无功电流预测（共7篇）
无功电流预测 篇1
0 引言
静止无功发生器SVG(Static Var Generator)是灵活交流输电系统(FACTS)技术中一个重要的基础技术[1]。它除了包括无功发生的功能外,还具有稳定系统电压、阻尼系统振荡和改善系统运行状况的功能,与静止无功补偿器SVC(Static Var Compensator)相比较,SVG动态调节特性灵活、补偿效果优越及设备体积小,因此引起国内外研究人员广泛关注[2]。
SVG的建模是研究的热点。根据SVG主电路结构的不同,所建立的数学模型也不尽相同。在模型建立过程中,文献[2]建立了SVG的单线等效电路数学模型,文献[3]所建立的SVG动态模型虽然对三相分别考虑,但只用一比例系数K(平均占空比)描述SVG网侧基波电压与直流侧电容电压的关系,而没有充分考虑到SVG的工作机理和动态行为。SVG的电流控制方法是研究SVG的关键,目前,电流控制的主要方法有三角波比较、滞环控制和预测电流控制3种。三角波比较在控制目标和实际输出电流之间存在相角误差[4];滞环控制最大的特点是简单,但是滞环控制的开关频率变化较大。
为了实现系统较理想的补偿性能及较高的控制精度,笔者在考虑到连接电抗器的损耗、变流器本身的损耗(如管压降、线路电阻等),从SVG的工作机理及动态性能出发,建立了SVG的数学模型,并在其动态数学模型的基础上提出了一种预测电流控制的方案[5,6,7,8,9],该控制方法是利用当前采样时刻的状态信息,预测下一个采样周期补偿电流的轨迹,计算出逆变器输出的电压参考值,将其作为空间矢量PWM调制的输入,确定开关函数,产生与参考值相当的电压,最终达到预测补偿的目的,并且通过Matlab仿真验证了该控制方法的有效性和可行性。
1 SVG的动态数学模型
SVG的主电路结构图如图1所示,电压型逆变器的主开关管采用集成门极换流晶闸管IGCT[10]。为了便于分析,在不影响研究准确性的前提下作如下假设:
a.功率开关器件视为理想开关;
b.电网电压为三相对称正弦电压;
c.装置的所有损耗(变流器本身的损耗和变压器的损耗)用等效电阻R表示;
d.变压器的漏抗及连接的电抗用等效电感L表示;
e.忽略逆变器交流侧的电压谐波分量。
系统三相电压为
式中Um为系统线电压最大值。
为分析方便,引入逻辑开关函数Ci(i=a、b、c),3个桥臂开关元件的状态用Ca、Gb、Gc表示。其定义为
根据基尔霍夫电压定律,可得a相回路方程为
当Ga=1时,uaN=uN0;当Ga=0时,uaN=0。于是式(2)可改写为
同理,可得b相、c相方程如下:
对于三相输入无中线,即ia+ib+ic=0,且三相电源电压平衡时,则
图1中,逆变器由6个功率开关管组成,其通断规律是:同一桥臂不能同时导通。结合上文的开关函数,则3个桥臂只有“1”或“0”2种状态,因此VT1、VT3、VT5形成000、001、010、011、100、101、110、111共8种开关模式。其中,000、111开关模式使逆变器输出电压为零,所以称这2种开关模式为零状态。
直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律得:
联立式(2)～(7),则在abc坐标下用Gi描述的SVG数学模型为
在abc坐标下的电路方程比较复杂,对三相电压、电流的方程进行d-q变换,其中变换矩阵为
由此可以得到d-q坐标下SVG的数学模型为
2 SVG的电流控制策略
SVG一般采用电压外环和电流内环的双环控制策略。电压外环主要控制三相电压型逆变器直流侧电压,而电流内环主要按电压外环输出的电流指令进行电流控制。由于电压外环通常采用PI控制方法确定装置从系统吸收的有功电流参考值[9,12],故不作介绍。内环控制是SVG的控制核心,在此对内环控制算法进行详细讨论。考虑到SVG的响应速度有较高要求,对于内环控制器提出了采用预测电流控制的策略。
预测电流控制原理的实质是:利用当前采样时刻的状态信息,预测下一个采样周期补偿电流的轨迹,从而确定逆变器的开关函数,使补偿电流跟随电流参考值变化,参考电流值可以通过参考电压值求得[5]。
SVG的预测电流控制策略的基本思路是在第k个采样时刻根据所检测到的负载电流及补偿器输出电流,根据SVG的数学模型以及下一个开关周期k+1时刻的期望电流,计算出符合电流变化的输出电压矢量,从而迫使下一次采样时刻的补偿电流以最优特性跟踪下一个时刻参考电流,达到跟踪输出电流的目的,即利用当前已知状态、SVG模型和下一步参考电流,预测使电流在第k+1时刻达到期望电流时所需的电压,用PWM方法施加在逆变器上,使实际电流在k+1时刻达到期望值。预测电流控制原理图如图2所示。
将d-q坐标下SVG的数学模型式(10)变形,可得控制电压的方程为
对式(11)进行离散化可得:
其中,id(k+1)、iq(k+1)分别为第k+1次采样时刻的输入电流的参考值,Ts为采样周期。
为简化计算,以参考矢量在零号扇区为例,空间矢量PWM合成图如图3所示。用U1、U2和零矢量U0合成Uref,等效矢量按伏秒平衡原则合成。
其中,t1、t2和t0分别为U1、U2和U0的作用时间,Ts为采样周期。U1、U2、U0对应的开关变量分别为100、110、000(111)。运用相电压与开关变量的关系,可求得:
将式(14)代入式(13)可得到:
可求得U1、U2、U0的计算时间:
其中,udc.是直流侧电压,|Uref|和δ的值为
因此,利用电流参考值计算出逆变器应输出的电压参考值Uref,将其作为空间矢量PWM调制的输入,确定三电平逆变器的开关函数Ca、Cb、Gc产生相应的脉冲触发功率开关器件导通,产生与参考值相当的电压,最终达到预测补偿的目的。
3 仿真结果分析
为了验证该控制系统的有效性,用Matlab软件对系统进行仿真分析。仿真条件如下:电源电压为380 V,系统频率50 Hz,装置与系统的连接电感为0.01 H,装置直流侧电容为0.004 F,等效电源电阻为10Ω。
补偿前a相电流及其频谱、总谐波畸变率THD如图4所示(图中,n为谐波次数,下同),补偿后a相电流及其频谱与THD如图5所示。由图可见,补偿前电流中含有大量的6k±l(k=1,2,3,…)次谐波,THD为19.38%。经过预测电流控制器补偿后,a相电流不但与电压同相,而且基本变为正弦波,THD降为4.31%。这说明了这种控制方法具有良好的性能。
4 结论
本文建立了电压型SVG的动态数学模型,该模型精确描述了SVG的动态工作过程,便于控制系统的设计。在其动态数学模型的基础上提出了一种预测电流控制的方案,对该控制方法进行了理论研究和Matlab仿真,结果表明:该控制方法对预测补偿SVG的无功电流具有有效性和可行性。
摘要：为实现静止无功发生器SVG(Static Var Generator)良好的控制性能，从SVG的工作机理动态性能出发，引入逻辑开关函数建立SVC的动态数学模型，在该模型基础上提出了一种预测电流控制的方案。该控制方法是利用当前采样时刻的状态信息，预测下一个采样周期补偿电流的轨迹，计算出逆变器输出的电压参考值，将其作为空间矢量PWM调制的输入，确定开关函数，产生与参考值相当的电压，最终达到预测补偿的目的。Matlab仿真结果表明：该控制方法对预测补偿SVG的无功电流具有有效性和可行性。
