软件无线电信号

软件无线电信号（共12篇）

软件无线电信号 篇1

随着通信技术的不断发展,软件无线电研究在现代社会中有着极其重要的意义,在实际工作中也已经被广泛应用。软件无线电技术的主要特点是:结构开放性、软件可编程性、硬件可重构性、频段和功能富有多样性。综上所述,说明这项技术显然具有灵活的可用性,尤其在军事领域和商用通信方面能够发挥无限的应用潜力。

1 软件无线电的基本概念

无线电其实就是指在宇宙空间(包括空气和真空)传播的电磁波。无线电技术就是研究如何通过无线电波传播信号的技术。在天文学中无线电波也被称作射电波,简称射电。软件无线电就是通过对软件进行编程的方式,在一个标准且开放的硬件平台中实现无线电台及个人的各种无线通信功能,是在以硬件开发使用为基础、结合面向用途的电台设计方法,应时代需求被开发出来的一种新技术。软件无线电有其自身的体系结构,特别需要重点强化的内容就是它的开放性以及全面可编程性两个关键部分,然后再通过软件更新改变硬件配置结构,实现新功能。软件无线电采用高标准、高性能的开放式构造,非常有利于硬件模块的升级与扩展。

2 研究软件无线电的意义和发展现状

2.1 研究的意义

目前,在通信领域,各通信体系自成一家、各占据一席位置,彼此之间存在较大的竞争趋势和互不兼容的局面,导致频率资源极度紧张。这些矛盾冲突导致各体系之间的客户也无法实现通信共通,而与之相对应的却是无线个人通信系统的迅猛发展与新系统的频频涌现,作为以硬件为主的旧通信体制变得无法适应新时期行业发展。1992年,软件无线电在美国MILTRE公司诞生,从此开始研究使用软件完成各种功能的科学技术,目的是达到可以满足用户最大范围的处于可用的无线电环境中,实现宽带A/D/A转换器的数字化和可编程性。此外,将硬件的结构配置通过对软件的“改朝换代”方式进行突破改变,打造升级版功能系统。软件无线电的出现让无线电台从过去的设计局限中脱离出来并作出改革,从此硬件不再处于核心地位,而是尽可能地通过灵活的软件系统在简化的硬件平台的应用,实现各种新型的无线电功能设计思路。这样用户将能在各个不同时期和各种使用环境下,通过在同一硬件平台上使用不同软件的方式满足多样的功能需求;商家也将在通用的、拥有良好扩展性的硬件平台上不断开发新的应用软件,以满足用户和市场的新要求。甚至有人推断,软件无线电会带动整个无线电产业走向前所未有的发展高度,并迎来电子信息技术的发展大潮,最终在全世界范围内形成巨大的软件无线电产业市场,社会科技随之进步。

2.2 发展现状

软件无线电乘着无限的发展态势迎面而来,不可小觑,世界各国都已吹响软件无线电研究和使用的号角。美国国防部已于1990年8月与Hazektine公司签定了研发易通话(Speakeasy)软件无线电系统的合同,并且已经成功研制出多频段多功能电台[1]。美国麻省理工学院也从软件无线电角度思考引入大量软件成分,并为尝试实现“虚拟”无线电做出着贡献。此外,MMITS论坛(已更名为SDR论坛)也早已经展开了对无线系统的开发利用,标志着软件无线系统开始展现出其商用价值。同时,美国Airnet公司在深入的研究了软件无线电的基站的相关理论以后,已成功研制出具备足够灵活性配置的基站。在欧洲,软件无线电技术同样呈现出迅猛发展的趋势。1998年6月,第一届国际软件无线电研讨会在希腊顺利召开,本次大会是欧洲委员会的软件无线电研究专题组应第三代ACTS移动通信委员会要求举办的,类似的大量项目都在欧洲委员会的计划中着手操作中。亚洲的第一个软件无线电研究组织是于1998年4月在日本庆应义塾大学成立的,之后才开始推广研究软件无线电。然而,研究的内容与范围也远远比不上欧美国家的进程。我国对软件无线电的研究虽然相对迟到很多,但却能尽快的充分意识到其重要性[2]。国家自然科学基金组织和“863计划”都把对软件无线电技术的研究设为一个重要研究课题,而且在很多高校和科研所也已经开始投入精力在软件无线电技术的研究工作方面,并取得了一定的进展和成果。另据报道,中国解放军理工大学和中国电子科技集团公司已经在软件无线电技术中手机应用研究工作中取得了一些可喜的成绩。

3 中波信号正交解调,测量算法研究

3.1 中波信号正交解调算法

进人DSP的数字化的调幅信号表达式为:

为调制信号;φ为载波瞬时相位。对此信号进行正交解调,软件算法实现框图如图1:

如果采用低通采样,设S(n)采样率为5 MHz,则采样后的数据流速率会很高,对于DSP的处理能力和实时性,本方案可以从以下途径减小DSP内的计算量。首先,低通滤波器采用半带滤波器和积分梳状滤波器相结合使用的方案,从而有效减少第一级滤波器的计算量和以后各级滤波器抽头系数的个数;其次,由于中波调幅信号的调制信号带宽较小,完成降速处理窄带信号的采样数据流是完全可行的,多速率信号处理技术为这种实现提供了理论依据[3]。低通滤波器部分采用多级降采样结构的实现框图如图2所示。

