输入电路

输入电路（精选6篇）

输入电路 篇1

引言

电子设备只有在额定电压、电流下才能长期稳定工作, 因此需要设计相应的监测、保护电路, 防止外部输入电压或者负载出现异常时造成设备损毁。工频交流电压、电流的大小, 通常是利用它的有效值来度量的。有效值的常用测量方法是先进行整流滤波, 得出信号的平均值, 然后再采用测量直流信号的方法来检测, 最后折算成有效值。但是由于供电主回路中存在大量的非线性电力、电子设备, 如变压器、变频器、电机、UPS、开关电源等, 这些设备工作时会产生谐波等干扰。大型电动设备启动、负载突然变化、局部短路、雷电等异常情况出现时, 供电主回路中会出现浪涌。当这些情况发生时, 供电线路上已不是理想的正弦波, 采用平均值测量电路将会产生明显的测量误差。利用真有效值数字测量电路, 可以准确、实时地测量各种波形的电压、电流有效值。下面介绍的监测电路安装于配电箱中, 与外围保护电路一起实现对电子设备保护的功能。

真有效值数字测量的基本原理

电流和电压的有效值采集电路原理基本相同, 下面以电压真有效值为例进行原理分析。所谓真有效值亦称真均方根值 (TRMS) 。众所周知, 交流电压有效值是按下式定义的:

其近似公式为

分析式 (1) 可知, 电路对输入电压u进行“平方→取平均值→开平方”运算, 就能获得交流电压的有效值。因这是由有效值定义式求出的, 故称之为真有效值。

若将式 (1) 两边平方, 且令, 还可以得到真有效值另一表达式

式 (3) 中, Avg表示取平均值。这表明, 对u依次进行“取绝对值→平方/除法→取平均值”运算, 也能得到交流电压有效值。式 (3) 比式 (2) 更具有实用价值。由于同时完成两步计算, 与分步运算相比, 运算器的动态范围大为减小, 既便于设计电路, 又保证了准确度指标。美国模拟器件公司 (ADI) 的AD536、AD637、AD737系列单片真有效值/直流转换器, 即采用此原理设计而成。

而凌力尔特公司的单片真有效值/直流转换器LT1966、LT1967、LT1968在RMS-DC的转换过程中采用一个∆∑调制器作除法器, 一个简单的极性开关作乘法器。相比采用对数/反对数电路的产品, 号称有更好的线性度, 增益受温度影响更小。

另一方面, 在计算机采集系统中U (t) 是离散值, 可以采用下面的公式计算:

U (i) 为各瞬时采用值, i=1, 2, …, n;n为采用次数。

交流电压采样电路设计

图1为简易平均值-有效值测量电路原理图, 平均值电路由变压器T、整流桥BR、电容器C和电阻RL组成, 虚线部分将平均值折算为有效值输出。

用图1所示平均值电路进行测量, 存在如下问题:

●变压器和整流桥是非线性器件, 因此必定会产生非线性误差, 难以精确补偿;

●整流桥BR后为得到稳定、平直的DC波形需要较大容值的电容器C, 电容充放电时间长, 因此响应速度慢;

●由于电容器C容值不可能无限大, 在电容C两端测量到的必然是直流脉动波形。

实际上, 因为变压器体积较大, 简易测量仪表多采用电阻分压的方式衰减被测交流电压, 再由运放和二极管组成平均值响应的线性整流电路将交流电压转换为直流电压, 然后将平均值折算为有效值。对于理想的正弦交流电压采用上述测量方法是没有问题的, 但是电网中存在各种非线性电力、电子设备, 对于由此造成的失真, 采用均值检波电路将会产生较大的误差。表1中列出均值检波与真有效值的误差比较。

在极端情况下, 均值检波电路产生如此之大的误差是不能接受的, 采用真有效值电路可以避免出现这么大的误差。单片TRMS/DC转换器可以选用美国模拟器件公司的AD536、AD636、AD637、AD736、AD737和凌力尔特公司的LTC1966、LTC1967、LTC1968。

图2是由AD736构成的5量程321位真效值数字电压表电路图。S1为量程开关, S2为“测量/备用”模式选择开关 (常态下S2断开, 闭合时仪表呈备用状态) , S3为电源开关。精密电阻R1～R5构成高阻抗分压器, 总阻值为10M。输入交流电压Vi n首先被衰减成200mV以下, 再经限流电阻R6接至AD736的第2引脚。VD1、VD2为双向限幅保护二极管。C1是输入端耦合电容, 起隔直作用。C2、C6为电源滤波电容。C4是AD736的平均电容。输出电压经R9、C5滤除纹波后获得直流电压, 加至ICL7136的模拟输入端。R9兼ICL7136的限流电阻。ICL7136采用外基准, 由ICL8069提供的1.2V基准电压源, 通过R8、RP分压后得到基准电压VREV=100mV, 基本量程为200mV。

