直流限流电路应用（精选5篇）
直流限流电路应用 篇1
摘要：随着电子电气技术的不断发展,电子电气设备也已经变得越来越普遍,成为生活中必不可少的部分。对于各种用电设备而言,直流稳压电路几乎都是不可缺少的基础,为设备提供着必须的能量支持。作为直流稳压电路的重要组成部分,滤波电路能够有效改善输出电压周期性变化的程度。电容滤波及电感滤波是最常见的整流滤波电路,电容滤波电路将电容与负载电阻并联,通过电容电压不能突变的特点实现对负载充电;电感滤波电路将电感与负载电阻串联,通过电感电流不能突变的特点实现对负载充电。
关键词：直流稳压电路,滤波电路,电容滤波,电感滤波
电子设备的出现为现代生活带来了极大的便利,人们在生活中处处离不开它的存在,电子设备的使用需要有能源供应,这就要求有一个稳定的电路来提供。现代社会中的各种电子设备都需要在电源电路提供稳定能源的情况下工作。当然因为电子设备的不同所设计的电源电路也存在着不同的样式与复杂程度。比如说超级计算机就有一套复杂的电源电路系统,通过这个电源电路的能源供应,超级计算机的各种功能才能持续稳定的工作;便携式计算机的电源电路则相对简单,只需要一个电池电路即可解决。由此可以看出电子设备工作的基础就是电源电路的设计制作,电源电路不符合要求电子设备就不能正常工作。持续稳定、满足负载需求是电源电路最基本的要求,直流稳压电路作为电源电路中最基本的电路在电源技术中占有十分重要的地位。
直流稳压电路可以有多种实现形式,一般是由交流电源、变压器、整流、滤波和稳压电路几部分组成。其中,滤波电路能够最大限度的减少直流电压中交流成分的脉动过程,使得输出电压纹波更小,电压更稳定。
1 滤波电路的概念及分类
滤波电路就是利用电抗性元件的特性,对交流、直流阻抗的不同将直流输出电压中的交流脉动成分过滤掉后得到稳定的直流电压。电容滤波和电感滤波是最常用的滤波电路。
电容滤波电路是指在负载电阻上并联一个滤波电容C的电路。电容器C具有对直流开路,对交流阻抗小的特性,且电压不能突变,所以只能并联在电路中。直流电流从负载流过,交流电流则从电容流过,从而达到滤波的目的。由于电容的储能作用,使得输出波形比较平滑。电容放电的时间τ=RLC越大,放电过程越慢,输出电压中脉动成分越少,滤波效果越好,输出的电压也更加平稳。
电感滤波电路是利用电感器L的特性阻止脉动的交流而通过稳定的直流来进行滤波,在电路中将电感L和负载R串联在一起即可。实质是电感L具有对直流阻抗小,对交流阻抗大的特性,所以要与负载串联使用。通过滤波电路后,电路中的直流分量被保留下来,交流分量被过滤掉,这样就改变了交直流成分在电路中的存在比例,降低了电路输出的纹波系数,得到了稳定的直流电压。从能量的观点来看,电感器L是一种储能元件,当电路中的电流增大时就把这部分增大的能量储存起来,待电流减小时再将其释放出来,这样使得负载得到一个平滑稳定的电流。但是电感滤波电路也有它的缺点,由于其存在铁心,因此就显得体积较大,同时容易引起电磁干扰,所以一般只应用于低电压、大电流的环境。
2 带电容滤波的直流稳压电路
2.1 电容滤波的工作原理
带电容滤波的直流稳压电路如图1所示。工作原理如下:当在U2的正半周时,导通D1和D3二极管,电路中二极管的正向压降忽略,这时Uo=U2,输出电压Uo一方面给电容C充电,另一方面施加在负载R上,当U2达到峰值后,开始下降,当U2小于电容电压时,二极管D1和D3截止;随后,电容C以指数规律经R放电,电容上的电压下降;当在U2的负半周时,导通D2和D3二极管,电路中二极管的正向压降忽略,此时Uo=U2,这个电压一方面给电容C充电,另一方面施加在负载R上,当U2达到峰值后,开始下降,当U2小于电容电压时,二极管D2和D4截止;随后,电容C以指数规律经R放电,电容C上的电压下降。经过电容的不断充放电,输出电压的脉动就得到降低,电压平均值也有所提高。
2.2 滤波电容的选取
滤波电容选取直接关系着直流稳压电路输出波形的优劣,如果滤波电容选取合适,则输出电压的脉动程度就会大大减小,反之,则输出电压无法达到电路要求。
根据经验,滤波电容的选取一般遵循以下原则。当电容值在10p F左右,能够用来消除高频的干扰信号,当电容值在0.1u F左右,能够有效消除低频的纹波干扰,同时对于还具有很好的稳压效果;当然,在选取滤波电容时还取决于所涉及PCB上的主要工作频率和可能对系统造成影响的谐波频率,当PCB的主工作频率较低时,可以设置两个电容,其中,一个用来滤除纹波,另一个用来滤除高频信号。如果电路中有比较大的瞬时电流流通时,一般会多加一个电容值比较大的钽电容。
2.3 利用电容滤波存在的问题
(1)一般来说,滤波电容都是电解电容,电容值都比较大,在使用过程中,需要特别注意电容的正负极性连接问题,保证正极性接在电位较高的点,负极性接在电位较低的点,假若极性接错,容易导致电容击穿或爆裂。
(2)初始时刻,电容两端所加电压为0,通电后,经过整流二极管,达到电源给电容充电的效果。在电源接通的时刻,二极管中流过的电流一般能够达到额定工作电流的5-7倍,称之为短路电流,所以在选择二极管时,应考虑一个较大的裕量。
3 带电感滤波的直流稳压电路
带电感滤波的直流稳压电路如图2所示。工作原理如下:当U2处于正半波时,D1和D3上所加为正向电压,处于导通状态,此时二极管阻值几乎为0,可以忽略二极管正向压降,则有Uo=0.9U2,该电源一部分给电感L充电,另一部分施加于负载R两端,当U2达到峰值后,开始下降,当U2小于电感电压时,二极管D1和D3截止;随后,电感L经R放电,电感上的电压逐渐减小;当在U2处于负半波时,D2和D4上所加为正向电压,处于导通状态,此时这两个二极管的阻值非常小,所以能够忽略二极管正向压降,此时电源电压一部分送给电感L充电,另一部分加在负载R两端,直到U2到达峰值,随后开始下降,当U2小于电感电压时,二极管D2和D4截止;随后,电感经负载R放电,电感两端的电压逐渐下降。正是因为电感这种不断的充放电过程,才使输出电压波动性大大降低,获得波形十分平缓的输出波。