3.2 调幅信号场强测量的算法

已知A (n)=A。+m(n),A(n)可以由前面的算法得到,想得到AO,可以构造迭代算法:Ai=P*A (n)+(1-p)*Ai-1,其中P的值可以取接近于1的小数,如0.999,P的值决定Ai收敛于A。的速度和精度,可以根据需要选择P值。

4 硬件实现方案

4.1 处理器简介

在本文的方案中,以TMS320C6202DSP (数字信号处理器)作为运算处理器,这款处理器的芯片的有其自身的优点,它是采用改进的VelociTI、超长指令字(VLIW)结构的高速并行定点数字信号处理器。该芯片工作时的时钟频率可以高达250M,最大处理能力高达2000MIPS。另外,C6202除了处理速度快还拥有丰富的片内资源。其中我们还可以通过32位的扩展总线(XBUS)较方便的连接同步或异步的工业总线器件;通过外部存储器接口(EMIF)较容易的连接异步器件和存储器件。整体看来,这款芯片是相对适合做软件无线电的调制解调的[4]。

4.2 硬件方案框图(图3)

通过C6202实现多速率信号处理的硬件原理框图,如图3所示:

根据C6202的XBUS是32位宽的为基础,我们想要把总线上的带宽加大,需采取两片宽度扩展的FIFO;因为同步FIFO具有速度快且容易与XBUS连接的特点,SN74V225使用XBUS和FIFO接口连接,如图4“XBUS和FIFO接口”:DSP输出端EMIF接口和输出FIFO的接口与输入端类似,不再复述。

5 结语

软件无线电是一门正在不断发展的技术,许多问题还有待研究。本文以软件无线电基础理论为依据,提出了比较简单实用的数字解调测量方案,能够被用作一个开发板,定制软件实现其他调制方式的信号的解调和分析。

摘要：在当前的移动通信领域和军事领域,软件无线电已然成为热门研究内容,它的理论基础其实就是借助硬件平台为辅助支撑作用实现无线通讯,同时将宽带转换器无限接近天线,然后通过软件实现通信功能,从而实现灵敏的、开放的无线通信系统的开发建造。本文通过对软件无线电基础理论与技术的深入研究和探讨,给出具有实用性的中波信号解调测量方案和硬件实现方案。

关键词：软件无线,电中波信号,解调方案

参考文献

[1]肖维民,徐希斌.软件无线电(上)[J].微波与卫星通信,2013,(1):1-5.

[2]孙增军,周晨阳.软件无线电技术[J].数据通信,2010,(1):60-63.

[3]杨小牛,楼才义,徐建良.软件无线电原理与应用[M].北京:电子工业出版社,2013.

[4]宗孔德.多抽样率信号处理[M].北京:清华大学出版社,2012.

软件无线电信号 篇2

《无线电信号书》原名ADMIRALTY LIST OF RADIO SIGNALS，全书主要分六卷共十二册。该书由英国海军水运测量航保部出版。正常情况下每年出版一次，现基本上是一年一版。目前远洋主要使用NP281到NP286。《无线电信号书》简称RADIO SIGNAL（R/S），是船舶无线电员熟悉国际海上通信包括遇险、搜索、营救和气象，定位等以及世界各国通信方式的指南。

一、各卷主要内容简介

（一）第一卷VOL.1（NP281）

1.主要内容

1）各国海岸电台开放的公众业务通信的有关资料：例如，海岸电台名称，呼号，识别码，地理位置，开放各种业务种类的使用频率，时间，通信联络方法；医疗指导，检疫报告，蝗虫和污染报告。

2）海事卫星通信业务：各国开放卫星的地面站名称，位置表，地面站的电话，电传号和E-MAIL地址。

3）船位报告系统：例如，AMVER及各国执行的船位报告制度的范围，报文格式和通信规定。

4）防海盗及武装劫持信息，防走私报告。

5）国际电联频率委员会颁发的指定的各种频率表。包括：船，岸使用的无线电话成对（非成对）频率表；船岸使用的NBDP成对（非成对）频率表；VHF频道中，国际，美国，加拿大频道，频率对照表。