交流电流采样电路

交流电流采样电路前端常用的交流电流互感器有硅钢FeSi电流互感器、罗果夫斯基线圈 (Rogowski Coil) 电流互感器、霍尔电流传感器三种。

硅钢电流互感器由于其普及的价格, 主要被广泛用在不需要很高精确度的功率监控, 对负载进行平衡。但是, 由于其只适用于50Hz的正弦波, 而且线性度很差 (特别在低电流值时) 和相移太大, 因而不适合对电量对象进行准确的检测分析。因为其又大又笨重, 因此也不太适合在空间有限的环境中使用 (例如小型配电箱) 。

罗果夫斯基线圈电流互感器虽然实现了小型、轻型和灵活的对高强度电流的测量, 但其对设计、制造工艺和固定安装方面要求较高, 而且对信号适应和标定有一定要求。目前, 罗果夫斯基线圈技术只在特定测量领域图1交流信号平均值-有效值测量原理是非常有前景的技术。

霍尔电流传感器尺寸小, 重量轻, 易于安装, 价格适中。传感器的原边电路与副边电路之间完全绝缘, 绝缘电压一般为2～12kV, 特殊要求可达20～50kV。其副边电路可以忠实地反映原边电流的波形, 可测量任意波形的电流, 如直流、交流和脉冲波形等, 可以对瞬态峰值参数进行测量。一般的霍尔电流传感器可在0～20kHz频率范围内很好地工作, 精度优于1%, 线性度优于0.5%, 动态响应时间小于7ms, 跟踪速度di/dt高于50A/ms, 过载能力强, 测量范围大 (0～±10000A) 。

通过上述比较, 为了适应舰船电子设备普遍的中小功率电流精确、稳定可靠监测的需要, 霍尔电流传感器是我们的首选。我们可以选择单电源供电, 电压型输出的LEM电流传感器CASXX-NP或者LTSXX-NP系列。选用印制板安装的单电源电流传感器可以简化电源硬件设计, 选电压型输出避免了电流型输出需要增加的外接采样电阻以及运放, 方便与DSP或者单片机的AD端口直接连接。输出电压范围 (2.5±0.625V) , 即原边电路电流为0时, 输出电压为2.5V;正向最大电流时输出电压为3.125V, 反向最大电流时输出电压为1.875V。

单相交流电压、电流监测电路

在图3所示电路中, 我们采用了一片Microchip公司的RISC结构的高性能嵌入式微控制器PIC16F873。其内置的主同步串行端口MSSP模块具有两种模式:串行外设接口SPI和集成电路内部I2C总线。SPI同步串行输入/输出可应用于外接移位寄存器、串行E2PROM、串行A/D和D/A转换器、LCD显示器等。SPI模式使用串行数据输入SDI、串行数据输出SDO、串行时钟SCK这三个I/O口通信, 根据情况还常常需要其他引脚配合使用 (例如提供片选信号) 。I2C模式是IC之间的串行总线, 只需要串行数据SDA和串行时钟SCL两个I/O端口。通过定义同步串行端口状态寄存器, 我们可以方便的选择其中一种工作模式, 但两种串行通信仅能选择其中之一进行工作。如图3所示, 在交流电压采集通道, 我们选用了一片LTC1966真有效值RMS-DC转换器和一片LTC2420A/D转换器。

LTC1966采用∆∑计算技术, 内部的增量累加电路使用更为简便、准确度更高和功耗更低, 与传统的对数-反对数RMS-DC转换器相比, 表现出更大的灵活性。LTC1966可接受单端或差动输入信号 (可抑制EMI/RFI) 。差动输入范围为1VPEAK, 提供优异的线性度。具有独立的输出基准电压引脚, 可进行灵活的电平调整。LTC1966对电路板的焊接方式、应力及工作温度都不敏感。与对数/反对数方案相比, 该拓扑结构具有本质更好的稳定性及线形度。

LTC2420的ADC是一个过采样∆∑ADC, 具有本质性抑制RMS平均纹波的特性。将F0引脚接电源, 内置的数字滤波器即可以滤去50Hz纹波。数据输出为三线制接口, 兼容SPI和MICROWIRE协议。在采样时它的输入阻抗是6.5M, 如果直接连接负载LTC1966, 将会造成-0.54%至-0.73%的增益误差。而且, LTC2420 DC输入电流在0V时并不为零, 而是其基准的一半, 这会造成输出偏移和增益误差。但是对于特定的LTC1966和LTC2420组合, 该误差是固定的, 因此可以通过校准系统消除这些误差。

交流电压采样过程:LTC1966对衰减后的交流电压信号进行RMS-DC转换。PIC16F873的RA1端口输出低电平选中LTC2420的CS片选端启动A/D转换。PIC16F873通过SPI接口接收LTC2420的转换数据, 再对数据进行处理。