关键词：静止无功发生器,数学模型,预测电流控制
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无功电流预测 篇2
随着电力电子技术的迅速发展, 出现了大量的非线性负荷, 由此产生的谐波污染也日益严重。对电力系统来说, 无谐波就是“绿色”的主要标志之一, 因此对电力系统谐波污染的治理日趋重要[1,2], 其中谐波检测是解决一切谐波问题的基础[3]。1983年由赤木泰文首先提出的三相电路瞬时无功功率理论[4,5], 经不断研究逐渐完善, 在谐波和无功电流检测方面得到了成功的应用。
本文介绍了以瞬时无功功率理论为基础的三相电路谐波和无功电流检测方法, 并利用Matlab/Simulink建立系统仿真模型。
1 基于三相瞬时无功功率理论的谐波和无功电流检测原理[6,7,8]
设三相电路各相电压、电流瞬时值分别为ea、eb、ec和ia、ib、ic。由下面的变换可以得到α、β两相瞬时电压eα、eβ和两相瞬时电流iα、iβ:
式中,
在图1所示的α-β平面上, 向量eα、eβ和iα、iβ分别可以合成为 (旋转) 电压向量e和电流向量i:
式中, e、i为向量e、i的模;φe、φi为向量e、i的幅角。
三相电路瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq分别为向量i在向量e及其法线上的投影:
式中, φ=φe-φi。
α-β平面中的ip和iq如图1所示。
三相电路瞬时有功功率p (瞬时无功功率q) 为电压向量e的模和三相电路瞬时有功电流ip (三相电路瞬时无功电流iq) 的乘积:
将式 (4) 、 (5) 及φ=φe-φi带入式 (6) 、 (7) 中, 并写成矩阵形式得出:
式中, Cpq=eeωαβ-eαeβω
这样, 以三相瞬时无功功率理论为基础, 通过计算ip、iq, 可得出检测三相电路谐波和无功电流的一种方法, 称之为ip、iq运算方式。该检测方法的原理框图如图2所示。
图2中C23为C32的逆矩阵, 其中需用到与a相电网电压同相位的正弦信号sinωt和对应的余弦信号-cosωt, 通过锁相环 (Phase Located Loop, PLL) 实现对A相电压频率和相位的锁定。根据前面的定义算出ip、iq, 经低通滤波器 (LPF) 得到其直流分量这里, 由基波电流iaf、ibf、icf产生, 所以:
ia、ib、ic分别减去iaf、ibf、icf即得出相应的谐波分量iah、ibh、ich。
要同时检测补偿对象中的谐波和无功电流时, 仅需断开图2中计算iq的通道即可, 由计算出被检测电流ia、ib、ic的基波有功分量iapf、ibpf、icpf:
ia、ib、ic分别减去iapf、ibpf、icpf即可得出ia、ib、ic的谐波分量和基波无功分量之和iad、ibd、icd。由于采用了低通滤波器 (LPF) 求算因此检测结果有一定延时[9], 但最多不超过一个电源周期。
2 建模与仿真
2.1 Matlab仿真模型的建立
利用Matlab中Simulink仿真工具箱, 根据ip、iq运算方式谐波检测原理设计仿真模型。假设被检测对象为三相全控桥式整流电路的交流侧电流, 且整流电路的直流侧为阻感负载, 其中, R=50Ω, L=10 m H, 电源相电压为220 V, 频率为50 Hz, 整流器输出电压为100 V (相电压) , 触发延迟角为30°。此类模型会吸收电网基波电流而产生大量的5、7、11、13次谐波电流污染电网, 建立的谐波源仿真模型如图3所示。
依据ip、iq运算方式谐波检测原理设计的谐波检测仿真模型如图4所示, 模型中对转换矩阵C32、C23及C分别做成模块封装, 所选模拟低通滤波器LPF为二阶Butterworth模拟低通滤波器, 鉴于检测精度和响应时间相互矛盾, 为兼顾两者, 本模型中滤波器截止频率设为20 Hz。
2.2 仿真结果及分析
对上述建立的仿真模型, 启动Simulink进行仿真, 检测对象为三相全控桥式整流电路交流侧的a相电流, 其波形如图5所示, 其他两相的电流波形相同, 相位分别滞后120°和240°。得到基波分量iaf和谐波分量iah的波形, 分别如图6、图7所示;然后断开计算iq的通道, 得到基波有功分量iapf、谐波分量和基波无功分量之和iad的波形, 分别如图8、图9所示。
对图5、图6、图7的3个波形进行频谱分析, 结果如表1所示。
由仿真波形及频谱分析的结果可以得知, ip、iq谐波电流检测法, 能准确检测出电网中的谐波及无功电流, 如果断开谐波检测模型中计算iq的通道, 可以准确分离出基波中的有功分量或无功分量。由于只取与A相基波正序电压同相位的sinωt和cosωt参与运算, 即使电网电压存在畸变或者不平衡也不会影响基波电流检测的准确性, 由图6、图8的仿真波形可以看出, 基波检测并没有受到影响。本仿真低通滤波器截止频率设定为20 Hz, 由仿真波形可以看出, 检测延迟约为1/3个周期, 检测结果准确, 协调了检测实时性和准确性的关系。
3 结语
本文依据瞬时无功功率理论, 借助Matlab/Simulink建立了谐波检测仿真模型, 通过计算机仿真成功地对三相谐波电流进行了检测。仿真实验结果表明, 基于瞬时无功功率理论谐波检测方法能准确有效地检测出三相电路中的谐波及无功电流分量, 验证了该方法的可行性与正确性, 可为有源滤波器与无功补偿装置提供可靠的技术参数, 有益于解决电网电能质量问题。
摘要：为了准确实时地检测电网谐波及无功电流, 依据三相电路瞬时无功功率理论, 以计算瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq为出发点, 得出一种用于有源电力滤波器的实时监测谐波和无功电流的方法。利用Matlab仿真软件, 对该监测方法进行了仿真研究, 仿真结果验证了算法的有效性, 该方法能为谐波抑制和无功补偿提供可靠的谐波及无功分量, 可为有源滤波器与无功补偿装置的研发提供可靠的技术参数。
关键词：瞬时无功功率理论,谐波检测,仿真
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无功电流预测 篇3
关键词：孤岛检测,锁相环,正反馈,无功电流,频率偏移
0 引言
在大型光伏发电系统[1]中, 三相并网逆变器是非常重要的组成部分, 其主要功能是将光伏电池收集到的能量传输到电网。在能量传输过程中, 不仅需要对逆变器的输出电流、电网的电压和频率进行检测, 还必须考虑到电网断电时形成孤岛的状态[2,3]。因为孤岛时, 并网逆变器继续运行的话, 会对供电设备和人员造成潜在的危害[4], 所以研究人员提出了多种孤岛检测方法。
