模拟量输入（精选4篇）
模拟量输入 篇1
随着国网公司智能变电站试点工作的展开, 小模拟量输出的电子式互感器及小模拟量输入电能表也已经在系统中得到应用。 传统的互感器其输出为100 V或100/姨3及5 A或1 A,而电子式互感器模拟信号输出量均为电压量,其量值在几十毫伏到几伏之间[1]。 因此传统的电能表检定装置对小模拟量输入电能表而言已经不适用。 需要研制一种小模拟量输入电能表检定装置, 完成小模拟量输入电能表从实验室到现场的一整套测试工作。
1 技术原理
小模拟量输入电能表检定示意图如图1所示。 新型检定装置采用“标准源法”,其核心装置是三相小模拟量标准功率源。 三相小模拟量标准功率源可以产生标准的模拟小电压信号, 且内置标准电能脉冲发生器和电能脉冲误差比较器, 可以直接接收被检表发出的电能脉冲并计算出电能误差。
目前仪器检定多采用“标准表法”,即用一个功率源同时加载于被检仪器和标准仪器上, 比较2种仪器测量值之差,从而得出被检仪器的误差。 如图1所示, 新型检定装置采用“标准源法”,在检定过程中不再需要标准表。 在精度范围内, 标准源的设置值即为标准值。 采用“标准源法”节省了标准表的制造、运输、维护和操作。 且容易实现自动检定系统, 使检定工作更简单。 对单相系统或三相系统线间的单相电子式电压互感器及三相电子式电压互感器, 其二次模拟量电压输出的额定值为:1.625 V,2 V,3.25 V,4 V,6.5 V。 用于三相系统线到地的单相电子式电压互感器, 其二次模拟量电压输出的额定值为上述额定值值除以姨3[2]。 电子式电流互感器的二次模拟量电压输出的额定值为:22.5 m V,150 m V,200 m V,225 m V,4 V[3]。 三相小模拟量标准功率源可以模拟不同电子式电压互感器和电子式电流互感器的额定二次电压输出。
2 硬件设计
三相小模拟量标准功率源的硬件框图如图2所示。主要由数字信号处理模块、基于现场可编程逻辑门阵列FPGA的控制模块、人机接口、通讯接口、数模转换模块、功率放大器和电源电路组成。
数字信号处理器为基于一款单指令多数据内核制成,支持32位定点和32/40位浮点算法格式,支持400 MHz内核时钟速度; 为大幅提升系统的整体性能 ,内置了有限长度和无限长度冲击响应滤波器以及傅里叶变换加速器等额外的处理模块。 利用数字信号处理单元的快速浮点数计算能力, 实时计算6路信号每个周波的波 形数据 , 能保证输 出正弦波 波形失真 度在0.05%以内。 该数字处理单元提供提供的人机接口和通讯接口,可以与控制模块实现无缝连接接口。控制模块采用双寄存器逻辑和一系列丰富的内置系统级模块。为保证输出正弦波形的频率稳定,利用FPGA中的锁相环产生的精密时钟信号来同步6路数模转换器。 另外,其锁相环可消除时钟歪斜和占空比失真,可实现低抖动时钟控制,其频率综合器可实现倍频、分频和调相。 人机接口由液晶显示器、面板按键、鼠标、键盘组成。 通讯接口由以太网和RS232构成。
操作时, 通过面板按键等输入设备或以太网远程通讯方式,输入6路交流信号的频率、幅值、相位以及谐波等电参量到数字信号处理器, 信号处理器对电参量进行归一化处理, 按照等周期采样计算和离散量化处理6路波形数据,并把数据按顺序发给控制模块,并同时发送频率值给。控制模块根据频率值,通过内部数字锁相环输出一个精密时钟信号[4],把6路波形同时送到数模转换器。 通过功率放大电路输出所需要的6路交流信号。
3 软件设计