在电流检测通道, 首先由电流传感器将电流信号转化为电压信号。因为PIC16F873内部嵌入了一个10位A/D转换模块, 将其一路输入通道与LEM电流传感器的电压输出端连接, 由PIC16F873进行A/D转换后, 直接通过软件计算处理得到交流电流瞬时值、有效值和峰值。有效值计算原理依据公式4。

显示通道由一片带串行接口的多位译码驱动器MAX7221和四个LED数码管组成。因为监测过程需要显示的数据主要为数字量, 所以选择7段LED数码管作为显示输出部件。而且LED数码管较LCD显示器适应低温、震动环境能力更好, 价格更低廉。MAX7221是一种集成化的串行输入/输出共阴极显示驱动器秒, 它连接微处理器与8位数字的7段数字LED显示, 也可以连接条线图显示器或者64个独立的LED。其上包括一个片上的B型BCD编码器、多路扫描回路, 段字驱动器, 而且还有一个8×8的静态RAM用来存储每一个数据。MAX7221与SPI、QSPI以及MICROWIRE相兼容, 同时它能通过限制段驱动电流来减少电磁干扰。使用MAX7221驱动LED数码管, 不仅简化了硬件电路, 也减少了PIC16F873的软件编程工作。

报警输出通道, 采用一只压电蜂鸣器发出音频报警, 通过一只TLP421-1光耦和一只直流电磁继电器控制外围保护电路动作切断电源输入进而保护电子设备。

按键部分较为简单, 只有四个按键:“↑”、“↓”、“←”、“OK”。恰好可以利用B端口RB4～RB7四个I/O口的电平变化中断功能, 实现所有“显示模式”、“电压、电流值校准测量”、“高低限报警值设定”、“高低限切断值设定”、“复位确认”等功能选择操作。

结语

设计实现了交流电压、电流的真有效值测量电路。该电路选用了一片PIC16F873单片机, 利用其SPI串行通信接口连接一片LTC2420A/D转换器实现电压采集, 利用其内部嵌入的A/D转换器连接外部的LEM电流传感器实现电流采集, 一片MAX7221驱动器完成显示功能。在实际使用中, 该电路实现了精确的交流电压、电流检测, 抗干扰能力强, 配合外围保护电路能有效防止电子装备在异常情况下发生损毁。外围还可以考虑增加远程通信模块和记录模块, 实现更完备的监测记录分析功能。

参考文献

[1]沙占友, 杜之涛, 许云峰.数字仪表新颖电路原理与应用[M].北京:机械工业出版社, 2006.

[2]沙占友.新型数字万用表原理与应用[M].北京:机械工业出版社, 2007.

[3]刘和平等.PIC16F873单片机实用软件与接口技术[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2003.

[4]杜方迅, 赵一恺, 潘欣裕, 董兴法..基于PIC12F629的交流有效值测量[J].长沙电力学院学报 (自然科学版) , 2004, 19 (3)

[5]Make a Delta-Sigma Converter Using a Microcontroller's Analog Comparator Module[EB/OL].[2002-01-18].http://www.microchip.htm.

输入电路 篇2

故障检修:毫伏标压信号是由定标信号发生器产生直接送入差分电路放大器进行放大的, 定标信号正常, 说明差分放大器及后级电路工作正常, 故障应发生在前置放大电路的信号输入端和导联选择电路中。导联选择电路是由四个模拟集成电路组成, 分别负责12个导联的选择, 本例故障现象导联选择正常, 又是所有导联都没有心电信号产生, 而且伴有交流干扰, 可以断定故障不会出现在导联选择模拟电子开关上。故障原因只能可能出现在两个方面:一是右脚电极电路处于开路状态, 即右脚电极与前置放大电路中的浮地电路被隔断。这种情况下所有电极接地失去参考点, 输入信号传输不成功, 造成心电信号出现干扰, 无法进行心电信号描记。但是, 由于此机型没有右脚电极驱动电路。右脚电极是能过导联线和输入平衡电阻 (R109) 直接接浮地。所以检测方法简单, 只要测一下R109平衡电阻阻值及右脚导联线是否断线, 电极是否锈蚀接触不良即可排除故障。二是由于某些元器件损坏导致威尔逊网络带电。我们知道, 威尔逊网络中心点是心电信号的接地点, 即信号地。如果威尔逊网络中心点带电, 不为零位, 就破坏了信号的输入条件, 从而也造成信号阻塞。根据电路分析, 造成信号地带电的原因可能是输入电路中的缓冲放大器IC100故障, 输出一个直流电平, 从而使威尔逊网络带电, 或者是屏蔽驱动器IC112有故障, 第6脚输出不为零电平也会使威尔逊网络带电, 引起此故障。

经过以上分析, 针对故障部位, 元器件进行检测, 发现IC112第6脚输出电平为高电平, 换下同型号的集成电路IC112, 试机机器工作正常。

参考文献

[1]杨伟文, 周世济.医院医疗设备工程师的职责与作用[J].医疗装备, 2008, 21 (2) :45-46.