目前, 主要的孤岛检测方法分为无源检测和有源检测两大类。无源检测方法包括过/欠压检测法、高/低频检测法、相位突变法[5]、电压谐波检测法[6]、关键电量变换率检测法[7]等。有源检测方法包括主动频率漂移法[8]、主动电流扰动法[9]、滑模频率漂移法[10]、自动相位偏移法[11]、无功补偿检测法[12]、正反馈频率漂移法[13]、自适应调节有功无功检测法[14]、在线阻抗测量法[15]、负序电流注入法[16]、无功功率扰动法[17]或者上述几种方法的混合方法[18,19]。无源孤岛检测方法最突出的优点是对输出电能质量无影响, 但是存在检测盲区。有源孤岛检测方法可以减小检测盲区甚至消除盲区, 但是引入的扰动将引起电能质量下降。
为了在减小检测盲区的同时, 最大限度地减小孤岛检测方法对输出电能质量的影响, 在三相光伏并网逆变器平台上, 提出一种基于无功电流—频率正反馈的孤岛检测方法。
1 三相光伏并网逆变器平台
二极管钳位型三电平三相光伏并网逆变系统的控制框图见附录A图A1。系统由两级组成:前级是Boost升压电路, 后级是三电平三相并网逆变电路。由于LCL滤波器是一个三阶多变量系统, 直接采用典型的并网电流闭环控制策略时系统是不稳定的, 并且不利于功率开关的保护[20]。因此, 这里采用逆变器侧的电流闭环控制。但是由于电容的分流作用, 系统的功率因数会降低。因此引入电容电流的前馈, 通过逆变器侧电流来间接控制网侧电流, 使得功率因数接近于1。
三相并网逆变器的输出电流要与电网电压保持同步, 这就需要锁相环 (PLL) 的协同工作。图1是典型的基于abc/dq坐标转换的三相系统锁相环 (简称dq-PLL) 的控制框图。
三相电网输入电压先经过abc/αβ坐标变换得到复平面上的α, β轴分量Vα和Vβ, 然后利用锁相角θp的正弦量和余弦量进行αβ/dq坐标变换, 得到dq同步旋转坐标系下d, q轴分量Vd和Vq。当Vq为0时, 电网相角和锁相环相角一致。因此Vq中含有电网相位角和锁相角之间的误差信息, 这个误差信息经过比例—积分 (PI) 调节器后得到ωc, 然后与标称频率ω0=100π叠加后, 积分得到锁相角θp。前馈量ω0的作用是提高调节速率, 缩小调节量ωc的变换范围。下面对锁相的原理进行具体解释。
在理想的情况下, 电网的三相电压Vsa, Vsb, Vsc可以表示为:
式中:Um为电网电压峰值;θ为电网电压相角。
由abc静止坐标系到αβ复平面坐标系的转换关系和αβ复平面坐标系再到dq同步旋转坐标系下的变换关系可得:
由式 (2) 可以看出, dq坐标系下的电压分量可以反映出电网电压相角和锁相角之间的误差关系, 通过求取Vd或者Vq并通过图1的控制框图进行闭环控制, 就可以达到锁相的目的。以Vq为例, 当Vq=0时, 有θ=θp或θ=θp+π。但对于闭环系统而言, 其中一个平衡点是不稳定的平衡点。平衡点的确定与Vq采用何种反馈方式调节有关。要想使得θ=θp, 就应该使用正反馈来调节, 理由是当系统存在扰动使得θ-θp产生很小的误差且误差值为正时, 表示锁相角落后于电网相角, 只能通过正反馈来提高锁相角频率从而消除相位差;反之, 如果用负反馈来调节, 则最后达到的效果是θ=θp+π。
2 孤岛检测原理
并网逆变器控制是在dq同步旋转坐标系下完成的。设网侧电流转换到dq坐标系下的d, q轴分量分别为id2和iq2。那么输出到电网的有功功率和无功功率分别表示为:
如果电网的三相电压是理想的正弦波, 那么在dq坐标系中, 电压的大小可以表示为:
式中:U为电网相电压有效值。
将式 (6) 代入式 (3) 和式 (4) , 可以得到:
根据参考文献[21], 光伏发电装置所带的负载可以等效为R, L, C并联。如果电网出现孤岛的情况, 那么负载上的有功功率和无功功率分别为:
式中:R, L, C分别为R, L, C的值;ω为电网所在负载的电压角频率。
负载的品质因数为:
将式 (9) 、式 (11) 代入式 (10) 可以求出ω的表达式为:
将式 (7) 和式 (8) 代入式 (12) 中可以得到:
式中:
为了实现逆变器单位功率因数并网, 必须使得无功功率Q接近于0, 这通常通过设置iq2的参考值为0来实现。如果Q在工频情况下不为0, 那么孤岛发生后逆变器输出电压的频率会发生变化, 若其触发了频率范围的上下限, 则可以判断电网发生了孤岛现象。或者, 若输出功率与R上消耗的功率不匹配, 则孤岛发生时逆变器的输出电压会发生变化, 超过电压正常范围的话同样可以判断出孤岛。但是, 当R, L, C等效负载的谐振频率和电网工频接近, 并且R上消耗的功率和逆变器输出的有功功率基本匹配时, 如果发生孤岛现象, 逆变器的输出电压和频率变化都在电网允许的范围之内, 无法触发孤岛保护。此时用被动式的检测方法无法检测到孤岛, 必须借助主动的孤岛检测方式。
从式 (13) 中可以发现:当孤岛发生时, 如果iq2的值减小, 则ω变大;如果iq2的值增大, 则ω减小。因此, 如果能够让两者形成正反馈, 使得孤岛发生时ω迅速朝一个方向变化直到触及频率的上下限, 就能顺利地实现电网的孤岛状态检测。
文献[22]曾提出利用孤岛时有功功率或无功功率的扰动, 使得有功电流或者无功电流形成正反馈来实现孤岛检测, 但并未提出具体的公式, 也并未对孤岛检测成立的条件进行探讨。这里引入一个简单的比例关系来形成正反馈:
式中:i*q2为iq2的参考值;K为比例系数, K>0;ω0为电网电压额定角频率, 其正常范围为310.86~317.10rad/s。
当电网正常时, 应设计使得iq2的参考值i*q2接近于0, 也就是使得ω0-ω接近于0, 那么式 (14) 的加入就不会影响逆变器的正常工作。而当孤岛发生时, ω的微小扰动便能被正反馈迅速地放大, 从而检测出孤岛。因此这个方法在应用时, 最重要的是对参数K的设计以及对ω0和ω获取方式的设计。
首先讨论K的设计问题。从式 (13) 可以发现, 如果一直设定i*q2为0, 则孤岛发生时, 输出频率最终会稳定在LC的谐振频率处。也就是说, 孤岛发生瞬间, 输出频率会朝LC谐振频率的方向波动。为了使得正反馈正常进行, 可以进行如下处理。
1) 当孤岛发生时, 如果ω>ωn, 则iq2<0且会逐渐增大到0, 此时可以让iq2一直增加, 直到ω减小到触发孤岛保护, 也就是必须满足下式:
2) 当孤岛发生时, 如果ω<ωn, 则iq2>0且会逐渐减小到0, 此时可以让iq2一直减小, 直到ω增大到触发孤岛保护, 也就是必须满足下式:
将式 (13) 和式 (14) 代入到式 (15) 和式 (16) , 均可得到:
也就是说, 只要满足式 (17) , 那么正反馈就能正常进行, 直到触发孤岛保护。由于不知道ωn的具体数值, 为了能在并网逆变器中应用本文提出的孤岛检测方法, 在ωn不同取值情况下对式 (17) 进行讨论。设ω的正常范围是310.86~317.10rad/s, 超出这一范围就触发孤岛保护。那么采用提出的无功电流—频率正反馈的扰动方法, 会出现以下几种情况。
第1种情况:如果ωn>317.1rad/s, 那么孤岛发生时只可能出现ωn>ω>ω0, 此时有ωn-ω>0>ω0-ω, 则A<0, 此时式 (17) 可以转化为K≥0。
第2种情况:如果317.1rad/s≥ωn>ω0, 则孤岛发生时可能会出现2种状态。如果ωn>ω>ω0, 此时有ωn-ω>0>ω0-ω, 则A<0, 此时式 (17) 可以转化为K≥0;如果ω≥ωn>ω0, 则0≥ωn-ω>ω0-ω, 那么0≤ (ωn-ω) / (ω0-ω) <1, 又有0<ω0/ωn<1, 则0≤A<1, 此时式 (17) 可转化为K≥2id2Mf/ω0。
