湿热电机的发热

2024-08-07

湿热电机的发热（共4篇）

湿热电机的发热篇1

0 引言

由于转速高、功率密度大、无励磁损耗等优点, 高速磁悬浮电机受到工业界的广泛关注。高速磁悬浮电机主要有以下几个特点:①采用的是实心转子, 并由磁悬浮轴承支撑;②转子采用永磁体, 加工成本和机械健壮性要优于叠片转子。这里的健壮性是指产品质量特性对各种干扰因素的不敏感性, 电机的机械特性波动越小, 电机的抗干扰能力即健壮性就越好。③转子高速旋转, 转速高达每分钟数万转甚至十几万转。然而高速磁悬浮电机也会因为设计不合理, 导致电机定子和转子温度过高, 影响电机的效率。如果转子的温度过高, 还可能会导致转子永磁体不可逆失磁[1]。本文根据上述高速磁悬浮电机的特点, 为保证电机的长时间安全运行, 准确计算了电机的损耗和温升, 合理地进行了电机的设计。

1 高速磁悬浮电机定子温度场计算模型

1.1电机定子稳态温度场数学模型

一般来说在电机稳态温度场研究中可认为一、二、三类边界条件并存。这样电机三维热传导问题可以表述为完整的边值问题, 其稳态温度场的控制方程为

式中, α为散热系数;Tf为介质温度;T0为一类边界温度;q0为二类边界上的热流密度;qv为热源。

式 (1) 为温度场的控制方程即问题区域;式 (2) 、式 (3) 、式 (4) 分别为一、二、三类边界。其中一类边界条件是已知任何时刻物体边界面温度值, 二类边界条件为已知任何时候物体边界面上的热流密度值。

由式 (1) 可知, 热源qv是求解电机温度场时不可缺少的参量。它与电机各部分的损耗有关, 并且高速磁悬浮电机的损耗计算和传统电机的损耗计算有很大的不同。由于电机的损耗和温升有直接的关系, 所以准确计算电机的损耗对于高速磁悬浮电机温升和冷却研究来说至关重要。

从总体来说, 高速磁悬浮电机的损耗可以分为摩擦损耗、铜损耗、铁损耗及各种附加损耗等。附加损耗主要体现在高次谐波、漏磁通和端部漏磁通等。摩擦损耗主要体现为机械摩擦损耗和风摩擦损耗。

1.2高速磁悬浮电机定子的铜损耗

电机的线圈采用绝缘导线并联, 该导线在150℃时电阻率为2.67×10-2Ω·mm2/m。在计算电机的铜损耗的时候忽略绕组的涡流效应。根据样机在400Hz空载情况下的相电流 (10A) , 定子绕组的铜损耗可简化表达为

PCu=3I2R (5)

式中, R为电机中铜线的电阻值;PCu为空载情况下电机的铜损耗值。

经过计算所得的样机空载铜损耗值约为5W。

1.3高速磁悬浮电机定子的铁损耗

根据铁磁材料在交变磁场作用下产生损耗发热的机理不同, 以及铁损耗分离理论, 铁损耗一般分为三部分, 即磁滞损耗、涡流损耗和附加损耗。其三者之和构成电机的总体铁损耗, 即

pFe=ph+pe+pex (6)

式中, pFe为单位质量铁心总损耗, W/kg;ph为单位质量磁滞损耗, W/kg;pe为单位质量涡流损耗, W/kg;pex为单位质量涡流附加损耗, W/kg 。

高速磁悬浮电机样机电流频率一般不超过700Hz, 其定子铁损耗包括涡流损耗和磁滞损耗, 可以忽略涡流附加损耗。如果分别计算涡流损耗和磁滞损耗, 那将非常复杂, 可以根据交流电机的铁损耗简化公式进行计算, 即

$p_{F e} = c_{F e} k_{F e, 0} (\frac{ω}{ω_{0}})^{1.5} (\frac{B}{B_{0}})^{2} G_{F e}$ (7)

式中, cFe为修正系数, 用以修正由于磁轭中磁通密度不均匀、气隙磁通非正旋以及加工等引起的损耗增加值;kFe, 0为在ω0角速度、B0磁通密度下, 每千克硅钢片的铁损耗值;GFe为硅钢片的质量;ω0为额定转速;B0为最大磁通密度;ω为转子角速度。