由于电感的直流电阻小,交流阻抗比较大,所以当电流中的直流分量流过电感线圈时,能量损失特别小,但是,对于电流中的交流分量则刚好相反,其中较大的那部分都是降落在电感上,所以能够有效降低输出电压中波动的部分。电感的值越大,那么滤波的效果也就越好,因而电感适用于负载电流变化较大的电路。此外,将电感滤波应用于滤波电路中,能够有效的延长整流管导通角,避免了冲击电流过大的问题。
4 结束语
通过上述对电容滤波电路、电感滤波电路进行的分析,能够了解,在电子电气设备的直流电源整流滤波电路中,对于滤波电容C来说,它的选定具有一定的依据性,一般情况下根据直流输出电压,负载R的大小以及对纹波电压的要求来进行设计选取;对于滤波电感L来说,电感主要是通过限制电流变化,从而稳定输出电压。在选取滤波电路过程中,负载电流及冲击较大的电路中选用电感滤波,电感越大,滤波效果越好。
参考文献
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直流限流电路应用 篇2
为了满足风能、太阳能等波动性可再生能源大规模并网的需求,基于电压源型换流器的多端直流输电系统(VSC-MTDC)的研究引起国际上越来越多的关注和重视,一批基于VSC-MTDC的多端柔性直流输电示范工程已经建成投运,直流电网的研究也方兴未艾。
然而,VSC-MTDC线路上一旦发生短路故障,相当于换流器直流侧的电容直接放电,其短路电流会快速上升,最大值可达数十千安。过快的电流上升率将带来热量集中、电弧火花、电磁应力等问题,同时因为换流器中有反并联的二极管会形成不控整流桥,所以单纯通过控制换流器是无法切断故障电流的,短路电流甚至会损坏换流站[1,2]。发展快速大容量的高压直流断路器是解决这个问题的有效方法,然而,对于直流断路器而言,现有IGBT/IGCT等电力电子器件的过载能力并不十分理想,而且只能承受有限的电流和电压变化率。若要求采用电力电子器件开断故障电流,则直流断路器在故障电流上升到一定值之前必须完成开断,这对直流断路器的快速开断提出了很高的要求;同时,高压大容量的快速机械开关也面临灭弧困难的问题。因此,即便采用快速机械开关和电力电子开关相结合的方式,目前所能达到的快速开断能力也是有限的。
如果能够在VSC-MTDC线路中串入短路故障限流器(FCL),采用限流器抑制故障电流的大小和上升速度,就可有效降低直流电网故障对断路器开断容量的要求。目前关于直流故障限流器的研究主要有电阻型[3,4,5]、电感型[6,7]、阻抗型[8]。文献[9]针对电感型限流器开展研究,针对潮流反转时,电感会对潮流控制的灵活性产生不利影响的问题,提出利用超导电阻型限流器的设想。但是该文献中利用超导电阻限流存在严重的不足,首先,文中针对200k V电压等级的断路器需要的失超电阻高达25Ω,如此大的阻值需要的超导带材用量无论从体积和造价都很大;其次,作者研究了带材失超后,限流器承受的电压高达212.5k V,较高的电压等级意味着体积的进一步增加;另外,从故障发生到发送开断信号用于故障检测的延迟时间高达20ms,在这段时间内,通过超导电阻限流时,电阻长时间通过较大的故障电流,给带材的能量耗散及带材的失超恢复带来困难。文献[10]针对直流机械断路器与超导限流器的配合问题进行了研究,故障后通过与断路器串联的超导带材的限流,使得断路器的开断电流减小,降低了短路故障对直流系统的影响。文献[11]针对限流式混合直流断路器的限流开断特性进行研究,限流电路由电感和能量释放回路构成,通过限制短路电流上升率降低对机械开关速动性的要求。
为了使断路器达到最佳的开断效果,需要研究直流混合型断路器与限流器的限流开断配合问题,并分析限流类型及参数对断路器开断过程的影响。本文就这一问题展开了初步的研究。
2 直流混合型断路器的开断原理及其发展现状
混合型直流断路器的基本拓扑结构如图1所示。它将机械开关与电力电子器件结合。正常情况下由机械开关导通电流,通态损耗较小;故障情况下,首先导通固态开关,然后分断机械开关,利用机械开关分断时产生的电弧电压为固态开关(已施加触发脉冲)建立阳极正向电压,使其顺利导通;固态开关导通后,由于开关触点间电弧电阻大于固态开关导通电阻,使得电流能够自然地从机械开关换流至固态开关,从而保证机械开关在低压小电流下顺利分断;机械开关分断后立即关断固态开关,从而切断电流通路。
混合式直流断路器用快速机械开关来导通正常运行电流,用固态电力电子器件来分断短路电流,结合了机械开关良好的静态特性与电力电子器件快速关断的动态性能,具有通态损耗小、开断时间短、寿命长等优点,是目前高压直流断路器研发的新方向,具有广阔的应用前景[10,11]。
2012年ABB公司研制出基于IGBT的320k V/2k A等级的混合型直流断路器[12],拓扑结构如图2所示,主要包括旁路开关支路(快速机械隔离开关+辅助直流开关)和主直流开关支路(半导体断路器+避雷器组)。
2014年阿尔斯通公司(ALSTOM)研制出120k V/2k A等级的混合式高压直流断路器,结构原理图如图3所示。该混合式高压直流断路器也采用机械开关与半导体固态开关相结合的混合型结构[13],但其转移支路由多个模块级联构成,模块中采用晶闸管而不是IGBT,并且每个模块中的避雷器动作电压逐渐递增。
2015年国网智能电网研究院(SGRI)研发了200k V等级的混合型断路器[12],结构如图4所示。主要包括主开关支路(快速机械隔离开关+H桥)、电流转移开关支路(H桥半导体断路器)和吸收支路(避雷器组)。
上述三种混合式高压直流断路器的性能参数比较如表1所示。由此可见,目前主要的直流断路器的电压在120~320k V左右,而电流开断能力最大达到15k A,难以满足实际运行的VSC-MTDC系统的要求,通过FCL的串入,可以有效提升直流断路器的开断能力。
3 直流混合型断路器的建模分析
考虑到目前智能电网研究院和ALSTOM公司尚未公布其直流混合型断路器的详细设计参数,本文以ABB公司的320k V/2k A混合型直流断路器为对象(如图2所示),利用PSCAD/EMTDC软件进行建模分析。图5为断路器仿真模型及其开断过程电流转移波形图,ICB、Iline、IR、IIGBT分别为机械开关、线路、避雷器、IGBT的电流。