新型三相小模拟量标准功率源的嵌入式软件设计分为信号处理软件设计和控制模块软件设计。 其中数据信号处理系统程序框图如图3所示。 软件主要用C语言编写。主程序里,信号处理模块对电参量进行归一化处理, 对一个周波的6路波形进行等周期采样计算和离散化处理, 然后把离散的波形数据发送给控制模块,并通知控制模块新的波形数据已经更新,每个周期循环一次。 人机接口和通讯接口部分采用中断方式处理。 控制系统采用Verilog HDL设计,主要实现与信号处理单元的数据通讯接口, 该接口用于接收6路波形数据和频率值。 根据频率值利用全数字锁相环产一个同步时钟信号,用于同步6路模数转换器。
4 小模拟量信号抗干扰设计
小模拟量输入电能表检定装置中的小模拟量信号幅值比较小,最小可到毫伏级。小模拟量信号在产生和传输过程中容易受到各种噪声干扰。 这些干扰有的来自工作现场的电磁干扰或射频干扰, 也有功率源内部其他电路产生的电磁干扰, 噪声信号往往会有多种频率成分,严重时会影响输出精度。为了减少噪声信号对校验过程的影响,可以采用以下几个措施,滤除或减小干扰噪声,提高系统的信噪比。
4.1 从供电系统上消除干扰
功率源的数字部分和模拟部分采用隔离供电方式,数模转换的数字信号通过电容隔离芯片进行隔离。 这样能防止高频数字信号通过公共电源回路干扰小模拟量信号。 因为模拟信号与数字信号相比对电源纹波更敏感, 所以模拟部分的电源采用具有低噪声和高电源纹波抑制性能的低压差线性稳压器。 该模拟线性稳压器能够抑制来自上游电源和下游负载的噪声, 而且自身不增加噪声, 是为敏感模拟电路供电的理想电源器件。
4.2 从器件选型上控制干扰
一般数模转换器的内部电压参考基准温漂系数比较高, 因此必须选用低温漂系数的外部电压参考基准芯片来配合高精度数模转换器。 为了最大程度地降低运算放大器的失调电压和漂移,消除1/f噪声,以实现最佳的信号调理。必须选择零漂移精密运算大器,本设计使用的业内目前噪声最低的斩波放大器, 具有0.3 μV失调电压、0.002 μV/℃失调电压漂移、158 d B共模抑制和150 d B电源抑制。 适用于要求高增益放大低水平信号的应用和低噪声精密应用。除了有源器件,选择电容、电阻、电位器等无源器件时,要特别注意这些无源器件的容差、温度、寄生效应。 本设计中的精密积分器中的电容使用NPO陶瓷电容,它的温度漂移可以达到每摄氏度0.000 3%。 电阻的温度系数必须严格匹配,选用热阻较低的同一批次的电阻。
4.3 合理的接地系统和屏蔽系统
众所周知,仪表系统的接地分为保护接地、系统接地和屏蔽接地。 要获得精确的测量值除要求仪表本身具有较高的精度外, 更重要的是系统应有良好的接地系统[5]。 功率源选择屏蔽机箱,这样可以非常有效地防止外部电磁干扰和射频干扰影响其内部模拟电路工作。 在屏蔽机箱开口的地方:如显示器、开关、按键、旋钮、连接器等部分,要合理地使用导电垫片、网屏和涂料。 穿过屏蔽机箱的所有电缆、走线、连接器都应该用环绕金属屏蔽体包裹, 并且该屏蔽体应该在入口点处连接到屏蔽机箱上。 本功率源设计时采用混合接地技术。 要求功率源的屏蔽机箱通过3芯电源线可靠接大地。 功率源内部的模拟信号地通过0.01 μF低电感陶瓷电容接屏蔽机箱, 这样可以提高模拟信号抗高频信号的干扰能力。 6路模拟信号在屏蔽机箱外通过屏蔽双绞线进行传输, 双绞线的屏蔽层通过屏蔽连接器接屏蔽机箱。在双绞线远端(即小模拟量输入电能表端), 也要通过0.01 μF低电感陶瓷电容接地, 这样即可提供高频接地又阻止低频线路电流在屏蔽体中流动避免构成低频接地环路。
5 结束语
本文提出了一种新型小模拟量输入电能表检定装置的设计方案, 讨论了其核心装置三相小模拟量标准功率源的软硬件设计方法, 并详细讨论了小模拟量信号抗干扰设计方案。 利用该检定装置可以完成小模拟量输入电能表从实验室到现场的一整套测试工作。 为有效地校验和检定各种小模拟输入电能表提供了新的手段。