6）有关无线电规则主要内容章节的选读。

7）附录

●国际电话、电传码表

●各国岸台MMSI识别码索引表

●岸台索引表

2.分册范围

1）第一册（NP281（1））主要刊登资料的范围是：欧洲、非洲和亚洲（除菲律宾群岛和印度尼西亚）。

2）第二册（NP281（2））主要刊登资料的范围是：菲律宾群岛、印度尼西亚、大洋州、澳洲、美洲、格林兰和冰岛。

（二）第二卷VOL.2（NP282）

主要内容

1.无线电助航仪器：主要包括开放的无线电测向、开放QTG业务的海岸电台、DF校正台。

2.航空测向台。

3.电子定位系统，包括卫星导航系统和DGPS台。

4.雷达示位标的位置和标识。

5.无线电报时信号台资料。

6.相关图表。

7.附录

●对时台呼号索引表

●对时台台名索引表

●雷达示位标索引表

（三）第三卷VOL.3（NP283）

1.主要内容

1）气象传真业务

2）无线电气象业务和航告相关信息

3）船舶气象报告业务及其相关信息

4）航行警告业务及其相关图表信息

5）NAVTEX系统及其相关图表信息

6）附录

●无线电气象发播台索引表（其中带FAX标志为开放气象传真业务）

2.分册范围

1）第一册（NP283（1））主要刊登的资料范围是：欧洲、非洲和亚洲（除菲律宾群岛和印度尼西亚）。

2）第二册（NP283（2））主要刊登资料的范围是：菲律宾群岛、印度尼西亚、大洋州、澳洲、美洲、格林兰和冰岛。

（四）第四卷VOL.4（NP284）

主要内容：海上气象观测台（站）名称和位置及与之相应的图表。

（五）第五卷VOL.5（NP285）

1.GMDSS基本知识介绍及其相关业务（DSC系统业务）。

2.船台和岸台DSC各种呼叫操作的程序。

3.GMDSS通信系统业务介绍（地面通信和卫星通信系统情况）。

4.SART业务及其相关信息。

5.有关SOLAS公约及其规则的选读。

6.遇险通信规则选读。

7.遇险通信、误报警处置及其相关的图表。

8.VHF通信管理规定。

9.DSC业务及其相关信息图表。

10.INMARSAT业务和COSPAS—SARSAT业务。

11.MSI业务及其相关图表。

12.遇险搜救中心（SAR）信息及其相关图表。

13.附录

GMDSS RADIO LOG

世界各国岸台开放GMDSS业务种类索引表

世界各国岸台MMSI识别码索引表

(六)第六卷VOL.6（NP286）

1.主要内容

1）港口操作业务电台。

2）VTS系统和信息业务。

3）船舶引航业务和港口通信业务。主要包括引港站、港口管理控制台的通信资料。

4）专门为小型船舶提供的业务，如VHF业务。

5）港口管理范围及图表。

6）附录---------INDEX OF STATIONS

2.分册范围

1）第一册NP286（1）：主要刊登资料范围是英国及冰岛。

2）第二册NP286（2）：主要刊登资料范围是欧洲。

3）第三册NP286（3）：主要刊登资料范围是地中海、非洲。

4）第四册NP286（4）：主要刊登资料范围是亚洲、澳洲。

5）第五册NP286（5）：主要刊登资料范围是美洲、南极洲。

二、《无线电信号书》的查阅方法

船舶驾驶员要获得某海岸电台的详细资料，可通过三种方法从信号书中查阅。

1.根据国家或地区名称查阅

可查阅《无线电信号书》的有关部分的地区索引表（INDEX OF GEOGRAPHICAL，SECTIONS），按字母顺序找出所要的国家或地区名称，在名称后面有编号（NUMBER），可借助于这个编号在信号书里查出该国家或地区的所有海岸电台。

2.根据海岸电台的呼号查阅

可查阅《无线电信号书》的有关部分的呼号索引表（INDEX OF CALL SIGNS），按呼号顺序查出所需要的呼号，在其后面有一个编号（NUMBER），可借助与这个编号在信号书里查到所要找的海岸电台资料。

3.根据海岸电台的台名查阅

软件无线电信号 篇3

天文学家使用开普勒太空望远镜的观测数据能够聚焦于“倾听”来自拥有环绕行星的恒星系统的无线电信号，目前他们已首次探测到“候选”外星人无线电信号！

在天文学家欢呼发现外星人之前，所探测到的首个无线电信号将揭晓外星人所在的星球。2012年1月6日，美国加利福尼亚州大学伯克利分校科学家说：“我们开始搜寻开普勒望远镜外星智能文明探索计划（SETI），我们的分析结果将产生首批候选无线电信号。”

令人遗憾的是，首个外星人候选信号并未非常幸运地探测到外星人无线电信号，它们肯定是一种陆地无线电频率干扰（RFI）。虽然这个候选信号是来自于地球的信号干涉，探测到任何人造信号将为美国加利福尼亚州大学伯克利分校提供很好的机会理解未来有望发现的外星人信号。

这些信号非常类似于来自地球之外的科技信号，它们是较窄频率信号，比迄今任何天体物理学现象产生的信号波段更窄，它們随着时间在频率范围内漂移。

美国宇航局开普勒太空望远镜目前正在致力于探索寻找环绕其他恒星的系外行星，它持续对太空同一区域进行观测，搜寻途经主恒星前方的系外行星。当一颗系外行星途经主恒星前方时，这一事件被称为“凌日”，从开普勒望远镜观测角度来看恒星的光线轻微变暗，这样的行星将成为“候选”系外行星。

为了证实这是一颗系外行星，它需要完成4次凌日，当开普勒太空望远镜初期发现类似地球体积的系外行星环绕类似太阳的恒星运行时，我们必须等至少3.5年时间，开普勒才能最终证实它们的存在性。

虽然搜寻发现外星人的概率非常低，但至少开普勒太空望远镜提供了搜寻智慧地外文明的最佳机会。

（来源：腾讯科技）

软件无线电信号 篇4

无线通信对信息处理速度要求越来越快,对算法复杂度要求越来越高。信号处理理论与技术的进步推动集成电路的高速发展与更新,作为集成电路发展的一个重要方向,高性能、低功耗集成电路的推广应用,使许多原本复杂、高速的信号处理运算在移动便携设备中应用成为可能。

本文介绍了一种基于OMAP+FPGA的高性能、低功耗数字信号处理平台设计架构,并提出了具体的实现方案,结合平台应用列举了GMSK和CPM两种无线通信波形的实现。该平台采用软件可配置技术,通过软件加载实现多种通信波形的共存。