当直流线路正常运行时,主直流开关处于断开状态,快速隔离开关和辅助直流开关导通并流过直流电流。当在1s时刻发生短路故障时,经过500μs延迟用于故障检测和逻辑判断,首先导通主直流开关,关断辅助直流开关,系统开始换流,线路上的电流转移到主直流开关上,此时辅助直流开关承受主直流开关的导通电压,一般小于1k V,属于其耐受范围内。当流过快速隔离开关的电流为零时,快速隔离开关迅速打开以保护辅助直流开关避免遭受过电压。在1.0025s快速隔离开关成功断开后,主直流开关断开,用于限制故障电流上升率的限流电感LB中的能量通过与主直流开关并联的Zn O避雷器吸收,短路电流下降。当故障电流下降到零时,在1.005s打开剩余电流直流开关将故障线路隔离,防止避雷器热过载。
图6为开断过程中IGBT单元和快速隔离开关的电压波形及Zn O避雷器消耗能量。由于IGBT关断速度极快,可在μs级内完成关断动作,在1.0025s主直流开关关断瞬间,线路电感中储存的能量将在IGBT器件和机械开关两端产生较大的过电压,该过电压有可能导致绝缘薄弱的地方产生火花甚至导致IGBT模块损坏。
图6(b)为主直流开关关断后,Zn O避雷器导通耗能。为了体现开断过程能量消耗情况,在剩余电流直流开关打开后,没有考虑散热条件,因此使得能量维持不变,实际上在散热条件下曲线应该下降。尽管电力电子型断路器最大的缺点是通态损耗大,但该混合型断路器由于主直流开关只有在发生直流侧故障时导通,因此其不需要散热系统。辅助开关导通电压是一个IGBT和反并联二极管的导通电压之和,约为3~5V,当直流线路正常运行时流过的电流为2k A,其导通损耗为10k W,只需要小型的散热装置。相比于由多个IGBT串联构成的固态型断路器,其开关通态损耗要小得多,例如电压等级为4.5k V的单个IGBT,导通压降可以达到3.3V左右。若装设于320k V的直流输电线路,线路中串联的IGBT开关至少需要72个(考虑过电压时,数量还要更多),那么单台IGBT开关的导通压降约为238V,在通过数千安的正常电流时开关的通态损耗要大得多。
4 加装故障限流器的开断过程仿真分析
基于ABB直流混合型断路器的研究,在限流器和快速断路器接入电网的前提下开展故障限流开断研究。故障电路原理如图7所示。在直流线路发生故障后,通过限流器抑制故障电流的上升速度和幅值,从而降低对断路器开断容量的要求。
VSC-MTDC直流网络直流侧短路故障情况包括:(1)正、负极性直流母线的线间短路;(2)正极性直流母线对地短路;(3)负极性直流母线对地短路。两极短路故障发生的概率虽然比单极接地故障低,但其后果更加严重,本文以两极故障为例。另外,在限流器和断路器的接入方式上,往往是正极线路和负极线路都要接,研究时,认为它们的参数和操作是完全一致的,以一个极性安装为例进行故障分析研究。
图7中,CB为直流断路器,FCL为故障限流器,可以是电阻、电感或阻抗型(电阻+电感),且其参数值可以合理选择。在此模型的基础上,本文主要开展混合型断路器与限流器的配合问题研究,在短路故障发生后,通过投入不同类型及不同限流参数的限流器来限制短路电流,使得断路器更容易开断。研究的重点在于以断路器的最大开断电流、开断瞬间IGBT和快速隔离开关承受瞬态过电压的峰值为研究对象,探索限流器对开断过程的影响。
混合式直流断路器的开断时间主要取决于内部的快速隔离开关,实现混合式直流断路器在2ms时间内开断电流的关键是设计制造出能在2ms内开断的快速隔离开关。因此除了快速分断操作机构外,还需要保证快速隔离开关的耐压等级足够高,因为在主断路器支路关断瞬间快速隔离开关会遭受瞬态过电压,所以开断过程的过电压是能否实现断路器成功开断的重要因素。
假设短路故障发生在1s时刻,通过投入限流器进行故障电流限流,实现快速断路器的故障电流切除。下面分别针对不同类型限流器的限流作用,开展断路器的开断特性研究。在PSCAD/EMTDC下搭建仿真系统[14],如图8所示。模拟正常运行与故障发生后电容放电阶段的限流开断过程,正常运行时直流电源提供正常运行电流同时为电容充电;BRK2闭合,短路故障发生后刀闸BRK1、BRK3打开,形成了电容经故障线路的放电回路。图8中CB即为混合直流断路器及其触发控制电路和波形显示电路的封装结构,仿真模型参数如表2所示。
4.1 电阻型限流器
图9为电阻型限流器限流时的开断波形。由图9(a)可知,短路故障发生后,在换流之前的时间段内通过机械开关的电流迅速上升,在固定的故障检测触发时间内,限流电阻越大,通过机械开关的电流峰值越小。之后在1.0005s换流后,通过主直流开关的IGBT故障电流继续上升(见图9(b)),但是从图9(b)中可以看出,针对开断9k A的故障电流,需要的电阻值高达35Ω,若用超导带材实现限流,那么带材的需用量和造价以及限流器体积会很大。图9(c)中随着限流电阻值的增加,IGBT单元两端的峰值电压变化很小,这是由于当主直流开关关断后电流换流至Zn O避雷器耗能,虽然限流电阻不同,所分担的电压不同,造成IGBT两端电压不同,但限流阻值和Zn O避雷器相比变化幅度不大,因此阻值的变化造成电压差异较小,但在开断后IGBT端电压达到相同值。
由图9(b)可知,故障发生后,从换流过程开始到主断路器支路断开期间,电容的能量逐渐被电阻消耗,电流上升较平缓,但在换流之前的故障初始阶段内电流已上升到较大值(见图9(a)),使得IGBT在这段时间内长时间承受较大的故障电流,这对IGBT器件的电流耐受能力带来挑战,造成关断损耗较大,较大的损耗还增加了对散热系统的投资。
以上分析说明在电力电子型断路器开断过程中,电感的作用尤为重要。故障发生后,故障电流迅速上升,如果电感值太小,可能超过器件的最大承受di/dt能力。因此下文以感抗型限流器和阻抗型限流器为对象进行研究。
4.2 电感型限流器
故障后串入线路的电感虽然会因储存的能量造成开关关断困难,但电感会限制故障初始阶段电流的上升速率,使得电流在短时间内幅值有所降低,有利于开断。而且对混合式直流断路器的设计要求与电感值的大小有重要关系,当VSC-MTDC发生直流侧故障,直流侧相当于一个恒压源,电压值等于线路的输电电压。此时若忽略线路电阻,则故障电流呈线性上升,电流上升的速度主要取决于直流侧电感值的大小。下面通过改变限流电感值进行开断特性分析。