式 (6) 只适用于电流频率在400Hz以上的交流电机。由于电机叠片钢厂商很难提供高频下的损耗值, 所以必须实际测量电机定子叠片钢在高频下的损耗值。

本文用不同厚度、不同取向的硅钢片, 分别制作了4个单相变压器。由于有取向的硅钢片材料不同方向的磁导率不同, 故4个变压器分别采用0.08mm有取向硅钢片、0.08mm无取向硅钢片、0.15mm无取向硅钢片和0.23mm有取向硅钢片制作而成。经过测量得到了变压器空载情况下的损耗值。从而可以得到电机定子铁心的损耗值, 借此可以分析出影响电机定子铁损耗的材料因数。通过实验将以上4种不同材料制成的单相变压器分别通入正弦交流电, 频率为400Hz。测得在该频率下的空载损耗, 得出以上4种材料每千克的空载损耗值依次为:21.7W/kg、18.9W/kg、21W/kg、24.9W/kg。从测量所得的数值中可以看出, 在影响电机定子材料铁损耗因素中, 材料的取向影响因数较大, 材料的厚度影响次之。分析实验数据可以发现, 在相同的400Hz频率下, 0.08mm厚度的有取向的硅钢片如果叠片方式按照取向方向叠压, 其损耗值比混合向叠片无取向大2.8W/kg。根据以上结论, 在设计高速磁悬浮电机, 并考虑工艺的情况下, 应尽量选择薄的无取向的硅钢片制成其定子铁心。如采用有取向硅钢片为定子铁心材料, 建议采用混合叠片工艺。样机在400Hz空载情况下的铁心损耗约为120W。

2 高速磁悬浮电机转子损耗计算

2.1转子表面风摩擦损耗

高速磁悬浮电机的转子内部是稀土永磁体, 外部护套采用的是高温不导磁合金, 其结构如图1所示。

由于转子是由磁轴承支撑的, 所以忽略转子的机械摩擦损失。而转子圆周表面的风摩擦损失与转子的表面粗糙度、转子的转速以及转子周围气体的性质有关系。根据以上的关系, 转子表面风摩擦损耗可以表示为:

P=Rakcfπρ ω3r4L (8)

$c_{f} = \frac{0.0152}{R e_{δ}^{0.24}} [1 + (\frac{8}{7})^{2} (\frac{4 R e_{a}}{R e_{δ}})^{2}]^{0.38}$ (9)

式中, Rak为转子表面粗糙度, 表面光滑时为1;cf为摩擦因数, 其值取决于速度和气体的性质;ρ为气体密度;r为转子半径;L为转子长度。

由于转子旋转会引起转子表面空气切向摩擦, 因此引入径向雷诺数

$R e_{a} = \frac{2 ρ v_{a} δ}{μ}$ (10)

式中, μ为气体的动态黏度。

由于转子冷却通风会引起转子表面空气轴向摩擦, 因此引入轴向雷诺数

$R e_{δ} = \frac{ρ ω r δ}{μ}$ (11)

转子两端引起的摩擦损耗可表示为

$Ρ = \frac{1}{2} R a_{k} c_{f 1} ρ ω^{3} (r_{2}^{5} - r_{1}^{5})$ (12)

$c_{f 1} = \frac{0.146}{R e_{t}^{0.2}} R e_{t} = \frac{ρ u_{1} r}{μ}$

式中, cf1为摩擦因数, 其值取决于气体的速度和气体的性质。

由于研究中使用的电机转子表面光滑, 所以本文转子端面的粗糙度Rak取1。高速磁悬浮电机的转子表面的摩擦损耗和径向磁力轴承转子表面的摩擦损耗可作为圆柱体表面处理, 用式 (8) 计算;高速磁悬浮电机转子端部和轴向磁力轴承端面可作为圆盘处理, 用式 (12) 计算。在400Hz时转子的表面摩擦损耗为50W。