1 OMAP+FPGA设计架构

每种集成电路芯片均有自身的应用特点。一般说来,MCU支持多种嵌入式操作系统,如Linux、Vxworks等;外部接口扩展性强,支持多种工业电气接口。由于具有较强的事务管理功能,其应用优势主要体现在控制方面,因此适用于应用程序、控制管理等。DSP是一种特殊的微处理器,具备强大的数据处理能力和高运行速度,为从事各种复杂的计算应用提供了一条有效途径,比如进行加密解密、调制解调等。FPGA适合完成并行处理、重复性强、速度要求高的数字信号处理运算。为实现复杂、高速的数字信号处理,数字信号处理平台通常会采用MCU+DSP+FPGA的硬件体系架构,将三者的优点结合一起,兼顾速度、灵活性、成本等众多因素,既能满足底层信号处理要求,又能满足上层应用的需求,适合目前大多数数字信号处理的需求。但在实际使用过程中,由于采用分立器件,通常功耗较高,不适合高集成、低功耗应用场合[2]。随着芯片技术的发展,芯片厂方已将芯片功能进行集成,比如FPGA集成DSP或MCU功能,DSP集成MCU功能等。考虑到技术成熟度及实用性,本文推荐一种OMAP+FPGA的硬件体系结构,该结构中OMAP集成了DSP和MCU(ARM),且采用低功耗芯片设计技术,能满足便携移动设备低功耗设计需求。

2 设计案例

根据软件无线电的定义,通用硬件要求宽带A/D、D/A尽可能靠近天线,但受当前技术条件约束,中频数字化仍然是应用最多的无线通信解决方案。本案例中数字平台采用中频数字化技术,主要实现基带信号处理,具体包括:分组无线网应用、信源编解码、信道编解码、调制解调、上下变频、抗干扰通信、信道控制等。

2.1 硬件设计

该数字平台硬件总体框图如图1所示,主要包括以下几个功能模块:外围接口丰富的OMAP芯片、超大规模FPGA芯片、高速A/D及D/A变换、程序与数据存储器、外围扩展接口、电源管理、时钟管理等。其中OMAP和FPGA芯片是系统的核心,用于完成高速数字信号处理算法。

OMAP-L1x是德州仪器公司(TI公司)针对移动通信以及多媒体嵌入应用系统开发的应用处理器,主要应用于高性能、低功耗平台。本文选择OMAP-L138,同系列的处理器还包括OMAP-L137、OMAP-L132,其中OMAP-L138是该系列中配置最高的一款芯片,包括一个主频456 MHz的ARM9处理器内核和一个456 MHz的C6748DSP内核。该芯片还具有丰富的外部接口,如USB、EMAC、UART等。在软件功能模块划分中,OMAP-L138主要实现分组无线网络应用、控制、接口扩展、信源编解码、信道编解码、调制、跳频控制及软件动态配置等功能。

Spartan-6作为Xilinx公司Spartan系列的第6代产品,采用45 nm 9层金属布线双层氧化工艺技术,比前一代产品功耗降低了65%。该系列包括包括两个FPGA平台,LT和LTX。其中LT平台最高可支持150×103个逻辑单元、4.8 Mbit存储器。LTX与之相比主要增加了GTP收发器和PCI Express兼容内核。本案例中选择使用LT平台的XC6SLX25,该器件具有24×103个逻辑单元,936 Kbit存储器,属于该系列中中等规模的FPGA器件,片上资源满足使用要求。

在系统功能模块划分中,XC6SLX25主要完成数字信号处理的上、下变频以及同步、相干解调、信道控制等功能。如果设计需要使用更大规模的FPGA器件,可以选择Xilinx公司推出的28 nm高性能低功耗工艺技术产品,其中Artix-7系列功耗最低。

考虑到低功耗设计需求及配置的灵活性,音频、中频及信道控制ADC、DAC均采用低功耗分离器件,通常低采样率的器件功耗会相对较低,因此音频及信道控制ADC和DAC产生的功耗较小,而中频ADC和DAC因中频带宽及信号信噪比动态范围有不同的选择,但应尽量选择采样率较低、位数较多的器件,在满足奈奎斯特采样定理的基础上,根据中频频率选择直接采样或者带通采样。为进一步降低整体功耗,在方案设计中也可考虑ADC、DAC器件的复用。本方案考虑到使用的灵活性和设计的简单化,音频、中频及信道控制所需的ADC、DAC器件相互保持独立,其中中频ADC采用AD7485,DAC采用AD5543,前者采样位数14 bit、最大采样率1 Msample·s-1;后者采样位数16 bit、最大转换时钟速率50 MHz。

数字信号处理平台的硬件电路还包括程序与数据存储器、外围扩展接口、电源管理、时钟管理等。为降低运行功耗,当外围扩展接口不使用时,可通过软件使相关芯片进入休眠状态。电源管理通常采用线性电源或开关电源实现DC-DC转换,为降低功耗并简化设计,可将两种电源转换结合使用,对大负载、高压差的电压采用开关电源降低功耗,其他转换采用线性电源可降低设计复杂度,本设计中电源转换采用TI公司多路集成电源管理芯片TPS65070RSL。

数字信号处理平台OMAP-L138和XC6SLX25之间具备几种通信接口,如图2所示。在工作过程中,OMAP-L138通过EMIFA总线实现对XC6SLX25的读写访问,XC6SLX25则通过中断信号触发OMAP-L138的访问。在进行动态程序配置时,OMAP-L138通过XC6SLX25的配置口,实现XC6SLX25程序的动态加载。OMAP-L138还可以根据设计需要实时对XC6SLX25程序进行复位。OMAP-L138、XC6SLX25同ADC、DAC、外围电路芯片之间的接口关系根据各器件接口要求进行连接,无其他特殊要求。

