耦合磁共振电能传输

耦合磁共振电能传输（精选7篇）

耦合磁共振电能传输 篇1

传统的电能传输方式主要是由导线连接的方式进行传输, 虽然由导线连接方式进行传输的方式形式看似不可取代, 但是由导线连接方式进行传输的方式在人们日常工作生活中产生的问题也越来越明显[1]。比如容易产生接触火花、在潮湿环境中容易被腐蚀、容易变形、摩擦受损, 在矿井等对安全系数要求较高的场合应用存在安全隐患。由于传统的导线连接方式存在以上诸多弊端, 由此无线电能传输技术应运而生。

1系统设计

设计任务:设计一个磁耦合谐振式无线电能传输装置。非接触式无线电能传输式系统的基本结构如图1所示, 其主要由驱动电路、发射模块、传输模快和接收模块4部分组成, 发射模块与接收模块通过磁场耦合相联系。发射电路把电能转换为磁场能量传输到接收电路, 接收电路通过整流稳压给2个串联的LED灯 (白色, 1W) 。

2设计方案

本系统采用耦合式无线供电传输方法, 该方法主要利用两个具有相同频率的谐振电路[1]通过磁场耦合实现能量的传输的。

磁耦合谐振式无线供电传输引入了谐振技术, 使发射线圈和接收线圈在相同的频率下工作, 不仅能使传输能量传输率会大大提高, 其传输距离也会大大增加, 辐射小, 方向性要求不高, 适合中等距离传输, 传输效率较高且不受空间障碍物的影响, 能量传输效果好。

3技术方法的分析与计算

3.1耦合谐振工作原理分析

耦合谐振无线电力传输系统如图1所示, 包括高频放大电路、发射线圈、接收线圈和负载, 其中发射线圈和接收线圈发生耦合谐振, 当发射源的频率与收发线圈的固有频率一致时, 发射回路和接收回路阻抗最大, 收发线圈两端电压最大, 此时系统效率最高。相反如果两者频率不一致时, 即两线圈处于失谐状态, 大部分能量会消耗在线圈上[2]。在磁耦合谐振无线电力传输系统中, 谐振线圈可等效LC并联电路。

回路的阻抗频率响应和相频响应, R值越小, Q值越大, 谐振时的阻抗值就越大, 相角频率变化的程度越急剧, 选频效果越好。

3.1.3谐振时输入电流与回路电流之间的关系

解得L=2.1u H。

3.2无线电能传输线圈选择分析

该装置输入直流电流不大于1A, 发射与接收线圈为空心线圈, 线圈外径均20±2cm。装置采用漆包线圈, 由于交流电的集肤效应, 电流不是满截面地流动, 而是沿外表面进行传送, 因此没有一个线性关系, 不能够根据截面面积直接计算它的载流量。一般铜导线的安全载流量为5-8A/mm2, 因此铜导线的横截面积S的上下范围:

S--铜导线横截面积 (mm2) I--负载电流 (A)

3.3距离与效率的关系

根据毕奥一萨伐尔定律, 稳恒电流通过导线时在导线外一点P处产生的磁感应强度为:

首先计算单个载流圆线圈轴线上的磁场。设圆线圈的中心为0, 半径为R, 载有电流I。

由公式 (5) 可知, 线圈在P点产生的磁场, 与P点到线圈的距离的三次方成反比, 与线圈的半径成正比。即有如下关系

又上面几个式子可以看出, d B与互感M成一次正比关系。

综上所述, 要提高无线传能的效率, 得要增大耦合线圈的半径, 减小线圈之间的距离以及使电路处于谐振状态。

4测试结果分析

经测试, 输入直流电压U1=15V, 当发射接收线圈距离在35cm左右, 两个LED灯非常亮, 由于LED灯没有接限流电阻, 故不能再将接收线圈进一步靠近, 否则会因为流过灯珠的电流过大而烧毁LED, 增大发射与接收线圈距离, LED灯的亮度逐渐减弱, 当发射与接收线圈距离为60cm时, LED灯光也能保持不灭。经多次测试, 在保持LED灯不灭的条件下, 发射线圈与接收线圈最大距离可达63cm, 输入电流I=0.738A。

5结论

本系统结构简单, 成本低廉, 不仅能使传输能量传输率大大提高, 其传输距离也会大大增加, 辐射小, 方向性要求不高, 适合中等距离传输, 传输效率较高且不受空间障碍物的影响, 能量传输效果好。

参考文献

[1]孙勇.面向自行小车的非接触供电系统的研究与应用[D].南京:南京航空航天大学, 2009:1-3.

[2]任立涛.磁耦合谐振式无线能量传输功率[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学, 2009:5-6.

耦合磁共振电能传输 篇2

自从第二次工业革命以来，人类社会便进入了电气化时代。大至遍布全球各地的电网、高压线，小到各种家用电气设备，电能的传输主要通过点对点直接接触传输。这种传统的接触式电能传输由于存在诸如产生接触火花，影响供电的安全性和可靠性，同时传统的电能传输供电产生大量的废旧电池，对环境造成很大的污染[1]。因此探求一种更为灵活、方便的电能传输方式迫在眉睫，多年来国内外的科学家开展了很多探索研究工作，但进展缓慢。2007年，美国麻省理工学院（MIT）基于磁耦合谐振原理在2 m的距离内将一个60 W的灯泡点亮，传输效率[2]达40%。随后，磁耦合谐振式无线电能传输技术成为国内外学者研究的热点。

无线电能传输系统的主要性能指标在于系统的传输距离、传输功率、效率等。目前国内外对磁耦合谐振式无线电能传输的研究还处于理论研究和初步实验阶段，MIT的分析也局限在物理方面的分析[3]。在传输距离、效率方面，Steven等人研究了中继线圈对提高传输距离的效果及其理论分析[4]；李阳等研究了发射、接收线圈的匝数及线圈半径的大小对传输效率和传输距离的影响[5]；朱春波等通过仿真和实验研究了不同的工作频率和传输距离、传输效率的关系[6]。这些研究成果的应用较大地提高了无线传输的距离及效率，但目前还没有针对每一个特定负载系统，分析如何选择各个影响因素，保证无线传输系统有较好的输出功率、传输效率。

本文基于等效电路模型，建立磁耦合谐振式无线电能传输串串式拓扑模型，给出输出功率、传输效率的计算方法，搭建磁耦合谐振式无线电能传输试验平台，通过仿真与实验相结合，分析线圈距离、工作频率、负载电阻以及系统谐振对输出功率、传输效率的作用规律。针对每一个特定负载的无线电能传输系统，选择合适的传输特性因素，保证系统有较好的输出功率、传输效率。这些为提高无线电能输出功率、传输效率提供了参考和借鉴，也为磁耦合谐振式无线电能传输系统的产品应用提供了设计依据。

1 无线电能传输系统模型

1.1 无线电能传输系统工作原理

典型的磁耦合谐振式无线电能传输系统原理如图1所示，直流电源经过交流逆变后由发射线圈进行电磁变换，接收线圈感应到此磁场能量后进行磁电变换，变换后的电能经过整流滤波稳压供一般直流负载使用。

1.2 无线电能传输系统基本拓扑模型

磁耦合谐振式无线电能传输系统的分析模型目前有两种：耦合模式理论[7]和等效电路理论[8]。耦合模式理论是基于能量的微扰理论，从系统的能量角度进行分析；等效电路理论是通过构建系统的物理模型，得出等效参数进行分析。系统通过线圈配合外围电子元件进行电能传输，采用等效电路理论分析较为简单。根据电容电感的连接方式，无线电能传输系统的电路理论模型可以分为四种[9]：串串式（Series-Series,SS）、串并式（Series-Parallel,SP）、并串式（Parallel-Series,PS）、并并式（Parallel-Parallel,PP），如图2所示。