2.2转子护套涡流损耗的有限元计算

电机转子涡流损耗主要是由定子电流的时间和空间谐波, 以及定子槽开口引起的气隙磁导变化产生的。其中电流时间谐波引起的损耗主要取决于控制策略 (如是否采用脉宽调制PWM) 。电流空间谐波引起的损耗和气隙磁导变化引起的损耗主要取决于电机的定子结构以及槽开口的大小、气隙的长度等。在高速磁悬浮电机中转子涡流损耗一般较严重, 且转子散热较困难, 因此, 必须采取措施降低转子涡流损耗, 以避免电机永磁体因温度过高而失磁。最好的解决办法是在电磁机械能量转换的过程尽可能消除谐波, 从而减少谐波损耗, 减少发热。图2所示是用有限元方法分析出的12槽样机转子在空载运行情况下的转子温度分布情况 (由于对称性, 只取了转子的十二分之一) 。由图2, 可以看出电机转子护套及转子永磁体发热很严重, 所以必须详细分析影响电机转子护套发热的原因。

2.3转子涡流损耗的解析法模型

为了比较直观地分析影响转子护套发热的原因, 本文采用一种在直角坐标系下的解析计算方法进行分析。根据文献[1]的方法, 并结合本文中磁悬浮电机结构, 剖析了定子谐波电流引起转子涡流损耗和电机转子护套发热的原因, 并针对其原因提出了如下解决方案:

(1) 解析模型处理。沿着定子内圆展开作为边界, 边界上加一行波电流层, 此电流层为等效面电流层, 是由电机的空间和时间磁动势产生的, 且其接近定子绕组的谐波电流。根据磁悬浮电机的结构作出的等效示意图如图3所示。

图3中的l、g、c分别为定子等效电流层、气隙层和高温不导磁合金层。等效电流层的表达式为[2]

J (x) =J0ejnkxejmωjbt (13)

k=2π/λ

式中, J0为各次谐波电流的峰值;n、m分别为空间和时间谐波的次数;ωjb为电机定子绕组中基波电流的角频率;k为波数;λ为波长。

(2) 根据麦克斯韦等式、泊松等式和拉普拉斯等式, 采用磁矢量A, 分别导出各个区域的方程。等效电流层区域的方程为

∇2Aw=-μ0J (14)

气隙区域的方程为

∇2Aair=0 (15)

不导磁高温合金区域的方程为

∇2Agh-jmωjbμ0σcAgh=0 (16)

永磁体区域的方程为

∇2Anf b-jmωjbμ0μrσnAnf b=0 (17)

式中, μ0、μr、σc、σn分别为气隙的相对磁导率、永磁体的相对磁导率、高温不导磁合金层的电导率、永磁体的电导率。

各区域边界条件为

$\begin{array}{l} Η_{t} |_{y = g + l} = \frac{1}{μ_{0}} \frac{\partial A_{w}}{\partial y} |_{y = g + l} = 0 \\ B_{n} |_{y = g} = - \frac{\partial A_{w}}{\partial x} |_{y = g} = - \frac{\partial A_{a i r}}{\partial y} |_{y = g} \\ Η_{t} |_{y = g} = \frac{1}{μ_{0}} \frac{\partial A_{w}}{\partial y} |_{y = g} = \frac{1}{μ_{0}} \frac{\partial A_{a i r}}{\partial y} |_{y = g} \\ Η_{t} |_{y = g} = \frac{1}{μ_{0}} \frac{\partial A_{a i r}}{\partial y} |_{y = g} = J_{0} e^{j n k x} e^{j m ω_{j b} t} \\ B_{n} |_{y = c} = - \frac{\partial A_{a i r}}{\partial x} |_{y = c} = - \frac{\partial A_{g h}}{\partial x} |_{y = c} \\ Η_{t} |_{y = c} = \frac{1}{μ_{0}} \frac{\partial A_{a i r}}{\partial y} |_{y = c} = \frac{1}{μ_{0}} \frac{\partial A_{g h}}{\partial y} |_{y = c} \\ B_{n} |_{y = 0} = - \frac{\partial A_{g h}}{\partial x} |_{y = 0} = - \frac{\partial A_{n f b}}{\partial x} |_{y = 0} \\ Η_{t} |_{y = 0} = \frac{1}{μ_{0}} \frac{\partial A_{g h}}{\partial y} |_{y = 0} = \frac{1}{μ_{0} μ_{r}} \frac{\partial A_{n f b}}{\partial y} |_{y = 0} \end{array}}$

