解调系统

解调系统（共9篇）

解调系统 篇1

1 引言

中国移动多媒体广播(China Mobile Multimedia Broadcasting,CMMB)是我国研发的具有自主知识产权的数字多媒体广播标准。CMMB通过卫星和地面转发系统,实现天地一体的大面积广播覆盖,即通过卫星进行大面积广播覆盖。而对于卫星覆盖的阴影区,则采用地面转发系统对信号进行增补,并采用独立的分发信道向地面转发系统分发广播信道数据。用户可以通过移动终端接收多路音、视频广播业务。

在地面转发系统与卫星的组网中,最关键的问题就是时间同步。为此,CMMB在卫星分发信道中采用了将时间同步信号以扩频弱信号的形式叠加在数据信号上的方案[1]。地面转发系统通过与同步信号进行同步,在指定的时间对数据进行OFDM调制和转发[2],实现与卫星广播信号的时间同步。

为了避免影响对数据信号的解调,叠加在其上的时间同步信号的功率仅为数据信号的1%。然而对于时间同步信号来说,数据信号是一个强度超过20 dB的干扰。如何在强干扰的环境下完成与同步信号的同步,并解调出时间信息,是地面转发系统实现的关键。

2 CMMB卫星分发信道

在CMMB的卫星分发信道中,数据信号承载的是广播信道OFDM调制之前的数据。数据按照逐时隙、逐频点的顺序组成分发数据包,并按照GB/T 17700-1999标准进行调制[3]。数据信号的2个支路X,Y与系统时钟同步,且速率值与系统时钟的频率值相同。

时间同步信号的2个支路TX,TY为两路扩频信号,所使用的扩频序列为二进制伪随机序列PN1和PN2。PN1由图1所示的伪随机序列生成器产生,生成多项式为x13+x4+x3+x+1,移位寄存器初始值为0110101010010,循环周期为P1=213-1。类似的,PN2的生成多项式为x18+x17+x16+x13+x12+x10+x8+x6+x3+x+1,移位寄存器初始值为011010101001010101,循环周期为P2=218-1。PN1和PN2序列生成器的移位时钟与系统时钟同步,且频率值相同。

扩频信号通过异或的方式产生。PN1与编码后的时间信息异或生成TX,每个PN1循环周期调制1 bit时间信息。PN2上的调制信息保留,PN2与比特“1”异或生成TY。从系统零时刻开始(对应PN1和PN2移位寄存器状态均为初始值的时刻),每个系统时间循环周期内调制(218-1)bit时间信息,共分为1 024个时间信息编码帧。

同步信号(TX,TY)叠加在数据信号(X,Y)上进行星座映射,生成分发信道的基带I,Q信号,如图2所示,其中比特顺序为X Y TXTY。

3 时间同步信号解调

时间同步信号的解调结构如图3所示。其中最关键的模块有同步捕获、整数频偏估计、分数频偏估计、同步跟踪和频偏跟踪。

3.1 同步捕获与初始频偏估计

系统启动后,由于输入的采样信号可能位于信号的任何位置,而不是扩频序列的起始位置,因此需要进行同步捕获。

对采样信号进行频偏预补偿

其中,△fsys为系统时钟频率,频偏预补偿值△fpre可以任意选取。

以2P1点为窗长,在频偏预补偿后的采样信号中滑动,抽取出1个采样信号序列ri(k),k=0,1,…,P1-1,i=0,1,…,P1-1。将ri(k)与本地同步序列PN1(k)相乘

并对其末尾补零后进行(P1+1)点的快速傅里叶变换

计算Si(j)的峰值功率Ppeak(i)和平均功率Paverage(i),检测是否有频域相关峰存在。设定合适的门限,若最大峰均功率比大于门限,则认为捕获到采样信号的同步位置[4]。

否则更换一个频偏预补偿值,重新进行同步捕获。

由于信号的载波频率和系统的下变频频率之间可能存在着偏差,因此还需要进行频偏估计和补偿。

整数频偏值可以由同步捕获中SI(j)的峰值位置得到[5]

根据整数频偏估计的结果,对同步后的采样信号序列rI(k)进行整数频偏补偿得到rI′(k)。将其末尾补零后分成2段,分别与截短的本地同步序列PN1(k)进行互相关

对相关值进行前后自相关,分数频偏值可以由自相关值的相位得到[6]

初始频偏值为频偏预补偿值、整数频偏值、分数频偏值之和。根据初始频偏值,对采样信号进行频偏补偿。

3.2 同步跟踪与频偏跟踪

在系统工作过程中,由于受到A/D采样频率偏差等因素的影响,采样信号的同步位置可能发生漂移,因此需要进行同步跟踪。

以2P1点为窗长,在采样信号的同步位置前后m(t)点滑动,抽取出1个采样信号序列ri(k),k=0,1,…,P1-1,-m(t)≤i≤m(t)。m(t)与距离上一次同步跟踪或同步捕获的时间间隔t成正比。将ri(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关

计算s(i)的峰值功率和除峰值以外的平均功率,检测是否有时域互相关峰存在。设定合适的门限,若峰均功率比大于门限,则认为跟踪到采样信号同步位置的偏移[4]

根据同步位置的偏移,对A/D采样时钟的频率进行动态调整,实现与系统时钟的精确同步。对PN2序列的同步跟踪与此类似。根据同步位置,可以找到系统零时刻,并对采样信号进行解扩、均衡、解码等处理,解调出时间信息。

由于受到温度变化等因素的影响,载波频率的偏差也可能发生变化,因此还需要进行频偏跟踪。

根据同步跟踪的结果,将2个相邻的同步后的采样信号序列rI0(k)和rI1(k)与本地同步序列PN1(k)进行互相关

对互相关值进行前后自相关,并计算自相关值的相位θ,频偏跟踪值可以由相限翻转后的相位得到[6]

根据频偏跟踪值,对频偏补偿值进行动态调整。

4 实验性能与分析

在不同信噪比的卫星信道环境下,同步捕获和同步跟踪的峰均功率比如图4所示。考虑到噪声和干扰的峰均功率比通常在11 dB以下,设定同步捕获和同步跟踪的门限为11 dB和12 dB。该条件下同步捕获和同步跟踪的错误概率如表1所示。可以看出,同步捕获和同步跟踪具有较强的可靠性。当信噪比大于6 dB(低于数据信号的解调门限)时,同步的错误概率已经可以趋近于零。

初始频偏估计和频偏跟踪的方差如图5所示。可以看出,初始频偏估计的方差落在频偏跟踪的范围内。且频偏跟踪具有较高的准确性,当信噪比大于6 d B时,频偏跟踪的方差可以控制在40 Hz以内。该量级的载波频偏可以完全由均衡来对抗,从而保证时间信息的正确解调。

5 小结

提出了一种用于CMMB地面转发系统的时间同步信号解调方法,并对其中同步捕获、同步跟踪和载波频偏估计等关键算法进行了详细阐述。实验结果表明,该方法具有较高的可靠性和准确性,可以很好地满足系统的需求。

摘要：提出了一种用于CMMB地面转发系统的时间同步信号解调方法,并详细阐述了同步捕获、同步跟踪和载波频偏估计等关键算法。实验结果表明,该方法具有较高的可靠性和准确性,可以很好地满足系统需求。

关键词：移动多媒体广播,地面转发系统,时间同步信号,扩频

参考文献

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解调系统 篇2

一、实验目的：

1.掌握FSK(ASK)调制器的工作原理及性能测试;

2.掌握FSK(ASK)锁相解调器工作原理及性能测试;

3. 学习FSK(ASK)调制、解调硬件实现，掌握电路调整测试方法。

二、实验仪器：

1.信道编码与 ASK.FSK.PSK.QPSK 调制模块，位号： A,B 位

2. FSK 解调模块，位号： C 位

3.时钟与基带数据发生模块，位号： G 位

4. 100M 双踪示波器

三、实验内容：

观测m序列(1，0， 0/1码)基带数据FSK (ASK)调制信号波和解调后基带数据信号波形。

观测基带数字和FSK(ASK)调制信号的频谱。

改变信噪比(S/N)，观察解调信号波形。

四、实验原理：

数字频率调制是数据通信中使用较早的一种通信方式。由于这种调制解调方式容易实 现，抗噪声和抗群时延性能较强，因此在无线中低速数据传输通信系统中得到了较为广泛 的应用。

(一) FSK 调制电路工作原理

FSK 的调制模块采用了可编程逻辑器件+D/A 转换器件的软件无线电结构模式，由于调 制算法采用了可编程的逻辑器件完成，因此该模块不仅可以完成 ASK， FSK 调制，还可以完成 PSK， DPSK， QPSK， OQPSK 等调制方式。不仅如此，由于该模块具备可编程的特性，学生还可以基于该模块进行二次开发，掌握调制解调的算法过程。在学习ASK， FSK 调制的同时，也希望学生能意识到，技术发展的`今天，早期的纯模拟电路调制技术正在被新兴的技术所替代，因此学习应该是一个不断进取的过程。 下图为调制电路原理框图

上图为应用可编程逻辑器件实现调制的电路原理图(可实现多种方式调制)。基带数据时钟和数据，通过 JCLK 和 JD 两个铆孔输入到可编程逻辑器件中，由可编程逻辑器件根据设置的工作模式，完成 ASK 或 FSK 的调制，因为可编程逻辑器件为纯数字运算器件，因此调制后输出需要经过 D/A 器件，完成数字到模拟的转换，然后经过模拟电路对信号进行调整输出，加入射随器，便完成了整个调制系统。