[2]刘延祥.医学工程技术人员科学管理模式的探索[J].吉林医学, 2008, 29 (22) :2119-2120.

输入电路 篇3

关键词：电路设计,电压和电流测量电路,频率和功率因数测量电路,相角差测量电路,数字信号采集电路

发电机组自动准同步并网装置的数据测量输入电路设计围绕80c196KC型16位单片机展开, 分为模拟信号测量和数字信号采集两部分。

模拟信号测量部分主要完成对同步点两侧电压幅值、电流幅值、频率、功率因数以及相角差的测量, 数字信号采集使用了光电隔离等抗干扰处理技术。

电压、电流幅值的测量是先将交流电压、电流整流滤波, 然后送入80c196KC自身的A/D转换器进行测量。而发电机组的频率、功率因数及相角差都属于时间的范畴, 它们的测量都是将交变电压转换为同频方波信号, 通过CPU的捕获单元记录下方波信号的上升、下降沿时刻, 通过软件方法得到计算结果。

1 电压和电流测量电路

在本设计中, 电压、电流幅值测量采用的方式是对交流电压、电流整流滤波后通过测量直流量从而得到的交流电压和电流的最大值。电压幅值测量电路如图1所示。

电压互感器是比差和角差很精确的变压器, 本系统中选用的是TV1013-1微型精密交流电压互感器, 它具备体积小、精度高、隔离能力强等特点, 由于是电流型电压互感器, 次级电路不能开路使用回路中也不能安装熔断器。交流电压经互感器衰减、隔离后通过精密全波整流电路整流送入80c196KC单片机的内部A/D接口。80c196KC单片机内部ADC是8位、10位精度可选的A/D转换模块, 具有通用的采样/保持电路, 可选择软件、采样定时器或其它片内定时器来控制采样周期, ADC工作时可以用内部参考电平或者外部参考电平。

电流幅值的测量电路与图1类似。

电流互感器选用TA1905-04母线内置式小型交流电流互感器, 参数与TV1013-1相似, 由于额定输入电流为5A, 要前加一级电流互感装置, 构成二级互感, 其初级应串联于被测电流回路中, 次级应近似工作于短路状态。

2 频率和功率因数测量电路

频率和功率因数的测量属于时间量的范畴, 要用到80c196KC单片机的高速输入通道 (HSI) 。高速输入通道 (HSI) 用于记录某一外部事件发生的时间, 时间基准由定时器1提供, 共可记录8个事件。引脚HSI.0~HSI.3可做高速输入, HSI.2和HSI.3是双向引脚, 也可用作高速输出, 它们的功能靠I/O控制寄存器IOC0和IOC1来选择。

图中AA点的引入信号是电压幅值测量中AA点的信号, BB点的引入信号是电流幅值测量中BB点的信号, 都是一个正弦波信号。正弦波信号经过电压跟随器、过零比较器后通过与非门输入单片机的高速输入通道HSI.0。

本设计采用LM110单片集成电压跟随器, 它的输入电阻很大而输出电阻很小, 具有频带较宽、精度高、稳定性能好、带负载能力强的优点。电压和电流信号经过零比较器后形成方波, 经由与非门形成相差和周期信号, 再通过读取高速输入口HSI.0的输入脉冲上升沿、下降沿分别对应的定时器T1的值即可得ΔT值。

由图可看出, 电压滞后电流时所对应的电流方波电平是高电平, 反之为低电平, 因此可以在HSI0输入脉冲的上升沿去测量HSI.1口的输入电平, 以此判断出功率因数的正负。

3 数字信号采集电路

输入电路 篇4

1 单元电路结构及原理

单元读出电路功能可由CTIA结构、相关双采样和缓存输出电路三部分级联实现。传统的焦平面读出电路在处理皮安级甚至更小的探测器电流时将出现输入动态范围过小的问题。这是由于电路工作于采样阶段时处于断开状态的开关on有漏电流流过, 即在积分电容上产生误差[1]。本文设计的改进型单元读出电路, 在紫外探测器输出端与地之间接一个开关onn, 其控制信号与开关on相反。开关on断开后开关onn导通, 探测器电流经过开关onn短路到地, 这样流经开关on的漏电流将急剧降低, 电路可检测的探测器最小电流也随之减小, 从而增大了输入动态范围。