图2中：US为交流逆变后等效电压源；R1和R2为线圈等效电阻；RL为负载电阻；L1和L2为发射、接收线圈；C1和C2为谐振电容；I1和I2为流经两回路的电流；M为发射、接收线圈之间的互感量。

2 串串式系统输出功率及传输效率分析

以图2(a）模型为参考，发射端等效阻抗为：

串联时：

并联时：

一般LC电路发生谐振时，ωL1=1(ωC1)，串联谐振电路等效阻抗很小，并联谐振电路等效阻抗很大，用于能量传递的磁场，主要依靠线圈中的电流建立。根据发射端阻抗的分析结果，若要在发射线圈中产生同样的电流，在串联谐振时需加较小电压，而在并联谐振时需加较大电压。因实验交流电压较小，故采用发射端串联形式。对于接收端回路，同理，串联谐振时等效阻抗很小，所以更适合负载阻抗比较小的情况；而并联谐振时等效阻抗很大，所以更适合负载阻抗比较大的情况。实验采用负载阻抗较小，故接收端也采用串联形式。因此实验选择串串式谐振电路。

根据基尔霍夫电压定律可以得到方程：

式中：Z1=R1+j X1(X1=ωL1-1(ωC1),X1为电抗）；Z2=RL+R2+j X2(X2=ωL2-1(ωC2),X2为电抗）。

由式（1）可以得到系统输出功率为：

系统输入功率为：

系统的传输效率为：

将式（2），式（3）代入系统的传输效率公式，可得：

磁耦合谐振式无线传输系统的发射线圈和接收线圈相同，故各线圈参数一致，即L1=L2=L,R1=R2=R。对于任意一给定线圈，L是确定的，但其R值会随着频率改变而有所变化，考虑到系统的工作频率在线圈的自谐振频率附近，所以将R取为定值（谐振时的阻值）以作简化。M与线圈之间的距离D有关[10],M≈πμ0r4N 2D3。其中：μ0为真空磁导率；r为线圈半径；N为线圈匝数；D为两线圈之间的距离，同时ω=2πf。

由式（2），式（4）可知：输出功率Pout与工作频率f、线圈之间距离D、负载电阻RL、电抗X1,X2（系统谐振）有关，即Pout=G(f,D,RL,X1,X2)；传输效率η与工作频率f、线圈之间距离D、负载电阻RL、电抗X2有关，即η=H(f,D,RL,X2)。

3 系统仿真分析

固定几个变量，减少方程维数，通过Matlab函数仿真得到系统输出功率、传输效率随各个因素的变化规律。设定系统的谐振频率f在1 MHz左右，负载电阻RL=300Ω，表1为发射、接收线圈参数值。

线圈等效电阻由欧姆电阻和辐射电阻组成。辐射电阻相对于欧姆电阻和负载电阻来说可以忽略不计，故线圈等效电阻。其中：ω=2πf；μ0为真空磁导率；δ为纯铜电导率；l为线圈长度。代入各参数值得到线圈的等效电阻为R=4.017Ω。无线传输系统中电源电压US取20 V。

3.1 系统谐振对输出功率、传输效率的作用规律

为了得到输出功率、传输效率与系统谐振即X1,X2的关系，固定f,D,RL。

根据式（2），令：

当h取得最小值时，Pout取得最大值，满足：

根据式（5）可知：

当时，即，输出功率Pout最大；

当A-2BC>0时，即R1(R2+RL)<(ωM)2,

X1,X2同号，此时系统输出功率Pout有两个最大值，分别如图3，图4所示。

从图3，图4可以看出，X1=0或趋近于0,X2=0或者趋近于0，无线电能传输系统输出功率Pout值都较大。同时，根据式（5）可知，系统的传输效率仅与X2有关，当X2=0时，系统的传输效率达到最大，传输效率为：

设计无线电能传输系统时，尽量保证ωL=1(ωC)，使得电抗X1,X2满足X1=0,X2=0，在不考虑其他作用因素的条件下，系统有很大输出功率和最大传输效率。

3.2 负载电阻、频率对输出功率、传输效率的作用规律

当系统发生谐振时，为了得到输出功率、传输效率与负载电阻、频率的关系，固定线圈间距D。取D=14 cm时，得到输出功率、传输效率随负载电阻、频率的变化规律，如图5，图6所示。

从图5，图6可以看出，在固定线圈间距D的条件下，频率f达1.1 MHz左右，对应负载电阻300Ω，此时无线传输系统输出功率达到最大。且在此条件下，系统输出功率随负载电阻变化明显；同时，负载电阻在0～100Ω的阻值范围内时，对系统的传输效率变化影响明显。

继续固定负载电阻RL=300Ω，图7，图8为输出功率、传输效率随工作频率的变化曲线。

从图7，图8可以看出，系统谐振频率f为1.1 MHz，输出功率达到最大，且对于RL=100Ω，300Ω，500Ω，输出功率都随着频率的增加，先增大后减小，但对于每一个负载电阻输出功率达到最大时对应的频率不相同，因此，对于每个特定负载系统，需选择合适的频率，保证系统输出功率达到最大值；系统传输效率随着频率的增加不断增大，且频率在0.8～10 MHz范围内，系统的传输效率都较好。

设计无线电能传输系统时，负载电阻在0～300Ω，在不考虑其他作用因素的条件下，工作频率f满足在0.4～1.6 MHz之间，系统有较大输出功率、一定的传输效率；负载电阻在300～500Ω，工作频率f满足在0.8～2 MHz之间，系统有很大输出功率、一定的传输效率。

3.3 负载电阻、线圈间距对输出功率、传输效率的作用规律

当系统发生谐振时，同上，可以固定谐振频率f=1.1 MHz，得到输出功率、传输效率随负载电阻、线圈间距的变化规律，如图9，图10所示。

从图9，图10可以看出，系统的输出功率对线圈间距变化比较敏感，只有满足线圈间距D在0.1～0.35 m之间，有一定功率输出；线圈间距D在0～0.15 m之间，系统的传输效率很高，此时负载电阻RL的变化对系统传输效率的影响很小。

继续固定负载电阻RL=300Ω。图11，图12为输出功率、传输效率随线圈间距的变化曲线。

从图11，图12可以看出，系统输出功率随着线圈间距的增加，先增大后减小，这是由于在近距离情况下，随着距离的减小，互感M增大，导致系统产生频率分裂[11]，此时1.1 MHz不再是系统的谐振频率，系统输出功率减小；传输效率随着线圈间距的增加，不断减小。在系统谐振频率f=1.1 MHz、线圈间距D=0.15 m时，系统输出功率达到最大，同时，对应的系统传输效率为50%左右，表明在此距离下互感M使得负载电阻达到最优匹配。

设计无线电能传输系统时，针对负载电阻为300Ω，在不考虑其他作用因素的条件下，线圈间距D满足在0.1～0.15 m之间，系统都有较大输出功率、较高的传输效率。

4 实验验证

为了验证仿真分析的正确性，设计制作了一套串串式结构的磁耦合谐振无线电能传输系统。该系统由信号发生器（产生0～20 MHz方波信号），驱动芯片IR2110,MOSFET开关管IRF840，外围电子元件，电磁发射，接收系统，负载等组成，如图13所示。系统各参数如上仿真所述，固定负载电阻RL和线圈间距D，改变交流信号频率，验证输出功率、传输效率随频率的变化。

实验时，通过双通道示波器测量发射线圈两端有效电压，接入交流电流表，计算输入功率Pin=UI；同时也通过示波器测量负载端有效电压，计算输出功率Pout=U2RL。由此计算出系统的传输效率η。

将谐振频率f=1.1MHz取为归一化的频率基值，输出功率、传输效率基值也取谐振频率时的值。

表2为线圈间距D=14cm,RL=300Ω时，输出功率、传输效率实验值及归一化后标准值。

从表2可以看出，频率f=1.1MHz时，无线电能传输系统输出功率达到最大；传输效率随着频率的增加，不断增大。计算上述系统的仿真值，对比实验值及仿真值，得到实验与仿真的输出功率标准值、传输效率标准值随频率标准值的变化曲线，如图14，图15所示。