ASK/FSK 系统中，默认输入信号应该为 2K 的时钟信号，在时钟与基带数据发生模块有2K的M序列输出，可供该实验使用，可以通过连线将时钟和数据送到 JCLK 和 JD 输入端。标有 ASK.FSK 的输出铆孔为调制信号的输出测量点，可以通过按动模块上的 SW01 按钮，切换输出信号为 ASK 或 FSK，同时 LED 指示灯会指示当前工作状态。

(二) FSK 解调电路工作原理

FSK 解调采用锁相解调，锁相解调的工作原理是十分简单的，只要在设计锁相环时，使它锁定在 FSK 的一个载频上，此时对应的环路滤波器输出电压为零，而对另一载频失锁，则对应的环路滤波器输出电压不为零，那末在锁相环路滤波器输出端就可以获得原基带信号的信息。下图为FSK 锁相环解调器原理示意图和电路图。

FSK 锁相解调器采用集成锁相环芯片 MC4046。其中，压控振荡器的频率是由 17C02.17R09.17W01 等元件参数确定，中心频率设计在 32KHz 左右，并可通过 17W01 电位

器进行微调。当输入信号为 32KHz时，调节 17W01 电位器，使环路锁定，经形成电路后，输出高电平;当输入信号为 16KHz时，环路失锁，经形成电路后，输出低电平，则在解调器输出端就得到解调的基带信号序列。

五、各测量点和可调元件的作用

1、数字调制电路模块接口定义：

信道编码与ASK、FSK、PSK、QPSK调制模块(A、B位) JCLK：2K时钟输入端; JD：2K基带数据输出端;

ASK、FSK：FSK或ASK调制信号输出端;

SW01：调制模式切换按钮;

L01L02：指示调制状态。

2、FSK (ASK)解调模块接口定义：

17P01：FSK解调信号输入铆孔;

17P02：FSK解调信号输出，即数字基带信码信号输出，波形同16P01。

17TP02：FSK解调电路中压控振荡器输出时钟的中心频率，正常工作时应为32KHz左右，频偏不应大于2KHz，若有偏差，可调节电位器17W01;

17W01：解调模块压控振荡器的中心频率调整电位器;

数字调制电路模块：

FSK(ASK)调制模块

CD4046原理框图：

六、实验步骤：

1、插入有关实验模块

在关闭系统电源的情况下，按照下表放置实验模块：

对应位号可见底板右上角的“实验模块位置分布表”，注意模块插头与底板插座的防呆 口一致。

2、信号线连接

使用专用导线按照下表进行信号线连接：

3、加电

打开系统电源开关，底板的电源指示灯正常显示。若电源指示灯显示不正常，请立即关闭电源，查找异常原因。

4、实验设置

设置拨码器 4SW02( G) 为“ 00000”，则 4P01 产生 2K 的 15 位 m 序列输出，4P02 产生 2K 的码元时钟。

按动SW01(AB)按钮，使L02指示灯亮，“ASK、FSK”铆孔输出为FSK 调制信号。

5、FSK 调制信号波形观察

用示波器通道 1 观测“ 4P01”( G)，通道 2 观测“ ASK、FSK”(A&B)，调节示波器 使两波形同步，观察基带信号和 FSK 调制信号波形，分析对应“ 0”和“ 1”载波频率，记录实验数据。

6、FSK 解调观测

无噪声 FSK 解调

(1)调节 3W01(E)，使 3TP01 信号幅度为 0，即传输的 FSK 调制信号不加入噪声。

(2)用示波器分别观测JD(AB)和 17P02(C)，对比调制前基带数据和解调后基带 数据。两路数据是否有延时，分析其原理。

(3)调节解调模块上的17W01(C)电位器，使压控振荡器锁定在32KHz，同时注意对比JD(AB)和17P03(C)的信号是否相同。

加入噪声 FSK 解调

(1)在保持上述连线(无噪声时)不变的情况下，逐渐调节 3W01(E)，使噪声电平逐渐增大，即改变信噪比(S/N)，观察解调信号波形是否还能保持正确。

(2)用示波器观察 3P01(E)和 3P02(E)，分析加噪前和加噪后信号有什么差别。

7、ASK 调制解调观测

ASK 调制解调操作和 FSK 操作类似，不同点在于需调整 SW01(AB)，使 L01 指示灯亮，则“ASK FSK” 输出为 ASK 调制。其他操作和测量参考 FSK 调制解调完成。

8、关机拆线

解调系统 篇3

JTIDS[1]是美国和北约部队中进行战术信息共享的重要视距通信系统。JTIDS采用RS纠错编码、符号交织、CCSK软扩频以及跳频等多种技术相结合来保证战术信息的可靠传输,系统结构复杂。

在JTIDS研究方面,通过理论分析和仿真手段,已有较多关于链路误码性能的分析,文献[2]使用解析方法获得了JTIDS波形AWGN信道的符号错误概率;文献[3]在文献[2]的基础上,利用半解析仿真方法得出了CCSK编码在AWGN信道下的符号错误概率,推导了该符号错误概率的紧密一致上边界公式。文献[4,5,6]研究了不同干扰条件和信道环境下JTIDS的误码性能,以上文献中均假设JTIDS采用相干解调方式,而实际JTIDS系统中采用了非相干解调方式,减小了系统复杂程度。因此,为了能够对实际JTIDS的链路性能进行评估,下面对非相干解调系统的传输性能进行分析。

首先给出了JTIDS信号生成过程及其信号模型,分析了2种非相干解调的接收机模型,并分别进行误码性能分析,得出了2种模型下JTIDS系统的报文符号错误概率,最后对数值计算结果进行了分析。

1系统结构和性能分析

JTIDS终端定义了4种消息格式:定长格式化消息、变长格式化消息、编码或非编码的自由电文和往返校时消息,以下对典型的编码自由电文消息传输过程进行分析。

1.1系统结构

在传输编码自由电文消息时,包含报文和报头的源数据首先被分为5 bit一组的数据流,分组后对报头数据进行RS(16,4)编码,对报文数据进行RS(31,15)编码,并在编码后进行符号交织,经过合路后,使用CCSK编码进行软扩频,即每个5 bit符号被映射成32位CCSK扩频码,其编码映射关系如表1所示,最后以跳频MSK方式进行射频调制,跳频频率点根据伪随机方式在给定的51个频率点内进行随机变化。信号接收过程与发送过程相反。到达接收端的MSK信号具有以下形式[8]:

$s{}_{\text{m}\text{s}\text{k}}(t)=\sqrt{2{\rm P}}\{\cos [2\text{π}f{}_{\text{c}}t+d{}_k\frac{\text{π}t}{2{\rm T}{}_{\text{c}}}+\Phi {}_k+\phi {}_0]\}$。 (1)

式中,Tc为CCSK扩频码的码片周期;P为信号功率;dI(t)和dQ(t)分别为I路和Q路扩频码片序列,dk=-dI(t)dQ(t);$\Phi {}_k=\frac{\text{π}}{2}[1-d{}_{\text{Ι}}(t)]$;fk为第k个跳频频率,kTc≤t≤(k+1)Tc;φ0为载波的初始相位。因此,Φk和dk在码片周期内为定值,式(1)可以看作扩频码做差分编码后调制的FSK信号,可通过包络或平方律检测器对其进行解调。

CCSK编码映射如表1所示,设任意码字为$s{}_i=\left[s{}_i,s{}_{i+1},\cdots ,s{}_{i+31},\right]{}_{}$,0≤i≤31,将si差分编码后调制的MSK信号表示为:

$s{}_i(t)=\sqrt{2{\rm P}}\{\cos [2\text{π}f{}_{\text{c}}t+\theta {}_i(t)+\phi {}_0]\}$。 (2)

式中,$\theta {}_i(t)=d{}_i\frac{\text{π}t}{2{\rm T}{}_{\text{c}}}+\Phi {}_i$。在AWGN信道下,接收信号可表示为:

ri(t)=si(t)+n(t)。 (3)

式中,n(t)是均值为0、单边功率谱密度为N0的高斯白噪声。

1.2硬判决译码性能分析

采用包络检测器的硬判决译码模型如图1所示。

接收信号经过包络检测器输出判决后的信道码片序列,在数字译码器中与本地32路差分CCSK码字做相关,对输出变量进行判决恢复出对应的5 bit码字,因此,CCSK码字的错误概率可以由信道码片的错误概率得出。

由于MSK信号频率间隔为1/2Tc,因而所用的2个信号在非相干检测意义下是相关的,相关二进制信号包络检测错误概率为[9]:

${\rm P}{}_{\text{c}}=Q(a,b)-\frac{1}{2}\text{e}{}^{-(a{}^2+b{}^2)/2}{\rm I}{}_0(ab)$。 (4)

式中,$a=\sqrt{\frac{E{}_{\text{c}}}{2{\rm N}{}_0}(1-\sqrt{1-\left|\rho \right|{}^2})}$;$b=\sqrt{\frac{E{}_{\text{c}}}{2{\rm N}{}_0}(1+\sqrt{1-\left|\rho \right|{}^2})}$;Ec为信号能量,Ec/N0可用信息比特能量表示为rEb/(Gs·N0),Gs为CCSK编码的扩频处理增益,r为RS码的编码速率。

复相关系数ρ可计算为:

$\rho =\frac{1}{2E{}_{\text{c}}}{\displaystyle \int }{}_0^{{\rm T}{}_{\text{c}}}\tilde{s}{}_1(t)\tilde{s}{}_2^{*}(t)\text{d}t$。 (5)

式中,$\tilde{s}{}_1(t)$和$\tilde{s}{}_2(t)$为发送信号的等效低通信号。

假设引入交织器可以使信道上传输码片的突发错误转化为独立随机错误。因此,在码片错误独立时,译码的错误概率为:

式中,$\zeta {}_j={\rm P}\left\{\text{符}\text{号}\text{错}\text{误}|{\rm N}=j\right\}$,N为码片错误数目,ζj表示当码片错误数为j条件下的符号错误条件概率。

在报文传输过程中,JTIDS数据链采用了RS(31,15)纠错编码,考虑RS(n,k)编码可以纠正信道码字中少于t个错误的任意组合,n,k分别为编码后与编码前的信道码字分组长度,且有$t=[XC\text{直}\text{角}\text{右}.tif,J{\rm Z}]\left(n-k\right)/2$,·表示向下取整数运算。RS编码系统的硬判决译码错误概率PE可以近似表示为[9]:

综上,将式(6)代入式(7),并结合式(4)和式(5),可以得到采用硬判决译码JTIDS系统在AWGN信道下的信息符号错误概率。

1.3软判决译码性能分析

对于软判决方式,由信号解调的非量化输出直接进行最大似然译码恢复出对应的5 bit码字,5 bit码字共有32种可能的状态,需要32个并行的包络检测器,第j个检测器的结构如图2所示。

图2中,N=32,包络rij代表接收信号为si(t)时,第j个检测器的输出,rij即作为相关性度量变量。

在AWGN信道下,各个积分器输出r1ij、r2ij、r′1ij、r′2ij均为高斯随机变量,则aij、bij也是高斯随机变量,且aij、bij的均值与扩频码的相关系数与码元能量有关,CCSK扩频码是非正交的,因此包络$r{}_{ij}=\sqrt{a{}_{ij}^2+b{}_{ij}^2}$服从莱斯分布,因此rij的概率密度分布函数表示为下式:

${\rm P}(r{}_{ij})=\frac{r{}_{ij}}{\sigma {}^2}{\rm I}{}_0(\frac{r{}_{ij}}{\sigma {}^2}s{}_{ij})\text{e}{}^{-\frac{r{}_{ij}^2+s{}_{ij}^2}{2\sigma {}^2}}U(r{}_{ij})$。 (8)

式中,σ2为aij和bij的方差,即噪声功率;U(rij)为单位阶跃函数。由文献[7]的推导过程可得:

$\sigma {}^2=\frac{1}{2}{\rm N}{}_{0}E{}_{\text{s}}$, (9)

$s{}_{ij}=\sqrt{(E{}_{\text{s}}\rho {}_{ij}){}^2+[\frac{1}{\text{π}}E{}_{\text{s}}(\rho {}_{i-1j}-\rho {}_{ij-1})]{}^2}$。 (10)

式中,Es为5 bit码字能量,可用信息比特能量Eb表示为Es=32Ec=5rEb;ρij为CCSK扩频码的归一化相关系,且

$\rho {}_{ij}=\frac{1}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{k=0}^{{\rm N}-1}s}{}_{i+k}s{}_{j+k}$。 (11)

检测器通过比较各个rij,0≤j≤N-1的值进行最大似然判决,正确判决发生在rij,i≠j的最大值小于rij,i=j的值,因此错误判决概率可表示为:

${\rm P}{}_{\text{r}}=1-{\rm P}(\underset{i\ne j}{{\displaystyle \max }}r{}_{ij}\le r{}_{ii})$。 (12)

假设各个rij是独立分布的,则平均的错误概可表示为下式:

${{\rm P}}^{\prime }{}_{\text{s}}=1-{\displaystyle \int }{}_0^{\infty }{\displaystyle \prod _{i\ne j}{\rm P}}(r{}_{ij}\le r{}_{ii})p(r{}_{ii})\text{d}r{}_{ii}$。 (13)

式中,

${\rm P}(r{}_{ij}\le r{}_{ii})=1-Q{}_1(\frac{s{}_{ij}}{\sigma },\frac{r{}_{ii}}{\sigma })$。 (14)

Q1(α,β)为MarcumQ函数。令$x=\frac{r{}_{ii}}{\sigma }$,则可以得到软判决译码的符号错误概率为:

$\begin{array}{l}{{\rm P}}^{\prime }{}_{\text{s}}=1-{\displaystyle \int }{}_0^{\infty }{\displaystyle \prod _{i\ne j}F}(\sqrt{2\gamma {}_0\{\rho {}_{ij}^2+[\frac{1}{\pi }(\rho {}_{i-1j}-\rho {}_{ij-1})]{}^2\}},x)\cdot \\ x\text{e}{}^{-\frac{x{}^2+2\gamma {}_0}{2}}{\rm I}{}_0(\sqrt{2\gamma {}_0}x)\text{d}x。(15)\end{array}$

式中,F(α,β)=1-Q1(α,β)。

2数值结果与分析

根据以上分析结果进行数值计算,分别计算硬判决译码与软判决译码的符号错误概率;硬判决CCSK码字错误条件概率ζj已由文献[3]中表1给出;不失一般性,设发送信号为全“0”码字,其对应的CCSK扩频码归一化相关系数ρ0j=[1 0 0 -0.125 0 0 -0.1250 0.1250 0 -0.125 -0.125 0 0 0 0 -0.125 0.125 -0.125 0 0 0 0 -0.125 -0.125 0 0.125 0 0 0 -0.125 0 0]。

图3显示了采用硬判决方式时信道码片错误概率与符号错误概率的关系曲线,可以看到为达到10-6误码性能,信道码片随机错误概率约为0.18,对应CCSK码字硬判决方式错误概率约为0.03。硬判决译码不同时刻误码性能对比曲线如图4所示,图中分别给出了非相干解调后,CCSK硬判决译码后以及RS编码后的误码性能。可以看到,在13 dB时编码符号错误概率开始小于RS译码纠错门限,达到JTIDS通信要求的10-6误码性能所需信息比特能量为16 dB。图5给出了软判决译码不同时刻误码性能对比曲线,从图中可以看出,编码符号错误概率在3 dB时开始小于RS译码纠错门限,达到10-6误码性能所需信息比特能量约为6.9 dB。

由于硬判决将解调器输出直接量化,可采用数字方式译码来减轻运算负担,但从以上分析可以看出,由于硬判决译码损失了信号统计特性信息,导致译码性能的降低。因此这种方式虽然结构简单,但对信噪比要求较高。而软判决译码将信号解调的非量化输出直接作相关并进行最大似然判决,使得经过RS译码之后,在达到系统要求的误码性能上较硬判决方式提高了约9 dB。一般来说,这种方式的主要制约在于形成N个判决相关度量,但CCSK码字具有循环移位特性,实际中可以采用滤波方法[10]来减小计算量,因此这种方式对于评估JTIDS误码性能具有一定参考意义。

3结束语

在研究JTIDS组合调制技术体制基础上,根据实际JTIDS系统的非相干解调特点,分析了2种采用非相干解调方式JTIDS接收模型,即硬判决译码和软判决译码模型;研究并得出了采用2种接收模型JTIDS信号通过加性高斯白噪声信道的符号错误概率,结果分析表明软判决方式的非相干接收模型对于评估JTIDS误码性能是合适的。

JTIDS信号通过加性高斯白噪声信道的符号错误概率,结果分析表明软判决方式的非相干接收模型对于评估JTIDS误码性能具有一定参考意义,为仿真JTIDS系统通信网络性能提供了理论依据。 

参考文献

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解调系统 篇4

(理论课:教材第七章P180--185）

实 验 内 容

1.频率键控（FSK）调制实验 2.频率键控（FSK）解调实验

一、实验目的

1.理解FSK调制的工作原理及电路组成。2.理解利用锁相环解调FSK的原理和实现方法。

二、实验电路工作原理

TP901 TP904TP90832KHz选频 32KHz方波12TP906TP907输出时钟K901D/A TP902模相FSKTP909拟加12解调整 开器(4046形16KHz方波12关FSK调制输出锁相环输 K902D/AK906解调)出 TP903TP90

5PN2K1 F832K904WMCLK 213WMDATA

K903

图2-1 FSK调制解调电原理框图

数字频率调制是数据通信中使用较早的一种通信方式。由于这种调制解调方式容易实现，抗噪声和抗衰减性能较强，因此在中低速数据传输通信系统中得到了较为广泛的应用。

数字调频又可称作移频键控FSK，它是利用载频频率变化来传递数字信息。数字调频信号可以分为相位离散和相位连续两种情形。若两个振荡频率分别由不同的独立振荡器提供，它们之间相位互不相关，这就叫相位离散的数字调频信号；若两个振荡频率由同一振荡信号源提供，只是对其中一个载频进行分频，这样产生的两个载频就是相位连续的数字调频信号。

本实验电路中，由实验一提供的载频频率经过本实验电路分频而得到的两个不同频率的载频信号，则为相位连续的数字调频信号。

（一）FSK调制电路工作原理

FSK调制解调电原理框图，如图2-1所示；图2-2是它的调制电路电原理图。

输入的基带信号由转换开关K904转接后分成两路，一路控制f1=32KHz的载频，另一路经倒相去控制f2=16KHz的载频。当基带信号为“1”时，模拟开关1打开，模拟开关2关闭，此时输出f1=32KHz，当基带信号为“0”时，模拟开关1关闭，模拟开关2开通。此时输出f2=16KHz，于是可在输出端得到已调的FSK信号。

电路中的两路载频(f1、f2）由内时钟信号发生器产生，经过开关K901，K902送入。两路载频分别经射随、选频滤波、射随、再送至模拟开关U901∶A与U901∶B(4066)。