2.2 软件可配置

为满足多种通信波形并存的使用需求,平台软件采用模块化设计,通过分布式软件总线和核心框架的调度管理,实现软件的可配置、可加载、可移植和可重用。运行于OMAP-L138 ARM核中的控制模块执行指挥调度功能,当接受波形更换命令时,从Flash中读取各功能模块或参数完成软件配置,实现波形的快速切换[3]。其中FPGA配置过程较为复杂,配置流程如图3所示。

2.3 平台应用

基于上述硬件平台,介绍CVSD话音通信和数据组网两种抗干扰通信波形的实现方法。CVSD话音通信波形采用GMSK调制方式、数据组网波形采用8CPM调制方式。两种波形通过人机交互进行切换。通信波形根据设计需要可以分别运行,也可以同时工作。为体现平台软件可配置的能力,涉及的信号处理技术包括:VxWorks嵌入式操作系统、AD Hoc、CVSD语音编解码、RS信道编解码、8CPM调制方式、GMSK调制方式、跳频抗干扰等。各功能模块分配情况如图4所示。

当选择不同业务时,控制模块启动软件可配置功能,加载软件模块实现不同的应用。话音通信时,控制模块从外置Flash中读取配置文件,将各功能模块分别加载至DSP核和FPGA,其中加载至DSP核的模块包括ADC/DAC数据转换、CVSD编解码、跳频控制、GMSK调制等,加载至FPGA的模块包括上下变频、GMSK解调、跳频同步相关、信道控制等,模块分布情况及话音通信工作流程如图5所示。 数据组网时,控制模块采取相同的方式加载,其中ARM核包括数传模块,模块分布情况及工作流程如图6所示。两种通信波形部分模块具有相同的功能,在波形切换时,可以通过调用不同的配置参数,实现模块功能的快速切换[4,5]。

2.4 实测结果

数字平台选取合理的硬件框架结构,对电路、算法及软件采取优化设计,实现了低功耗应用,适合便携移动设备使用。通过实际测量,当GMSK话音通信和8CPM数据组网同时运行时,实测平台功耗仅为2 W。与同类型的平台系统相比,实现相同功能时,功耗降低了50%以上,数据对比如表1所示。在实际使用过程中,软件适时关闭网口驱动、UART电平转换等芯片,可以进一步降低功耗。该平台具有良好的扩展性,通过提高

OMAP-L138工作主频和FPGA使用效率,也可满足QPSK、OFDM等宽带波形使用需求。

3 结束语

介绍了一种OMAP+FPGA架构的数字信号处理平台及其实现方案,并通过软件可配置功能实现了话音通信和数据组网两种通信波形的切换。该平台具有通用性好、扩展性强等特点,与同类平台相比,相同性能条件下,功耗可降低50%以上,适合高性能、低功耗应用场合,可以在无线通信、导航定位、图像处理等数字信号处理领域进行推广。随着芯片技术以及工艺技术的不断进步,芯片的处理能力不断提升、功耗不断下降,未来OMAP+FPGA硬件体系结构将会逐渐被单一的通用型芯片所替代,低功耗数字信号处理平台将向芯片集成化发展。

摘要：介绍一种应用于软件无线电的数字信号处理平台,通过对平台设计架构、硬件实现方案及软件可配置功能的阐述,提出了GMSK和CPM两种无线通信波形软件实现方案。该平台采用OMAP+FPGA的架构,具有通用性好、扩展性强等特点,适合于高性能、低功耗的应用场合,可广泛应用于在无线通信、导航定位、图像处理等数字信号处理领域。

关键词：软件无线电,低功耗,设计架构,OMAP,FPGA,软件可配置

参考文献

[1]杨小牛.软件无线电原理与应用.电子工业出版社,2001.

[2]邓博韬,粟欣,王宽.基于联合处理的硬件可重构SDR平台[M].通信技术,2010,43(2):20-23.

[3]张睿.软件无线电中的信号检测技术研究[D].西安:西安电子科技大学,2001.

[4]陈礼光,徐福安,张进.软件无线电接收机中频数字化设计[J].现代电子技术,2004(11):94-97.

无线网络信号设置技巧 篇5

1、选择5GHz频率下工作

作为802.11N标准的特色之一的就是双频工作，支持11N协议的无线路由设备能够在传统的2.4GHz频率上正常工作，也能够在5GHz的频率下工作。不过作为前者，目前有太多设备的工作频率也处于此范围，如蓝牙、微波炉等，这些设备在工作时也许将影响无线网络的传输。此时，我们可以选择将设备设为在5GHz频率下工作，这样将更好的发挥路由功能。当然，不是说5GHz频率下工作就不受影响，双频工作的优势就是在某频率下工作状况受影响时，可以随时切换，以保障正常工作。目前有些产品还支持双频混搭，可以同时在2种频率下工作，为用户无线网络稳定带来保障。

2、最好设置仅对无线”N"支持

802.11N标准作为最新协议，保持了向后兼容的特性，对之前的11b/g标准仍旧提供支持。不过为了更好的安全考虑，我们最好还是对无线路由设备仅设置对11N支持。当我们对11N无线路由设置AES加密或WPA2加密时，由于需要额外的硬件支持，可能这两种加密措施并不能被旧路由兼容。所以这就让仅支持老标准的设备不能正常接入，而使用WEP加密或不加密又不能得到足够安全保障。