从图14，图15可以看出，实验输出功率、传输效率随频率变化和仿真输出功率、传输效率随频率变化趋势基本一致。在固定线圈间距、负载电阻的情况下，输出功率Pout随着频率的增加，先增大后减小，存在最大值，且输出功率对频率的变化较为敏感；传输效率η随着频率增加，不断增大。

实验标准值与仿真标准值存在一定差别：一方面由于在近距离情况下M≈πμ0r4N 2D3，误差较大；另一方面由于在高频情况下，绕制线圈导线会产生一定的趋肤效应，从而减小导线有效面积，增加等效电阻，影响能量传输。

5 结语

(1）本文从等效电路模型角度出发，建立磁耦合谐振式无线电能传输串串式拓扑模型，给出输出功率、传输效率的计算方法，系统分析了输出功率、传输效率与线圈距离、工作频率、负载电阻以及系统谐振之间的关系；

(2）通过实验与仿真分析表明，在保证系统谐振的前提下，输出功率、传输效率与频率、负载电阻及线圈间距密切相关，且输出功率随频率、线圈间距变化较为明显，针对每一个特定负载系统，需选择适合该系统的工作频率，保证系统有较好的输出功率、传输效率；

(3）本文系统阐述了各个因素对输出功率、传输效率的作用规律，在实际工程应用中，综合选择各个参数，使系统有最佳的输出功率、传输效率。

摘要：磁耦合谐振式无线电能传输技术作为一种新兴无线能量传输技术,具有传输距离远、传输功率大、传输效率高、无辐射性和穿透性等优点。基于等效电路模型建立了磁耦合谐振式无线输电串串式拓扑模型,给出了输出功率、传输效率的计算方法,搭建了磁耦合谐振式无线电能传输试验平台,通过仿真与实验,分析了线圈距离、工作频率、负载电阻以及系统谐振对输出功率、传输效率的作用规律,为磁耦合谐振式无线电能传输系统的设计及参数优化提供了理论依据。

关键词：无线电能传输,磁耦合谐振,串串式模型,输出功率,传输效率

参考文献

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[10]李阳,杨庆新,闫卓,等.无线电能有效传输距离及其影响因素分析[J].电工技术学报,2013,28(1):106-112.

耦合磁共振电能传输 篇3

感应耦合电能传输( Inductively Coupled Power Transfer,ICPT) 系统能够通过磁场耦合实现能量无接触的传递,从而在能量传递的过程中灵活性好,维护成本低,无摩擦和碳积等问题; 同时,由于无裸露导线,因而绝缘性好,无触电和爆炸等危险。ICPT系统的这些优点使其在交通运输、生物医学、易燃易爆易触电环境下供电等方面具有明显的优势和广泛的应用前景[1,2,3]。

通过合理的参数设置,LCL电路输出电流可以保持恒定而不受负载影响[4]。基于恒流输出型LCL谐振的ICPT系统具有以下特点: 首先,电路输入功率因数很高,这降低了供电电源容量、电路损耗和对器件电压、电流应力的要求[5]; 其次,电路谐振频率在负载变化的情况下保持恒定,避免了频率分裂现象[6,7]; 最后,电路一次侧电流在负载变化的情况下保持恒定,并且电流畸变率小[7,8,9]。这些特点使得LCL型ICPT系统在多负载和变负载应用中具有很大的优势[10]。但是目前大功率器件价格昂贵,器件功率等级难以满足大功率系统的要求,这限制了LCL型ICPT系统在大功率领域的应用。在感应加热、风力发电和UPS电源等应用领域,通过逆变器并联来提高系统功率等级和冗余性已经存在大量的研究[11,12,13]。其中,应用于感应加热领域的恒压输出型LCL电路并联系统控制简单,并且在电路参数保持一定的变化范围内均可以保证各模块工作在感性状态下[14],但是关于应用于ICPT系统的恒流输出型LCL电路并联系统还缺少详细的分析。本文首先介绍了LCL型ICPT系统及其并联系统的参数设置方法,然后对LCL型ICPT并联系统在各模块参数存在偏差情况下模块间均流情况和工作特性进行了分析,并通过实验结果验证了理论分析的正确性。

2 单模块LCL型ICPT系统分析

图1 为一次侧基于LCL谐振网络、二次侧串联补偿的单模块ICPT系统电路组成。其中,Ud为直流电压源,开关管S1~ S4及其各自的体二极管D1~ D4组成了逆变桥,LR、CP以及松耦合变压器原边电感LP共同组成了松耦合变压器原边谐振电路,松耦合变压器副边电感LS和补偿电容CS组成了副边谐振电路,RL为阻性负载。

令系统谐振频率可得谐振状态下副边对原边的反射阻抗Zeq为:

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IP为:

令LR=LP,可得整个谐振电路在谐振状态下输入阻抗Zin为:

式( 2) 表明,在谐振状态下,松耦合变压器一次侧电流具有负载无关性,可以在负载变化情况下保持恒定,其相位滞后谐振电路输入电压90°。式( 3) 表明,在满足给定条件下,电路整体呈现纯阻性,输入功率因数为1。另外,由系统谐振频率 ωL的公式可以看出,系统谐振频率只与谐振电感和补偿电容有关,不随负载变化。

3 多模块LCL型ICPT并联系统分析

3. 1 LCL型ICPT并联系统参数分析

图2为n(n>1)模块LCL型ICPT并联系统电路组成。

为简化分析,假设并联系统工作在谐振状态下,以反射阻抗Zeq代替二次侧电路,由于谐振状态下反射阻抗为纯阻性,因而图2 中用R表示; Ud为直流电压源; Si1~ Si4及其各自的体二极管Di1~Di4( i = 1,2,…,n) 组成了第i模块的逆变桥; LRi为第i模块的逆变桥侧谐振电感; LR1~ LRn、LP和CP共同组成松耦合变压器原边谐振电路。

基于单模块ICPT系统的分析,在一个n模块并联的LCL型ICPT系统中,参数设置如下:

并联系统等效逆变桥侧电感LR为:

第i模块逆变桥侧电感阻抗ZLRi为:

CP和LP、R组成的并联电路阻抗Z为:

并联系统谐振频率 ω0为:

电路品质因数Q为:

3. 2 LCL型ICPT并联系统特性分析

如图2 所示,各模块间功率分布主要由各模块逆变桥侧谐振电感和各模块逆变桥输出电压的幅值和相位决定。下面针对这三个参数对LCL型ICPT并联系统均流情况和工作特性进行分析。

3. 2. 1 各模块参数无偏差情况分析

各模块参数无偏差,即由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Imb为:

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPb为:

谐振状态下第m模块复功率为:

式( 11) 和式( 12) 表明,在参数无偏差情况下,各模块逆变器输出的电流和功率均相等,各模块谐振电路功率因数为1,电源不需要提供无功功率。

3. 2. 2 各模块逆变桥输出电压幅值不平衡情况分析

各模块逆变桥输出电压幅值不平衡,即逆变桥输出电压相位∠ф1= … = ∠фn=∠ф,逆变桥输出电压幅值U1~ Un不完全相同,由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Ima为:

式中

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPa为:

谐振状态下第m模块复功率为:

令n = 2,模块一逆变桥输出电压幅值U1= U无偏差,模块二逆变桥输出电压幅值U2存在偏差。为简化分析,不考虑负载变化对系统工作特性的影响。根据文献[9],令Q = 1,此时标准化的各模块逆变桥输出电流幅值、有功功率、无功功率和松耦合变压器一次侧电流幅值与标准化的模块二逆变桥输出电压幅值关系如图3 所示。