（二）FSK解调电路工作原理 FSK集成电路模拟锁相环解调器由于性能优越，价格低廉，体积小，所以得到了越来越广泛的应用。解调电路电原理图如图2-3所示。

FSK集成电路模拟锁相环解调器的工作原理是十分简单的，只要在设计锁相环时，使

它锁定在FSK的一个载频f1上，对应输出高电平，而对另一载频f2失锁，对应输出低电平，那末在锁相环路滤波器输出端就可以得到解调的基带信号序列。

FSK锁相环解调器中的集成锁相环选用了MC14046。

压控振荡器的中心频率设计在32KHz。图2-3中R924、R925、CA901主要用来确定压控振荡器的振荡频率。R929、C904构成外接低通滤波器，其参数选择要满足环路性能指标的要求。从要求环路能快速捕捉、迅速锁定来看，低通滤波器的通带要宽些；从提高环路的跟踪特性来看，低通滤波器的通带又要窄些。因此电路设计应在满足捕捉时间前提下，尽量减小环路低通滤波器的带宽。

当输入信号为16KHz时，环路失锁。此时环路对16KHz载频的跟踪破坏。可见，环路对32KHz载频锁定时输出高电平，对16KHz载频失锁时就输出低电平。只要适当选择环路参数，使它对32KHz锁定，对16KHz失锁，则在解调器输出端就得到解调输出的基带信号序列。关于FSK调制原理波形见图2-4所示。

三、实验内容

测试FSK调制解调电路TP901—TP909各测量点波形，并作详细分析。

1．按下按键开关： K01、K02、K900。

2．跳线开关设置： K9012–

3、K9022–3。K903:1-2 3 K9041–

2、2KHz的伪随机码，码序列为：*** 做FSK解调实验时，K9041–

2、K9031–2。K905：1－2 3－4K906:2-3 K907:1-2 3．在CA901插上电容，使压控振荡器工作在32KHz，电容在1800Pf2400Pf之间。

4．注意选择不同的数字基带信号的速率。有1110010码(2KHz)、1010交替码(8KHz)。由信号转接开关K904进行选择。

5．接通开关K906“2”和“3”脚，输入FSK信号给解调电路，注意观察“1”“0”码内所含载波的数目。

6．观察FSK解调输出TP907～TP909波形，并作记录，并同时观察FSK调制端的基带信号，比较两者波形，观察是否有失真。

四、测量点说明

TP901：32KHz载频信号，由K901的1与2相连，可调节电位器W901改变幅度。

TP902：16KHz载频信号，由K902的1与2相连，可调节电位器W902改变幅度。

TP903：作为F = 2KHz或8KHz的数字基带信码信号输入，由开关K904决定。K904 的1与2相连：码元速率为2KHz的***码；K904的2与3相连：码元速率为8KHz的10101010码。

TP904：32KHz基带FSK调制信号输出。TP905：16KHz基带FSK调制信号输出。

TP906：FSK调制信号叠加后输出，送到FSK解调电路的由输入开关K905控制。

TP907：FSK解调信号输入。由FSK解调电路的输入开关K906的2与3脚接入

TP908：FSK解调电路工作时钟，正常工作时应为32KHz左右，频偏不大于2KHz，若有偏差，可调节电位器W903或W904和改变CA901的电容4 值。

TP909：FSK解调信号输出，即数字基带信码信号输出，波形同TP903。注：在FSK解调时，K904只能是1与2相连，即解调出码元速率为2KHz的***码。K904的2与3脚不能相连，否则FSK解调电路解调不出此时的数字基带信码信号，因为此时F = 8KHz，fc2 = 16KHz，所以不满足4F ≤ fc1的关系，因为此时它们的频谱重叠了。所以在此项实验做完后，应注意把开关K904设置成1与2相连接的位置上。

五、讨论思考题

1.画出测试点的各点波形。

2.写出改变4046的哪些外围元件参数对其解调正确输出有影响? 3.采用锁相环解调时，其输出信号序列与发送信号序列相比有否产生延迟?

六、实测各点波形

1、FSK频率键控调制电路的工作波形

（上图）：TP901：32KHz载频信号（下图）：TP902：16KHz载频信号

TP903： 2KHz数字基带信码信号

图理原电路电制调KSF 2－2图 8

图理原电路电调解KSF 3－2图 TP9010t32KHz载频fC1输入TP9020t16KHz载频fC2输入TP9030TP9041110010tt信码032KHz载频fC1输出TP9050t16KHz载频fC2输出TP9060t合路后FSK输出 图2-4 FSK调制原理波形图

上图 TP904：32KHz载频FSK调制信号 K905 1-2 3-4 全部断开后测出 下图 TP905：16KHz载频FSK调制信号

TP906：FSK调制叠加后输出信号 K905 1-2 3-4 测出

2、FSK频率键控解调电路的工作波形 K906 2-3

TP907：FSK解调信号输入。同TP906 10

解调系统 篇5

1 DTMB概述

DTMB包含多项技术参数:单载波或多载波, 前向纠错码率、PN类型、符号星座映射方式等, 可组合成300余种不同的工作模式。《地面数字电视接收机通用规范》[3]只对其中7种具有实用价值的模式作了具体要求。一般而言, 设计DTMB数字电视接收机也只是针对这7种模式进行性能指标测试, 如表1所示。

2 DTMB解调系统的设计

2.1 DTMB解调系统的硬件组成

DTMB数字解调系统的硬件有3个关键部分:Tun⁃er (调谐器) 、DTMB信道解调芯片和TS流 (Transport Stream) 解码器。

从图1可见, 来自天线或信号发生器的RF (射频) 信号进入Can Tuner (铁盒式调谐器) 或Silicon Tuner (硅调谐器) , 目前广泛使用的是Silicon Tuner。Tuner将调制在不同高频载波上的信号搬移到统一的IF (中频) 载波上, 输出模拟IF信号或模拟I/Q基带信号送到DTMB信道解调芯片ATBM8878。

根据IF的强度, 发出AGC (自动增益控制) 信号送回Tuner, 使Tuner对IF强度进行反向调整。二者之间有I2C总线通信线路, 对台位、频点等信息进行通信。ATBM8878和Main Processor (主处理芯片) 也通过I2C总线通信, 主芯片是主控制器件, ATBM8878是从属器件。ATBM8878还作为I2C转发器, 建立起主处理芯片和Tuner之间的通信。在现在主流的电视方案中, 主处理芯片集成度很高, 包含MCU (微控制器) 、模拟音视频处理模块、模拟电视解调模块等, 前述TS流解码器也包含其中。ATBM8878外围需要接上一个晶振或时钟信号, 作为芯片内各功能模块的时间基准。

ATBM8878输出的TS流, 送进主处理芯片进行解复用和解码, 解出图像信号和数字音频信号, 图像信号通过显示设备显示出来, 数字音频信号再经过DAC (数模转换) 得到模拟音频信号, 通过扬声器播放。主处理芯片外挂SDRAM和Flash, SDRAM用于暂存接收机系统的运算数据, Flash用于存放软件文件。

2.2 信道解调芯片工作原理浅析

以ATBM8878为例, 它能完全满足中国数字电视地面广播系统GB/T 26686—2011的要求, 能灵活地适应较大的载波频偏、ADC采样时基偏移和较长的脉冲干扰, 能很好地对抗较强的数字音频压缩伪影和前回波, 尤其是对单频网络。其具备的自动信道估计技术能适应信道的快速变化, 因此, 即使是在快速衰落的信道环境下, ATBM8878也可正常解调数字电视信号。ATBM 8878的内部框图如图2所示。

Tuner接收到调制有地面数字信号的RF信号, 解调出模拟IF信号, 送进ATBM8878, 外挂的晶振接至芯片内部的PLL (锁相环) 电路。PLL的作用是跟踪相位差, 产生控制信号去修正压控振荡器产生的频率, 使频率保持稳定。

在ADC模块中对模拟IF进行采样, 得到数字IF信号。根据数字IF的强度, AGC模块输出信号给Tuner, 反方向调整模拟IF的强度, 最终使数字IF的强度保持在一个正常范围。ADC模块的性能非常关键, 如果性能不佳, 解调出的数字信号会受到较大影响。

经过正交解调, 将IF信号转变为baseband (基带) 信号。时域恢复模块的作用是改善采样速率和相位偏差, 获得最佳采样点。频域恢复模块用于调整频率偏差和相位偏差。信道估计即对信道模型的参数进行估计, 对数字电视的解调效果有很大影响。均衡是利用估计出的信道参数对实际信道的线性失真进行补偿的过程[4]。

为提升DTMB的性能, 在信道编码中, 采用了程度很深的交织, 因此在时域解交织时, 需要搭配大容量的SDRAM存储临时计算数据, ATBM8878内置了SDRAM。

数字电视信号在传输过程中可能受到外部干扰引起误码, 因此必须引入FEC (前向纠错) 技术。FEC是对传输信号编码时, 在有用信号前根据一定算法加入校验字;在接收端按相应的算法进行解码, 从而纠正码流在传输过程中产生的部分错误。

解扰器是针对一些在数字电视信号中加扰或加密的情况。

ATBM8878可解调出多种格式的Transport Stream, 包括MPEG-2, MPEG-4, H.264和AVS。

2.3 ATBM8878解调电路

如图3所示, ATBM8878需要3.3 V和1.2 V两种供电, 其中3.3 V for Tuner分出两个支路3.3 V digital和3.3 V, 分别给芯片内部数字和模拟处理模块供电。如图4所示, 芯片的每个供电脚都接上0.1μF去耦电容, 在PCB上必须尽可能靠近管脚放置才能达到理想的去耦效果。