为进一步提高精度, 双采样结构中使用了采样电容的大小按照探测器输出电流大小进行选择的新型的设计方法。采样电容与积分电容同步控制, 当开关sh3导通后积分电容为Cint1+Cint2=400 f F, 采样电容为Csh1+Csh2=600 f F。可识别电流精度达50 f A。

最后采样的数据通过缓存器输出, 输出速率为10 MHz, 当应用于128×128阵列时, 把全部像元数据顺序输出耗时1.64 ms。其他性能参数为, 积分时间5 ms~25 ms、积分电压摆幅1.2 V、积分电容50 f F+350 f F、采样电容为Csh1+Csh2=600 f F、单元电路功耗约为10μW。

2 电路设计

本文设计的新型单元读出电路如图1所示, Ⅰ为CTIA结构、Ⅱ为双采样电路、Ⅲ为缓存输出电路, 共由三部分组成。

CTIA结构中CMOS差分放大器采用低功耗和低噪声设计。为降低噪声, 由于p管噪声比n管小, 差分放大器输入管采用p型管同时在面积允许范围内把输入管和负载管的栅面积设计的足够大;为实现低功耗要求, 该放大器的MOS管工作于弱反型区。根据UMC 0.18 um模型计算得出:n=2.2和ID0=11.75 p A (n管) , n=2.36和ID0=1.05p A (p管) 。为电路的设计提供理论支持。该放大器工作于200 Hz时开环增益达到90.5 d B, 故能较好的实现虚短特性, 从而能为探测器提供较稳定的偏置电压, 同时还可实现较高的注入效率。

传统的CDS电路由两个采样电容和一个差分放大器构成, 该结构在读出电路中占用面积过大, 所以本文采用由一个采样电容和MOS开关组成的电路结构。当积分时间取t=16 ms时两次采样的时间间隔也为16 ms, 所以1/f噪声中噪声频率高于1/16 ms的噪声无法通过CDS结构消除。

为节省缓冲器所占的芯片面积, 采用源跟随结构。M1管提供偏置电流, M2管为p型管源跟随器, 因为p型管噪声低于n管。M3管的作用是在数据输出前预先给负载电容充电, 当输出数据时, 负载电容通过M2管放电。开关read的控制信号由行选和列选信号生成。

当负载电容为100 f F时, 该缓冲器在10 MHz的频率下, 缓冲器的增益Abuffer=0.88, 尽量减小对采样信号的衰减。

3 仿真与结论

采用UMC 0.18标准CMOS工艺提供的器件参数, 对传统的和改进型单元读出电路进行精确的SPICE仿真。图2为探测器输出电流18 p A时流过开关on的漏电流对比, 其中曲线b为传统单元电路中无开关onn时流过断开的开关on的漏电流, 大约为16 p A, 开关几乎失去作用;曲线a为改进型单元电路中存在开关onn时流过断开的开关on的漏电流, 大约为10 f A, 漏电流低于1%。当探测器电流为1PA时改进型电路对漏电流亦有很好的抑制效果。由反相时钟控制的开关onn对开关on的漏电流的抑制效果非常好, 提高了读出电路对探测器输出电流的处理范围。

在采用上述方法大幅度提高输入电流范围的基础上改变双采样中采样电容的大小来提高采样精度。当采样电容恒定为200 f F时对5 p A左右的探测器电流进行采样, 采样电容上产生的误差已经超过采样的电流精度50 f A。当采样电容可变时对18 p A左右的探测器电流进行采样, 采样电容上产生的误差低于采样的电流精度50 f A, 如图3所示。该方法进一步提高了输入电流的动态范围。

改进型单元读出电路把探测器输入电流范围扩大到50 f A~20 p A。

图4是一个1×8阵列的读出电路电压输出波形。当负载电容为100 f F时输出速率可达到10 MHz。在数据输出前, 负载电容预充电到电源电压3.3 V, 数据由多路传输器控制依次顺序读出。

改进后的单元读出电路可识别的最小探测器电流为0.05 p A, 最大电流为20 p A。输入动态范围:

本文在传统读出电路的基础上对电路的双采样部分及读出电路输入端开关部分进行了改进, 大幅度的提高了探测器输入电流范围和采样的电流精度, 同时并没有增加电路的复杂度。该单元读出电路可应用于工作在快照模式下的128×128 FPA读出电路, 像素输出速率达10 MHz, 为探测器提供0.3 V~2 V的稳定偏置电压, 可处理的探测器电流为0.05 p A~20 p A。

参考文献

输入电路 篇5

随着电力电子技术的不断发展, 越来越多的电力电子装置被广泛应用于各种不同的领域, 使得装置对电网的影响如谐波污染及输入端功率因数问题等显得日益突出。为减少装置对电网的谐波污染和电磁干扰, 功率因数校正技术得到了广泛的研究。