由图3 可知,两模块逆变桥输出电流幅值和松耦合变压器一次侧电流幅值随着模块电压幅值的变化而正向变化,当电压幅值变化20% 时,电流幅值近似变化10% 。结合式( 15) 和图3 可知,当并联系统中有模块逆变桥输出电压幅值存在偏差时,逆变桥输出电压幅值小于所有模块逆变桥输出电压幅值平均值的模块将工作在容性状态下。

3. 2. 3各模块逆变桥输出电压相位不平衡情况分析

各模块逆变桥输出电压相位不平衡,即,U1=…=Un=U,逆变桥输出电压相位ф1~фn不完全相同,由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Imp为:

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流为:

谐振状态下第m模块复功率为:

令n = 2,Q = 1,模块一逆变桥输出电压相位ф1=ф 无偏差,模块二逆变桥输出电压相位 ф2存在偏差。此时,标准化的各模块逆变桥输出电流幅值、有功功率、无功功率和松耦合变压器一次侧电流幅值与模块二逆变桥输出电压相位偏差角度的关系如图4 所示,图中,φ2= ф2- ф为偏差模块逆变桥输出电压相位相对于无偏差情况的偏差值。

由图4 可知,逆变桥输出电压相位超前的模块逆变桥输出电流幅值反而变小,当偏差角度达到20°时,电流幅值偏差达到20% ,但是模块相位的偏差对松耦合变压器一次侧电流幅值的影响可以忽略。此外,逆变桥输出电压相位超前的模块工作在感性状态下,而逆变桥输出电压相位滞后的模块工作在容性状态下。

3. 2. 4 各模块逆变桥侧电感不平衡情况分析

各模块逆变桥侧的谐振电感值大小不平衡,即U1=…=Un=U,不完全相同,由式(5)和上文GL公式可知L=n LP,由此可得谐振状态下第m模块逆变桥输出电流Iml为:

谐振状态下松耦合变压器一次侧电流IPl为:

谐振状态下第m模块复功率为:

令n=2,Q=1,模块一逆变桥侧电感LR1=L无偏差,模块二逆变桥侧电感LR2存在偏差。此时,标准化的各模块逆变桥输出电流幅值、有功功率、无功功率和松耦合变压器一次侧电流幅值与标准化的模块二逆变桥侧电感关系如图5所示。

由图5 可知,模块二逆变桥侧电感的增大导致其逆变桥输出电流幅值减小,模块一逆变桥输出电流幅值随之上升,电感偏差达到20% 时,电流幅值变化幅度接近10% 。同时,模块逆变桥侧电感的变化会引起松耦合变压器一次侧电流幅值反向变化,并且当电感偏差达到20% 时,一次侧电流幅值变化幅度也接近10% 。结合式( 21) 和图5 可知,逆变桥侧电感偏差值为正时,所有模块工作在感性状态下;反之,全部工作在容性状态下。

综合以上分析,当LCL型ICPT并联系统模块逆变桥输出电压幅值和相位存在不平衡时,会有模块工作在容性状态下,这将对逆变桥开关器件产生不利的影响; 当各模块逆变桥侧电感实际值大于标准值时,各模块均工作在感性状态下; 反之,工作在容性状态下。因此,恒流输出型LCL谐振ICPT并联系统对模块逆变桥输出电压一致性要求较高,这与应用于感应加热领域的恒压输出型LCL谐振并联系统有很大的不同。设置电路参数时,可以根据电压偏差情况使模块逆变桥侧电感实际值适当大于标准值,以此弥补逆变桥输出电压偏差带来的不利影响。

4 实验验证

为了验证理论分析的正确性,搭建了两模块并联实验电路。以共同的晶振输入作为同步信号,采用FPGA产生四路信号分别送入相应的IR2103 产生八路控制信号控制两个模块的逆变桥,每个模块逆变桥的两个桥臂控制信号间均移相60°。具体电路参数为: 直流输入电压Ud= 5V,谐振电感LR1=LR2= 96μH,原边补偿电容CP= 1. 5μF,松耦合变压器原边电感LP= 42μH,副边电感LS= 53μH,互感M = 19. 5μH,副边补偿电容CS= 1. 2μF,负载RL= 1Ω,工作频率f = 20k Hz 。

图6 给出了模块一和模块二的逆变桥输出电压实验结果。可以看出,模块一和模块二的逆变桥输出电压的幅值、相位几乎一致,通过FPGA控制,可以满足LCL型ICPT并联系统的控制要求。

图7 为模块一的逆变桥输出电压、模块一和模块二的逆变桥输出电流以及松耦合变压器一次侧电流的实验结果。由图7 可知,模块一和模块二的逆变桥输出电流幅值均为0. 25A,两个模块电流分布均匀,相位一致。松耦合变压器一次侧电流幅值为0. 5A,相位滞后模块逆变桥输出电流90°,符合恒流型LCL电路特性。由于电路品质因数Q = 1,所以模块一和模块二的逆变桥输出电流之和等于松耦合变压器一次侧电流大小。由于两模块逆变桥侧电感LR1和LR2稍大于两倍松耦合变压器原边电感2LP,因此电路工作在感性状态下。电路正常工作,实现了并联扩容的目的。

5 结论

本文针对大功率应用场合,提出了LCL型ICPT并联系统,给出了并联系统参数设置方法,并对并联系统在参数不平衡状态下的均流特性进行了分析。虽然LCL型ICPT并联系统在模块逆变桥输出电压幅值和相位不平衡状态下,部分模块会工作在容性状态,但是可以通过适当增大模块逆变桥侧电感值来抵消模块逆变桥输出电压不平衡造成的影响。实验结果表明,通过FPGA控制可以满足LCL型ICPT并联系统模块间同步控制要求,并联拓扑有效实现了系统的扩容。

摘要：单模块LCL型感应耦合电能传输(ICPT)系统由于器件功率等级和大功率器件价格的限制,不适宜应用于大功率场合。本文提出了LCL型ICPT并联拓扑,给出了并联系统的参数设置方法,推导出并联系统在平衡和不平衡状态下各模块分布的功率和电流的表达式,分析了并联系统的均流情况和工作特性。通过合理的参数设置,并联系统可以降低各模块参数不平衡带来的影响,有效扩大系统容量,适用于大功率场合。最后,通过实验结果验证了理论分析的正确性。

耦合磁共振电能传输 篇4

磁耦合谐振式(Magnetic Resonance Coupling,MRC)无线电能传输(Wireless Power Transmission,WPT)技术以电磁场为媒介,利用2个或多个具有相同谐振频率、高品质因数的线圈,通过磁耦合谐振作用实现电能无线传输。该技术具有高效、非辐射能量传输、对环境影响较小、无严格的方向性、穿透性良好等优点。相比于电磁感应耦合式WPT系统,其传输距离更远;相比于电磁波辐射式WPT系统,其传输效率更高。2007年MIT完成MRC-WPT系统实验[1]后,迅速掀起了新一轮WPT系统研究热潮,并在便携式移动设备、特殊场合(如煤矿、化工等)无线供电、电动汽车无线充电等领域显示出广阔的应用前景[2,3,4]。

WPT系统的主要性能指标为系统传输距离、传输功率、效率等,目前国内对该技术的研究主要针对这几个方面。现阶段对MRC-WPT技术的研究还处于起步阶段,相关的理论和实验研究很少,尤其是对传输效率影响的研究还不够。阻抗匹配器作为电路系统中的重要模块,对WPT系统的优化有显著作用。参考文献[5]在验证其结论时,只在结构中列出了阻抗匹配器这一模块,并没用具体介绍其应用效果;参考文献[6]设计了一种有自动阻抗匹配器的MRC-WPT系统,详细分析了其工作原理及优化效果,但是只针对传输效率,在功率方面介绍较简略。本文从基本的电磁谐振电路出发,对MRC-WPT技术基本原理进行研究,详细介绍了阻抗匹配原理及其设计原则,提出了一种有阻抗匹配器的MRC-WPT系统。该系统结构较普通结构能有效提升系统传输功率。