ATBM8878的pin42是复位脚, 可由R104和C140组成的RC电路实现低电平复位, 或者由来自主芯片的I/O信号Demod_RST进行复位。

由图4可见, 将Tuner对RF信号解调得到的差分IF信号IFP和IFN送到pin20和21, 串联0.1μF电容用于交流耦合。该芯片可支持来自两个Tuner的两组IF信号输入, 另一组从pin18和19输入, 本方案只有一组IF信号, pin18和19接地。

芯片外挂30.4 MHz晶振, ATBM8878对晶振的性能参数有如下要求:

1) 最大频偏:±50/106;对于30.4 MHz晶振, 频率最大的偏差范围是±1.52 k Hz。

2) 负载电容:12 p F;负载电容会影响晶振的起振与否和频率的准确度, 通常是通过在晶振的两脚上接下地陶瓷电容来调整负载电容的值。

IF_AGC_D是ATBM8878发出的PWM信号, 经过R141和C184组成的低通滤波电路, 产生直流电平送到Tuner, 根据检测到的数字电视IF的强度去控制Tuner内部放大电路的增益。如果IF较强, 则降低增益;如果IF较弱, 则加大增益。IF强度不同, PWM的占空比就不同, 直流电平的高低也不同, 从而Tuner内部放大电路的增益就不同。

ATBM8878有两组I2C接口, 每组由时钟和数据组成。Pin29和30的TUN_SCL和TUN_SDA连接到Tuner的I2C接口, 只用于二者之间的通信。Pin26和27的SCL_T和SDA_T连接到主芯片的I2C接口, 和主芯片通信。Tuner和主芯片之间没有直接的通信路径, 二者间的信息交换, 必须通过ATBM8878这个媒介。

ATBM8878可支持串行或并行的TS流, 而大多数主处理芯片也可同时支持这两种方式, 那么优选并行方式, 如图5所示。串行传输的每个时钟对应1 bit, 并行传输的每个时钟对应1 byte。因此并行方式在EMI方面有优势, 在所需传输的数据量相同时, 并行传输的时钟频率只是串行时钟频率的1/8, 可降低时钟线的辐射强度, 减少对周边电路的干扰。TS0~TS7是并行TS流信号, 每路串联33Ω电阻用于阻抗匹配, TS1_D[7:0]连接到主处理芯片的相应接口。

Pin48 TS_SYNC是在传输过程中实现ATBM8878和主处理芯片同步收发的控制信号, 在软件设置中, 可自由选择对每一个bit同步或对每一个byte同步。

Pin47 TS_VALID是从主处理芯片端反馈回来的数据确认信号, 针对188 byte或204 byte的DTMB TS流数据包长, 可选择每188 byte或204 byte发出一个确认信号。

TS_CLK是TS0-TS7, TS_SYNC, TS_VALID这几个信号的时间基准。

2.4 软件的设计与实现

ATBM8878的底层驱动程序提供了4个API (应用编程接口) , 包括硬件复位、延时、读I2C操作和写I2C操作。当软件调用ATBM8878硬件复位API后, 会对芯片进行复位, 配置晶振的频率, Tuner IF的频率和TS输出格式等。具体解调软件流程如图6所示。

1) 搜台操作

使Tuner自动地搜索频道列表里的所有频点, 从最低频点, 以8 MHz的步长, 搜索到最高频点, 并保存搜索到的DTMB数字台位。一般DTMB的频率范围从474~858 MHz。

2) 换台操作

同样的台位切换时, 不会对Tuner和ATBM8878进行任何操作;不同的台位切换时, 只需向Tuner写入新的RF频率, 不用再进行初始化操作。

3) 锁定操作

软件会向Tuner的寄存器写入特定的频点或频道, 然后读取ATBM8878的锁定标志位来判断解调器是否找到了有效的数字电视信号。如果找到, 就存储频点信息, 并继续进行TS流解码。

3 DTMB性能测试方法和报告

在试验室进行DTMB接收机的性能测试, 主要采用SFU Broadcast Test System, 它是码流仪、调制器和信道仿真器等多种仪器的集合体。支持包含DTMB在内的各种数字制式信号的输出;内部集成了数字电视和模拟电视干扰信号源, 用于测试接收机抑制数字或模拟电视的同频、上下邻频干扰的能力;能模拟多种常用典型的信道模型, 如高斯信道、莱斯信道和瑞利信道等。

测试项目主要是:最小接收电平, 最大接收电平, 高斯信道载噪比, 莱斯信道载噪比, 瑞利信道载噪比, 抑制模拟电视同频、上下邻频干扰能力, 抑制数字电视同频、上下邻频干扰能力和频率捕捉范围等。每项测试都需对DTMB的7种模式逐一测试, 在低频段、中频段和高频段各选取1~2测试频点。表2和表3提供了该DTMB解调系统在实验室的实测数据, 测试结果证明系统设计是可行的。

除了实验室测试, 实地场测也是数字电视接收机十分重要的测试手段, 一般选取远离发射台的偏远山区, 高楼密集的城市室内等恶劣的接收环境。对于DTMB数字电视, 除了测试恶劣的信道环境之外, 还需要对多种标准或非标准格式和码率的TS流加强测试。

参考文献

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[3]GB/T 26686—2011, 地面数字电视接收机通用规范[S].2011.

解调系统 篇6

电力电缆接头是电缆安全运行中最薄弱的环节,针对电力电缆接头中用电过负荷,老化或接触电阻过大时会导致电缆接头发热,而引起温度过高的现象,本文提出基于LabVIEW可视化界面的FBG传感解调温度检测系统的研究。

LabVIEW是美国NI公司推出的一种基于G语言(Graphics Language图形化编程语言)的虚拟仪器软件开发工具,具有优美的可视化界面,便于与其他测量硬件之间的连接,可对硬件设备进行数据采集和控制,并对数据进行分析、处理和显示,特别适用于程序的开发过程中。

由于光纤Bragg光栅(FBG)传感器把温度信号直接耦合到波长的变化,信号的输出不依赖于光源功率、光路连接和传输损耗的影响,且具有结构精巧、高灵敏度、易于复用等特点[1,2],因此被广泛应用于温度的测量中。

光纤光栅的解调方法有很多种[3,4,5,6],常见的解调方法有可调F-P (Fabry-Perot)滤波法[7]、匹配光栅滤波法、边缘滤波法、可调窄带光源滤波法和非平衡M-Z(Mach-Zehnder)干涉解调法、Michel son干涉解调法、双腔干涉查询解调法、环境干涉解调法、光栅色散CCD跟踪检测法等。本设计基于干涉原理采用适合于动态测量的微型光谱解调分析模块进行解调,此微型光谱解调模块具有超快速响应时间、低功率消耗、高分辨率、宽动态范围及其精巧、灵便,灵敏度精确度高的特点,避免传统光谱仪体积庞大,不便携带、不便测量的弊端。重点在于在FBG解调系统中提出并采用LabVIEW实现FBG传感信号的解调。并把干涉后的信号经过放大滤波和PIC单片机处理后经串口输入LabVIEW显示,利用该解调系统对四路FBG温度传感信号进行采集和研究,取得较理想的结果。

1 光纤Bragg光栅传感原理

宽带光源发出的光传输到Bragg光栅处时,由于周期性的折射率扰动仅会对很窄的一小段光谱产生影响,能被FBG光栅反射回来的光谱其波长应满足模式耦合理论的一级近似相位匹配条件[8]

式中,λB为反射的中心波长,单位:nm;Λ为光栅周期(栅距);neff为纤芯的有效折射率。

当改变纤芯折射率neff和光栅周期Λ时,相应反射的中心波长的改变

由此可见,当外界温度变化时可引起光纤Bragg光栅中心波长的漂移,通过测量光纤Bragg光栅中心波长的漂移量,可实现对外界温度的测量。

2 光纤光栅(FBG)解调系统

2.1 系统组成

基于LabVIEW的光纤光栅(FBG)解调系统是由光源、光纤光栅温度传感器、传输光纤、光开关、环行器、FBG解调分析模块、放大滤波电路、PIC单片机处理和LabVIEW可视化程序界面等部分组成(见图1)。

光电探测器采用的是具有高灵敏度和高探测率的InGaAs阵列探测器[10,11],这种探测器可在室温下工作,具有良好的物理特性和极大的发展空间。

光开关采用一种Primanex公司的1×4双向Maglight光学开关,它具有10～400μs超快的开关速度、特强的稳定性以及低功耗的特点,便于把所有路径的光纤集中到一端的优点。它的波长测量应用范围为1525～1565nm,适于应用在-40°到90°的环境下。

2.2 光纤光栅解调系统原理

宽带光源发出的光分成几束,通过光环行器、光开关进入多束单模光纤,入射到每束单模光纤上数个事先确定的不同中心波长的光纤光栅传感器上,经过光纤光栅传感器的反射,每个通道的反射光又通过环行器、光纤接口照射到准直镜上,透过的准直光束直接照射到体相位光栅上。由于体相位光栅的分波原理,具有不同中心波长的光束从而以不同角度透射,这些被分开的具有不同的角度的光束经过会聚透镜聚焦到线阵InGaAs光电二极管阵列不同的点上,系统中FBG的中心波长可由处在该点的光电二极管探测得到。在光电二极管的作用下光强度转化成光电压,然后通过PIC单片机处理后直接利用RS232串口通信和计算机虚拟仪器软件LabVIEW连接,从而形成基于LabVIEW可视化界面的光纤光栅解调系统。

3 LabVIEW程序设计

设计中把PIC单片机检测到的数据通过RS232串口通讯送到上位机即LabVIEW上,然后在友好界面虚拟前面板上显示出来。在LabVIEW中使用串口类似于其它开发环境中对串口的使用,其基本的流程框图(见图2)。如下是FBG解调设备PIC发送数据和主机接收数据实现串行通信数据流图。