摘要：随着小模拟量输出电子式互感器的推广应用,小模拟量输入电能表应运而生。与传统电子式电能表不同,小模拟量输入电能表的输入为6路电压信号,传统电子式电能表检测装置已不适用于该种电能表。文中设计了一种适用于小模拟量输入电能表的检定装置,介绍了检定装置的技术原理、硬件和软件设计,重点阐述了小模拟量信号抗干扰的设计方法。
关键词：小模拟量输入电能表,检定装置,抗干扰
参考文献
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模拟量输入 篇2
关键词：智能变电站,数字量输入式合并单元,白噪声,数字滤波,暂态性能
0 引言
随着科学技术以及社会经济的发展,智能变电站日新月异,成为工业界和学术界关注的热点[1,2,3,4,5]。数字化采样作为智能变电站的重要特征,与保护、测控、计量等环节息息相关,关系到变电站的安全运行与可靠监控。
数字化采样主要由合并单元完成,目前有两种方式:模拟量输入式合并单元配合传统互感器;数字量输入式合并单元用于电子式互感器。两种方式各有特色,均得到了较为广泛的应用[6,7,8,9,10,11,12,13]。
作为随机过程,白噪声或多或少地存在于数字化采样环节。若幅值过大,将会影响采样的波形及精度。对于模拟量输入式合并单元,需优化硬件电路,以降低白噪声的影响。对于数字量输入式合并单元,由于自身并不具备采样的硬件回路(其采样值来源于电子式互感器输出的通信报文),若需合并单元处理白噪声,则需采用软件算法。
本文针对数字量输入式合并单元,分析了数字化采样的白噪声,给出了相应的处理方法及滤波效果,并评估了滤波算法对暂态性能的影响,具有一定的参考价值。
1 波形分析
系统框图如图1 所示,其中电子式互感器采集单元以9-2 LE通信协议输出采样数据,采样率为每周波256 点;合并单元将采样数据插值成每周波80点,并以9-2 通信协议输出。
电子式互感器参数如下:额定电流(保护、测量复用)1 000 A,采集单元固定延时365 μs。
试验时发现,电子式互感器输出的采样值具有较大的纹波,图2 给出了加载92 A电流时的采样值波形。
断开外部激励量,此时采样波形如图3 所示。对该采样数据进行FFT分析,如图4 所示,其中纵坐标为各次谐波的幅值。不难发现,即使不加载电流,电子式互感器的输出波形也有较大的白噪声,遍布0~6400 Hz整个频带。该噪声由电子式互感器采样系统产生,与外部加载的激励量无关。
2 白噪声处理
对于白噪声的处理,有两种方案:
(1) 优化电子式互感器的采样回路,在白噪声产生的源头加以削弱;
(2) 采用一定的软件算法,通过合并单元对采样波形进行处理。
两种方案各有针对性,本文着重讨论方案2。
2.1 白噪声的叠加方式
由图1 不难发现,本系统存在采样率转换,电子式互感器的采样率为12 800 Hz(每周波256 点),合并单元输出的采样率为4 000 Hz(每周波80 点)。
这种情况下,根据Shannon采样定理,白噪声主要通过两种方式来影响合并电压的采样值输出:
(1) 0~2 000 Hz的分量,直接叠加到正常波形;
(2) 2 000~6 400 Hz的分量,通过频率混叠,叠加到0~2 000 Hz。
无论哪种方式,均会对正常波形产生影响,需要加以处理。
2.2 滤波器设计
针对白噪声,信号处理领域的专家、学者提出了多种办法[14,15,16,17]。考虑算法复杂度等因素,本文采用数字滤波的方法。
由于白噪声分布在全频段(0~6400 Hz),任何滤波算法都无法取得完美的效果。考虑到有效信号均位于低频段,本文采用低通滤波。
数字滤波算法可以分为两大类:无限长单位冲激响应(Infinite Impulse Response, IIR)滤波器、有限长单位冲激响应(Finite Impulse Response, FIR)滤波器[18]。由于FIR不存在零之外的极点,一定是稳定的,本文采用FIR滤波器。