每相电流表达式的值为[3]

$\begin{array}{l} \begin{array}{l} i_{a} (t) = \sum_{z} Ι_{z} \cos (z (ω t)) \\ i_{b} (t) = \sum_{z} Ι_{z} \cos (z (ω t) - \frac{2 π}{3}) \\ i_{c} (t) = \sum_{z} Ι_{z} \cos (z (ω t) - \frac{4 π}{3}) \end{array}} \\ Ι_{z} = \frac{Ι_{z, p h, p k}}{Ν} \end{array}$

式中, z为时间谐波的次数;Iz为第z次时间谐波的峰值;Iz, ph, pk为z次谐波的相电流的峰值;N为每项并联数。

由电流值可以知道磁动势的值, 从而可推导出电流层峰值:

$\begin{array}{l} J_{0} = n k \sum_{n} \sum_{z} \frac{2}{π} t_{c} c_{φ p} \frac{k_{w n}}{n} Ι_{z} {[1 + \\ 2 \cos ((n - z) \frac{2 π}{3})] \sin (n Γ + \\ (n - z) (ω t - \frac{2 π}{3})) + [1 + 2 \cos ((n + z) \cdot \\ \frac{2 π}{3})] \sin (n Γ + (n + z) (ω t - \frac{2 π}{3}))} (18) \end{array}$

$k_{w n} = k_{p n} k_{d n} = \sin (n \frac{π}{2} ξ) \frac{\sin (n c_{φ p} \frac{Δ}{2})}{c_{φ ρ} \sin (n \frac{Δ}{2})}$ (19)

式中, kwn为绕组系数;kpn为节距系数;kdn为谐波分布系数;ξ为线圈节距比;Δ为齿槽距电角度;cφp为每相每极线圈数;tc为线圈的圈数。

由坡印廷定律可以计算出电机转子永磁体和护套的电磁损耗, 其表达式如下[3]:

$Q_{n f b} = \frac{(m ω_{j b})^{2} σ_{s}}{2} \int_{- \infty}^{0} A_{n f b} A_{n f b}^{*} d y$ (20)

$Q_{g h} = \frac{(m ω_{j b})^{2} σ_{c}}{2} \int_{0}^{c} A_{g h} A_{g h}^{*} d y$ (21)

由以上表达式可知, 电机转子损耗和定子绕组电流的时间谐波z和空间谐波n有关, 而时间谐波和变频器输出有关, 空间谐波和电机的开槽、气隙的大小等有关。所以为了减小电机中的谐波电流, 必须合理设计电机定子和转子结构。

3 减少谐波损耗降低温升的措施

根据以上解析法的分析, 针对使用的变频器输出存在丰富的时间谐波这个问题。采取在电机输入端加一个感抗器, 从而减小电机的谐波电流[4]。实验表明, 当接入感抗器的时候, 电机输入波形更加平滑, 电机的温升得到很大的改善。

图4、图5分别为电机输入端加感抗器前后示波器显示的输入电流波形图。

从图4可以看出, 电机在加感抗器前, 电流输入波形含有丰富的谐波分量, 而增加感抗器后电机的输入波形明显要优于不加感抗器时的波形。说明时间谐波对电机的损耗影响很大[3]。所以在设计电机的时候, 必须要考虑输入电机电流的时间谐波问题。

对于电机的空间谐波问题可以从电机的本体设计来改善。由式 (18) 可知, 影响谐波电流的因素还有kwn绕组系数, 而绕组系数又与节距系数、谐波分布系数有关。因电枢铁心表面开有槽, 使得气隙磁通的波形会受到电枢齿槽的影响 (齿下气隙较小, 磁导大;而槽口处气隙较大, 磁导小) , 从而影响电枢绕组电动势波形, 产生较强的齿谐波。考虑以上的因素, 适当选择绕组元件的节距使某次谐波的节距系数接近于0, 便可达到消除或减弱该次谐波的目的。电机的槽数越多, 齿的谐波次数就越高, 其影响就越小。除此之外还可以考虑使气隙磁场的分布波形尽可能接近正弦波, 采用对称的三相绕组, 以减少电流不对称引起的损耗等[5]。