第3种情况:如果ω0>ωn≥310.86rad/s, 则孤岛发生时可能会出现2种状态。如果ω0>ω>ωn, 此时有ω0-ω>0>ωn-ω, 则A<0, 此时式 (17) 转化为K≥0;如果ω0>ωn≥ω, 则有ω0-ω>ωn-ω≥0, 变换后可以得到1> (ωn-ω) / (ω0-ω) ≥0, 又因为有0<ω0/ωn≤1.02, 则有0≤A<1.02, 此时式 (17) 转化为K≥2.04id2Mf/ω0。
第4种情况:如果ωn<310.86rad/s, 那么孤岛发生时只可能出现ω0>ω>ωn, 此时有ω0-ω>0>ωn-ω, 则A<0, 此时式 (17) 转化为K≥0。
第5种情况:如果ωn=ω0, 则孤岛发生时, 理论上ω不会发生变化, 该种孤岛检测方法的盲点就在于此。但实际情况下, 这种情况出现的几率非常之低, 即使刚好出现, 孤岛发生时, 逆变器并网电流的谐波都会使得检测得到的ω发生波动。只要ω有轻微的波动, 那么式 (17) 就转化为K>2id2Mf/ω0。
综上所述, 无论ωn是何值, 只要满足式 (18) , 就肯定能满足式 (17) 。也就是说满足式 (18) 的条件, 本文提出的无功电流—频率正反馈的方法就能正常工作, 从而检测出孤岛效应。
下面对ω0的获取问题进行讨论。由于ω0在一定的范围内波动, 如果简单地取为定值, 式 (14) 的加入就可能对逆变器输出的电能质量造成持续性影响, 因此必须让ω0能够正常地跟随电网频率的波动。由于电网正常波动时, 其频率通常是缓慢变化的, 而孤岛检测通常要求在100ms内完成, 因此, 可以对ω低通滤波来得到ω0。巴特沃兹低通滤波器的设计原则是要求在100ms内, ω的变化基本不影响ω0的值。这里将截止频率取为1 Hz, 这样就可以在电网正常波动时, 减小式 (14) 对逆变器输出电能质量的影响。
ω的精确获取是该孤岛检测方法成功的关键。如果ω的获取精度较低, 不仅会对逆变器输出电能质量产生负面影响, 而且很可能会误触发孤岛保护。因此, 这里采用精度较高的霍尔电压传感器来检测电网线电压, 并在数字信号处理器 (DSP) 里进行数字低通滤波以提高ω的获取精度。同时, 电网电压中通常含有一定量的谐波成分。文献[19]指出, 电网电压幅值不平衡时, 获取的ω中会含有2倍工频的谐波;电网电压含有谐波分量时, 获取的ω中会含有6倍工频的谐波;电网电压含有直流偏置时, 获取的ω中会含有1倍工频的谐波。这些谐波含量会对孤岛检测的效果造成影响, 甚至会导致误触发孤岛保护。因此, 文献[23]中提出用改进型锁相环 (EPLL) 得到基波电压和相移90°的电压信号后, 通过公式计算得到正序基波分量, 再进行电网角频率ω的运算, 这样就可以消除三相电网电压畸变对ω的获取造成的影响。
通过上述讨论得到的孤岛检测控制框图如图2所示。将式 (14) 计算得到的i*q2值替代附录A图A1中i*q2=0, 就能够形成正反馈, 从而达到孤岛检测的目的。
3 孤岛检测仿真研究
为了验证本文提出的孤岛检测方法, 按照附录A图A1所示的电路搭建了MATLAB仿真电路图。电路的具体参数设置如下:逆变器额定功率为10kW, 开关频率为10kHz, 母线电压为680V, 滤波电感Lf1为1mH, 滤波电容Cf为25μF, 滤波电感Lf2为0.8 mH, 三相等效负载中R为14.5Ω, L为18.47mH, C为549.05μF, 负载品质因数为2.5, 负载谐振频率为50 Hz, 电网额定相电压为220V, 电网额定频率为50Hz。这些参数的设置能够使得电网在发生孤岛时, 对逆变器输出产生的影响最小, 从而模拟最恶劣情况下的孤岛检测情况。三电平技术通常应用在大功率场合, 本文取为10kW的原因是实验室搭建的三电平逆变器模型机刚好为10kW, 仿真参数与实验参数一致, 便于对比。
首先对图1所示dq-PLL的性能进行仿真。图3 (a) 为电网电压不畸变时得到的角频率波形;图3 (b) 为电网电压A相加上10V有效值, C相减去10V有效值后得到的角频率波形;图3 (c) 为电网电压A相加上10V直流偏置, C相减去10V直流偏置后得到的角频率波形;图3 (d) 为电网电压每相加入10%额定电压的5次谐波后得到的角频率波形。从中可以发现, 电网不含任何畸变时, ω几乎没有波动;而在3种不同畸变的情况下, 电网电压角频率都有不同程度的波动, 这很容易造成孤岛检测的误判。因此, 对dq-PLL进行改进非常必要。
图4 (a) 为在电网电压含有图3所示的3种畸变叠加分量时使用dq-PLL得到的角频率波形;图4 (b) 为先进行正序分量提取, 再用dq-PLL进行锁相得到的角频率波形。对比发现, 改进后的锁相环对电网畸变有非常强的抑制作用, 对本文提出的孤岛检测方法的应用非常有利。
接着对本文提出的孤岛检测方法进行仿真。图5是在不加入任何孤岛检测方法的情况下, 孤岛发生后的5个工频周期内, 电网电压的角频率、网侧无功电流、网侧电压及并网电流的变化情况。
从图中可以发现, 在0.4s孤岛发生时, 电网断开, 但是网侧电压幅值、角速度和无功电流只是有轻微波动, 并未产生明显变化。这些波动主要是由于逆变器的谐波造成的, 且这些轻微的波动并不足以触发孤岛保护。
图6是K取0.9×2.04id2Mf/ω0时, 得到的电压角频率和无功电流的波形。可以发现, 角频率和无功电流相对于无孤岛检测方法时的情况, 均产生了一定变化, 但是K的取值并不能够使得正反馈正常地进行下去进而触发孤岛保护。
图7是K取2.04id2Mf/ω0时, 得到的电压角频率和无功电流波形。可以发现, 在孤岛发生时, 正反馈能够正常进行, 使得角频率在朝着一个方向不断减小。但是在5个工频周期后, 并未减小到能够触发孤岛保护的程度。因此, 满足式 (20) 只能使得正反馈正常进行, 但是不能保证在规定时间内检测出孤岛效应。
图8是K取2×2.04id2Mf/ω0时, 得到的电压角频率和无功电流的波形。可以发现, 这种情况下角频率和无功电流迅速朝一个方向变化, 并且能在3个工频周期内就检测出孤岛, 完全符合孤岛检测的时间要求。因此, 在ω0与ω的差小于一定阈值的情况下, K取2.04id2Mf/ω0, 在ω0与ω的差大于这个阈值的情况下, K取2×2.04id2Mf/ω0, 能在电网正常波动的时候, 减小故障检测方法对电网的影响, 同时又不影响孤岛检测。这个阈值可以根据实验来获取。
4 实验结果
为了检验本文方法在并网逆变器中的实际应用效果, 搭建了三相并网逆变电路, 如附录A图A2所示。孤岛测试用的等效负载见附录A图A3, 包括电容负载箱、电阻负载箱和外置可切换电感。
首先对逆变器及锁相环的工作情况进行测试。图9 (a) 为逆变器端A, C两相间的电压波形, 证明本文使用的逆变器确实是三电平的。图9 (b) 为在不加入孤岛检测方法时, 得到的电网A相电压Vsa和锁相角θp。θp无法直接测量, 是通过采样电网电压并在DSP中计算后, 再通过数字/模拟 (D/A) 转换芯片输出得到的。从中可以发现, 电网电压在顶部和底部存在一定的畸变, 但是锁相环工作相当良好, 输出的θp完全能够跟上电网电压相角, 并且几乎不存在任何扰动。