FIR滤波器的迭代公式及传递函数分别如式(1)、式(2)所示[19,20]。
其中,n为滤波器阶数。一般而言,阶数越高,滤波效果越好,但延时时间也会增加。
延时时间的计算公式如式(3)所示。式中,fS为采样频率。
综合考虑延时时间、滤波效果等因素,设计了参数如表1 所示的8 阶滤波器,其延时时间为312.5 μs。
该滤波器的幅频响应曲线如图5 所示。不难发现,该滤波器对高频段的信号具有较好的滤波效果;对低频段,尤其0~0.7 k Hz(如图6 所示),几乎不会产生幅值衰减。
该滤波器对直流分量及各次谐波的幅值增益如表2 所示。
合并单元接收到采集单元的256 点数据后,先进行滤波算法,再插值成80 点数据输出。
采集单元固定延时(365 μs) 、 滤波器延时(312.5 μs)等环节将逐级累加,加之合并单元内部的处理延时,最终合并单元输出9-2 数据的延时时间为785 μs。
延时时间存储于9-2 报文的第1 通道,保护、测控等接收装置将根据此信息进行采样数据调整与同步,以补偿数据延时。
2.3 滤波效果
滤波后的波形如图7、图8 所示。不难发现,经过滤波算法,采样波形有了较大改善。
对图8 所示的数据进行FFT分析,如图9 所示。从FFT分析结果可以看出,经过滤波算法,高频段的噪声得到了较大抑制。
合并单元输出时,滤波的输出还要经插值算法(256 点插值为80 点),其波形如图10、图11 所示。
从上述波形可以发现,经过软件算法的处理,采样波形达到了预定效果。
3 暂态性能评估
暂态过程作为电力系统的重要运行状态之一,与继电保护等环节密切相关。因此,需要评估滤波算法对暂态性能的影响。
这里重点分析非周期分量衰减时间常数、最大峰值瞬时误差等暂态性能指标。
3.1 非周期分量衰减时间常数
非周期分量衰减时间常数的模拟输入波形如图12 所示。
非周期分量衰减时间常数计算公式为[21,22]
其中:I5为第5 波峰的峰值;Ip为稳态电流峰值;ln为自然对数函数。原始波形的衰减时间常数为100 ms。
经过低通滤波及插值后的采样波形如图13、图14 所示(已补偿延时)。
由公式(4)计算出处理后的非周期分量衰减时间常数为100 ms。显然,滤波算法不会影响非周期分量衰减时间常数。
3.2 最大峰值瞬时误差
最大峰值瞬时误差的模拟输入波形如图15 所示,故障类型为永久性故障20 倍大电流。
最大峰值瞬时误差计算公式为[23]
式中:iδ为最大瞬时误差电流;Ipsc为暂态的额定一次短路电流。
经过低通滤波及插值后的采样波形如图16、图17 所示(已补偿延时)。
由公式(5)计算处理前后的最大峰值瞬时误差为0.07%,几乎可以忽略。
基于上述分析,本文设计的数字滤波器不会影响系统的暂态性能。
4 结语
模拟量输入 篇3
关键词：可编程逻辑控制器,开关量输出,模拟量输出,PWM脉宽调制,占空比,RC时间常数
0 引 言
PLC已被广泛应用于工业生产,而模拟量控制也已不可或缺,如今主流的PLC均具备模拟量输出模块选件,但一个模块至少需要千元左右,对于只需少量模拟量输出点且转换精度要求不高的系统,如冷却系统风机变频调速系统、供水系统压力控制系统、输送机械变频调速系统等,则显得成本较高。如果采用脉宽调制(PWM)技术,基于现有的PLC晶体管开关量实现模拟量输出,在满足控制要求的同时,可大大降低控制系统成本。
本研究以西门子S7-300、S7-200及三菱FX系列PLC为例,介绍采用PWM技术实现利用PLC晶体管开关量输出模拟量的方法。
1 PWM脉宽调制技术介绍