图10为电感型限流器时的限流开断过程电流。由图10(a)中机械开关电流ICB可以看出,在固定的故障检测触发时间内,故障电流上升到4k A,相比于图9(a)中电阻限流时换流之前机械开关的电流就已经到达7k A,说明利用电感限流时故障电流上升率要明显小于电阻限流时,电流变化率过大不仅可能使得器件承受的电流变化率超过其允许范围而损坏,而且会造成主直流支路关断瞬间在断路器两端产生较大过电压。同时机械开关支路故障电流大造成一方面需要更多的IGBT并联流通大的电流,另一方面增加机械开关电流过零时间。同样,在换流过程中,不同于图9(b)中电阻限流的情况下IGBT较长时间通过较大电流,故障电流逐渐上升至最大值,电流上升的速率随着电感值的增加而减小。按照断路器2ms的固定开断时间,若电感值很大,则电流上升速度慢,可降低其开断过程机械开关流过故障电流的幅值,对断路器开断能力的要求可以适当降低,这样其成本也可以降下来;然而电感值越大,电抗器本身的体积和成本会上升,还会影响VSC-MTDC潮流控制的灵活性。反之,若电感值很小,则电流上升速度很快,对断路器开断电流的能力要求很高,开断过大故障电流的快速直流断路器不仅难以制造,其成本也会过高。因此,需要选取适当的电感值,既可以抑制电流的上升速度,保证VSC-MTDC的直流侧电压不严重跌落的情况下迅速可靠地开断直流侧故障电流,又能兼顾经济性等因素[15]。因此,下面开展故障限流过程中感抗型限流器参数的分析计算。
4.3 电感限流条件下,断路器断开故障电网的分析及限流电感参数计算
图11为故障线路简化等效电路图。其中Udc为故障初始电容放电阶段等效电源,Ldc和Rdc分别为线路电阻和电感,LB为限流电感,Rl为负载,开关S模拟短路故障,线路参数根据文献[16,17,18,19]中已有参数分别取0.07Ω/km、0.05m H/km,线路长取10km。故障发生瞬间,电感限流器进行限流,根据电感电流在故障前后瞬间不会突变,由稳态运行可得:
则故障后线路电流为:
由此可得故障电流变化率为:
可求得故障电流最大上升率为:
根据文献[14,20]中故障电流最大上升速率一般为3.5~10k A/ms,按照3.5k A/ms分析计算,由式(1)~(4)可求得电感值为91.9m H。
表3为改变限流电感的大小,研究开断的最大故障电流及关断瞬间IGBT单元和机械开关承受过电压的情况。随着限流电感值的增加,流过断路器的最大故障电流明显减小。尽管UIGBT和UCB也随着电感的增加而有所减小,但相比于利用纯电阻限流时(UIGBT为91.2k V),其过电压峰值明显要高很多,这是电感限流器用于故障限流的缺陷。
4.4 阻抗型限流器
当所匹配的限流器类型为电阻和电抗时,故障发生后既可以限制故障电流的幅值,又可以抑制故障电流上升速率。根据4.1.3节电感参数的分析计算,该部分取定电感值L为91.9m H,通过附加小的限流电阻研究阻抗型限流器对断路器开断过程的影响。
图12为阻抗限流时的限流开断波形。其说明限流电感值固定在91.9m H时,无论从电流还是能量角度考虑,附加的电阻对断路器的开断更有利。表4为电流和电压的变化情况。
由表4可知,随着电阻的增加,开断的最大故障电流减小。虽然电压变化很小,但与纯电感限流器时相比有所减小。综上可知,当故障限流器为电感型时,额外附加的限流小电阻的增加,将有利于断路器的顺利开断。如果降低限流电感,增加电阻(超导限流器),在故障电流的上升率和稳态值满足直流开断要求条件下,超导限流器在直流稳态运行时无损耗和压降,潮流控制的灵活性也会提升。
5 结论
根据不同的限流类型和参数值,得出直流混合型断路器与限流器的匹配原则:
(1)若利用电阻型限流器进行限流,首先,需要的限流电阻较大,所需的超导带材多、造价高、体积大;其次,限流过程中通过IGBT器件的故障电流大,较长时间通过大电流,不仅对器件的电流耐受而且对超导带材的能量耗散和失超恢复带来挑战。
(2)若利用感抗型限流器进行限流,故障后抑制故障电流上升速率,对IGBT器件本身的实用特性更有利。但是电感限流的缺陷是过电压问题,给断路器的绝缘设计带来困难。
(3)在电力电子型断路器的实用中,器件本身的电流变化率、浪涌电流峰值等参数是关键限制因素,因此,阻抗型限流器更适合于混合式断路器,附加的限流电阻不仅能减少故障电流值,而且可以降低暂态过电压。
直流限流电路应用 篇3
1 Multisim简介
Multisim源于加拿大后期被美国NI公司 (美国国家仪器公司) 收购, 其具有数千种电路元器件供实验选用, 虚拟测试仪器仪表种类齐全, 可以设计、测试和演示各种电子电路。实现计算机仿真设计与虚拟实验, 与传统的电子电路设计与试验方法比较, 具有设计与实验可以同步进行, 可以边设计边实验, 修改调试方便;实验中不消耗实际元器件, 实验成本低, 实验速度快, 效率高, 设计和实验成功的电路可以直接在产品中使用等特点。其解决理论教学与实际动手实验相脱节的这一老大难问题, 并很好的将设计环节展现在教学中。
2 串联直流稳压电源电路整体设计分析
串联型稳压电路以稳压管稳压电路为基础, 利用晶体管的电路放大作用, 增加负载电流;在电路中引入电压负反馈使输出电压稳定;并且通过改变的反馈网络参数使输出电压可调。本文以具有放大环节串联型稳压电路为例进行分析, 如图1所示。
2.1 稳压设计原理
当由于某种原因 (如电网电压波动或负载电阻的变化等) 使输出电压U0升高 (降低) 时, 取样电路将这一变化趋势送到集成运放的反向输入端, 并与同相输入端电位UZ进行比较放大;集成运放的输出电压, 即调整管的基极电位降低 (升高) ;因为电路采用的射极输出形式, 所以输出电压UO必然降低 (升高) , 从而使UO得到稳定。
2.2 输出电压的可调范围
在理想运放条件下, 净输入电压为零, 即UN=UP=UZ, 则电位器滑到最上端时, 输出图2桥式整流电路电压最小, 为:
2.3 调整管的选择