3、选择最佳的频道

在我们平常使用的无线路由器中，一般在设置首页都会见到无线网络信号频道的选择那一选项。面对超过10个以上的频道我们该如何选择呢?不同频道都是按照5MHz分割开来的一段段波段，如果相隔波段太小，将会直接导致频道间互相影响。在我们设置时也要视具体环境状况来进行配置，比如说如果采用1和6信号都不是那么让人接受的话，也许频道3才是最佳。

4、调整天线角度

在使用过程中，天线的角度也是值得我们关注的，通过对天线角度的调整，可以认为的增强无线网络对于某些区域的覆盖强度，增强信号对指定区域的稳定性与传输速率的提高。

5、调整发射功率配置选项

在无线路由Web设置界面的高级无线功能设置中我们可以找到其新出现的发射功率配置选项。在选项中，通过对发射功率的调整，能够在面对家庭复杂环境，特别是需要穿墙或障碍物多的无线网络情况下获得理想的网络信号与速度。

6、远离干扰源

无线网络最害怕的天敌是什么?干扰。在我们的日常生活中，2.4GHz频率是普通设备最为集中的工作频率，也是最容易被物体反射与吸收的频率。首先，水便是一类最为常见的吸收2.4GHz频率波谱信号的物质。其次，而生活中常用的微波炉是工作在2.4GHz频率下的。也就是说，如果你将养鱼的水缸搁置在无线路由与无线设备之间，其信号强度将会骤减;而微波炉放置在离无线路由不远处，也将严重影响无线信号的传播。

7、升级固件与驱动

如何解决无线局域网信号强度弱 篇6

对于不同家庭而言，影响无线信号传输主要受以下因素:其一，房间墙壁障碍物，由于无线局域网采用的是无线微波频段。微波的最大特点就是近乎直线传播，绕射能力非常弱。房间中的墙壁是最主要的障碍物。其二，频段影响，由于无线局域网的IEEE 802.11b/g标准的工作频段为2.4GHz，而日常生活中的一些家电正好同样使用这一频段，如蓝牙设备、无绳电话、微波炉等，所以如果无线局域网附近有较强的磁场存在，那么无线网络信号肯定会受到影响。其三，如果在无线局域网环境中存在多台无线设备还有可能存在频道冲突，造成无线信号串扰的问题。

问:最近买了一个无线AP，但是总是觉得信号强度不够，请问如何解决？(来自论坛提问)

答:首先，为无线AP选择一个最佳的放置地点。放置位置应偏高一些，以便在较高地方向下辐射，减少障碍物的阻拦，尽量减少信号盲区。此外，位置点选择应是使信号尽量少地穿越隔墙，最好是房间中的无线客户端能与无线AP之间可视。其次，减少房间内电器干扰，从而保证信号畅通输出。放置无线AP时尽量远离上述设备;再次，如果无线AP天线是可拆卸的，可以通过更换加长天线达到增强无线信号的目的。

音箱为何麻手

问：最近购买了一款音箱，在调节音量时，手碰到后面板时有麻手的感觉，请问该如何解决？ (来自读者电话)

答：建议请你首先检查外接电源，看电路有没有接地线。计算机的电源插头是一个三个脚的插头，中间的那个脚就是接地线，另外两个是火线和“零线”(不是“地线”)。接地线就是为了保护计算机系统的机壳等外露件不至于漏电造成人身触电危险。还有一些用户自己接电源插座时忽略了地线或地线连接不良，这种情况下重新连接好地线就可解决问题。如果是房屋中的电网供应系统本身就没有接地线，那么用户在使用中应注意，避免带电连接操作，并在调节音量时避免与后面板等金属件接触。

计算机如何设置定时自动开机

问：最近看到同事的计算机每天早上都能在9:00准时自动开机，非常好玩，想问一下这是如何实现的啊？(来自邮件提问)

答：这是因为通过设置主板BIOS，可以实现计算机在约定的时间内自动启动。具体步骤如下，启动计算机，按“DEL”进入主板Bios设置，选择“Power Management Setup”设置项（见图），找到“Power On By Alarm”(定时开机)，你会发现它是关闭的，将光标移到该项上，将“Disabled”改为“Enabled”，此时“Power On By Alarm”选项下原本是灰色的日期与时间设置就可以更改，只要将光标移到“Date (of Month) Alarm”上，通过“Page Down”键设置日期，然后再将光标移到“Time (hh:mm:ss) Alarm”上，按照需要将时间设置好，按“F10”保存退出主板BIOS设置。关机后将计算机接通电源，只要主板BIOS的时钟跳到设置的时间时，计算机就可以实现自动开机。

系统报错“函数不正确”

问：我有一台CD刻录机，一直使用正常，最近加装了DVD刻录机，但放入DVD空光盘后，系统就会报错“函数不正确”，请问这是怎么回事？(来自论坛提问)

