噪声起抑制作用,并且对环路的校正速度还起到调节作用,因此对环路的性能起着关键作用,是需要进行参数调整的主要模块。在本接收机中采用一阶理想数字环路滤波器。该滤波器在其直流增益为无穷大而频偏为常数的情况下可以实现零稳态相位误差和频率误差。其结构如图3所示。

在本设计中,取阻尼系数0.707,环路带宽为BL=800 Hz,AD位数undefined,积分清零器输出与输入位数之差B=28-16=12,D为清零率等于Dr,系统时钟为48.96 MHz,DDS相位累加器字长N=32位,调整间隔取T等于一个符号周期为1/16K,可得环路增益K、滤波器固有频率ωn、滤波器参数C1和C2,详细推导见文献[1]。

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在FPGA实现中,为了避免过多使用乘法器占用FPGA资源和简化硬件电路设计,C1和C2可用小数乘法来实现,这里用移位的方法来近似实现。即通过右移其相应指数的位数(取绝对值)来实现。

本设计中要求达到跟踪1.5 kHz的频偏,经过参数调整,实际选取C1=2-6,C2=2-10时,则分别右移6位和10位,频偏在快捕带外同步带内,环路经过调整后锁定;当选取C1=2-5,C2=2-9时,则分别右移5位和9位,频偏处于快捕带内,环路直接锁定。

4 数字Costas环在FPGA上的实现

本设计采用Xilinx公司的Spartan3系列XC3S4000 FPGA,用Verilog语言编程,开发环境为Xilinx ISE 7.1i,仿真工具采用ModelSim 6.1a,综合工具采用Synplify Pro 8.0。经过测试,该环路能够锁定的最大频偏能够达到2 kHz,实现载波同步。图4为在ModelSim上仿真结果,由环路滤波器输出曲线可知,环路锁定(环路滤波器输出稳定)时间大约为3 ms,满足接收机设计指标要求。在Synplify平台上综合后的顶层RTL图如图5所示。

5 结语

在扩频通信系统中,数字Costas环结构简单、性能优秀,能够快速高效的实现载波同步从而实现调制信息的接扩解调。在整个系统中最关键的是环路滤波器的设计,对整个环路的性能起着重要作用。

本文中的Costas环已经在以FPGA为核心的硬件系统中运行,能够精确实现载波的同步和跟踪,且占用系统资源较少,动态范围较大,测试结果达到预期的设计指标要求。本电路已成功地应用于某直扩通信接收机中,效果良好。

参考文献

[1]张欣.扩频通信数字基带信号处理算法及其VLSI实现[M].北京:科学出版社,2004.

[2]张厥盛,郑继禹,万心平.锁相技术[M].西安:西安电子科技大学出版社,2003.

[3]曾一凡,李晖.扩频通信原理[M].北京:机械工业出版社,2005.

[4]王诚.FPGA/CPLD设计工具:Xilinx ISE使用详解[M].北京:人民邮电出版社,2004.

[5]Costas J P.Synchronous Communication[J].Proceedings ofthe IRE,1956,44(12):1 713-1 718.

[6]Michael S,Braasch A J,Van Dierendock.GPS Receiver Ar-chitectures and Measurements[J].Proceedings of the IEEE,1999,87(1):48-64.

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