根据电路中元件选择, 变压器二次侧电压有效值39.239 V, 桥式整流及电容滤波电路得到UI=2.1U2=2.1×39.239=47VV。调整管一般为大功率管, 因而选用原则与功率放大电路中的功放管相同, 主要考虑其极限参数
3 串联直流稳压电源电路模块设计分析
串联直流稳压电源电路如图1所示, 电路主要由整流滤波模块, 同相比例运算电路模块, 电压串联负反馈电路模块, 射极输出器模块组成。
3.1 桥式整流电容滤波电路
桥式整流电路工作原理如图2所示, 设变压器二次侧电压为, 当u2为正半周时, 电流由2点流出经1点到R1, 再经4点到达3点, 负载R1上的电压uo=u2;当u2为负半周时, 电流由3点流出经1点到R1, 再经4点到达2点, 负载R1的电压uo=-u2。输出电压的平均值为UO≈09.U2。
桥式整流电容滤波电路工作原理如图3所示, 当二次侧电压u2处于正半周并且数值大于电容两端电压uC时, 电流一路经负载R1, 另一路对电容C充电, 理想情况下uC=u2, 当2u上升到峰值后开始下降, 电容通过负载R1放电, 其电压uC开始下降, 趋势与u2基本相同, 但由于电容按指数规律放电, 所以当2u下降到一定数值后, uC的下降速度小于2u, 使得Cu大于2u, 从而导致二极管截止, 电容C继续通过R1放电, Cu按指数规律缓慢下降。, 当u2的负半周与以上原理相同。由图3中波形图可以看出, 经滤波后的输出电压不仅变得平滑, 而且平均值也得到提高。为了获得较好的滤波效果, 在实际电路中, 应选择滤波电容的容量满足RLC=3 (~) 5T/2的条件, 此时电容的耐压值应大于
3.2 同相比例运算电路
同相比例运算电路工作原理如图4所示, 左图中根据理想集成运放工作在线性区时, 满足“虚短”和“虚断”的概念,
右图中, 由基本原理可推到出
3.3 电压串联负反馈电路
同相比例运算电路和电压串联负反馈电路是一体, 但此电路承担两种功能, 工作原理如图4所示, 左图中由于R1是输入端与输出端的连接元件, 所以R1是反馈网络。其是从输出电压取样, 通过反馈网络得到反馈电压, 然后与输入电压相比较, 求得差值作为净输入电压进行放大, 故此反馈类型是电压串联负反馈。图6输出电压最大值与最小值由可得此反馈类型Ou仅仅决定于uI, 而与负载电阻无关, 因此, 可以将电路的输出看成为电压uI控制的电压源Ou, 且输出电阻为零。右图中电阻R2+R3′是反馈电阻并且类型是电压串联负反馈, 由:
可得Ou是uz控制的电压源, 稳定输出电压。
3.4 射极输出器电路
共集电极放大电路工作原理如图5所示, 共集电极放大电路是从发射极输出的, 所以简称射极输出器, 此电路的电压放大倍数
因此, uA小于1但近似等于1, 即|Uo|略小于|Ui|, 电路没有电压放大作用, 此外, Uo跟随Ui变化, 故电路又称为射极跟随器。
3.5 采样-电压比较-稳压-放大电路
采样-电压比较-稳压-放大模块也就是以上同相比例运算电路构成的电压串联负反馈电路、射极输出器电路综合体模块。主要采用集成运放构成了深度电压负反馈, 输出电阻趋近于零, 因而输出电压相当稳定。输出电压如图6所示, 输出电压通过三极管构成的射极输出器将其稳定, 其稳压电源可通过电阻R3调节其输出电压范围, 最大约为30 V, 最小1 0 V。
4 结语
由上述仿真结果可知, 先是具有放大环节的可调稳压电源电路整体设计思路作以分析, 然后对电路的每一模块进行详细的分析, 电路的元器件其取值都将影响稳压电源性能, 从变压、整流、滤波、电压比较、稳压到最终输出电压的可调, 体现了电路整个设计思想和工作原理, 结论与理论相一致。
现如今各高职院校在教学中, 仿真软件应用有两种形式:Multisim以一门单独EDA即电子自动化设计课程展开教学;《电子技术》课程在实验部分有所应用, (教材中以独立实验的特点编写, 但真正很少实现) 。问题所在:软件和实体没有有效的结合起来, 理论中电路原理教学没有应用到仿真软件, 不能快速有效提高学生理解能力;Multisim实验教学形同虚设, 在理论教学和实验教学中由于软件的配备、时间的分配等问题的存在不能够实现仿真教学;《电子产品组装与调试》作为一门基于工学结合的课程, 现还是试探和完善阶段, Multisim的应用还是个空白。
如果在教学中采用Multisim软件, 如以上串联直流稳压电源电路的分析过程, 可以解决以上的问题。仿真软件Multisim的引入, 能够快捷方便的搭建电路, 预测电路的结果;大大缩减理论知识的教学时间, 较短的时间将理论融会贯通, 提高学生对电路工作原理的认识与理解的能力;使整个教学环节有一个完整的工作过程, 即设计—焊接—组装—调试的过程, 更加完善工了学结合课程模式;为电路的改造和设计奠定基础, 为学生将来的可持续发展奠定基础。
摘要：本文采用Multisim软件对串联直流稳压电源电路进行分析, 仿真软件的引入, 能够快捷方便的搭建电路, 预测电路的结果;大大缩减理论知识的教学时间, 较短的时间将理论融会贯通, 提高学生对电路工作原理的认识与理解的能力;使整各教学环节有一个完整的工作过程, 即设计—焊接—组装—调试的过程, 更加完善工了学结合课程模式, 为电路的改造和设计奠定基础, 为学生将来的可持续发展奠定基础。
关键词：Multisim,直流稳压电源
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直流限流电路应用 篇4
电网联系日趋紧密及大容量发电机组接入使受端电网短路电流超标问题日益严重。各种限制短路电流措施在电网中的应用日趋成熟, 因此采用数学方法对其进行综合优化具备较好的可实施性。文献[1]提出了一种限制短路电流的电网结构优化调整算法。文献[2-5]对故障限流器的安装位置、数量及阻抗值进行优化。文献[6]利用线性化技术对开断线路和安装限流电抗器进行综合优化。文献[7]将限流措施配置问题描述成一个混合整数规划问题。文献[8]在考虑潮流约束的情况下, 建立了一种限流措施多目标优化模型。文献[9]基于网络分析法建立了限流方案的综合评价模型。