PWM技术被广泛应用于从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中[1]。在本研究中,希望通过采用脉冲周期固定、调整脉冲宽度大小的方法,实现一个与脉冲宽度成线性关系的模拟量输出。开关量输出与模拟量输出的波形图如图1所示。图1(a)中,T0为脉冲周期宽度,是一个固定值,T1为开关量输出脉冲宽度,是一个可控的变化值,Δt=T1/T0为脉冲占空比,即输出导通时间占脉冲周期时间的比例[2],输出关断时,占空比为0%,输出始终导通时占空比为100%;图1(b)中,模拟量输出的大小是随着开关量输出占空比大小的变化而变化的,理想的模拟量输出Uout=Umax×Δt,即输出与占空比成线性关系。
2 输出平滑电路
开关量输出必须配合使用平滑电路,才能实现与占空比成线性关系的模拟量输出。同时,由于受频率特性限制,PLC开关量输出必须是晶体管输出类型。一典型的平滑电路如图2所示[3]。图中,当由共发射极输入端输入时,适用于三菱FX系列等共发射极输出的PLC使用,而增加虚线框内的元件后,由共集电极输入端输入,则适用于共集电极输出的西门子等PLC。
2.1 工作原理
以共发射极输入为例,电源经稳压管稳压后保持在10 V,当输入端IN为低电平时,T1导通,T2关断,电源经T1和电阻R对电容C充电,电容C两端电压慢慢上升,直至上升到电源电压;当输入端IN为高电平时,T1关断,T2导通,这时电容C通过电阻R和T2放电,电容C两端电压慢慢下降,直到为零。由输入端IN的高、低电平控制T1和T2的交替导通和断开,输出端电容C不断地经电阻R进行充、放电,使其两端的直流电压保持在一个相对平衡的值。当T1导通时间加长而T2导通时间缩短时,电容C的充电时间加长,放电时间缩短,电容C两端电压较高;反之,当T1导通时间缩短而T2导通时间加长时,电容C的充电时间缩短,放电时间加长,电容C两端电压较低;当IN始终保持在高电平时,即占空比为0%,T1保持关断,T2保持导通,电容C始终处于放电状态,直至电压为零,而IN始终保持在低电平时,即占空比为100%,T1保持导通,T2保持关断,电容C始终处于充电状态,直至电压为电源电压。电容C两端的电压与充、放电时间的比值基本成线性关系,因此,控制T1、T2的导通和关断时间比例,即输入脉冲信号的占空比,可控制电容C两端电压的大小,即:
Uc=Umax×Δt=10 V×Δt (1)
2.2 主要参数选择
电路能否正常工作,关键取决于以下两个因素:
(1) 充放电电阻R和电容C的值。时间常数t=R×C必须远大于脉冲信号脉冲周期T0,一般取10倍以上。时间常数太小时,电容C两端电压不稳,有明显的脉动,但也不能太大,过大会造成线路响应时间太长。
(2) 脉冲信号频率不能太低。频率降低,T0增大,势必要求增大RC时间常数,电容C容量加大,体积会变得很大,同时造成电容C两端电压脉动明显。由于受限于PLC的性能,脉冲信号的频率不可能很高,根据实际经验,一般以不低于8 Hz为宜,上限则取决于PLC的性能。
3 PLC设置及控制程序
3.1 有专用脉宽调制指令的PLC
西门子S7-200系列PLC有两个PTO/PWM发生器,能建立高速脉冲输出串(PTO输出,脉冲周期可以改变,占空比为50%)或高速脉冲宽度可调节的波形(PWM输出,输出脉冲周期和占空比可以改变)[4,5,6],三菱FX系列PLC也具有专用的脉宽调制指令,实现比较简单。
以三菱FX系列PLC为例,其脉宽调制指令为FNC58(PWM),用于Y000和Y001输出控制(即最多可控制2个点),由于三菱FX系列PLC为共发射极输出,平滑线路PWM脉冲信号须从共发射极输入端输入。指令应用如图3所示。
S1—脉宽T1设定值,0～32 767 ms;S2—脉冲周期T0设定值,0～32 767 ms(图中为50 ms);D—输出端,Y000或Y001.