1 MRC-WPT系统基本理论及模型

目前国内外研究者对MRC-WPT系统的原理和建模分析主要采用耦合模理论、散射矩阵理论和电路理论3种方式[7]。耦合模理论比较抽象,不易理解;散射矩阵理论常用于天线领域研究,忽略了系统内部参数;电路理论是常用的电气研究方法,易于理解。因此本文采用电路理论对MRC-WPT系统进行建模分析。

1.1 MRC-WPT系统原理

MRC-WPT系统根据共振原理,合理设置发射线圈与接收线圈的参数,使2个线圈及整个系统具有相同的谐振频率,并且在该谐振频率的电源驱动下达到一种“电谐振”状态,此时线圈回路阻抗达到最小值,大部分能量往谐振路径上传递。一个完整的MRC-WPT系统除了2个发生自谐振的线圈外,还必须有电源和负载,如图1所示。其中C1为发射线圈匹配电容,ZS为电源阻抗,C2为接收线圈匹配电容,ZL为接收端负载阻抗。

电源给发射线圈供电,频率为系统谐振频率。此时发射线圈发生谐振。由LC谐振耦合电路可知,当电源频率与收发电路的LC固有谐振频率一致时,发射线圈和接收线圈阻抗最低,即使在不高的供电电压下,由于发生谐振,也能产生较大的电流。此时,在一定传输范围内,发射回路大部分能量被接收回路吸收,发射线圈匹配电容的电场能因谐振与电感中的磁场能不断进行交换。而发射线圈中一部分磁力线铰链到接收线圈,交变的磁场在接收线圈中感应出电流,从而将能量传递到接收端。在接收端,接收线圈匹配电容中的电场能和电感中的磁场能也因谐振不断进行能量交换,最终将能量传递给负载。MRC-WPT系统等效电路如图2所示,其中U为电源电压,R1为发射线圈等效电阻,L1为发射线圈电感,I1为发射线圈电流,R2为接收线圈等效电阻,L2为接收线圈电感,I2为接收线圈电流,M为收发线圈之间的互感。

根据基尔霍夫电压定律,可得等效电路的回路方程:

式中ω为系统频率。

发射线圈等效电阻为辐射电阻和损耗电阻之和,但是在高频下线圈的辐射电阻远小于损耗电阻,因此本文中发射线圈等效电阻即为线圈损耗电阻。当电源频率为线圈自谐振频率时,系统发生谐振,即有式(2):

发射线圈参数可由式(3)—式(5)确定[8]:

式中:μ0为真空磁导率;δ为铜线电导率;n为线圈匝数;r为线圈半径;a为铜导线直径;D为收发线圈之间的距离。

本文中收发线圈结构一样,因此线圈参数也一致。令,解式(1)可得MRC-WPT系统的电流I1,I2,从而可得此时MRC-WPT系统传输功率:

1.2 基于阻抗匹配器的MRC-WPT系统模型

信号或电能在传输过程中,为实现信号的无反射传输或最大功率传输,要求电路连接实现阻抗匹配[9]。阻抗匹配方式有2种:①共轭匹配,即负载阻抗等于信号源内阻抗的共轭值,此时负载上能够获得最大传输功率,称为最大输出功率匹配;②传输线的阻抗匹配,负载上的反射信号叠加在原信号上会改变原信号的形状,如果传输线负载阻抗与传输线特性阻抗匹配,此时信号传输到负载上完全被负载吸收而无反射波,又称为无反射匹配[10,11,12]。本文以共轭匹配为例进行分析,使负载获得最大传输功率。图3为一种典型的阻抗匹配电路。

图3中电源传输到负载上的功率为

当电源阻抗ZS的共轭与ZL相等(ZS*=ZL)时,电源阻抗和负载阻抗是匹配的,负载功率最大,为

阻抗匹配电路可被看作二端口网络[2],其结构如图4所示,其中U′为负载两端电压。

图4所示结构可用二端口网络理论中的T参数矩阵表示为[13]

当参数满足式(10)、式(11)时,满足匹配条件[6]。

基于上述分析可计算出阻抗匹配器中的参数。对于MRC-WPT系统,传输距离容易改变,其收发线圈互感受传输距离的影响较大,而互感的改变会影响系统阻抗,进而降低系统传输性能。若系统加入阻抗匹配器,可有效改变系统阻抗,使系统高效工作。将谐振线圈(即收发线圈)与负载作为一个整体,将阻抗匹配器整合到MRC-WPT系统,得到系统整体结构,如图5所示。谐振线圈与负载作为一个整体,不论是负载单独变化,还是谐振线圈参数变化,又或者两者同时变化,都看作是整个系统的负载变化。通过调整阻抗匹配器的相关参数,可使电源在任何时候都以最大功率输出。

本文采用较简单的L型匹配电路[14]。XS,XL为阻抗匹配器的阻抗参数,其值可由式(10)、式(11)计算得到。

2 仿真分析

由于MRC-WPT系统传输距离较灵活,而距离变化会影响谐振线圈的互感参数,所以仿真实验是在不同传输距离、相同负载条件下,比较有无阻抗匹配器时负载消耗的功率,从而证明阻抗匹配器的优化效果。将图5(b)所示系统电路用互感理论等效,在Simplorer环境下进行仿真,仿真电路如图6所示。

图6为已去耦合等效电路,电源内阻抗ZS=RS,负载阻抗ZL=RL;阻抗匹配器参数XS=LS,XL=CP;电源频率为13.56MHz,幅值为10V。线圈参数[15]:谐振线圈自身电感L=2.634×10-5H,电容C1=C2=5.229×10-12F,去耦电感L1=L2=L-M,线圈匝数n=10,线圈半径r=5cm。线圈电阻忽略不计,高频功率放大电路的输出阻抗一般为50Ω,取RS=RL=50Ω。表1为传输距离D变化时计算出的阻抗匹配器参数值。

以D=12cm为例介绍仿真数据处理过程。图7为无阻抗匹配器时仿真结果。可看出随着时间推移,负载两端电压趋于稳定。由仿真结果的Data Table图可得到负载两端电压稳定值,再根据功率计算公式计算出负载功率。

仿真数据见表2,其中U1为无阻抗匹配器时RL两端电压幅值,U2为有阻抗匹配器时RL两端电压幅值。由表2可知,随着传输距离增大,2个谐振线圈之间的互感逐渐减小,相应的负载两端电压也慢慢减小,但U2始终大于U1,即MRC-WPT系统有阻抗匹配器比无阻抗匹配器时输出电压高。

MRC-WPT系统有无阻抗匹配器时负载RL上消耗的功率如图8所示。可看出在传输距离相同的情况下,加入阻抗匹配器的MRC-WPT系统输出到负载上的功率比无阻抗匹配器时大。

3 结语

MRC-WPT系统传输距离较远,因此收发线圈之间距离容易发生变化。而MRC-WPT系统性能对传输距离的变化比较敏感,主要原因是距离增大会使收发线圈之间耦合强度减弱、互感减小。从阻抗匹配角度出发,将收发线圈互感的变化等效成系统阻抗参数的改变,用互感理论分析了MRC-WPT系统的传输机理,简单介绍了阻抗匹配理论及其参数计算方法,提出了一种具有阻抗匹配器的MRC-WPT系统,并采用仿真方法验证了系统的优化效果:在同样条件下,具有阻抗匹配器的MRC-WPT系统可有效提高负载端功率。

摘要：以互感理论分析了磁耦合谐振式无线电能传输系统原理,介绍了阻抗匹配理论及相应的参数计算方法,提出将收、发线圈互感的变化等效成系统阻抗参数的改变,建立了含有阻抗匹配器的磁耦合谐振式无线电能传输系统模型。仿真结果验证了在相同的条件下,具有阻抗匹配器的磁耦合谐振式无线电能传输系统可有效提高负载功率。