答：你的问题应该是由于你开启了DVD-RAM功能，而DVD-RAM与Windows XP操作系统的CD录制功能冲突造成的。DVD-RAM是把DVD-RAM盘片模拟成硬盘，就是可以像硬盘一样格式化，可以随机读写和删除。而Windows XP操作系统本身又集成了CD-R刻录功能，只要把数据通过“资源管理器”直接拖拽到刻录分区中，然后再刻录就可以了。所以，使用DVD-RAM光盘时，一定要关闭Windows XP操作系统的CD录制功能，具体方法是双击“我的电脑”，右键单击“CD-R驱动器图标”，选择“属性→录制”，去除“在这个设备上启用CD录制”的勾选就可以了(见图)。

摄像头为何反应迟钝

问：最近我买了摄像头，明明在商家的电脑上可以正常使用，但是回家后连接到自己的电脑后，反应却比较迟钝，请问这是什么原因啊？(来自读者电话)

答：首先，如果你的计算机主板使用的VIA芯片组，请先安装VIA的USB补丁程序，一般可以解决问题。此外，可能与你使用摄像头的环境有关，因为摄像头的反应速度与室内光照有关，光线不足时摄像头的灵敏度就会下降，建议你将室内光线调节一下，问题可以解决。

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软件无线电信号 篇7

针对导航系统的特性,采用软件无线电原理进行了接收机的设计,该接收机的主要功能是完成导航系统角度参数及数据信息的解算,为飞机提供实时准确的引导信号。

软件无线电技术是现代通信技术及信号处理中重要的研究领域,其核心思想是将天线接收到的射频信号尽可能数字化,将模拟信号变换成适合于数字信号处理的数据流,然后通过软件算法来完成各种功能。由于具有良好的开放性和可编程性,采用软件无线电原理对接收机进行了设计,并且对设计过程进行了仿真。

1 系统功能及信号特性

系统分为地面设备和机载设备,地面设备由方位制导设备、仰角制导设备和基本数据传送系统组成。数据传输系统向飞机提供用于精密进近和着陆的必要基本数据和辅助数据信息。基本数据包括地面设备识别、信号覆盖范围、可用最低下滑道、设备性能级别和所用频道等与着陆有关的数据而辅助数据一般包括地面设备的安装状况、航空气象情报、跑道状况和其他辅助信息。

系统工作频率为C波段,分为200个波道,波道间隔为300 kHz。地面台信号的发射采用了时分多路复用技术,全部角度制导信息和数据都在同一频率上发射,不同功能的信号都占有自己的发射时隙,在每个发射时隙前部用差动相移键控(DPSK)调制的前导码来区分不同的模块。下面以角度制导功能为例说明信号特性,角度制导功能包括前导信号、扇区信号和“往”、“返”扫描波束等部分组成。

(1)前导信号。前导信号包括3个部分:载波截获段、接收机基准时间码和功能识别码,全部信号在±42°(对于高速方位制导功能)的比例覆盖区中发射,载波截获段中有段同步头,它是一段未经调制的纯载波,接着是用差分相移键控(DPSK)调制的编码。差分相移键控是利用前后码元之间载波相位的相对变化来传递信息的一种编码方式。接收机基准时间码即同步码,采用5位Barker码,其固定形式为11101,其功能是使接收机在每个功能段都产生一个基准时间各个功能格式中的其他码均严格按照基准时间而产生;

(2)扇区信号。对于不同的功能来说,扇区信号的内容也有所不同,对方位制导功能而言,由机载天线选择脉冲、覆盖区外指示(OCI)信号和接收处理器检查脉冲组成;

(3)扫描波束。地面台天线产生一个方向较窄的扇形波束,在比例覆盖区内进行往返扫描,通过接收机得到一对“往”、“返”扫描脉冲,用于角度的测量。对方位台而言,扫描波束在水平范围内顺时针和逆时针扫描,对仰角台则相对于向上和向下扫描。

2 基于软件无线电接收电路的设计

2.1 电路组成

本电路主要由射频接收前端、中频电路、数据解调、幅度解调模块和信号处理等模块组成。接收机原理框图如图1所示。

天线接收到的地面设备发射信号,经低噪声放大和混频等电路后,把C波段信号下变频为一固定频率的中频信号,中频信号经过A/D采样电路变为数字信号。采样后的数字信号经带通滤波处理后分2路输出,一路信号通过DDC数字下变频后进行DPSK数据的解调,输出帧同步信号和基本数据字及辅助数据字,另一路信号进行AM幅度解调,解调出信号包络,最后通过信号处理模块,解算出所需要的角度信息。

2.2 采样频率的确定

中频直接采样后的信号频谱是原信号频谱以采样速率fs为周期的延拓。为了使频谱不重叠,则信号作周期延拓时应满足一定的条件。

对于本接收机来说,中频频率f0=70 MHz,信号带宽BW=120 kHz,根据带通采样定理,选取采样频率fs=40 MHz。

2.3 数字下变频及抽取电路

对A/D采样后的数字信号先进行带通滤波,经过数字下变频(DDC),一路进行数字信号解调,另一路进行幅度解调

数字下变频技术是软件无线电的核心技术之一,其根本任务是实现从高数字中频到低数字中频或基带信号的变换。A/D数字化后的中频信号与数字本振cos(ω0n)相乘,经过滤波处理,从而实现了将信号由高中频搬到低中频或基带的变频功能。