通过以上的结论, 对两个不同定子参数结构样机 (表1) 进行比较, 其中定子结构分别如图6、图7所示。

通过对两个电机的温度测量, 可以得出当两电机在400Hz空载运行、稳态运行相同时间的时候, 12槽电机转子温度达到90℃以上, 而24槽电机温度仅为40多℃, 24槽电机温度显著低于12槽电机温度。可见合理设计高速磁悬浮电机的定子结构, 对降低电机温升的控制非常重要。

4 结论

(1) 采用有限元的方法建立了高速磁悬浮电机定子在稳态下的温升模型。分析了不同厚度不同取向定子铁心材料的损耗情况。

(2) 用有限元的方法计算转子护套的电磁损耗情况, 并且用解析法详细地分析了转子涡流发热的机理。得出在不同的定子结构、槽开口的大小以及气隙长度下计算转子损耗的方法。

(3) 针对电机谐波影响损耗的问题, 提出了一些解决方案, 并通过实验验证了这些方法的有效性。

(4) 针对高速磁悬浮电机损耗影响电机的温升问题, 通过改进电机结构和输入电流波形, 有效地减少了谐波损耗, 降低了电机温度。通过设计的12槽电机和24槽电机对比, 得出了电机的时间谐波和空间谐波对电机的损耗影响很大。研究结果还表明, 随着输入电流时间谐波的减少、槽数的增加、气隙的增大, 转子损耗随之减少。

参考文献

[1]Zhu Z Q, NG K, Schof I N, et al.I mproved Analyti-cal Modeling of Rotor Eddy Current Loss in Brush-less Machines Equipped with Surface-mountedPermanent Magnets[J].IEE Proceedings:ElectricPower Applications, 2004.

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[3]Wakileh G J.电力系统谐波-基本原理、分析方法和滤波器设计[M].徐政, 译.北京:机械工业出版社, 2003.

[4]肖湘宇.电能质量分析与控制[M].北京:中国电力出版社, 2004.

[5]汤蕴, 史乃.电机学[M].北京:机械工业出版社, 2001.

湿热电机的发热篇2

随着电力电子技术的不断发展, 变频调速技术得到了日益完善。变频器以其卓越的性能和突出的优点, 应用越来越广泛。为了改善设备运行性能、提高生产效率、降低皮带强度要求、延长设备部件寿命、降低设备维护量、使输送机实现软启动和重载起动, 对皮带输送机进行技术改造, 用变频器来控制皮带机的起动和运行。经过计算选型, 变频器选用三菱FR-A540-18.5K-CH型。

当设备安装完毕, 变频器参数设定好后, 通电试车时发现满载运行时电动机发热严重, 用钳形电流表测得工作电流超过22.6A, 但过载保护继电器没有动作。问题出在哪里?

故障现象是电机过热, 工作电流超过额定值。造成电机过热的因素很多, 如室温过高、散热不良、过负荷、电压不平衡、缺相、电机受潮、机械卡阻、堵转、接线错误、频繁起动等等。查找故障原因时分析了以下几种情况。

第一类情况:停电后检查电机, 由于在加装变频器之前该输送机一直运行正常, 所以室温过高、散热不良、电机受潮、运动部件被卡阻等等暂时可以被排除。如果是电机缺相运行, 启动时会有强烈的嗡嗡声, 震动增大, 有异常响声, 转速下降, 电流增大甚至烧毁电机等现象。这与实际运行情况不符, 可以排除。

第二类情况:根据工作电流超过额定电流这一情况, 怀疑有可能是负荷过重或三相电压不平衡等原因造成电机过载发热严重。

(1) 当电压不平衡时电机会发出很大噪声, 运转时会抖动, 轴上输出功率大大降低, 电机发热不均衡, 负荷大时会发生过流故障, 保护器频繁动作。要先检查电动机侧三相电压是否平衡, 再检查变频器输出端的三相电压是否平衡。如不平衡, 则有可能是变频器内部故障。如果测得变频器输出端的三相电压平衡, 那从变频器到电动机之间的线路上有可能出问题。应检查相关线路接线等。经过仔细检查后, 确定可以排除三相电压不平衡情况。