耦合磁共振电能传输 篇5

关键词：感应耦合,同步整流,损耗,效率,对比测试

随着电源技术的发展,低压大电流开关电源逐渐成为目前一个重要的研究课题。而效率问题始终是一个主旋律[1]。电源中的损耗很大一部分来自于整流电路。传统整流方式是使用整流二极管,其较高的导通压降使得系统效率低下。同步整流采用低导通电阻的功率MOSFET取代整流二极管,以降低整流损耗[2]。整流时,要求MOSFET栅极电压与被整流电压保持一定的相位同步关系。

感应耦合电能传输系统中应用同步整流时,需要特殊的控制方式以避免延时导致的整流失效问题。针对应用同步整流提高系统效率的问题,本文设计制作了同步整流控制电路以及应用同步整流技术的感应耦合传输系统。实验测试数据说明,该电路有效地避免了整流失效,显著地提高了系统效率。

1 整流损耗分析

1.1 二极管整流

二极管半波整流电路如图1所示。

整流二极管导通时,电流流经二极管产生导通损耗,其计算公式为:

其中,VD为二极管导通压降,ID为导通时流过二极管的电流,D为二极管工作占空比。二极管导通压降较高,快恢复二极管或超快恢复二极管可达1.0 V～1.2 V,即使采用肖特基二极管,也有大约0.6 V[2]。在大电流输出的情况下,损耗尤为突出,使得系统效率低下。

1.2 同步整流

同步半波整流电路如图2所示。

MOSFET导通时,电流流经漏源产生导通损耗,其计算公式为:

其中,RON为MOSFET导通电阻,IDS为导通时流过MOSFET的电流,D为工作占空比。功率MOSFET属电压控制型器件,它在导通时的伏安特性呈线性关系[3l。随着功率MOSFET工艺技术的进步,如今MOSFET的性能大大提高,导通电阻越来越低,一些功率MOSFET仅有几毫欧[3]。使用同步整流可减少整流电路的导通损耗。在低电压大电流情况下,可大大提高系统效率。

2 感应耦合电能传输的同步整流

2.1 感应耦合电能传输基本原理

感应耦合电能传输方法是一种基于电磁感应耦合理论,现代电力电子能量变换技术及控制理论于一体的新型电能传输模式[4],其基本原理如图3所示。电源提供的直流电经逆变电路转换后供给原边电感。副边电感通过电磁感应得到交流电。整流后由功率处理电路将其转换为所需的电流/电压,供给用电设备,完成电能的无线传输[5]。

2.2 同步整流控制

在感应耦合电能传输中,发射和接收电路在物理上隔离。整流控制电路只能从副边电感上取得信号。电路的延时导致整流逻辑与被整流电压在相位上无法同步。其中关断延时Δt会造成整流电路的失效。波形示意如图4所示。

在感应耦合电能传输系统中,控制电路需提前发出关断信号,一种可行方案的控制电路原理如图5所示。通过调整电路外围参数,使得积分电路得到的三角波波峰高于比较器1输出的方波波峰ΔV。使输出信号的下降沿超前At,以抵消关断延时。波形示意如图6所示。

3 实验结果

为了验证同步整流控制电路,测试同步整流对系统效率的提升效果,本文设计了半桥逆变电路、同步整流电路、二极管整流电路进行对比测试。测试电路原理如图7所示。

Tc1与Tc2同轴绕制,保证控制信号与副边电感信号同步。原边电感采用棒状磁芯,副边电感绕在管状骨架上,线圈匝比1:1。整流二极管采用MUR1660双管并联,同步整流MOSFET采用IRF3205单管。逆变MOSFET采用两只FQA38N30单管,工作频率20 kHz。

3.1 同步整流控制电路

在无滤波电容、接200Ω纯阻性负载的情况下测试负载两端电压波形。测试电路及波形如图8所示。

从图8可以看到,负载两端波形为正的半波方波,没有负电压的出现。控制电路提前发出关断信号,避免了延时的影响,保证了整流电路的有效性。

3.2 系统效率

在整流后端接入滤波电容,分别使用二极管整流,同步整流对系统输入/输出参数进行测试。测试时保证两组整流电路负载相同。在输出电压分别为5 V和3.3 V时,系统效率如图9所示。

从图9可以看到,输出电压为5 V时,效率提升幅度在输出电流1 A时达到峰值,为14.75%,随后随着输出电流增加而下降。输出电压为3.3 V时,效率提升幅度随输出电流增加而降低,在电流为100 mA时达15.51%。同步整流技术可明显提高感应耦合电能传输系统的效率。随着输出电流增加,耦合电感的效率降低,系统整体效率下降,效率提升幅度也下降。

输出功率相同的情况下,同步整流时系统的输入功率与二极管整流时系统的输入功率的差值,即为同步整流电路减少的损耗。测试输出分别为5 V和3.3 V时减少的功耗值,结果如图10所示。

从图10可以看到,同步整流比二极管整流减少的损耗,随输出功率的增加而同步增加。输出5 V/10 A时,损耗减少了10.16 W,占输出功率的20.32%。输出3.3 V/10 A时,损耗减少了11.15 W,占输出功率的33.79%。可见,在输出低压大电流的情况下,应用同步整流技术可以显著提高感应耦合电能传输系统的效率,大大减少整流损耗。

整流二极管较高的导通压降,使得整流损耗较大。在输出低电压大电流的情况下,损耗尤为突出。本文系统分析了二极管与同步整流的导通损耗,并设计了针对感应耦合电能传输系统的同步整流控制电路,避免整流电路的失效。实际电路测试验证了控制电路的有效性。并且,通过二极管整流与同步整流的对比测试,得到了在低压大电流时,同步整流电路对系统效率的提升。输出电压为5V时可提高14.75%;输出电压为3.3 V时可提高15.51%。输出5 V/10 A时,损耗减少了10.16 W;输出3.3 V/10 A时,损耗减少了11.15 W。

参考文献

[1]宋辉淇,林维明.同步整流技术的特点与分析比较[J].通信电源技术,2006,23(3):34-37.

[2]黄海宏,王海欣,张毅.同步整流的基本原理[J].电气电子教学学报,2007,29(1):27-29.

[3]Xiong Yali,Sun Shan,Jia Hongwei,et al.New physical insights on power MOSFET switching losses[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2009,24(2):525-531.

[4]张峰,王慧贞.非接触感应能量传输系统中松耦合变压器的研究[J].电源技术应用,2007,10(4):54-64.

耦合磁共振电能传输 篇6

传统的电缆式电能传输方式,存在诸如滑动磨损、接触火花、碳积累、不安全裸露导体等缺点。在化工、采矿等领域,采用传统方法极易引燃或引爆火花,引发事故,限制了使用范围[2]。而且传统的电池供电方式在医疗领域等应用中,不但繁琐而且容易造成感染等不良影响,因而研究一种无接触电能传输(Wireless Power TransferWPT)方法显得尤为重要。直至2007年麻省理工学院的研究员Marin Soljacic在2007年在特斯拉的实验基础上,提出了磁共振方式,即电磁谐振方式的无线电能传输方式ERPT(Electro-magnetic Resonant Power Transmission ,ERPT),成功用两个直径60cm的线圈点亮了一盏60瓦灯泡[1]。在此之后,无线充电设备如雨后春笋般涌现,到目前为止,对无线电能传输的研究主要出现的四种主要方式,即电磁感应方式[4],无线电波方式[5],电场耦合方式[6],电磁谐振即磁共振方式。

磁共振方式:其原理是在电磁感应的基础上,使驱动频率与谐振器的固有频率相同,从而在谐振器之间形成一个磁通道,达到非接触供电方式。磁共振无线电能传输方式相比其它方式,大大提高了传输距离,同时提高了电能传输效率,因此磁共振无线电能传输技术已经成为目前无线电能传输领域的主要研究热点。