关键步骤如下:①首先要调用VISA Configure Serial Port来配置串口参数的设置,包括VISA资源名称、比特率、数据位、奇偶校验位、停止位等。此步也被称作初始化串口。②初始化完成后,就可以利用此串口进行数据收发。但在接收数据前要调用VISA读取字节数,当VISA Read要读取的字节数大于缓冲区的字节数时,VISA Read操作将一直等待,直到Timeout或缓冲区的数据字节数符合要求的字节数为止。③有时需要设置串口接收/发送缓冲区的大小,可以使用VISA Set I/O Buffer Size;如果使用VISA Flush I/O Buffer则可以清空接收与发送的缓冲区。

为调用和操作的方便,对于串口通信部分设计一个子Ⅵ,用来表示(见图3)。

4 实验结果分析

4.1 试验数据和波形

试验中先采用三个FBG传感器(其中心波长分别为1536nm、1548nm、1552nm)串接在一起,通过一根光纤连接到光开关上,在20℃采集到试验波形(见图4)。

为测得波长漂移量和温度变化量的对应关系,改变试验温度,在80℃时,所得解调波形(见图5)。

从上述解调信号波形图可以看出,实验中三个FBG传感信号在温度升高后,其中心波长均发生漂移现象,为得到温度的变化量和FBG中心波长飘移量的对应关系,试验中多次改变温度值,并测得和记录所对应的中心波长。

4.2 线性拟合

依据测得FBG中心波长飘移量的实验数据和温度变化量的对应关系,利用LabVIEW强大的线性拟合功能,对实验数据进行整理,得到温度和波长变化量的线性拟合波形图(见图6)。

从图中可以直观地得出此线性拟合直线的斜率K=0.01022 (其中与理论值K≈10.3×10-3nm/℃相符合,拟合直线的截距d=-0.0069,残差为0.00030,均在误差允许范围内,因此得到温度和波长变化量的对应关系式为:y=0.01022x-0.0069,从而得到温度改变量和波长漂移的关系式:X=(y+0.0069)/0.01022,式中y为FBG中心波长的飘移量,X为温度变化量。因此,可通过测得波长的漂移量来间接测得温度的变化。

5 结论

利用Lab VIEW直观界面实现FBG传感测温系统信号的解调,具有安全可靠、精度高、定位准确、成本低、应用范围广泛等特点,而且对于选用此类传感解调系统更能适合于对电力电缆接头部位和易发生故障部位进行温度的实时监测,是目前电力电缆温度在线监测设备较理想的产品,具有广大的应用前景。

摘要：本设计基于LabVIEW可视化界面技术和光纤Bragg光栅波长解调的原理,对微型光谱解调分析模块的数据采集系统进行深入研究。并介绍在LabVIEW平台下进行串行通信采集FBG传感温度信号和数据处理的技术,形成基于LabVIEW友好界面、功能完备的光纤光栅解调系统,取得较好的试验效果。同时解决普通光谱解调设备成本高、体积庞大和只简单显示波长的难题。

关键词：光纤Bragg光栅(FBG),LabVIEW,解调,线性拟合

参考文献

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[8] 蔡履中,王彦成,周玉芳编著,光学,山东:山东大学出版社,2002

[9] 廖延彪.光纤光学.北京:清华大学出版社,2000

[10] 潘青.用InGaAs材料制作的0． 0026mm光电探测器,半导体光电,1999,20(2) :79～82

解调系统 篇7

光纤光栅传感器具有多参量和分布式传感的特性［１］。对于复杂环境使用的大型复用光纤光栅传感网络监测,光纤光栅传感器ΔλＢ的精确解调［２－４］,传感光栅的寻址以及稳定和高速地将解调系统采集和处理的数据传输到上位机进行进一步的处理是整个传感系统的关键［５－６］。2006年,王敏、乔学光等通过波分和时分复用综合设计的光纤光栅传感解调系统,能实现对多达上百个光栅的灵活寻址和检测,系统分辨率达2pm［７］。2007年,李丽、林玉池等利用光开关选择不同光路实现了FBG(光纤布拉格光栅)空分复用传感系统,可对两路传感器中心波长进行解调,系统分辨率为1.5pm［８］。2010年,陶珺、穆磊等运用波分复用和空分复用技术实现了多通道光纤光栅传感阵列的解调,系统分辨率为1pm,解调数据能通过USB(通用串联总线)口和并口传输到上位机［９］。

本文研制了一种多通道FBG解调系统,通过ATMEGA128单片机控制16路光开关的光路切换,实现16个通道不同光纤光栅传感器中心波长的解调,利用串口与USB口通信协议转换,实现系统多端口通信。

1 FBG解调系统的结构与工作原理

FBG解调系统的结构如图1所示。ASE(放大自发辐射)宽带光源发射C波段1 525~1 565nm的宽光谱,经3dB光纤耦合器和16通道光开关后, 入射到一个通道的多个FBG传感器,传感元件反射不同中心波长的光信号。反射的光信号经过3dB耦合器被引导进入BaySpec解调模块,解调模块的光谱分析单元对入射光信号的波长进行分离［１０－１１］,探测单元将光信号转换成电信号,电处理单元对包含光谱信息的电信号进行处理,然后将解调得到的不同FBG传感器中心波长传输到在线监测上位机［１２－１３］。采用ATMEGA128单片机,光开关控制模块可以控制光通道的切换,进而动态选择16个通道的FBG传感器,实现传感器中心波长的解调。电源转换模块采用LM2576芯片设计,实现+12V到+5V的转换,保证FBG解调系统的正常运行。上位机在线监测软件实现与解调仪和光开关通信,完成解调数据传输与采集以及光开关的切换控制。

为给FBG解调系统扩展更多的通道,提高光纤光栅传感的检测数目,满足光纤传感器多点动态监测需求,本系统选用1×16的机械式光开关模块构成空分复用传感网络。

图2为基于ATMEGA128的光开关控制模块原理框图。利用ATMEGA128单片机控制光开关模块IO口的D０~D４以选择通道,D４为高位,D０为低位,最多可控制32路光开关切换。光开关模块处理数据时(复位或通道切换过程中),/Ready为高电平,数据处理完毕,/Ready为低电平。当输入不正确数据时,Error为高电平,直至输入正确数据或复位,Error才恢复为低电平。为了更好地控制光开关,捕捉其返回状态和工作状态指示,对/Ready及Error的状态也要监控。

由于ATMEGA128单片机输入、输出电平为TTL(晶体管-晶体管逻辑)电平,而上位机是标准RS-232串行接口,两者的电气规范不一致,本文选用MAX232芯片完成RS-232到TTL电平的转换, 实现光开关与上位机串口的通信。解调模块为标准RS-232串行接口,要进行串口与USB口通信协议转换,才能实现解调仪与上位机的USB通信。

2单片机程序设计

单片机与FBG在线监测上位机通过RS-232串口进行通信,通信协议如下:波特率为19 200;无奇偶校验位;8个数据位;1个停止位。通信连接成功后,单片机通过中断方式接收上位机发送的光开关控制命令,从而将光开关通道与该通道的多个FBG传感器相结合,实现对FBG传感器多点动态监测的功能。FBG在线监测上位机控制光开关命令如表1所示。

上位机在线监测软件可以设置光开关的工作模式,控制光开关工作复位、切换时间和切换通道。光开关的工作模式有连续和单步两种。连续工作模式的功能为:在光开关可切换时间及光开关正常工作的情况下,可连续切换光开关通道,通道间切换的时间即为定时计数器时间;在光开关非正常工作的情况下,光开关模块会自动复位,复位后光路处于断开状态,这时通过数据线或复位线进行复位。单步工作模式的功能为:在光开关正常工作的情况下,可实现单次切换光开关通道,光开关通道即为上位机控制的光开关通道值命令;在光开关非正常工作的情况下,进行光开关手动复位。单片机控制光开关的步骤如下:

第1步:进入10ms的定时器中断,初始化局部变量,时间计数器变量time_count开始计数;接收上位机设定的光开关切换时间变量Count_High和Count_Low;将计数值time_count对接收的设定时间值求余数,并判断余数是否为0,若为0,则设置光通道切换标志swt_flag=0,否则,swt_flag=1。

第2步:检测光通道连续转换标志continuous_ flag,若其值为0x43,则转到第4步;若其值为0x53,则转到第5步。

第3步:检测复位标志变量Resflag,若其值为0x11,则光开关控制口PORTC的值加32,并控制光开关的复位引脚复位,否则,不加。

第4步:连续工作模式。首先完成第3步复位判断;当swt_flag为1时,通道计数变量channel- count在0~15之间循环累加,并将该值作为通道号赋值给单片机C端口输出,直到退出该模式。

第5步:单步工作模式。首先完成第3步复位判断;接收上位机设定的通道号变量phroute,并赋值给C端口输出。

3解调系统测试结果

该解调系统由解调模块和光开关组成了波分复用加空分复用系统,采用光开关将多个通道复用在一起,每个通道上串联多个不同波长的FBG传感器［１４－１５］。利用光开关光路切换的功能,选择不同通道的FBG传感器,进而将不同通道的多个FBG传感器反射的光信号传到解调模块,经过解调模块的处理得到不同的中心波长。此系统可实现对16个通道不同FBG传感器中心波长的解调。多通道多传感的FBG解调系统如图3所示。