(2) 再检查变频器的电子热保护功能预设值是否合理。若电机发热, 但是温升不高, 则有可能是电子热保护功能的预置值偏保守。如果电子热保护功能预设值已经设置到最大值, 则说明变频器容量选择过小, 必须更换大容量变频器。如变频器容量够大, 则可以放大电子热保护功能的预设值。经过分析, 这个也可以排除。

(3) 电机满载运行时过负荷, 电机轴上负荷偏大, 表现为电机的温升过大, 发热严重, 工作电流大于额定值, 过载继电保护未动作, 这与实际运行情况基本相符。对于皮带输送机这种恒转矩类的负载, 可能原因是变频器输出频率过低, 电机转矩不足, 拖不动负荷, 而且电机低频运行时风扇运行慢, 热量散不出去导致电机温升异常。这个可以采用以下三种措施来解决。

(1) 更换大容量电机以提高低速转矩。

电机转速公式:n=60f/P

(n为转速, f为电源频率, P为磁极对数)

电机功率:P=1.732×U×I×cosφ

(电机是三相对称负载, U、I分别为线电压、线电流, cosφ是功率因数)

电机转矩公式:T=9550·P/n

(T为转矩, 单位N·m, P为输出功率, 单位kW, n是电机转速, 单位r/min)

大容量电机转矩大, 低转速时机械特性曲线好。

(2) 是增大V/f参数设定, 设定“转矩提升”手动补偿参数, 在低频段对电源电压进行适当补偿以提升转矩。这是因为在下图中f1是基频, 设置成电动机的额定频率50Hz。在基频以下调速属于恒转矩调速, 此时, 电机的机械特性基本上是平行下移的, 在频率较低时最大转矩将减少, 满载启动运行时候会过负荷, 电机发热。

(3) 通过加大传动比的方式来提高变频器输出频率, 增加转矩, 以减轻电动机轴上的负荷 (如图1) 。

通常把电动机输出轴的转速与负载输入轴的转速之比称为传动比。假设负载转矩的传动比为TL, 原来的传动比为λ, 改变后的传动比是λ', 那么在原传动比的情况下, 折算到电动机轴上的负载转矩折算值, 如下。

传动比改变后, 折算到电动机轴上的负载转矩折算值, 如下。

当λ'>λ时, T'L2

综上所述, 老设备改造升级时, 要全盘细致考虑系统各部分匹配情况, 不能简单地把新老设备生堆硬砌接到一起, 否则就可能会出问题。

摘要：将变频器运用于皮带式输送机的控制, 满载运行时电机工作电流超过额定值, 电动机发热严重, 故障原因分析。

关键词：皮带式输送机,变频器,电机发热,V/f调节,传动比

参考文献

[1]曹菁.三菱PLC、触摸屏和变频器应用技术[M].机械工业出版社.

湿热电机的发热篇3

大电流真空断路器是我国学者苑舜带领团队自行研制开发的新一代17.5k V大容量真空断路器, 它突破了传统真空灭弧室触头对接方式难以实现承载大负荷电流的屏障, 采用“双触头”形式实现由单一灭弧室同时完成承载大额定电流和开断高短路电流的要求。大电流真空断路器在“无源冷却系统”下具有容量大、开断能力强、接触电阻小等优点, 适用于在装在发电机和变压器之间对发电机进行控制和保护。

2 结构

新型“双触头”大电流真空灭弧室内部由主、弧两对触头构成, 分别起到承载大额定电流和开断高短路电流作用, 其中动触头端加装触头弹簧, 静弧触头装有辅助压缩弹簧。该灭弧室合闸操作时, 动弧触头随动主触头一起运动, 但是由于静弧触头截面高于动主触头截面一定高度, 因此动、静弧触头先接触并在辅助压缩弹簧的作用下压缩静弧触头一起做合闸运动直到位置A, 之后动静主触头接触并且在触头弹簧的作用下产生触头压力使之可靠闭合。

3 温升特性仿真

新型大容量真空断路器采用“双触头”结构有效的降低了接触电阻, 另外, 采用优化设计的散热器增加自然对流、辐射换热能力。新型大容量真空断路器 (见图2) 采用圆柱形散热器 (见图3) , 具有电场更均匀, 体积小、散热好、外形美观等优点。