有源功率因数校正是功率因数校正的主要方法, 而其中单相boost功率因数校正电路的研究与应用最广泛。对于boost功率因数校正电路中的各重要元件参数的设置是一个难点。以下通过仿真和实验证明了旁路电容的重要性和选择方法。

2 旁路电容的重要性

boost功率因数校正电路原理如图1。

在给开关管高频的开关信号下, 当给定输入电压us=Umsin (ωt) 时, ui波形会发生畸变, 特别是峰值区域, 如图2。

这是因为在开关管高频工作状态下, 输入电流含有高频分量, 此时电源侧的电感感抗是不容忽略的, 即在开关管高频工作状态时boost功率因数校正电路原理图中电源侧应包含电感Ls, 如图3。

由图3可得,

ui=|us-uLs| (1)

其中uLs为输入电流高频分量在Ls上产生的电压降。

因此也包含高频的电压分量, 从而其波形发生畸变。由此可得到不加旁路电容的两个重要弊端:一个是含有高频分量的输入电流给电网带来了谐波污染, 另一个就是输入电压ui畸变的正弦波形直接影响到功率因数校正控制的效果, 这是因为在一些控制方法中ui是常用的反馈量, 特别是在广泛使用的平均电流法中 (常用的功率因数校正芯片UC3854就是运用的平均电流法) , ui是输入电流的跟随对象, 如果ui波形失真将得不到良好的控制效果。

相反, 当加入旁路电容, 如图4所示的电容Ci时, 上述的两个问题将迎刃而解。电容在高频时相当于短路, 因此可以引流大部分的高频电流, 减少高频电流对电网造成的谐波污染。另外, Ci与Ls可以看成是一个LC低通滤波器, 滤除高频的电压分量, 使ui只包含低频的正弦分量, 使其波形呈现良好的正弦形式, 利于反馈控制。

3 旁路电容的选择方法

如图4所示, Ci与Ls可以看成是一个LC低通滤波器, 其幅频相应为

undefined

其中, undefined

将ω0取在基波频率与谐波频率 (即开关频率fsw) 之间, 使2πfsw/5≤ω0≤6πfsw/5, 即可滤除高频分量, 达到良好的滤波效果。

对于开关频率fsw=100kHz, 电源侧电感Ls=35μH的功率因数校正系统, 可取fo=27kHz, 即ω0=1.7×105rad/s。由式 (3) 可得,

undefined

4 仿真结果

在Matlab/Simulink中按照图3搭建仿真模型, 对于开关频率fsw=100kHz, 电源侧电感Ls=35μH的功率因数校正系统, 得到无旁路电容时的输入电压ui波形, 如图5;按照图4搭建仿真模型, 再取Ci=1μF, 得到有旁路电容时的输入电压ui波形, 如图6。

比较图5和图6, 可得在设置旁路电容后输入电压波形谐波大量减少, 特别是波峰处效果明显。这样, 就达到了减少输入电流高频分量对电网的谐波污染和稳定输入电压正弦波形的双重目的。

5 实验结果

制作实际的boost功率因数校正电路, 对应仿真的各元件参数设置, 在无旁路电容和有旁路电容两种情况下分别用泰克公司的TDS1002示波器测试输入电压ui的波形, 如图7a和b。

6 结论

以上从工程实际出发, 通过Matlab仿真和实际电路的测试证明了设置旁路电容的重要性和选择方法的正确性。在实际设计时, 应该估测电源侧电感值, 根据开关频率来选择合适的截止频率从而确定旁路电容的大小, 使boost功率因数校正电路运行在最佳工况。

摘要：提出了单相boost功率因数校正电路输入侧设置旁路电容的的必要性和选择方法。通过Matlab仿真和实际电路的测试证明了设置旁路电容的重要性和选择方法的正确性。

关键词：功率因数校正,boost电路,旁路电容

参考文献

[1]穆斯塔法克契卡兹, 康勇, 刘平, 陈坚。单相BOOST功率因数校正电路的参数设计[J].电力电子技术, 1998 (4) :37~40.

输入电路 篇6

集成电路是二十世纪60年代初期发展起来的半导体器件，相对于有多个元件组合的分立电路而言，具有体积小、功耗低、性价比高等优点。按处理信号类型不同，可分为数字集成电路和模拟集成电路两大类。数字集成电路是用来处理各种数字信号的集成电子线路，模拟集成电路是用来产生、放大和处理各种模拟信号或进行模拟信号和数字信号之间相互转换的集成电子线路。集成运算放大器属于模拟集成电路的范畴，是一种高电压放大倍数、高输入阻抗、低输出阻抗的直接耦合多级放大电路，完成对信号的加法、减法，积分、微分等运算，具有设计调试简单、工作可靠等优点。DX型中波发射机是数字调幅广播发射机，与传统乙类屏调机不同的是，全机没有使用真空电子管器件，全部采用固态电子器件，包括大量的集成运算放大器电路，使得该类型发射机具有电声指标高、体积小、效率高等诸多优点，本文仅对PB-200功放单元模拟输入板中两种比较复杂的运放组合电路的工作原理进行分析和说明。