中心波长的分辨率是解调系统非常重要的一个参量。为测得解调仪的分辨率,选择中心波长为1 543.432nm的FBG温度传感器,并将其置于恒温油槽内做中心波长偏移实验,该恒温油槽控制精度达0.1 ℃,指示温度达0.01 ℃。将恒温油槽温度依次按表2中序号的温度设定,每次设定后等待数十分钟,确保温度稳定,此时传感器的中心波长亦趋于稳定。FBG温度传感器随着温度0.1 ℃ 步长的变化,其中心波长变化1pm,并随温度的稳定而稳定。

本文设计的16通道FBG解调系统目前已运用于光纤光栅在山地变电站结构健康监测中的关键技术研究项目中,解调系统的16个通道分别采集变电站边坡灌注桩式应变传感器、边坡表面式应变传感器、边坡表面式位移传感器、输电线路铁塔塔架主材应变传感器和塔基土压力传感器的数据。通过实时数据的监测,可分析变电站基础应力和边坡形变量、 塔架应力变化和塔基移位量,从而预测山地变电站结构变形趋势,评估山地变电站结构的安全状况。 FBG解调系统监测的16个通道数据如表3所示, 每个通道串联7个FBG传感器,16个通道共有112个FBG传感器。FBG解调系统利用光开关实现了传感网络的复用,通过光开关通道的动态切换,实现对不同通道多个FBG传感器中心波长的动态监测。 上位机设置光开关工作在单步工作模式,分别控制光开关切换到通道2和通道8时,FBG解调系统实时监测通道2和通道8多个FBG传感器的中心波长。图4以这两个通道FBG传感器中心波长实时监测界面为例,验证了解调系统能实现多通道FBG传感器中心波长的监测。波长工作范围为1 525~ 1 565nm,由图可知,该FBG解调系统波长分辨率为1pm,系统具有较好的稳定性和较高的精度。采用vi函数Tick Count测试Bragg波长信息,进行一次采样的时间约为620ms,16个光通道更新一次传感数据最短时间约为10s,上位机设定光开关一次切换时间间隔为620~3×10５ms,保证每个通道传感数据的正确性。

4结束语

本文以FBG解调系统工作原理为基础,采用多通道、多参量和动态监测的波分加空分复用传感网络,实现了16路光通道的选择,增加了可检测的FBG波长数目。 利用串口与USB口通信协议转换,解调模块和光开关与上位机能进行通信,解调系统实现了多端口通信,提高了其与上位机通信的稳定性与高速性。监测数据表明:解调系统能实现对不同通道、不同FBG传感器中心波长的解调,波长分辨率为1pm,Bragg波长信息进行一次采样的时间为620ms,具有较好的稳定性和较高的精度,能满足FBG传感网络对山地变电站等大型工程结构的实时监测与诊断。每只FBG传感器分配3 000pm的动态范围,基于该原理的解调系统,一个光通道可铺设13只FBG传感器,通过增加波分和空分复用维度数目,解调系统有望最大支持208个FBG传感监测点。

摘要：鉴于单通道解调系统一次可检测的光栅波长数目有限,同时为兼顾FBG(光纤布拉格光栅)解调系统与上位机通信的稳定性与高速性,结合波分复用与空分复用技术,研制了多通道、多通信端口的FBG解调系统。通过控制16路光开关的光路切换,可实现对16通道FBG传感网的空分复用,对各通道传感器中心波长进行解调。测试结果表明,解调系统中心波长分辨率为1pm,一次采集光栅波长信息的时间为620ms,16个光通道的FBG传感信息更新最短时间不大于10s,可对约200只光纤光栅传感器进行有效监测。

解调系统 篇8

随着电子技术的迅速发展和社会的不断进步,基于无线网络的智能家居控制系统应运而生。智能照明系统作为智能家居控制系统的一个重要的子系统,充分利用电子技术、通信技术和计算机网络将建筑物内的各种照明器具有机连接在一起,实现有效的管理和控制[1,2,3,4]。由于ASK具有调制解调设备简单、成本低廉、工作可靠等优点[5,6],本文选择了数字通信技术2ASK作为智能照明系统的通信技术。在深入研究通信协议的基础上,提出了相应的照明系统解决方案,并设计开发产品。本系统具有对组内照明灯的开关控制、调光控制、功耗显示等功能,所有功能均可远程和本地实现。

1 系统硬件设计

1.1系统硬件框图设计

结合微处理器和无线通信技术为核心的家居系统是未来智能家居的发展趋势[7,8],本次设计的系统是基于AT89C52单片机和315 MHz ASK调制的智能照明控制系统。建立智能照明控制系统,硬件是关键和基础,它对整个照明系统的稳定性控制和测量的准确性以及灯泡功耗的检测都有直接的影响[9,10]。

无线照明系统的主控模块硬件组成如图1所示,它由控制器、ASK无线收发电路、LCD1602显示屏等部分组成;无线照明系统的从控模块硬件组成如图2所示,它由控制器、ASK无线收发电路、LCD12864显示屏、继电器控制 、A/D转换等部 分组成 ;主控模块 由6 V干电池供电;从控模块由50 Hz/24 V交流电供电,50 Hz/24 V交流电直接通过变压器将市电转换后获得,方便在室内应用,另外,该模块的5 V直流电是50 Hz/24 V交流电经过整流电路和三端稳压器LM7805之后获得。

控制器采用AT89C52芯片,其具有32个双向I/O口,3个16位可编程定时/计数器中断,2个串行中断,可编程UART串行通道,由于其兼容标准MCS-51指令系统,片内置通用8位中央处理器和FLASH存储单元,所以在智能控制行业中有着广泛的应用。

1.2系统核心电路设计

图3为系统功耗检测电路,照明灯的电流交流信号由1 Ω高精度电路采样,采样到的交流信号经过整流桥整流,再由电容C8,C9进行滤波取得交流信号的平均值,最终将纹 波较小的 直流信号 送入A/D转换芯片PCF8951进行处理。模拟量电信号经过A/D数/模转换器转换成可以由微处理器处理的二进制数字量信号,微处理器处理及算法修正后将该照明系统的电流有效值和电压有效值送至LCD12864液晶显示屏显示,使用户能够直接地查看到当前电路的功耗。

2ASK通信部分 的发射电 路采用高 频三极管2SC3357、三极管J3Y、晶振R315、电阻、电容、电感和天线等来实现,具体电路如图4(a)所示;2ASK通信部分的接收电路采用三极管2SC3356、双运算放大器LM358、电阻、电容、电感和天线等来实现,具体电路见图4(b)。

该2ASK通信电路具有结构简单、成本低廉、工作可靠等优点,不足之处是无线通信距离较短,可是已基本满足于智能家居系统的应用。在本次设计2ASK无线通信的收发电路时,因为未加入编码集成电路和解码集成电路,所以2ASK通信电路具有较强的灵活性,方便与微控制器配合完成自定义的编码和解码,从而达到主控模块控制从控模块的目的。当无线发射电路停止数据信号发射时,发射电流降为零,节省功率。为了有效地发射和接收电磁波信号,天线阻抗必须较好的匹配[11],根据无线收发电路的工作频率是315 MHz,且对要求天线的尺寸不小于电磁波波长的1 10 ,确定天线的尺寸为15 cm。

2 系统的软件设计

主控模块主要是命令的发送者,其软件设计流程图如图5所示,微控制器先进行一系列的初始化,为数据的采集和发送做准备的。主控模块实现的功能是检测是否有按键中断产生以及对按键中断进行处理。

从控模块主要是信息的采集者和命令的执行者。图6为从控模块软件设计流程图,微控制器先进行一系列的初始化,再进行A/D采样计算出其功耗值一方面在液晶屏上进行显示,同时由2ASK无线发送电路向主控模块发送,以供人们了解当前的功耗值,更加方便地控制电灯亮度。

3 测试方案与测试结果

系统上电运行后效果良好,图7为主控模块和从控模块的初始化结果。主控模块的显示屏LCD1602第1行显示的为2个照明灯的亮灭状态,第2行显示的为2个照明灯的亮度等级;从控模块的显示屏LCD12864第1行显示的为时间,第2行显示的为2个照明灯的亮灭状态,第3行显示的是电压和电流以及智能照明系统的总功耗,第4行显示的为2个照明灯的亮度等级。

系统正常初始化后,调节照明灯的亮度有两种方式:一是通过操作主控模块的功能按键,以无线通信方式发送指令控制从控模块实现调节照明灯的亮度;二是通过从控模块的功能按键,以本地控制方式调节照明灯的亮度。图8为以第一种方式成功调节照明灯亮度。

经过一系列测试验证,该系统的其他功能均正常实现。红外感应电路测试方案:当监测到有人靠近主控模块时,主控模块通过无线发射电路向从控模块发送指令,从控模块由无线接收电路接收指令并发送给微控制器进行处理。其不仅能自动开启照明灯,同时主控模块和从控模块的显示屏同步显示照明灯的状态。功耗检测电路测试方案:本系统仅加入了2盏照明灯,分别对开启任何一个照明灯和同时开启2盏照明灯两种情况的电流有效值进行监测,并将该电流有效值的模拟量由A/D转换电路转换成数字量后再由微处理器处理,同时显示屏同步显示。

4 结语

解调系统 篇9

分布反馈式(DFB)光纤激光器结构紧凑、线宽窄且工作于单频,在很多领域成为理想光源的同时其应变、温度和压力传感特性也得到了广泛的研究和关注[1,2]。相比于光纤光栅传感器,DFB光纤激光器同样属于波长传感,其输出激光的波长随被测参量的变化而移动,但是其出射激光线宽极窄,一般低于50 k Hz[3],因此,如果使用非平衡光纤干涉仪来解调DFB光纤激光器的输出波长变化,就可使用大的非平衡长度,极大的提高了响应灵敏度,使其可以应用于水声探测领域,拓宽了光纤水听器的发展方向。