目前国内外在磁共振式无线电能传输方面的研究都还处于起步阶段。文献[2]对体内植入式电子设备的无线供能进行研究。文献[7]主要研究了主要试验了各种情况下四圈位置、结构和传输功率之间的关系;文献[8]简化为两线圈模型,用KVL计算了接收线圈归一化电压;文献[9]研究了平板磁芯,对传输功率效率的影响。

这些对无线电能传输技术的研究,尤其是对提高其传输效率作了大量有意义的探索工作,但针对磁共振式电能传输耦合谐振系统的影响因素与实现问题的研究还很少。因此本文在上述研究工作的基础之上,通过理论分析了耦合谐振系统的影响因素,以及耦合谐振系统的传输效率,并设计开发了无线电能传输系统,验证了理论分析的正确性,这些为磁共振式无线电能传输方式耦合系统的实现提供了重要的参考意义。

2 磁共振式无线电能传输系统

2.1 无线电能传输的原理

基于磁共振式无线电能传输,即电磁谐振式无线电能传输系统典型原理模型如图1。

该系统主要包含四部分,激励线圈为系统提供所需的电能,发射和接收线圈作为中继线圈工作在谐振状态下,实现增大无线传输距离的作用,负载线圈接收电能通过常规整流滤波后转换成直流或者直接提供给负载。

2.2 通电线圈轴线上的电磁场分析

无线电能传输实际上是由发射端将电能先转换为电磁能,通过无线的方式传递电磁能到接收端,再转换成电能的过程。因此,我们有必要对通电线圈上电磁场作简要的分析。

2.2.1 单线圈产生的磁场分析

如图2,由比奥—萨法尔定律可以得出:

其中,任意点A处的电流元Idl在对称轴线上一点P产生的元磁场、μ 0为磁导率、r0 为场点P到圆心的距离、R为线圈半径。r与α如图中几何关系。

对(1)积分可得磁感应强度B:

由(5)可知,固定大小的线圈通入一定电流后,其中心位置磁场强度一定[11]。由(6)可知,固定大小的线圈通入一定电流后,沿其线圈轴线方向,远离线圈圆心时,磁场强度与轴线上该点到圆心的距离的三次方成反比关系,也就是说磁场衰减很迅速。

2.2.2 两线圈的互感分析

如图3,由(4)可以得出可知L1、L2之间的互感系数M:

其中φ21为线圈L1激发的磁场通过线圈L2的磁通量[10]、I1与I2分别为两线圈中电流、R与r分别为两线圈半径、d为两线圈中心距离。

在得到两线平行线圈间互感,因磁共振耦合系统一般采用平行线圈方式,所以本文对自由位置两线圈的耦合不做说明。在得到M后通过测量可以得到两线圈的自感L1和L2,带入耦合系数的计算公式可得:

这样就得到了线圈间的耦合系数K,理想情况下K值等于1表示,两线圈完全耦合,没有漏感,而实际中K越接近1则表示耦合程度越好,越有利于无线电能的传输。

2.3 谐振线圈的值的选择

在LCR电路中,电阻是耗能元件,将电能转化成热能wR=RI2电容、电感则是储能元件,彼此之间通过电场和磁场的交互将电能储蓄起来而不消耗。谐振电路中电感和电容的储能总量为:

通常情况下WS是随着时间做周期性变化的,这表明,谐振电路与外界交换无功功率。在谐振状态下,

ws= LI2就是在谐振状态下稳定地储存在电路中的电磁能。谐振电路达到稳定的震荡以后,为了维持振荡,外电路需要不断地输入有功功率,以补偿上述电阻产生的有功功率WR的损耗。这里WS与WR的比值就是谐振电路的Q值,

即谐振电路中储存的能量与每个周期内消耗的能量的比值的2π倍。Q值越高,相对于存储的能量所需要消耗的能量就越少,即谐振电路的储能效率越高。这就是无线电能传输中强调高Q值线圈的原因。

然而,并不是Q值越高越好,谐振电路还有一个重要特性就是频率选择性。为了定量说明频率选择性,通常引用“通频带宽度”的概念。通常认为在谐振峰两边I的值等于最大值IM的处频率之间的宽度为通频带宽度,其大小等于边缘频率f1、f2之差Δf,即

在此范围内,I的数值都大于70%IM,通频带的宽度?f越小,就表明谐振峰越尖锐,电路选频性就越强,如图4。

由[7]可以得出:

即谐振电路的通频带宽度Δf反比于谐振电路的Q值,Q值越大,谐振电路的选频性就越强,在无线电能传输中,对频率的变化就越敏感,系统的鲁棒性就越差。

所以要实现高效率的无线电能传输,就要尽可能的实现少漏磁,即尽可能多的电能转换成磁能,而不是发热浪费掉,但是不是Q值越大越好,因为Q值越大,通频带越窄,系统鲁棒性越差。这是无线电能传输谐振系统中发射接收线圈选择Q值的一个重要参考指标。

2.4 趋肤效应对谐振线圈的影响

交流电通过导体时,各部分的电流密度不均匀,导体内部电流密度小,导体表面电流密度大,这种现象称为趋肤效应. 而趋肤深度有下式决定:

其中f=ω/2π是频率,式(17)表明,趋肤深度ds和和频率f、电导率σ和磁导率μ的平方根成反比。定性的看,交流电的频率f越高,感生的电动势就越大[11];导体的电导率σ越大,即电阻率ρ越小,产生的涡流也越大。这些都导致趋肤效应变得越明显,即趋肤深度变小。也就是说交流电的频率越高,趋肤效应越显著,频率高到一定程度,可以认为电流完全从导体表面流过.因此在高频交流电路中,必须考虑趋肤效应的影响,例如收音机磁性天线上的线圈用多股互相绝缘的导线绕制,电视室外天线不用金属棒而用直径较粗的金属管制作,都是为了增加导体的表面积,克服趋肤效应带来的不利影响的实例。因此,在进行无线电能传输过程中,尤其是在高频、超高频下进行天线设计时必须根据所选频率大小等因素考虑趋肤效应对传输性能的影响。本文处于容易工程实现角度考虑,实验中频率采用520K,频率相对较低,所以本文对此未做定量分析。

3 谐振方式下系统功率效率分析

为了分析方便,本文去掉中继线圈,将模型简化为电能供给线圈和负载线圈直接谐振耦合,如图5。

对于初次级典型链接模式的功率与效率分析[4],因为初次级均工作在相同的频率下,为了能方便地分析初次级接收功率,可以设。互感即

根据基尔霍夫电压定律求解可得如下方程组

其中为激励电压、ω为激励角频率、p和d分别为初次级电流、Lp 和Ld分别为初次级谐振线圈电感量、Cp和Cd分别为初次级谐振电容、分别为初次级谐振器等效电阻。

次级电流:

初级电流:

次级接收到的功率:

初次级间耦合效率:

以上通过计算分析了磁共振式无线电能传输中的谐振系统简化模型的传输功率与效率,然而工程实验中可以根据实际测量值计算传输功率与传输效率。

4 实验研究

为了验证上述分析的正确性,本文在图1模型的基础上结合相关的理论开发了磁共振式无线电能传输实验系统,如图7。

该实验系统综合考虑理论分析与工程实际选择谐振器的谐振频率为520KHz,由信号发生器输出1.04MHz的占空比50%的PWM波,经过74LS74分频器后输出两路520KHz的差分信号,经过MOS管驱动IXDN502,驱动由两个IRF740MOS管构成的半桥逆变电路[12]通过LC串联谐振电路产生交变磁场,如图5。电磁发射接收系统四线圈形成对称结构,其中电源与负载线圈,直径100mm,线径1mm的漆包线紧密绕成,Lp=Ld=9.42uH ,谐振电容为Cp=Cd=10n F的CBB电容构成;中继线圈,直径110mm,线径1mm的漆包线紧密绕成,Ls=Lr=93.37u H,谐振电容为Cs=Cr=1n F的聚丙烯电容构成,如图6。负载选用的无感电阻。