例:在输出端Y000输出一个20 Hz,占空比为20%的脉冲信号。应设定为:
S2=50 ms,即频率f=1 000 ms/50 ms=20 Hz;S1=10 ms,占空比Δt=S1/S2=20%;分辨率为1/50。当用此设置控制某一最高运行频率为50 Hz的变频器时,理想的频率控制最小单位为1 Hz。
3.2 无专用脉宽调制指令的PLC
西门子S7-300、S7-400等PLC并无专用的脉宽调制指令,但通过循环中断程序(定时中断)也能实现PWM输出。S7-300 PLC的实现方法如下:
(1) 硬件设置。修改CPU设置cyclic interrupts中OB35的循环中断时间[7],这个时间需根据PWM脉冲频率及模拟量输出的分辨率而定,循环中断时间太长,则造成频率太低或分辨率太低,而循环中断时间太短,会使CPU负担太重。以4 ms为例,每1 s内CPU调用OB35的次数为1000 ms÷4 ms=250次,若分辨率要求为1/25,则频率为250÷25=10 Hz。
(2) 控制程序。基于S7-300/400 PLC实现的PWM控制程序如图5所示。
①插入OB35程序块,并在该程序块中加入CALL FC1指令(FC1功能块用作PWM控制程序)。
②以循环中断时间为4 ms,分辨率为1/25为例,其中中间继电器M100.0启动PWM输出,Q4.0作脉冲输出点,DB1.DBW0为脉冲周期计数器,DB1.DBW2为占空比设置值,在FC1中输入如图5所示程序。若在DB1.DBW2中设置为20,程序运行后,置位M100.0,则在Q4.0上输出频率为10 Hz、占空比Δt=20÷25=80%的脉冲信号,经平滑电路处理后,在电容器C上得到理想的模拟信号大小为:
Uc=Umax×Δt=10 V×80%=8 V。
4 应用实例
以杭州发动机有限公司从美国应达公司进口的12.5T保温电炉为例,其逆变电源冷却水要求额定温度为33 ℃,最低不得低于25 ℃,最高不高于69 ℃,冷却水系统由杭州发动机有限公司自行设计配套。为了满足冷却水温度要求,其冷却塔风机采用变频控制,根据水温调节冷却塔风机转速。具体配置如下:
(1) 硬件配置。PLC采用三菱FX1N-40MT-001;温度检测为电炉配套的5个冷却水温度检测开关,接入PLC输入点,分别设置为25 ℃、31.5 ℃、33 ℃、34.5 ℃、40 ℃,其中25 ℃为低温报警点,40 ℃为高温报警点;变频器选用三菱FR-A140E-7.5风机专用变频器。
(2) 参数设置。运行频率控制设置为模拟量0～10 V,最高运行频率52 Hz,模拟量信号由PLC的Y0采用PWM脉宽调制输出后经平滑电路提供,脉冲周期设置为100 ms(S2为100,即脉冲频率10 Hz),占空比设置值则根据冷却水温度自动调整,分辨率为1/25(即S1的最小单位为4 ms),Y2用作变频器运行控制信号。
(3) 工作数据。实际测试的运行数据如图6所示。由图中可以看出实际模拟量输出信号线性较好。由于晶体管饱和压降的缘故,当占空比为0%时,实际输出并非为零,而是0.359 V,在变频控制使用中,太低的频率段并无实用价值,因此,该缺陷对实际应用没有影响;当占空比为100%时,实际输出为9.7 V,由于变频器最高频率设置为52 Hz,变频器实际运行的最高频率为:
Fmax=Uc×52÷10=9.7×52÷10=50.4 Hz,基本接近电动机额定运行频率。
5 结束语
与模拟量输出模块相比,采用PWM控制方法输出的模拟量在实际应用中有一定的局限性,如分辨率低,线性度较差,但仍不失为一种实现模拟量输出的方法,特别是在一些项目总价较低的场合,更具有其应用价值。随着电子技术的发展,PLC运行速度日益提高,采用PMW技术实现模拟量输出,其分辨率及线性度水平将得到很大突破。
参考文献
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模拟量输入 篇4
(一)开关量定义
开关量是指非连续性信号的采集和输出,包括遥信采集和遥控输出。它有1和0两种状态,这是数字电路中的开关性质,而电力上是指电路的开和关或者说是触点的接通和断开。
(二)模拟量定义