图4为单极样机温升试验现场, 额定电流 (10000A) 下温升试验结果如图5所示。10000A额定电流温升试验通过, 此试验是在单极上进行的。

4 结论

为解决大容量情况下的温升问题, 本文采用“双触头”大容量真空灭弧室配用双稳态永磁操动机构, 并采用特殊设计的圆柱形散热器很好地解决了10000A额定电流通流时的温升问题, 同时该真空断路器还具有相应的短路电流开断能力。

参考文献

[1]中华人民共和国国家标准GB/T14842-93发电机断路器通用技术条件[S].北京:中国标准出版社, 1994.

[2]王季梅.真空开关技术与应用[M].北京:机械工业出版社, 2008:14.

[3]李建基.高中压开关设备实用技术[M].北京:机械工业出版社, 2001:162.

[4]曹连江, 李晶.大容量发电机出口保护用真空断路器的开发[J].电力设备, 2004, 5 (09) :84-85.

湿热电机的发热篇4

2009年5月9日, 热电公司电气运行人员, 在对2#发电机离相封闭母线巡检检查中, 用远红外测温仪测得2#发电机封闭母线与发电机小室穿墙隔板连接处有局部严重过热现象, 测试数据见表1。

由表1, 温度高达156℃ (母线外桶壁与隔板连接处有不同程度发热, 接触缝隙大的地方温度明显高) , 机组负荷降低后发热地方的最高温度依然大于100℃, 靠近母线外桶壁与隔板连接处部位的温度也均高于70℃, 按照《GB/T8349-2000金属封闭母线》中金属封闭母线外壳温度不得高于70℃的规定, 若长期过热严重, 可能导致封闭母线铝制外壳与隔板焊接部位局部融化, 或封闭母线外壳严重变形, 使外壳与母线之间的距离缩小, 致达到发电机母线对外壳放电, 引起接地短路故障等事故发生。

2 原因分析

2.1 发电机封闭母线概述

热电公司#2发电机出口采用全链式离相封闭母线连接到#2主变压器、#2厂高变和#2励磁变上, 母线每相导体用接地的铝外壳封闭, 铝外壳是一个完整连续的整体且焊接到一接地终端上。封闭母线每一相分段制造, 安装时每段之间对口焊接, 连接为一个整体, 封闭母线外壳与穿墙隔板进行焊接连接, 隔板之间采用铝制焊条焊接拼装, 形成全链式离相封闭母线结构。热电公司发电机封闭母线与发电机小室穿墙隔板连接处安装如图1所示。

穿墙框架 (8) 通过调整垫块 (9) 调整合适后, 点焊与预埋件上, 然后将穿墙隔板 (2) 和穿墙橡胶垫 (7) 用螺栓紧固与框架上, 穿墙隔板和穿墙隔板间可靠焊接, 穿过穿墙隔板的三相封闭母线桶与穿墙隔板可靠焊接, 并通过接地端子与地网可靠连接。采用此种安装方式共有两处:发电机出口首端母线穿墙处和发电机出口中心点母线穿墙处。

注:1、图中粗线与实心圆部分为穿墙隔板与隔板间、穿墙隔板与封闭母线桶壁焊接处。2、实心圆部分为此次事故发热主要部位, 封闭母线A、B、C三相均在此部位有不同程度的发热。

实际安装方式:

穿墙框架 (8) 、调整垫块 (9) 没有点焊与预埋件上, 穿墙隔板 (2) 和穿墙橡胶垫 (7) 与框架之间的紧固螺栓不全, 穿墙隔板与隔板间焊接不可靠, 穿过穿墙隔板的三相封闭母线筒与穿墙隔板没有完全焊接, 多处有5~10 mm缝隙, 且与地网连接不可靠。