2 运算放大器电路特点及分析方法

集成运算放大器接不同外围元件，可以方便灵活地实现各种不同的功能电路（线性放大和非线性电路）。用运算放大器组成的运算电路，可实现输入信号与输出信号之间的数学运算和函数关系，这是运算放大器基本用途之一，包括比例器、加法器、减法器、对数运算器、积分器、微分器、模拟乘法器等各种模拟运算功能电路。

2.1集成运放电路的基本原则

图1所示为理想运放图形符号，它有两个输入端和一个输出端，“+”端表示同相输入端，“-”端表示反相输入端，Rid为理想运放输入阻抗，阻抗近似为∞，Aod为开环增益，增益近似为∞。信号从同相输入端输入时，输出信号电压与输入信号电压同相；信号从反相输入端输入时，输出信号电压与输入信号电压反相。运放的输入级一般都采用差动放大电路，因其输入阻抗高、零点漂移小，能抑制干扰信号，因此是提高集成运放质量的关键部分。

集成运放工作区分为线性区和非线性区。当运放工作在线性区时，uo与 (u+-u-) 是线性关系，即：uo=Aod (u+-u-) ，结合理想运放的条件，可得出运放工作在线性区时的两条重要结论：

由于Aod→∞，而输出电压uo为有限值，所以，即

这表明两输入端电位几乎相等，这种情况称为“虚短”。所谓“虚短”是指当集成运放工作在线性状态（即输出、输入成比例，放大器任一级都工作在放大区而未进入饱和或截止区）时，运放两输入端电位必定接近相等，相当于“短路”，可把两输入端视为等电位，这一特性称为虚假短路。

由于Rid→∞，而u+和u-均为有限值，故可认为两个输入端的输入电流为零，这种情况称为“虚断”。所谓“虚断”是因为集成运放两输入端间具有极高的输入电阻，通常都在1MΩ以上。因此，流入运放输入端的电流往往不足1μA，远小于输入端外电路的电流，从输入端到运放内部象“断路”一样，通常可将运放两输入端视为开路，这一特性称为虚假开路。

2.2 集成运放电路推导原则

“虚短”和“虚断”是理想运放工作在线性区时的两个重要结论，也是分析集成运放应用电路的出发点。在集成运放构成的运算电路中，运放是在深度负反馈条件下，工作于线性区，尽管集成运放参数不能达到理想条件，但可认为其近似满足，故一般将运放当作理想运放，不会给分析和计算带来多大误差。在分析实际电路时，通常运用“虚断”、“虚短”，根据运放在电路中的实际连接方式，找出输出电压和输入电压之间的关系，运用电路基础中的常用知识，导出输出与输入的关系式及电压放大倍数，对于复杂或多级运放电路，也是如此。

3 集成运放在模拟输入板中的应用

3.1 仪用放大器

听众所使用的半导体收音机，其解调放大的都是单声道信号，发射机进行调制后的已调波信号也是单声道信号。而在模拟输入板中，节目源送来是微弱的双声道模拟信号，即左声道和右声道电信号，因此，在这里需要把双声道信号输入变为单声道输出，并对节目信号进行不失真的传输和放大。将双声道信号输入变为单声道输出，通常是采用一种典型的仪用放大器来实现的。

图2为模拟输入板中的仪用放大器电路原理，运放U1A、U1B组成差分放大电路，信号从同相输入端输入，且输入阻抗很高；U2A组成第二级差分放大电路，对U1A、U1B的输出信号进行差分放大。由于电路对称，U1A、U1B选用了完全相同的运放，它们的共模输出电压和飘移电压相等，对U2A的输出电压无影响，因此，电路具有很强的共模抑制能力，同时具有较高的差模电压放大倍数。

由“虚短”可得：

由“虚断”可知，流过电阻R1A、R54、R1C的电流相等，可推出：

因为R1A=R1B=R1C=R1D=R1，所以求得：

因为U2 A在电路中是减法电路，且R2A=R2B=R2，可以直接代入减法电路的输出公式，得：

因为R2=R1=10k，所以简化uo得：

因为U2A为两输入信号减法运算电路，由“虚断”和叠加原理可得：

由“虚短”uC=uD，可得：

当R2A=R2B=R1B=R1D=10k时，可推出：

所以：

根据上式可知，R54是音频增益调整电阻，顺时针调整R54，阻值增大，电压增益减小；逆时针调整R54，阻值减小，电压增益增大。在实际维护工作中，一旦调整好音频增益电阻R54，就不要随意再动，否则，仪用放大器电路所放大的信号就会发生很大变化。若调整电压增益变小，则出现调幅度不足；若调整电压增益变大，会出现过调幅。对于多个PB-200单元组成的并机设备来说，假设各PB-200单元的模拟输入板都已经调整好，如果仅对一个PB-200单元的音频增益电阻R54进行调整，调整后的PB-200单元所产生的调制已调波将与其它PB-200单元输出的不一致，这样势必在阻隔负载电阻上消耗很多功率，使得并机网络中的阻隔零点要加大，发射机效率降低。调机时，注意要借助万用表把所有PB-200单元模拟输入板中的可调电阻R54调整一致，以保证音频信号放大增益相同。