接着对不同功率下的孤岛检测效果进行检验。经多次实验测试, 本文将ω-ω0的阈值取为1rad/s, 也就是说ω和ω0的差在1rad/s以内时, K取2.04id2Mf/ω0, ω和ω0的差超过1rad/s时, K取2×2.04id2Mf/ω0。首先对输出10kW功率时的孤岛状况进行检测, 得到的ω和无功电流iq2的波形如图10 (a) 所示。
可以发现, 孤岛发生前, ω存在0.5rad/s的波动, 孤岛发生后5个工频周期内, ω值从314rad/s下降到304rad/s, 已经可以顺利地检测出孤岛。接着按照Mf不变的原则将负载输出功率换为5kW和2.5kW, 并对这2个功率下的孤岛检测效果进行检验, 得到的波形如图10 (b) 和 (c) 所示。从中可以发现, 2个功率下, 孤岛发生后5个周期内, ω分别降到了308rad/s和309rad/s, 已经可以检验出孤岛状态。
对比这3个波形可以分析出以下几点。
1) 孤岛检测速度跟负载谐振频率密切相关, 输出功率为10kW的情况下, ωn和ω0的差值最大, 孤岛发生瞬间频率跌落最大, 因此检测速度也最快。
2) 当前孤岛检测方法下, 无功电流存在一定波动, 并且随着功率的增大, 波动更加明显。
3) 逆变器的输出谐波会对公共耦合点的电压产生影响, 功率越大影响越明显, 进而会影响到锁相环, 使得检测得到的ω产生一定的波动, 如果谐波总量过大, 会影响检测效果。
为了分析此孤岛检测方法对输出电能质量的影响, 将检测方法加入前后的输出电流做快速傅里叶变换 (FFT) 分析, 如附录A图A4所示。理论上, 当iq2存在波动时, 电流基波幅值会增大, 但从附录A图A4可以发现, 由于iq2波动比较小, 基波幅值变化相当小。将电流数据导入MATLAB, 算出2种情况下的总谐波畸变率 (THD) 分别为2.14%和2.17%, 差别不大, 完全满足并网条件。
5 结语
提出了一种基于无功电流—频率正反馈的孤岛检测方法, 推导出正反馈成立的条件, 并且用仿真和实验验证了这种方法的可行性。该方法的优点是几乎没有检测盲区, 并且在电网频率稳定时, 对系统几乎没有扰动, 但是一旦产生孤岛, 无功电流和频率之间的正反馈关系会让频率迅速朝一个方向变化, 直到触发孤岛保护。该方法的缺点是:如果电网的容量比较小, 电网的频率会有一定范围的波动, 此时该方法会对并网逆变器的输出电能质量产生轻微的影响;同时, K的取值是变化的, 因此它的计算和处理也需要耗费控制芯片一定的计算资源。总之, 该方法对于三相并网逆变器的孤岛检测有一定的借鉴意义。
无功电流预测 篇4
静止无功发生器 (Static Var Generator, SVG) 技术作为动态无功补偿的发展方向, 是目前国内外研究的热点。SVG的基本原理就是将自换相桥式电路通过电抗器 (或变压器) 并联在电网上, 适当地调节桥式电路交流侧输出电压的相位和幅值 (间接电流控制, SVG相当于可控电压源) , 或者直接控制其交流侧电流 (直接电流控制, SVG相当于可控电流源) , 就可以使该电路吸收或者发出满足要求的无功电流, 达到动态无功补偿的目的。SVG与静止无功补偿器 (SVC) 相比, 具有体积小、容量大、输出特性理想、调节连续、响应速度快、补偿容量受系统电压影响小等优点[1,2]。
目前SVG工程化的主电路拓扑结构, 主要分为链式、级联、多电平和直接串联等。国内SVG厂家主要采用链式或级联多电平结构, 链式SVG结构虽然可以对负荷进行有限的分相补偿, 但其在控制上往往只能采用间接电流控制, 因此, 精度低, 响应慢;采用H桥级联结构的SVG, 其输出电压谐波小, 等效开关频率高, 也可以实现分相控制, 但其直流侧电容的平衡控制相对不易, 而且在H桥模块发生故障时, 需要专门的旁路单元将故障模块旁路掉后才能继续降容运行, 同时随着级联模块数目的增多, 控制也变得更加复杂;直接串联结构的SVG, 将器件直接串、并联以适应高压大功率应用, 这种拓扑结构已在国外轻型直流输电和SVG中得到了很好的应用。只要解决好器件串联的某些关键技术, 这种结构将会因其主电路结构简单, 成本低而极具前途, 况且随着器件电压、电流等级增大, 导通压降降低、开关损耗减小等特性不断提高, 直接串联结构的SVG将会变得更具吸引力。
实时数字仿真系统 (RTDS) 是由加拿大蒙尼托巴高压直流研究中心研制的一种实时全数字电磁暂态电力系统模拟装置, 几乎包括了所有电力系统和电力电子器件的精确模型, 其核心是通过先进的软硬件技术对电力电子装置进行准确的实时仿真。RTDS的用户界面友好, 建模周期短, 灵活性强, 频率特性范围广, 其计算精度和模型合理性等, 通过多年的国内、外运行实践, 已被证明是可信赖的[3]。
文中针对绝缘栅双极晶体管 (IGBT) 直接串联的两电平SVG主电路模型, 综合比较各种SVG控制策略后, 采用基于电压外环和电流内环的直接电流控制, 通过d、q轴电流解耦, 实现了有功和无功电流的独立控制;如果SVG的补偿对象是工业负荷, 则经常会发生电压或无功的剧烈波动, 从而导致SVG直流侧电压的频繁波动。因此, 介绍了采用自适应滤波算法来检测SVG直流侧电压中直流分量的特殊方法。
最后, 利用RTDS搭建的系统模型, 验证了实际工程SVG控制器的性能和控制算法的正确性。
1 SVG基本原理及其控制
SVG的结构如图1所示, 根据基尔霍夫电流定律, 得:is_abc+ic_abc=iL_abc_p+iL_abc_q, SVG补偿负载无功的控制原理, 就是检测出负载电流中的无功分量iL_abc_q, 同时由SVG输出一个与该无功分量大小相等, 方向相同的电流ic_abc, 使得最终供电系统仅提供负载电流中的有功分量, 即is_abc=iL_abc_p。
根据三相电压型PWM变换器到dq坐标下的低频数学模型[4], 可得如下方程:
其中:L、R分别为SVG交流侧电感的电感值和电感漏阻值, id、iq为SVG阀侧三相电流在旋转坐标系轴上的分量, usd、usq为SVG接入点电压的dq轴分量, urd、urq为SVG阀侧电的dq轴分量。
由公式 (1) 可知:d、q轴电流之间存在耦合, 一般的电流调节器很难达到理想的调节效果。采用状态反馈解耦控制[5]对d轴电流id和q轴电流iq进行解耦, 就可以达到对id和iq的独立、精确、迅速的控制。根据解耦控制的思想, 可以得到电流控制公式如下:
在同步旋转dq坐标系下, 被控量由交流量变成直流量, 消除了电流稳态跟踪误差。同时, 可以方便地引入电流状态反馈, 实现dq轴电流的解耦控制。文中采用基于同步旋转dq坐标系的电压外环、电流内环双闭环控制结构, 同时采用自适应滤波算法来检测频繁波动的SVG直流侧电压中的直流分量, 如图2所示。
2 直流侧电压检测
在SVG控制系统中, 采用直流电压外环控制以补偿SVG的有功损耗, 维持直流侧电压恒定, 该PI控制环的输入为直流母线参考电压Udc_ref与直流母线测量电压Udc_meas之差, 输出为d轴指令电流id*, 即:
然而在SVG中, 因负荷的频繁波动、系统的不平衡和开关器件的频频动作而导致直流电容不断充放电, 致使直流侧母线电压出现波动, 即直流侧电压中也含有谐波。考虑到PI调节器只能对直流量做到无静差调节、一般的低通滤波器具有增益衰减、相位滞后的缺点, 文中使用自适应滤波器来求取直流侧母线电压的平均值, 其原理如图3所示。其中Udc (n) 为直流侧母线电压采样值, 参考输入信号为直流量1, ω为参考输入信号的权值, y (n) 为所需检测的直流分量Udc (n) , e (n) 为滤波器的误差反馈信号。
由图3知:
根据最小均方 (LMS) 误差准则[6], 滤波器的最佳权系数ω*应使得滤波器的均方误差最小, 即有目标函数:用瞬时输出误差功率的梯度ωe2 (n) 来近似得到权值ω的更新迭代公式:
其中μ为设定的迭代步长因子。在自适应滤波器中, 将Udc (n) 中的直流分量视为期望信号, 谐波分量视为干扰噪音信号, 利用误差反馈信号e (n) 控制权值ω的更新迭代, 权值ω跟踪最佳权系数ω*的变化, 此时输出信号y (n) 也就跟踪Udc (n) 中的直流分量的变化, 于是就较准确地检测出了SVG直流电容器上的直流分量
3 RTDS仿真结果
文中还简述了在RTDS平台上, 对直接电流控制的SVG控制器进行了试验。RTDS和控制器通过光纤交互的信息如图4所示。RTDS将10 k V母线电压、SVG电流和10 k V母线的进线电流等电量发送给SVG控制器, 控制器则根据相应的控制算法, 输出PWM脉冲给RTDS中相应的主回路器件。由此模拟SVG在实际系统中的运行情况, 其结果具有很大的工程参考意义。
试验系统主要参数为:SVG容量为30 Mvar;接入点线电压为10 k V;连接电抗为L=2 m H;直流电容为220μF;直流侧参考电压为18 k V, 开关频率为1 950 Hz, 负载为30 MW固定有功和30 Mvar可变无功。试验系统带30 MW有功负荷稳定运行后, 合上30 Mvar容性无功负载开关, 投该无功扰动的试验结果如图5~7所示。
由图5可知, 试验系统带30 MW有功负荷稳定运行时, SVG发出大约5 Mvar无功, 以补偿网侧变压器无功损耗。当投入30 Mvar容性无功负载后, 网侧变压器损耗就由投入的容性无功来补偿, 多余的25 Mvar就由SVG来吸收了;图6是网侧电压和电流的波形, 由图可知投入30 Mvar无功扰动后, SVG能迅速补偿掉无功, 使得网侧保持高功率因数;图7是SVG直流侧电压波形, SVG经过一个大的负载扰动后, 直流侧电压约20 ms后就能继续稳定在参考值18 k V附近, 且采用自适应滤波后的直流侧电压参与控制后, 输出的直流侧电压波动明显减小。
4 结语
针对采用直接电流控制策略的SVG控制器, 在RTDS上进行了闭环仿真试验。试验结果验证了基于直接电流控制和直流侧电压自适应滤波的SVG具有响应速度快、控制精度高等特点。试验结果为下一步动态建模实验提供了很好的参考依据。
参考文献
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[5]王儒, 方宇, 邢岩.三相高功率因数PWM变换器可逆运行研究[J].电工技术学报, 2007, 22 (8) :46-51.
无功电流预测 篇5
当前电力响应面对的一个重要的电能质量问题由电弧炉、轧钢机、电力机车等特种冲击负荷引起的电压闪变,对公网的正常运行造成极大的危害。静止无功发生器技术(SVG,Static Var Generator)作为动态无功补偿的发展方向,具有体积小、容量大、输出特性理想、调节连续、响应速度快、补偿容量受系统电压影响小等优点,是目前国内外研究的热点[1,2]。
基于链式结构的静止无功补偿器的不平衡分量的分相补偿,已有很多文献介绍,但是对于绝缘栅双极型晶体管(IGBT)直接串联结构的静止无功补偿器,由于是三相耦合,无法采用分相补偿的方法[3]。另外,有文献提出对目标电流进行序分解,将其正、负序分量分别转换到两个独立的旋转坐标系中,对正、负序电流的d轴和q轴分量分别采用PI控制,简化了控制器设计,不失为一实用方法,但其仅对控制策略进行了MATLAB仿真,尚需进一步试验验证。还有些文献提出了一种谐波与无功电流解耦及复合双向补偿的控制策略,虽然补偿效果明显,但其PWM控制的开关频率达10 k Hz,显然不适合高压大容量的静止无功补偿器。
本文采用双同步控制器策略,以ω0旋转的正序同步控制器补偿正序分量和以-ω0旋转的负序同步控制器补偿负序分量,两个控制器输出之和作为总的输出;对于低次谐波滤除,由于谐振积分器在谐振频率处有很高的增益,能够有效地消除系统在谐振频率处的控制误差,因此采用比例谐振积分(PR)控制策略来滤除低次谐波。最后通过RTDS和动模试验验证了所提控制策略的正确性。
1 SVG控制策略
SVG的的结构如图1所示,根据基尔霍夫电流定律,得:is_abc=iv_abc+il_abc=iv_abc+il_abc_p+il_abc_q,SVG补偿负载无功的控制原理,就是检测出负载电流中的无功分量il_abc_q,同时由SVG输出一个与该无功分量大小相等,方向相反的电流iv_abc,使得最终供电系统仅提供负载电流中的有功分量,即is_abc=il_abc_p。
由于SVG一般直挂于变压器低压侧,低压侧按三角形接线,因此没有零序分量,同时忽略谐波分量,仅考虑基波正序和负序分量。同时考虑到同步旋转dq坐标系下,被控量由交流量变成直流量,消除了电流稳态跟踪误差。同时,可以方便的引入电流状态反馈,实现dq轴电流的解耦控制。
根据基尔霍夫电压定律,易得SVG在三相abc坐标系下的数学模型:
分别对公式(1),按公式(2)和公式(3)的正序、负序旋转坐标变换到dq轴,得到dq旋转坐标系下SVG正序和负序数学模型如公式(4)和公式(5)所示。
其中:L、r分别为SVG连接电感的电感值和电感漏阻值,u+sd、u+sq、u+rd、u+rq、id+、iq+为分别为系统电压、SVG输出电压、SVG输出电流在正序旋转坐标系dq轴上的分量,usd、usq、urd、urq、id-、iq-为分别为系统电压、SVG输出电压、SVG输出电流在负序旋转坐标系dq轴上的分量。
根据数学模型推导出基于正负序分解和dq轴电流解耦的SVG控制框图如图2所示,图2 a)为直流电压控制环,输出有功电流指令i+dref,该电流用以补偿SVG连接电感以及IGBT损耗。图2 b)为无功电流指令环,SVG无功控制采用直接检测负载电流中无功分量i+pop的开环控制和对系统侧电流无功分量inet_q进行的闭环控制来得到无功电流指令i+qref,开环控制保证了无功响应的速度,闭环控制保证了响应的精度。在同步旋转dq坐标系下,被控量由交流量变成直流量,可以方便的引入电流状态反馈,实现dq轴电流的解耦控制。图2 c)和d)分别为将正、负序电流解耦控制框图。
2 SVG谐波补偿
SVG的主要功能为补偿无功,但只要直流侧电容设计合理,SVG还能完成滤除谐波的功能。SVG滤除谐波对精度要求较高,而对响应速度要求不高,因此采用二阶谐振积分控制器来实现滤除谐波功能。