2.2 发电机封闭母线外壳与穿墙隔板连接处发热原因分析

(1) 外壳与隔板连接处局部地区导流截面积不够, 电流密度大。由图1中粗线、实心圆部分可看出, 在封闭母线安装过程中, 将发电机三相封闭母线外壳焊接连接为一个整体, 在发电机出口处将穿墙隔板和穿墙橡胶垫用螺栓紧固在框架上, 穿墙隔板和穿墙隔板间可靠焊接, 封闭母线桶与穿墙隔板可靠焊接, 这样, 发电机在运行时, 流过每相母线的交流电流在与外壳的空气中产生呈正弦规律变化的磁场, 该磁场在封闭母线的外壳上产生感应电势, 由于封闭母线外壳在不同地点接地, 构成回路, 该感应电势就会在外壳上产生感应电流, 正常情况下该感应电流流经整体封闭母线产生的热效应的温度不会超过《G B/T 8 3 4 9-2000金属封闭母线》中金属封闭母线外壳温度不得高于70℃的规定。但实际安装中, 由于穿墙隔板与隔板间焊接不可靠, 穿过穿墙隔板的三相封闭母线筒与穿墙隔板没有完全焊接, 多处有5~10 mm缝隙, 且与地网连接不可靠, 在有不可靠焊接的缝隙处形成的导流面积与封闭母线外壳的接合面面积感应电流分布不同, 在有可靠焊接缝隙处的电流密度要远远大于封闭母线外壳其它地方的电流分布密度, 在整个连接不可靠处就会产生很大的感应电流而发热, 该感应电流随负荷的增加而增大。

(2) 焊接部位接触电阻大。封闭母线外壳与穿墙隔板连接时使用的垫块焊接、上下隔板间采用直接焊接, 实际安装方式中, 由于焊接不全面、不可靠, 这样隔板与封闭母线外壳间、隔板与隔板间不可避免地会形成一定的接触电阻, 该接触电阻的阻值必然会远远高于封闭母线外壳其他部位的铝材电阻, 隔板与封闭母线外壳连接处的发热量明显高于其他地方。

(3) 热电公司发电机额定电流为6468.9 A, 主回路的额定电流10000 A, 主封闭母线外壳为圆筒形, 封闭母线主回路导体规格300×10 mm, 外壳规格750×5 mm。

导体发热量计算公式:Q=I2Rt (I为电流;R为电阻;t为时间)

导体电阻计算公式:R=ρl/S (ρ为导体电阻率;l为导体长度;S为导体截面积)

导体电流密度公式:J=I/S (I为电流;S为导体截面积)

如上实际接线:穿过穿墙隔板的三相封闭母线筒与穿墙隔板没有完全焊接, 多处有5~10 mm缝隙, 可以看出在实际接合面上焊接处接触电阻很大, 远远超出了设计发热量。

由以上的分析可看出, 封闭母线局部连接处接触电阻大、电流密度大是引起穿墙隔板与封闭母线外壳连接处发热量高的的根本原因, 解决该问题的关键措施是增加穿墙隔板与封闭母线外壳连接处接合面的导电面积, 以降低该处电流密度。

3 解决封闭母线穿墙隔板发热的方案

(1) 将穿墙隔板与封闭母线外壳连接处之间无间隙的地方采用氩弧焊直接焊接, 有间隙的地方根据间隙的大小, 将10 mm厚的纯铝板, 型号为1060 (L2) , 裁减成合适的长、宽铝条, 倒好坡口, 上下各留2 mm间隙, 采用氩弧焊焊接。增加导电面积, 减小电流密度。

(2) 现安装的穿墙隔板分为上下两半, 隔板间均分开, 之间间隔20~30 mm宽, 将10 mm厚的纯铝板, 材质:1066 (L2) , 裁剪成合适的长、宽条, 开15度坡口, 对口间隙2 mm, 采取手工氩气保护全位置焊接 (MIG焊) 的方法将隔板焊接成一体。减小接触电阻。

(3) 对紧固螺栓按要求力矩进行重新检查坚固, 对出现接合面局部翘曲进行处理, 减少局部区域接触电阻过大。将穿墙隔板和穿墙橡胶垫与框架之间的螺栓配全并紧固点焊, 消除因运行中振动及过热导致的螺栓松动、螺栓压紧垫片变形等引起的接触电阻变大, 局部出现过热现象。

(4) 将穿墙框架、调整垫块与预埋件可靠点焊。减小接触电阻。

(5) 将50×5镀锌扁钢弯成合适的角度, 一头用M12×60六角螺栓连接在图1中的接地处;另一头沿墙引至地面与地网连在一起, 采用直接可靠接地方式。