在光纤激光器应用于水声传感领域的进程中,必须发展适当的信号处理技术自动且线性地将包含水声信息的波长移位解调出来。在波长移位解调方案中,干涉解调技术适用于高精度的动态探测领域[4]。目前应用较多的干涉解调技术是相位载波调制与解调方案[5,6,7]以及基于3×3耦合器的对称解调方案[8,9,10],其中基于3×3耦合器的对称解调方案不需要载波调制和滤波处理[8],解调电路相对简单且动态范围不受滤波器和调制频率的限制。然而,由于光纤的微弯、扭曲和环境温度的变化可能导致参与干涉的两束光的偏振态的变化[10],使得输出信号呈随机消隐状态,且3×3耦合器的分光比不能保持严格的对称,非对称的三路信号将使外界环境变化对解调输出信号产生非线性的影响[8]。本文分析了一种基于Michelson干涉解调技术的光纤激光器水声传感系统,采用基于3×3耦合器的偏振无关的非平衡光纤Michelson干涉仪将激光波长变化转化为干涉仪的相位变化,干涉解调采用一种全新的被动解调方案,利用实时调整幅度的2路干涉信号,不需要3×3耦合器有严格的分光比,消除了外界环境对解调输出的非线性影响。

2 DFB光纤激光器水声传感原理

DFB光纤激光器的结构如图1所示,在掺铒光纤中写入一段光纤光栅,利用光栅对激光的分布反馈构成激光谐振腔,在泵浦光的作用下满足激射条件即发出激光。

当光栅中引入π相移时,通过电磁波的耦合模理论可以证明π相移DFB光纤激光器在光栅的中心波长处能够实现稳定的单纵模激光输出[11],即π相移DFB光纤激光器的运行波长为

其中:Λ是光栅周期,ne是纤芯的有效折射率。

由式(1)可知,掺铒光纤芯区有效折射率的变化或光栅周期的变化都将导致π相移DFB光纤激光器运行波长的变化。当光纤激光器受到外界压力作用时,压力产生的应变将改变光纤的有效折射率和光栅的周期,此时,DFB光纤激光器运行波长的变化量可由下式确定[12]:

式中:P11和P12为光弹系数,εz、εr为光纤轴向和径向应变,在均匀水声压力作用下[13]

式中:E、υ为石英晶体的杨氏模量和泊松比。将式(3)代入式(2)化简得:

式中ξ为与光纤材料性能有关的常数,通常ξ≈-4.4 Pm/MPa。因此根据式(5)可知,DFB光纤激光器应用于水声探测,其出射波长的移动正比于外界水声压力的大小。所以,通过检测激光波长的变化可以还原水声压力信号。

3 DFB光纤激光器水声传感系统

基于Michelson干涉解调技术的光纤激光器水声传感系统如图2所示。在980 nm泵浦光源的作用下,DFB光纤激光器出射的激光通过980/1 550 nm光纤波分复用器传输至非平衡Michelson光纤干涉仪,干涉仪由3×3耦合器、Farady旋转镜和反射镜组成,在3×3耦合器两臂的末端使用法拉第旋转反射镜(FRM),其中一臂空置,当法拉第旋转镜旋转角度为45°时,干涉仪可见度不受两臂光纤双折射效应以及输入光波偏振态的影响[14],为了消除3×3耦合器分光比不对称的影响,系统只使用3×3耦合器的两路输出端,通过在干涉仪中引入大于πrad的高频调制信号,得到两路输出的直流项和交流幅度,归一化后相加相减得到正交的两路信号,进行交叉微分相乘处理最后解调得到水声压信号,为了产生需要的调制信号,将干涉仪其中一个臂上的光纤缠绕在压电陶瓷(PZT)管上,PZT驱动器产生正弦调制信号,驱动压电陶瓷管产生振荡。虽然加入PZT调制增加了系统的复杂度,但与干涉型光纤传感系统不同,系统中的干涉仪不应用于传感端,调制信号的引入不会增加传感探头的体积和复杂度。

分光比不完全对称的3×3耦合器的两路输出经光电探测器检测后的电压信号V1、V2简记为

式中:Φ(t)=ϕs(t)+ϕr(t)+ϕ0(t),ϕr(t)为外界环境引起的干涉仪相位低频漂移;ϕs(t)=-(2πned/λ2)∆λ,为波长移动引起的相位变化。由式(5)可知相位变化正比于外界水声压力的大小,d为干涉仪非平衡路径的长度,Ccos(ω0t)为绕在PZT上的光纤产生的相位调制,C为调制幅度,ω0为远离水声信号频率的高频调制频率,A1、A2为探测器输出的直流项,和激光强度、光路损耗以及耦合器分光比有关。B1、B2为交流项的幅度,由于法拉第旋转反射镜的应用,此两项与偏振态的变化无关,只与激光强度、光路损耗、耦合器分光比以及激光相干长度有关,δ为两路输出之间相位差偏离120°的小角度,可假定为常量。A1、A2、B1、B2受激光强度的影响为缓变的时变量。

由于不位于同一条直线的两个等模矢量相加之和与相减之差正交[8],因此不需要3×3耦合器有严格对称的分光比,只要两路输出V1、V2能满足不位于一条直线的条件,即可将V1、V2两项消去直流分量并归一化后相加、相减,使用微分交叉相乘得出与成比例的信号。解调的具体算法如图3所示。

为了得到V1、V2的直流项和交流项幅度,令调制幅度C≥πrad,则无论Φ(t)的值如何,V1、V2的交流项在一个调制周期内都能达到最大值和最小值[7],可以得到:

同理可得A2和B2,在信号处理过程中,根据采样频率和调制周期的大小,得到一个调制周期的采样点数N,每个采样点的数据使用前N点的最大值和最小值进行计算,不足N点的初始阶段使用默认值,在V1、V2消去直流项并归一化后简记为

令ψ(t)=Φ(t)+Ccos(ω0t),两项相加、相减得:

交叉微分相乘并相减得:

积分得输出:2sin(120°+δ)ψ(t),经过带通滤波器,滤除低频漂移ϕr(t)和高频调制信号Ccos(ω0t),得到与声压成正比的相位信息ϕs(t)。因此,系统采用的解调算法在3×3耦合器分光比不完全对称的情况下,不用复杂的系数调整过程即能得到稳定的输出,引入的高频调制信号可通过低通滤波滤除,不会影响传感系统的动态范围,但会限制系统的频带宽度。在选定信号处理频带宽度的水声传感实际应用中,适当选择调制频率,本解调算法能消除3×3耦合器分光比不完全对称带来的诸多影响,获得整个频带内信号的稳定输出,具有实用价值。

4 DFB光纤激光器水声传感实验

实验中,将DFB光纤激光器施加一定的应力后固定于金属框架上,外径4 mm,长7 cm,其结构如图4所示。DFB光纤激光器出射激光的光谱如图5所示。

金属支架使用聚氨酯涂覆保护后,使用比较法在710所武昌分部的消声水池内测试了该DFB光纤激光器6.3 k Hz水声响应灵敏度和线性度。980 nm泵浦光源功率为115 m W,干涉仪中PZT调制频率为20 k Hz,光电探测器的信号输入DSP采用上述算法进行信号解调,DSP采用Analog Devices公司的Blackfin系列DSP中的ADSP-BF533,解调输出端DA转换时相位和电压的转换因子为8,即电压相对于相位有18 d B(参考值1 V/rad)的增益,光纤干涉仪非平衡长度为200m,标准水听器为B&K Hydrophone Type 8100,灵敏度为-216.3 d B参考值1 V/µPa)。

待测DFB光纤激光器、标准水听器靠近放置于水下1.8m深处,距位于同一深度的发射换能器2 m。图6为换能器发射频率为6.3 k Hz时水声信号解调仪输出的信号,上图为时域波形,下图为信号的频谱,解调仪的输出信号频谱和发射换能器的发射频率一致。

干涉仪的非平衡路径d必须小于激光的有效相关长度,由于这种DFB光纤激光器的线宽小于50 kHz,有效干涉长度实验测量达几千米。使用200 m的不平衡路径,激光工作波长为1 540 nm,则波长-相位的转换因子为7.7×105 rad/nm,应用上述声压和波长位移的关系,则声压相位灵敏度为3.4×10-9 rad/µPa,即光纤激光器的声压灵敏度为-169.4 dB(参考值1rad/µPa)。

换能器发射频率为6.3 kHz,标准水听器电压输出为28.8µV时,DSP解调电路输出为71.1 mV,根据标准水听器的声压灵敏度推算得光纤激光器的声压,计算出光纤激光器的灵敏度为-148.5 dB(参考值1V/µPa),减去电压相对于相位的18 d B(参考值1 V/rad)增益得-166.5 dB(参考值1 rad/µPa),与理论分析的-169.4 dB(参考值1 rad/µPa)有2.9 dB的误差,这可能来自于光纤激光器的机械结构共振,需要进一步分析。

改变发射换能器的驱动功率,使光纤激光器所受声压从0.1 Pa升至33.6 Pa(根据标准水听器计算),记录解调仪的输出电压。图7为测试结果,通过最小二乘法拟合,得灵敏度为38.29 mV/Pa,即-148.34 dB(参考值1 V/µPa),与上述灵敏度测试结果一致。

实验结果表明,该基于Michelson干涉解调技术的光纤激光器水声传感系统可以应用于水声信号的探测。在实际使用过程中,需要对激光器进行良好的封装,提高其整个工作频带内的水声响应性能。

5 结论