多回直流馈入是我国受端电网的另一个重要特征。理论分析和仿真计算发现, 多直流馈入受端电网面临的最大风险是电压稳定问题[10,11,12,13]。文献[14]提出了交直流系统网架结构评价的3种指标, 采用多馈入短路比作为电压强度指标, 用于评估受端系统对多回直流的电压支撑能力。文献[15]指出短路电流控制方案与多直流馈入电网电压稳定性之间具有较强相关性。文献[16]提出了一种基于故障限流器的电网动态分区技术, 在故障情况下利用故障限流器将电网自动分裂, 从而有效提升多直流馈入电网的稳定水平。
限制短路电流会改变受端电网的拓扑结构, 一方面降低了直流换流母线短路容量, 另一方面改变了各直流逆变站间的电气距离, 可能使多馈入短路比增大, 也可能使其减小, 从而影响交流系统对多回直流的支撑强度。因此, 对于多直流馈入电网的短路电流超标问题, 存在既可以将短路电流控制在合理范围内, 又能使多馈入短路比保持在较高水平的限流措施配置方案, 需要通过建立多目标优化模型来求取。目前针对限制短路电流优化的研究大多根据投资成本进行单目标优化, 未见有考虑限流措施对多直流馈入系统影响的相关文献。
针对协调解决短路电流超标和多回直流相互影响问题, 本文提出了一种适用于多直流馈入系统的限流措施优化配置方法。基于多馈入短路比的定义, 理论推导了限制短路电流措施对多馈入短路比的影响。在此基础上, 提出了能够反映限制短路电流成本及效果、网络联系紧密程度以及受端系统对多回直流支撑能力的目标函数。采用带精英策略的快速非支配排序遗传算法 (NSGA-Ⅱ) , 结合支路筛选策略, 寻找Parero最优的限流措施配置方案。
1 多馈入短路比分析
1.1 多馈入短路比定义
考虑交流系统短路容量、多回直流输电容量以及各直流逆变站间的电气耦合关系, 国际大电网会议组织 (CIGRE) 提出了多馈入短路比的定义[17]:
其中, δMISCRi为第i回直流的多馈入短路比;Saci为第i回直流的换流母线短路容量;Pdeqi为考虑其他直流影响的等值直流功率;n为直流回数;Pd i、Pd j分别为第i、j回直流的额定功率;δMIIF ji为多馈入相互影响因子, 它的定义为当在第i回直流的换流母线上施加微小的无功扰动时, 第j回直流的换流母线电压变化量ΔUj与第i回直流的换流母线电压变化量ΔUi的比值。
多馈入相互影响因子是决定多馈入短路比定义的关键, 它能够反映各直流逆变站间的电气耦合关系。δMIIFji越大, 则换流母线之间的电气距离越近, 换流母线j对换流母线i的参与度越强;反之, δMIIFji越小, 则换流母线之间的电气距离越远, 换流母线j对换流母线i的参与度越弱。
另外一种实用化的定义是根据阻抗矩阵元素来推导多馈入短路比[18]。假设在包含n回直流的多直流馈入系统中, 各回直流注入系统的电流分别为I1、I2、…、In, 则第j回直流对第i回直流的电压影响如式 (2) 所示。
其中, Zeqij、Zeqii分别为从各直流换流母线看进去的等值阻抗矩阵Zeq的第i行第j列、第i行第i列元素;Iij为第j回直流对第i回直流换流母线注入电流的影响。
由式 (2) 可得第j回直流对第i回直流的功率影响为:
其中, Ui为第i回直流换流母线的电压。
采用类似直流潮流法所用的简化条件, 即电力网络中各元件的电抗远大于电阻, δij数值很小, Ui≈Uj, 其数值接近1.0 p.u., 则式 (3) 可写为:
从而, 第i回直流的等值直流功率为:
由上, 多馈入短路比可表示为:
如果取换流母线额定电压为电压基值, 则有:
1.2 限制短路电流措施对多馈入短路比的影响
假设原网络有m个节点, 并包含n回直流, m阶阻抗矩阵Zm的前n行n列为换流母线, 当在该网络节点k与l之间追加阻抗为zkl的支路时, 根据支路追加法和式 (7) 可以得到新的多馈入短路比如式 (8) 所示。
其中, i, j=1, 2, …, n (n为直流回数) ;k, l=1, 2, …, m (m为网络节点数) ;Z′ij为追加支路后阻抗矩阵Z′m中第i行第j列元素;Zij、Zik、Zil、Zjk、Zjl、Zkk、Zll、Zkl分别为阻抗矩阵Zm中相应位置的元素。
多馈入短路比的变化量为:
式 (9) 的分母部分大于0, 假设网络阻抗矩阵元素均为纯感性电抗, 则可将式 (9) 的分子部分改写为:
开断线路相当于在节点k与l之间追加阻抗为zkl=-z的支路, 如图1所示[19]。由于线路电抗z通常远大于节点自阻抗, 则有:
加装限流电抗器相当于在节点k与l之间追加阻抗为zkl=- (z2+zΔz) /Δz的支路, 如图2所示[19]。同样有:
由Δ′表达式可以知道, 其大小由电网结构以及元件参数决定, 若Δ′>0, 则ΔδMISCRi>0, 若Δ′<0, 则ΔδMISCRi<0。限流措施一方面降低了换流母线短路容量, 另一方面改变了各直流逆变站间的电气距离, 从而可能使多馈入短路比增大, 也可能使其减小。这就说明, 存在既可以将短路电流控制在合理范围内, 又能使多馈入短路比保持在较高水平的限流措施配置方案, 需要通过建立多目标优化模型来求取。
2 限流方案多目标优化
2.1 数学模型
基于文献[19]的分析, 限流方案优化的决策变量包括表示限流措施是否投入的控制变量us和表示限流设备的具体参数变量zs。
目标函数f1为限流措施的总投资成本:
目标函数f2为系统中所有节点的短路容量裕度:
各变量含义可参见文献[19]。
短路容量能够反映系统各节点的抗扰动能力及网络关联强度[20], 文献[19]考虑采用限流措施尽量不破坏网络联系的完整性和紧密性, 因此取短路容量裕度最小为目标。同时, 为兼顾限流效果, 可根据工程经验指定短路电流控制上限。
目标函数f3衡量限流措施对多馈入短路比的影响, 能够反映交流系统对多回直流的支撑能力, 其值越大, 表明交流系统的固有强度越强。具体定义为所有直流换流母线的加权多馈入短路比:
其中, δMISCRi为第i回直流的多馈入短路比;ωi为第i回直流的权重因子。
对式 (6) 进行变形, 可得:
μ为计入多回直流相互影响之后, 第i回直流短路比nSCRi的扰动系数。μ越小, 多馈入短路比相对短路比的减小程度越大, 其需要提高的必要性越大, 则第i回直流在多直流馈入系统中的重要性越强。因此, ωi可有如下定义:
除上述目标函数外, 限流方案优化需满足的约束条件包括系统没有孤立节点, 潮流有功、无功平衡, 短路电流、支路功率、节点电压、限流设备参数不越限[19]。在此基础上, 本文增加一个约束条件, 即多馈入短路比不低于最小值。具体如式 (18) 所示。
其中, δMISCRmin为多馈入短路比下限, 其他变量含义可参见文献[19]。
此外, 限流方案还要满足N-1静态安全约束, 为简化问题求解, 本文的处理方法是, 在得到优选方案后对各种方案进行计算校核。
2.2 求解算法
多目标优化算法有3个主要的性能评价指标[21,22]: (1) 所求得的解要尽量接近Pareto最优解; (2) 要尽量保持解群体的分布性和多样性; (3) 求解过程中要防止获得的Pareto最优解丢失。与此对应, NSGA-Ⅱ算法有3个关键技术使其成为一种优秀的多目标优化算法, 即快速非支配排序、个体拥挤距离和精英策略, 具体算法流程参见文献[23]。
开断线路和加装限流电抗器是目前比较实用的2种限流措施, 因此, 本文采用这2种典型限流措施进行优化。考虑在同一支路上可能存在不采用限流措施、开断线路或加装限流电抗器这3种状态, 对种群中的N个个体进行整数编码, 如图3所示。每个个体由M位组成, zl是个体的第l位的值, 它可以是 (0, [zlmin, zlmax], zlmax+1) 中的任意整数。若zl取0, 表示在支路l上不采用限流措施;若zl取zlmax+1, 表示将支路l开断;若zl取[zlmin, zlmax]中的任意整数, 表示在支路l上加装阻抗值为zl的限流电抗器。
将式 (18) 的约束条件以罚值形式计入目标函数中, 构造如下适应值函数:
其中, W为罚值, 若式 (18) 的所有约束条件均得到满足, 则W=0, 若存在某一约束条件未得到满足, 则W为一充分大的正值。
综上, 多目标优化方法流程如图4所示, 支路筛选策略的详细计算流程参见文献[19]。其中, P0为t=0时的父代种群;ft、ft-30分别为第t代、第t-30代第1非支配层中所有个体的适应值的平均值;tmax为最大进化代数。
3 实际系统分析
编制了基于NSGA-Ⅱ算法的限流方案多目标优化程序, 以上海电网实际系统为例, 对本文方法的可行性和有效性进行验证。
考虑5%的裕度, 对于最大遮断电流为50 k A的断路器, 设定短路电流控制上限为47.50 k A;对于最大遮断电流为63 k A的断路器, 设定短路电流控制上限为59.85 k A。设定限流电抗器的阻抗值范围为0~10Ω;多馈入短路比最小值为2.5[24];开断线路的成本系数为kas=60、kbs=0, 加装限流电抗器的成本系数为kas=625、kbs=25[25]。
根据规划, 某年上海电网结构如图5所示。上海电网将有枫泾、南桥、华新、奉贤4个直流落点, 形成典型的多直流馈入受端系统。该系统的多馈入短路比如表1所示。
华新站、南桥站500 k V母线的三相短路电流分别为52.86 k A和49.33 k A, 均已超过断路器的短路电流控制上限 (47.50 k A) 。应用本文方法对上海电网进行限流方案多目标优化。根据支路筛选策略, 对网络中的所有线路, 按照综合限流措施灵敏度降序排列, 如表2所示, 选择灵敏度大于0.1的线路 (低于0.1的线路不具有竞争性) 形成降维决策变量集。
设定种群规模为100, 最大进化代数为100, 交叉率为0.9。表3给出了综合400次仿真计算的统计规律, 其中, 个体维数在全维时为46, 降维时为22, P为相应参数条件下每次计算求得的Pareto最优解与所有400次计算求得的Pareto最优解完全相符的概率的平均值。由表3可知, 在仿真计算中采用降维决策变量, 能够使算法具有较少的收敛代数和较好的收敛解;采用较大的变异率, 虽然使算法的收敛代数增加, 但是能够获得更接近Pareto最优解的收敛解。
采用降维决策变量和较大的变异率进行仿真计算, 某次优化在第30代时达到收敛。表4列出了部分具有代表性的Pareto最优方案, 对应的目标函数适应值如表5所示。由该表可知, 限流优化的总投资成本 (f1) 和短路容量裕度 (f2) 是互相矛盾的。以方案1和方案4为例, 方案1对应的总投资成本最小, 短路容量裕度最大;方案4对应的总投资成本最大, 短路容量裕度最小。这2个目标函数互相矛盾是由限流措施的特性决定的, 开断线路是限流效果最好、投资成本最低的限流措施, 但是会明显降低网络联系的紧密程度;加装限流电抗器具有较开断线路更平滑的限流效果, 能够在限流的同时尽量保持网络联系的紧密程度, 但是其投资成本较大。
方案2对应的加权多馈入短路比 (-f3) 最大, 并且较优化前的加权多馈入短路比 (27.0877) 也要大。仿真计算证明采用该限流方案后受端系统网架结构对多回直流的支撑能力得到加强, 相同故障下系统电压和直流功率的恢复速度在所有方案中最快。各限流方案对应的多馈入短路比及短路电流水平如表6、表7所示。计算校核表明, 以上限流方案均满足N-1静态安全约束。
与未考虑多馈入短路比的限流方案优化进行比较, 若只考虑限流措施总投资成本最小, 则优化结果为表4中的限流方案1;若只考虑保持网络联系的紧密程度, 则优化结果为表4中的限流方案4。这就说明, 采用本文方法不但可以提供限流措施总投资成本最小和网络联系紧密程度最强的限流方案, 而且能够提供受端系统网架结构对多回直流支撑能力最强的限流方案, 从而供决策者根据实际需求进行选择。
4 结论
直流限流电路应用 篇5
1 开关直流升压电路的基本原理
开关直流升压电路(The Boost Converter或者Stepup Converter)，是一种开关直流升压电路。输出电压高于输入电压，输出电压极性不变，基本电路图如图1所示。