3.2 三角波产生电路

在模拟输入板中，DX型中波发射机音频信号在A/D（模拟/数字）转换前，音频和直流信号叠加上72kHz超音频三角波信号，可在射频台阶上累加PDM（脉冲宽度调制）补偿脉冲，这样，数字音频信号的分辨率可由12bit提高到13-14bit，进一步减小量化误差。为了便于滤除抖动信号分量，其三角波信号与大台阶同步信号要保持同步。

图3所示为由迟滞比较器和积分电路组成的三角波产生电路。第一级运放U9A组成迟滞电压比较器，输入电压ui为大台阶同步信号，输出电压uo1为对称的方波信号，第二级运放U9C组成积分器，输出电压uo为三角波信号，其信号与音频+直流信号送入减法器电路放大，再经模数转换电路转换为12bit数字音频。

运放U9A的输出电压uo1通过R24反馈电阻加到同相输入端，形成正反馈，将ui加到反相输入端，uo通过R23接到运放U9A同相输入端，通常将此电路称为反相输入迟滞比较器，也称反相输入施密特触发器。

分析迟滞比较器是否振荡，关键要看积分电路的输出电压uo是否既能使迟滞比较器的输出电压uo1从高电平变为低电平，又能使uo1从低电平变为高电平。迟滞比较器输出电压uo1的大小由稳压管CR1、CR2击穿电压决定，即uo1=±UZ，根据叠加定理，求得U9A运放同相输入端电位uB:

迟滞电压比较器有两个门限电位，数值大的称为上门限电位，数值小的称为下门限电位，求解上、下门限，可先假设ui=0，即uA=0，令uB=0，求得：

两者之差为门限宽度：

迟滞电压比较器输出±UZ电压经电阻R165、电位器R19送到积分器U9C运放反相输入端，积分器输出电压公式推导如下：

由“虚短”可知uC=uD=0；由“虚断”可知i1=ic，可得：

输出电压uO=-uC2（因uC=uD=0），对上式中uC2求积分，求解uO (t）得：

由图4可知：

当t=0时，uo=UT-，则有：

当t=t1时，uo=UT+，则有：

由上式可推出方波和三角波的周期t1为：

则方波和三角波的频率为：

由上面公式可知，改变UZ可改变输出电压uo1、uo幅度；改变R2 3/R24比值，可改变方波、三角波的周期或频率大小，同时影响三角波输出电压幅度，但不影响方波输出电压幅度；改变R165+R19或C2值，可改变频率大小，但不影响输出电压的幅度。在实际电路中，只有R19为可调电位器，当三角波频率低于72kHz时，可逆时针调整R19，减小阻值，使频率升高；反之，则可顺时针调整，频率增大。R26为三角波电平幅度调整，顺时针调整，幅度减小，逆时针调整，幅度增大。迟滞比较器输出为方波，经积分运算电路后变换为三角波。图4为方波和三角波发生器输出波形图。

当ui=0时，迟滞电压比较器两阈值电压大小相等，极性相反，积分器输出电压最大值和最小值也对称，uo1输出对称方波；若ui≠0时，会使三角波信号电平发生位移；当ui>0时，三角波波形上移；当ui<0时，三角波波形下移。

熟练掌握三角波发生电路的工作原理后，可以通过变动电路中有关电阻阻值，改变三角波信号的频率和幅度。借助调制分析仪测试DX型发射机杂音电平指标，通过调整有关电阻阻值，可以改善DX型发射机杂音电平指标。

4 结束语

灵活地运用集成运放的基本分析方法，分析复杂电路，在理论上推导出输出电压或增益等技术参数，对于分析模拟电路的工作原理以及调整发射机的指标和工作状态，更好地维护发射机具有十分重要的意义。

摘要：本文基于理想运放“虚短”、“虚断”两个基本原则, 对DX型中波发射机模拟输入板中两种运放电路的工作原理进行了分析, 并对运放在使用中经常出现的问题进行了说明。

关键词：DX中波发射机,模拟输入板,运算放大器,原理分析,实际应用

参考文献

[1]童诗白.模拟电子技术基础.清华大学电子学编.高等教育出版社, 1988年5月第1版.