模拟量是指连续的电压,电流等信号量,模拟信号是幅度随时间连续变化的信号。其经过抽样和量化后就是数字量。
二、开关量与模拟量在锅炉主保护中的应用举例
开关量测点炉膛压力低低三取二输出为数字量,通过输出值0或1判断其是否满足动作条件;模拟量测点锅炉给水流量低值判断,是将补偿计算值与定值比较判断后输出0或1,再通过三取二模块逻辑判断输出,具体实现如下说明:
1)炉膛压力低低保护:取就地三个压力开关常闭节点,通过硬线将开关量信号送入FSSS控制站的不同DI卡件,然后通过三取二逻辑判断输出。
2)给水流量低低:就地三个差压变送器通过硬线,将模拟量信号送入相应控制站的不同AI卡件,通过逻辑组态计算出流量,经过比较模块作出判断,输出数字量;再经过相应控制站不同DO卡件输出,通过硬线送到FSSS控制站的不同DI卡件,最后通过三取二逻辑判断输出。
通过上述主保护开关量与模拟量逻辑判断比较,可以看出各有利弊。如炉膛压力低低保护,直接通过就地送入FSSS控制站,响应速度相对模拟量比较稍快,并且可避免中间DO卡件故障导致信号不来的可能性。但是开关量不能实时监视炉膛压力,而且开关本身故障时无法判别,只能在校验时发现其值是否偏离,切换差是否符合要求。相反,给水流量低低就不存在这种情况,通过模拟量测量不仅可以实时显示给水情况,并且故障时可以通过测量参数立刻反应,这样儿就能及时处理;但其存在中间环节可能导致信号检测不到的弊端;由于存在中间环节及多一次的逻辑组态致使模拟量保护信号相对于开关量稍慢,但是这个时间差的影响微乎其微。
三、模拟量优于开关量
随着仪表技术和DCS技术的飞速发展,仪表、DCS系统及系统相应卡件的可靠性越来越高,所以上述模拟量存在的问题都可以解决。但是开关量依然不可避免的存在局限性,所以本人认为现场采用模拟量要远远优于开关量,下面就个人经历及查阅的资料进行说明。
国华呼伦贝尔电厂:C真空泵补水电磁阀自动开条件改造前只通过开关量进行控制,由于就地开关量信号无法监视真空泵汽水分离器实时液位,所以信号来时不能确定其是否准确,或者直接无信号,这就导致液位低电磁阀不动作;改造后采用真空泵汽水分离器液位低(开关量)或真空泵汽水分离器液位低(<70mm),这样既达到了联锁作用又达到了监视作用,改造截止目前应用效果很好。
国华呼伦贝尔电厂高低加控制逻辑中也均采用模拟量判断来实现,开关量取消,实际效果显著;另外磨煤机保护条件中密封风与一次风差压大就地也是采用差压变送器进行测量,逻辑组态中将实时测量差压模拟量通过逻辑判断输出开关量,再逻辑3取2输出作为磨煤机跳闸条件。
通过咨询大唐乌纱山电厂、国华锦界、华润徐州电厂等,采用模拟量逻辑判断输出作为联锁、保护条件的控制系统,效果稳定可靠。尤其是大唐乌纱山电厂除了主保护采用开关量,其他联锁、保护条件均采用模拟量逻辑判断输出数字量来实现,效果很好。另外大唐乌纱山磨组密封风与一次风差压也是采用差压变送器测量,磨组运行期间通过实测参数趋势多次提前发现测点取样管路堵塞现象,采取紧急措施进行吹扫,避免磨组跳闸。
通过现场维护经验和上述案例来看模拟量可以实时监测测量数据,通过数据可以提前判断测点取样是否有堵塞现象或仪表是否有故障,采取紧急措施提前处理,防止设备误动或拒动。而开关量测量只有实测值达到仪表设定值才会触发其动作报警,不能提前防范而使保护动作。从现场实践情况来看采用模拟量测量可靠性明显高于开关量,由于模拟量测量可以提前发现设备是否故障,测量参数是否异常可以有效防止设备误动或拒动。
四、模拟量取代开关量做保护逻辑设想
就鸿电二期现场而言,可将现有的逻辑:如炉膛压力低、磨煤机密封风与一次风差低、火检冷却风与炉膛差压低等均为开关量的保护或联锁条件进行改进。
由于上述均是3取2判断,本人认为可以采用两个开关量与一个模拟量组合、两个模拟量与一个开关量组合或者均为模拟量,这样不仅可以实时监视相关参数,而且通过模拟量可以做出报警、联锁、跳闸条件所需要的信号,就可以直接减少仪表的安装数量,这是开关量仪表无法达到的。
通过咨询一些电厂,就磨煤机密封风与一次风差压保护条件来讲,大多数电厂都是采用模拟量判断,现在模拟量仪表、DCS的可靠性完全可以满足辅机保护,那么就可以满足主保护,因此本人认为主保护条件为开关量的也可以改成模拟量,也确信模拟量取代开关量会是一种趋势。
五、结论