4.1 对谐振系统进行阻抗分析

采用阻抗分析仪对制作的谐振系统进行测试,频率520KHz情况下如图8,阻抗为,Z=50.5Ω-j518mΩ 。

4.2 谐振系统效率分析

因谐振系统阻抗Z≈50Ω,所以本文采用50Ω负载电阻对开关电源及逆变电路的效率η2进行了测试,而整机的效率为η1,因此我们很容易根据下式算出我们要研究的谐振系统的效率η。

测试效率计算:η1=η2 *η,即磁共振系统效率η=η1 /η2:实验测量结果如表1。

对上述效率进行分析可知,无线电能传输效率主要由开关电源及逆变电路的效率和谐振系统的效率共同决定,开关电源及逆变电路效率并非本文研究重点,而谐振耦合系统为本文所研究的重点,其效率可以达到84.46%的传输效率,由于磁共振系统手工绕制,难以避免均匀分布电容等问题,因此谐振耦合系统效率仍然有提升空间。

5 结束语

耦合磁共振电能传输 篇7

无线电能传输技术是一种借助于空间无形软介质如电场、磁场等将电能由电源端传递至用电设备的传输模式,实现了电源和用电设备的完全隔离[1,2],解决了传统导线直接接触供电的缺陷,是一种安全有效的电能传输方式[3,4,5,6]。参考文献[7]介绍了无线电能传输的几种方式,其中磁耦合感应式无线电能传输距离非常近,传输距离为1cm以内,而磁耦合谐振式无线电能传输方式可实现中等远距离传输。参考文献[8]详细分析了磁耦合谐振式无线电能传输发生频率分裂的相关因素,并将耦合程度分为过耦合、临界耦合、欠耦合。参考文献[9]指出通过频率跟踪、阻抗匹配、调整互感系数来削弱频率分裂现象。参考文献[10]给出了发射线圈与接收线圈轴线方向的夹角与互感系数之间的关系。以上研究是基于发射线圈和接收线圈完全对称的情况,而现实中大多数情况下发射线圈和接收线圈不能保持对称,因此对称式无线电能传输的应用受到了一定约束。本文根据非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统的等效电路,分析了磁耦合谐振式无线电能传输和磁耦合感应式无线电能传输之间的关系以及抑制频率分裂的方法,设计了非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统实验电路,对理论分析的结果进行了实验验证。

1 非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统模型分析

忽略集肤效应和邻近效应的非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统等效电路如图1所示。US为交流电压源;R1,R2分别为发射线圈与接收线圈串联的等效阻抗;L1,L2分别为发射线圈与接收线圈的等效电感;C1,C2分别为发射线圈与接收线圈串联的谐振电容;M为发射线圈与接收线圈之间的互感系数;I1,I2分别为流过发射线圈与接收线圈的电流。发射线圈与接收线圈不对称,则L1≠L2,C1≠C2,R1≠R2。

根据基尔霍夫电压定律(KVL)可得

式中ω 为交流电压源的角频率。

解式(1)可得

式中:ξ为角频率偏移的程度,ξ=Q(ω/ω0-ω0/ω),Q为品质因数,ω0为谐振角频率;λi(i=1,2)为耦合因数,表示发射线圈与接收线圈相互之间的耦合程度,λi=ωM/Ri。

交流电压源的输出功率为

接收线圈串联等效阻抗接收的功率P2和电压模值|U|分别为

系统传输效率为

根据式(6)可得传输效率的3D效果,如图2所示。随着耦合因数从0逐渐增大到1,即发射线圈与接收线圈距离由大逐渐变小,系统只有处于谐振状态(ξ=0)时才有较高的传输效率,此时为磁耦合谐振式无线电能传输方式;当耦合因数继续增大,即发射线圈与接收线圈距离非常小时,不论系统是否处于谐振状态,均具有较高的传输效率,此时发射线圈与接收线圈的传输方式相当于磁耦合感应式无线电能传输方式,与角频率偏移的程度无关。

以|US|为基准,根据式(5)可得接收线圈串联等效阻抗的电压标幺值的3D效果,如图3 所示。当非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统处于谐振状态时,随着耦合因数增大,接收线圈串联等效阻抗的电压标幺值不断增大;当耦合因数等于1时,接收线圈串联等效阻抗的电压标幺值达到最大值;当耦合因数大于1时,接收线圈串联等效阻抗的电压标幺值下降,即非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统发生频率分裂。由耦合因数的表达式可知,耦合因数与互感系数有关,在其他参数不变的情况下可通过调整发射线圈和接收线圈轴线方向的偏转角度和径向距离来削弱互感系数,进而降低耦合因数,抑制频率分裂。

2 实验验证

为验证理论分析的正确性,搭建了非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统,如图4所示。直流电源采用LP系列直流稳压电源,供电电压为30V;高频逆变电路采用集成芯片XKT-801,产生的交流信号经谐振补偿电路后直接输入发射线圈;发射线圈采用平面谐振线圈,线圈外径为87 mm,匝数为15,电感为40μH;接收线圈采用双层平面谐振线圈,线圈外径为96mm,匝数为23,电感为900μH;负载采用额定功率为3 W的灯泡。

经测试,当系统工作在谐振状态时,谐振频率为130.993kHz,此时能将灯泡点亮的发射线圈和接收线圈最大轴向距离为65mm,远远超过磁耦合感应式无线电能传输的距离。将发射线圈和接收线圈由远到近移动,从轴向距离65mm移到15mm,每隔5mm测量接收线圈峰值电压,结果如图5所示。

由图5可知,当发射线圈和接收线圈轴向距离大于25mm时,随着轴向距离的减小,接收线圈峰值电压不断增大,系统处于欠耦合状态;当轴向距离等于25mm时,接收线圈峰值电压最大,系统处于临界耦合状态;当轴向距离小于25 mm时,随着轴向距离的减小,接收线圈峰值电压开始下降,系统处于过耦合状态,此时系统发生频率分裂现象。

当系统处于过耦合状态时,调整发射线圈和接收线圈轴线方向的偏转角度和径向距离,如图6所示。

分别在发射线圈和接收线圈轴向距离为15,20,25mm时调整偏转角度,每隔3°对接收线圈峰值电压进行采样,结果如图7(a)所示;分别在发射线圈和接收线圈轴向距离为15,20,25 mm时调整径向距离,每隔5mm对接收线圈峰值电压进行采样,结果如图7(b)所示。

由图7可知,轴向距离为25mm时,随着偏转角度和径向距离的增加,接收线圈峰值电压不断下降,这是由于偏转角度和径向距离的增加会降低发射线圈和接收线圈互感系数,从而减小耦合因数,使系统从临界耦合状态进入欠耦合状态。轴向距离为15,20mm时,随着偏转角度和径向距离的增加,接收线圈峰值电压先增大后减小,这是由于发射线圈和接收线圈互感系数降低,使系统从过耦合状态进入临界耦合状态,此时接收线圈峰值电压先增大;继续增大偏转角度和径向距离,则发射线圈和接收线圈互感系数继续降低,使系统从临界耦合状态进入欠耦合状态,此时接收线圈峰值电压不断减小。通过以上分析可知,非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统发生频率分裂现象时,可通过调整发射线圈和接收线圈轴线方向的偏转角度和径向距离来削弱互感系数,抑制频率分裂,提高接收线圈的峰值电压。

3 结语

通过分析非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统的等效模型,可知磁耦合谐振式无线电能传输为磁耦合感应式无线电能传输的特殊情况,即磁耦合谐振式无线电能传输系统在谐振频率处才能远距离传输;针对系统发生频率分裂的现象,通过调整发射线圈和接收线圈轴线方向的偏转角度和径向距离来抑制频率分裂。搭建了非对称磁耦合谐振式无线电能传输系统实验平台,验证了理论分析的正确性。

参考文献

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