谐振积分器在谐振频率处有很高的增益,能够有效地消除系统在谐振频率处的控制误差,从而达到准确补偿谐波电流的目的,其传递函数为:
其中ωh为谐振频率,ki为积分系数。以谐振频率ω=2π×250=1 570为例,其波特图如3所示,在谐振频率ω=1 570 rad/s处,其增益无穷大,对谐振频率以外的频率,有很大的衰减特性。
基于谐振积分器的SVG滤除谐波的原理如图4所示:将负载电流iL和SVG电流iV的差值作为谐振积分器的输入,输出为谐波调制波uhref。对将谐振频率为ω1,…,ωn,的多个谐振积分器并联,则可对谐波频率为ω1,…,ωn的各次谐波进行有效滤除。
3 实验验证
3.1 RTDS实验
本文利用RTDS试验平台搭建一个30 Mvar的样机模型对所提谐波和负序电流控制进行验证。试验系统主要参数为:SVG容量为30 Mvar;接入点线电压为10 k V;连接电抗为L=2 m H;直流电容为1 000μF;直流侧参考电压为18 k V,开关频率为1 950 Hz,不对称规则采样SPWM。谐波负载为3次、5次谐波电流幅值各为500 A;不平衡负载参数:A相0.01 H、3Ω,B相0.01 H、3Ω,C相0.1 H、3Ω。
图5、图6是投入SVG前后系统电流波形的谐波分析,图中SVG投入后,负载中的3、5次谐波被有效滤除掉了,系统电流总谐波畸变率THD从25.94%降为2.52%。SVG解锁前后系统谐波电流含量如表1所示。
图7、图8为SVG投入前的负载不平衡电流,SVG投入后的SVG输出电流iSVG、网侧电流i网侧及直流侧电压udc波形,由图可知,SVG输出不平衡补偿电流,补偿后网侧电流三相平衡,但由于负序分量的存在,直流侧电压存在两倍频波动,而因为直流侧电容参数设计合理,直流侧电压的波动范围在控制器允许范围(±5%)之内。
3.2 动模实验
本文搭建了一个1 k V、30 kvar动模平台来验证该负序控制策略,该平台基于3个IGBT串联的两电平三相桥结构,连接电抗10 m H,直流电容500μF,开关频率1 950 Hz,直流侧电压参考值1.8 k V,控制器与RTDS试验时一样。不平衡负载为3 kvar的缺C相的电感负载,平衡负载为22.5 kvar电容负载。
图9是投入不平衡负载前后得到的SVG在dq轴上的正负序电流跟踪参考电流波形图,由图知在不平衡负载投入后,SVG能迅速输出跟踪上各序电流参考值,从而补偿掉负载中负序电流以及正序无功电流分量。图10是投入3 kvar的缺C相的电感负载和22.5 kvar的电容负载时SVG系统电流、负载无功、系统无功、SVG输出无功、直流侧电压波形图。图10 a)中SVG输出不平衡电流来补偿负载中的不平衡电流,图10 b)的系统电流中只剩下了维持直流侧电压恒定以及补偿IGBT损耗和取能回路所需的电流。图10 c)中系统无功Q_NET维持在0附近,表明负载中的无功全部由SVG补偿掉了。图10 d)是直流侧电压波形,直流侧电压波动在允许的5%以内。
4 结语
提出了一种可以综合补偿负序和谐波电流的控制策略,即采用双同步控制对基波正、负序分量进行补偿和采用谐振积分控制对谐波分量进行补偿,并对该控制策略进行了理论分析,最后分别在RTDS和动模试验平台对该控制策略进行了验证,试验结果表明所提策略能较好的满足工业SVG补偿负序和低次谐波电流的需要。
摘要：针对工业负荷运行时产生大量负序和谐波电流的情况,提出了一种可以补偿负序和谐波电流的静止无功发生器控制策略,该策略对正、负序电流分别采用dq轴电流解耦跟踪控制,对谐波电流采用比例谐振(PR)电流控制。最后通过实时数字仿真(RTDS)和动模试验验证了在实际工程中SVG控制器负序和谐波补偿算法的正确性。
关键词：静止无功发生器,负序电流补偿,谐波电流补偿,实时数字仿真,动模
参考文献
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无功电流预测 篇6
传统的供电系统都是按照正弦波形运行原理设计的。在理想情况下, 电力系统中的电压与电流都是频率恒定不变的正弦量, 两者除相位与幅值不同外, 没有其他的差异。电网公司的目标就是努力为用户提供可靠、清洁的基频正弦波功率, 在此种功率下, 用户设备可以正常运转不会产生损害。但谐波的存在使波形出现畸变, 带来大量的问题[1]。
1 谐波的危害
谐波自电力系统建成就一直存在, 但在初期由于含量较小, 其影响也相对较小。随着无功补偿装置、变流装置及非线性负载的不断增多, 电力系统中的谐波含量也不断增加, 其所带来的不良影响也愈加严重[2]。
电力系统中出现谐波主要是因为系统中存在某些非线性负荷特性的设备, 流过这类设备的电流与所加的电压不成正比。当系统向这些设备供电时, 它们除了消耗系统所提供的基波电能外, 又将部分基波转换为告辞谐波, 并向系统倒送, 使系统中的波形畸变, 电能质量降低。电力系统中的主要谐波源有铁磁饱和型、电子开关型及电弧型三大类。
谐波可以产生诸多不良影响, 如它可能会引起设备过热、振动、噪声, 导致设备绝缘层老化、脱落, 设备使用寿命减少, 在电力系统局部引发并联或串联谐振, 进一步放大谐波含量, 甚至导致设备损坏。此外, 谐波可能会导致继电保护及安全自动装置拒动或误作, 使得系统发生故障时, 保护装置不能正确动作隔离故障, 系统的安全性和稳定性受到严重破坏。在系统外部, 谐波还会干扰通信设备, 影响设备的正常通信。谐波的这些危害使得消除谐波变得尤为重要, 而实时准确地测量电力系统中的谐波就是消除谐波的基础[3]。
2 基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法
谐波使正弦波形出现畸变, 在这种情况下传统的功率定义并不适用。为解决这一问题, 国内外学者进行了大量的研究及仿真建模分析, 目前用于谐波检测的方法主要包括快速傅里叶变换及其改进方法、基于自适应理论的算法、基于小波变化理论的算法等, 但傅里叶方法谐波检测精度不高而小波理论方法算法较为复杂[4]。
在三相电力系统中, 电力电子装置及非线性负荷所产生的谐波最为普遍, 而这些谐波一般以电流性谐波表现出来, 所以在研究中普遍将电流性谐波作为研究对象。赤木泰文等通过研究率先提出了瞬时无功功率理论, 并在此基础上提出了p-q法及ip-iq法这两种谐波电流的检测方法, 通过上述方法可以实时分离出各次谐波用于谐波分析, 具有实时性好、精确度高、理论成熟和概念清晰等特点, 是目前有源滤波器中应用最为普遍的谐波电流检测方法。
上述算法在三相电压波形对称且无畸变时, 具有谐波电流检测回路简单、延时短的优点, 虽然由于谐波电流的构成及检测电路中所使用的滤波器不尽相同, 存在一定的延时, 但该延时最多不会超过一个周期。其缺点是所需硬件较多, 成本较高。且上述方法是以三相三线制电路为基础的, 对于单相电路, 需先对三相电路分解, 然后构建出单相电路的谐波检测电路。另外, 需特别注明的是对于三相四线制电路p-q法并不适用。