开关管导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电流在电感中转化为磁能贮存;开关管关断时，电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正，此电压叠加在电源正端，经由二极管-负载形成回路，完成升压功能。
输出过流时，电路会采样开关管的峰值电流，减小占空比，导致输出电压下降。当输出电压降到输入电压时，过流保护不再受控，保护失效。另外输出过流点还会随着输入电压升高而变大。当输出短路时，输入电源会通过电感、升压二极管形成短路回路，导致电源故障。BOOST电路还有一个缺陷是不方便控制关闭输出，当控制芯片关闭，开关管截止时，输出仍然有电压，不像BUCK电路，很方便的将输出电压降到0 V。
2 热插拔控制器的基本原理
热插拔(Hot-Plugging或Hot Swap)即带电插拔，热插拔功能就是允许用户在不关闭系统，不切断电源的情况下取出和更换损坏的电源或板卡等部件，从而提高了系统对灾难的及时恢复能力、扩展性和灵活性。如果没有热插拔控制器，负载端的模块插拔时，会对电源产生浪涌电流的冲击，影响电压的稳定与电源的可靠性。这个问题可通过热插拔控制器来解决，热插拔控制器能合理控制浪涌电流，确保安全上电间隔。上电后，热插拔控制器还能持续监控电源电流，在正常工作过程中避免短路和过流。
3 关键电路设计与实例
3.1 电源要求
电源实例如图2所示，其中的电源输入9～18 V，额定输出28 V/1.2 A，过流保护1.5 A。
3.2 电路简介
这是一款用了TPS2491热插拔控制芯片的升压电路，带有输出过流短路保护，当遥控端CTL接地时，电源进入待机模式，输出为零。
热插拔控制器包括用作电源控制主开关的N沟道MOSFET、测量电流的检测电阻以及热插拔控制器TPS2491三个主要元件，如图2所示。热插拔控制器用于实现控制MOSFET导通电流的环路，其中包含一个电流检测比较器。电流检测比较器用于监控外部检测电阻上的电压降。当流过检测电阻上产生50 mV以上电压的电流将导致比较器指示过流，关闭MOSFET。TPS2491具有软启动功能，其中过流基准电压线性上升，而不是突然开启，这使得负载电流也以类似方式跟着变化。
TPS2491内部集成了比较器及参考电压构成的开启电路用于使能输出。比较器的开启电压为1.35 V，关闭电压1.25 V，有0.1 V的滞差保证工作的稳定。通过分压电阻精确设定了使能控制器所必须达到的电源电压。器件一旦使能，MOSFET栅极就开始充电，这种电路所使用的N沟道MOSFET的栅极电压必须高于源极。为了在整个电源电压(VCC)范围内实现这个条件，热插拔控制器集成了一个电荷泵，能够将GATE引脚的电压维持在比VCC还高10 V的水平。必要时，GATE引脚需要电荷泵上拉电流来使能MOSFET，并需要下拉电流来禁用MOSFET。较弱的下拉电流用于调节，较强的下拉电流则用于在短路情况下快速关闭MOSFET。
热插拔控制器还有一个模块为定时器，它限制过流情况下电流的调节时间。选用的MOSFET能在指定的最长时间内承受一定的功率。MOSFET制造商使用图3标出这个范围，或称作安全工作区(SOA)。
定时器还决定控制器自动重启的时间，故障导致关闭MOSFET，经过16个振荡周期后，芯片重新使能输出。
3.3 设计过程
保护电路参数设定分几步：
(1)过流采样电阻
过流动作点为1.5 A左右。
(2)MOSFET的选型：耐压要大于输入电压和瞬态过冲，并放一定余量;选择RDSON(MAX)。
TJ(MAX)一般取125℃，热阻RθJA取决于管子的封装、散热的方式。
(3)选择MOSFET的PLIM
MOSFET在启动或输出短路时会有极大的功率消耗，限制PLIM可以保护管子防止温度过高烧毁。通过3脚PROG电压的调节，设定PLIM的大小：
TJ(MAX)2一般取150℃，RDSON为MOSFET最高工作温度时的导通电阻。
式中VREF为4 V。实际选用MOSFE为AOL1242。
(4)选择CT
选择合适的电容，保证输出启动时能完成输出电容的充电且不引起故障保护的动作。
(5)选择使能启动电压
EN端启动电压为1.35 V，关闭电压为1.25 V。利用此引脚，可以做输入欠压保护;设计分压电阻为240 kΩ和13 kΩ，开启电压为26.3 V，在24.3 V时关闭。
(6)其他参数
GATE驱动电阻，为了抑制高频振荡，通常取10Ω;PG端上拉电阻，保证吸收电流小于2 mA，在本设计中不需要，悬空处理;Vcc端旁路电容，取0.1μF。
电源使能端串联一个二极管BAV70，低电平时可以关闭升压电路和电源输出。
4 测试结果和各测试点的工作波形
测试结果为过流保护动作点：1.45 A;输出长期短路无损坏，短路去除恢复输出;遥控端使能工作正常。
上电时各个测试点波形如图4所示。
图4中CH2是升压后的电压，当输入加电，升压电路立即工作，很快达到28 V。为了防止后极负载的浪涌电流对MOSFET的冲击，可以看到驱动电压(CH1)是缓慢上升的，输出电压(CH3)也是跟随缓慢上升。在启动过程中，很明显看到MOSFET的驱动电压不高，MOSFET工作于线性区，同样可以抑制输出端电流的增大，有效保护MOSFET在启动过程中不过载。
正常工作时的各点电压如图5所示。由图5可以看到，正常工作时，输出电压(CH3)等于升压后的电压(CH2),MOSFET驱动电压(CH1)比输出电压高了14 V，可以保证MOSFET良好导通，降低热耗和压差。
当负载过流或短路时的波形如图6所示。由图6可以看到，当输出过流或短路时，MOSFET驱动电压(CH1)迅速下降，导致输出电压(CH3)跟着下降，有效的保护电源的安全。经过2 s的重启周期后，驱动电压有个小小的试探电压，如果故障仍然存在，重启不成功，驱动电压又恢复到零。反之重启成功，正常输出。如图7所示。
5 结语
实践证明，基于TPS2491热插拔控制器的保护控制电路具有电路简单可靠，应用方便的特点。本电路应用于开关直流升压电路中，完美解决了原来没有输出过流短路保护以及不能遥控输出的缺陷，收到了良好效果。
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