三相三线制与三相四线制系统的不同主要在于谐波电流中是否含有零序分量, 三相三线制系统的谐波电流中只含有各次正序分量和零序分量, 而三相四线制系统的谐波电流中除各次正序分量和零序分量外, 还可能含有零序分量。马惠等通过公式推导得出通过ip-iq法在对电流进行3/2相变换时, Ia、Ib和Ic中谐波电流的零序分量可以相互抵消, 并通过建模仿真验证了在三相四线制系统谐波电流中的零序分量并不影响ip-iq法的应用[5]。
何英杰等提出了用一种变步长最小均方自适应滤波器为低通滤波器的数字化实时检测方法, 通过仿真发现, 该方法解决了传统检测算法所存在的检测精度与响应速度之间的矛盾, 为有源滤波器的实时电流补偿提供了保障。该方法不仅适用于三相对称非线性负载, 对三相不对称非线性负载也有很好的检测效果。刘继权等运用瞬时无功功率理论, 先通过无锁相环ip-iq法检测基波电压, 然后运用所检测出的基波电压, 利用p-q法进行计算, 精确检测所需的基频有功电流、无功电流和各次谐波电流的。在传统ip-iq算法的基础上, 王子迹等将Park变换运用在谐波检测环节中锁相环的鉴相部分, 该方法不通过电压直接计算谐波, 消除了传统方法中由于电压畸变、不对称和电压采集所带来的检测误差, 且鉴相环节和Park变换相结合, 提高了运算效率与响应速度, 节省了计算时间[6]。
近年来, 国内外许多学者在瞬时无功功率理论的基础上进行了大量拓展研究, 提出了广义瞬时无功功率理论, 并以该理论为基础提出了新的谐波检测方法, 现已在工程实践中得到初步应用。杨怀仁等通过对谐波电流的广义旋转坐标变化, 将谐波电流转变为直流分量, 再使用低通滤波器进行坐标反变换, 最后将直流分量变为所需的特定次的谐波电流。这种方法简单灵活, 只通过修改矩阵就可以得出三相三线制系统中的任意次谐波的正序、负序分量, 通过叠加就可以得到所需的谐波量。
3 结语
随着现代科学技术特别是电力电子技术的迅猛发展, 接入电力系统的谐波源不断增加。而另一方面, 随着经济的发展, 电力用户对电力供应的要求逐渐由供电的连续性向电能的优质性转变, 对电能质量的要求越来越高。谐波污染作为三大“电力公害”之一严重影响电能质量, 因此必须受到更多的关注, 瞬时无功功率理论、广义瞬时无功功率理论为准确检测、消除谐波奠定了理论基础, 而通过中外学者的研究发现现行的理论仍存在一定的局限性, 需进行完善改进, 研究新的检测方法, 以满足未来的实际需要。
参考文献
[1]马惠, 刘静芳.基于瞬时无功功率理论的三相电路谐波、无功和不平衡电流检测[J].四川电力技术, 2004 (4) :4-7.
[2]何英杰, 刘进军, 王兆安, 等.一种基于瞬时无功功率理论的数字谐波检测[J].电工技术学报, 2010 (8) :185-192.
[3]刘继权, 张茂松.基于瞬时无功功率理论的新型谐波检测法[J].电测与仪表, 2012 (10) :29-32;51.
[4]王子绩, 孟鑫, 张彦兵, 等.基于瞬时无功功率理论的新型谐波检测算法[J].电测与仪表, 2012 (4) :9-13.
[5]杨怀仁, 陈隆道, 赖晓瀚.基于广义瞬时无功功率理论的谐波电流检测[J].机电工程, 2014 (1) :105-108;128.
无功电流预测 篇7
1 电解铝整流系统的特征
电解铝是当前获取金属铝的主要方式, 是以氧化铝为原料, 在冰晶石熔体中进行熔盐电解的化学过程。其制备过程主要表现出以下4个特征。
1.1 耗电量大
电解本身是一种能耗量极大的生产方式, 这是因为金属铝的化学属性极为活泼, 传统的置换等化学处理方式无法有效地从化合物中提取出金属铝, 从总体上看, 电解是当前最高效的制备方式。
1.2 功率因数较低
电解制铝过程对电力的要求较高, 电力系统直接供应的电力形式无法满足电解需求, 因此, 在电解铝系统中, 还需要经过调压变压器、整流变压器和大功率元件整流系统, 才能进入最终的电解活动。在这一过程中, 系统众多、无功消耗极大, 且电解铝系统的功率因数较低。
1.3 供电可靠性要求高
电解铝是一个连续的过程, 在电解铝活动中对电力供应的稳定性和可靠性有极高的要求, 一旦出现电力供应的中断, 则会导致电解反应停止, 且在恢复供电后的一段时间内电解生产都无法正常进行。如果停电超过1 h, 浸泡在电解溶液中的半成品会发生其他反应, 进而影响金属铝的产出率, 甚至会对电解槽的内衬造成严重的破坏。
1.4 谐波污染现象较为严重
电解铝系统中的大功率元件整流系统在运行过程中会产生大量的谐波, 如果无法有效控制谐波的产生和传播, 则会对周围的供电网络和通信网络造成消极影响, 严重情况下, 还会对电解铝系统的运行质量和效率产生影响。通常情况下, 整流供电的功率一旦低于0.9, 则会导致电解铝系统出现功率下降、绝缘发热或老化等问题。
2 电抗器的作用
电解铝过程中大功率元件的整流系统会产生严重的谐波现象, 这种现象不仅会对电网和通信网络产生影响, 还会影响电解铝设备的工作状态。针对电路中的谐波现象, 当前主要的解决办法是在线路中安装电抗器。
在电容器回路中安装阻尼电抗器, 在电容器回路投入时可起到抑制涌流的作用。同时, 可与电容器组一起组成谐波回路, 起到各次谐波的滤波作用。比如在500 k V变电所35 k V无功补偿装置的电容器回路中, 为了限制投入电容器时的涌流和抑制电力系统的高次谐波, 在35 k V电容器回路中必须安装阻尼电抗器。抑制三次谐波后, 采用额定电压为35 k V、额定电感量为26.2 m H和额定电流为350 A的干式空心单相户外型阻尼电抗器, 它与2.52 Mvar电容器对三次谐波形成谐振回路, 即三次谐波滤波回路。具体接法如图1所示。
3 谐波问题和无功补偿的高相关性
在电解铝系统中的大功率整流系统中, 感性无功与容性无功一同出现在同一谐波源中, 谐波电流产生的无功现象会相互补偿。通常情况下, 补偿现象会对供电网络中的基波功率造成影响, 具体表现为一部分基波功率转化为谐波功率后回到电网, 这种谐波功率在电网中继续存在会对与电网连接的其他电力用户造成损害。如果在这一过程中整流系统的运行参数设定不科学, 无功现象的相互补偿会被继续放大, 进而产生共振现象。因此, 在选择滤波器组时, 除了要考虑提高电峰测的功率因数, 还应避免谐振出现。
为了满足系统无功补偿的要求, 采取的主要方法有2种:1当电解铝系统中滤波装置的无功容量与补偿容量出现差值时, 可使用并联电容器提升补偿容量;2当供电网络的电抗值与并联电容器的电容值构成的谐振频率较高, 而电解铝产生的电力负载谐波电压较低时, 不需要考虑谐波的补偿问题, 但在实际的电解铝系统运行中, 这一标准比较难把握, 需要从电解铝系统的实际出发, 切实保证谐波的补偿要求得到满足。
4 结束语
电解铝是当前提取金属铝的主要方式, 这一提取方式的运行质量和效率直接影响着铝制品行业的发展。因此, 对电解铝整流系统的谐波电流和无功功率的分析具有鲜明的现实意义。本文从电解铝整流系统的特点、电抗器的应用, 以及谐波问题与无功功率的关系的角度对谐波电流和无功功率问题进行了分析, 以期为电解铝整流系统运行质量的提升提供支持和借鉴。
参考文献
[1]陈广生.电解铝整流系统的谐波电流与无功功率[J].科技传播, 2013 (01) :26-27.