带通滤波后的信号下变频为800 kHz信号,为了减小后续数字信号的处理压力,对采样率为40 MHz的800 kHz信号进行抽取。

2.4 数字信号的解调

数字信号解调相对比较复杂,包括载波恢复与跟踪、帧同步信号的提取、相干解调和数据信号的抽样判决等电路。

2.4.1 载波恢复与跟踪

载波提取有平方环和costas锁相环等几种,平方环的工作频率是载波频率的2倍,当工作频率较高时,平方环法不易实现。这里采用数字costas锁相环技术实现载波恢复与跟踪,并且根据环路锁定时间、环路带宽和采样频率等参数可设计出所需要的环路滤波器。costas环原理框图如图2所示。

2.4.2 相干解调及码变换

解调器的任务是恢复出传输的原始信息,在DPSK编码中,数字信息是用前后码元已调信号的相位变化来表示的,在输入相同信噪比的情况下,虽然相干解调比非相干解调实现起来相对复杂一些,但相干解调的误码率比非相干解调的误码率要低,为了尽可能提高系统的测试精度,在设计中采用相干解调方式来实现DPSK信号的解调。

2.4.3 帧同步信号的提取

为保证数字解调和后续信号处理,必须有一个同步系统。在本系统中,采用5位巴克码实现每一功能段的同步。巴克码组具有尖锐单峰特性的自相关函数,在求它的自相关函数时,除了在时延j=0的情况下,序列中的全部元素都参加相关运算外,在j≠0的情况下,序列中只有部分元素参加相关运算,其表达式为:

巴克码识别器输出同步脉冲表示一帧的开始,作为每一功能段的同步信号。

2.5 幅度解调

为了保证解调的效果,幅度解调采用数字正交解调的方法,这种方法具有较强的抗载频失配能力,即参考信号与输入信号载波之间允许有一定程度的偏差,并且不要求严格的同频同相。

设输入信号为:S(n)=A(n)cos(ωcn+0)。式中,A(n)=A0+m(n),m(n)为幅度调制信号。

对信号正交分解后的同相分量和正交分量取模得:A0+m(n),减去直流分量A0就可得调制信号m(n)。

2.6 角度的测量

角度的测量基于时基扫描波束技术,接收机在接收到“往”扫和“返”扫2次扫描波束后,测定其时间差,这个时间差值的大小与飞机在空中相对于跑道的角位置有直接关系,由此得到飞机在空中的角位置。

式中,θ为方位(或仰角)制导角度值(°);t为任意进近角时飞机接收到“往”和“返”脉冲之间的时间差;T0为以零角度进近飞机时接收到“往”和“返”脉冲之间的时间差;v为波束扫描速率,这里为20 000°/s。

以高速方位为例,此时最大扫描角度为-42°～+42°,往返扫描2次经过中心0°之间的时间T0=4.8 ms,则

3 MATLAB仿真试验

为了分析系统解调的性能及角度解算的精度,采用MATLAB语言对信号解算进行系统仿真,仿真分为模拟信号的产生、中频采样、数字下变频及信号抽取、数据解调、幅度解调、角度信息解算等几部分。

3.1 信号的产生

模拟信号为:

式中,数字中频fc=70 MHz±2 kHz;采样频率fs=40 MHz;φ为产生的随机相位;am(n)为基带幅度调制信号。

由于仰角功能段中既有数据信息,又包含角度信息,同时相对于方位功能段时间长度略短,有利于减小仿真时间,这里选取仰角功能段作为所需要的模拟信号仰角功能的角度设为中频信号与标准信号频偏为2 kHz,中频信号输出信噪比设为30 dB,采样后的信号如图3(a)所示。

3.2 中频采样及数字下变频

载波为70 MHz的信号经采样频率40 MHz的信号采样,经带通滤波后输出载波频率为800 kHz的信号。同时,为减小后续电路的处理压力,此时将采样率为40 MHz的800 kHz数字信号进行10倍抽取,最终输出采样率为4 MHz的信号进行数据解调和角度的解算。

3.3 数据信号的解调

3.3.1 同步

同步在信号解算中起着至关重要的作用,针对信号特性,分为载波同步和帧同步2个部分。

(1)载波同步信号的解算。由于数据信号为DPSK调制,在相干解调过程中,需要与一个接收载波同频同相的本振信号。这里进行科斯塔斯环算法进行载波信号的提取。由仿真可以看出:当输入频偏为2 kHz时,经过500μs后,恢复后的载波与输入信号的载波频率和相位误差都非常小,满足数据信号的相干解调;

(2)帧同步信号的解算。通过帧同步信号的解算,可以对基带信号进行正确的抽样判决,最终解算出信号所携带的数据信息。这里采用5位巴克码信号作为接收机的帧同步码,与标准巴克码进行相关运算后的峰值作为接收机信号解算的时间基准,如图3(b)所示。

3.3.2 基带信号与数据信息的解算输出

相干载波解算完成后,与输入信号进行相干解调即可解调出接收信号所携带的基带信息,如图3(d)所示。经帧同步信号的解算,确定了整个接收机的基准,通过抽样判决及码变换电路最终得到巴克码后所携带的数据信息为1100001,与仰角的功能识别码相同,表明数据解算正常。

3.4 角度信息的解调

幅度解调如图3(c)所示,通过测量2个扫描波束的时间就可得到具体的仰角数值,经过多次仿真后发现,当输入中频信号信噪比大于30 dB时,所测得的角度在±0.005°范围内变化,满足设计要求。

4 结束语

由仿真结果可以看出信号解调方案可行为接收机各功能模块的指标分配及其参数的确定提供了依据。另外,经多次仿真,发现随着输入信号信噪比的下降,角度解调误差也随之增大。

上述只是一些功能性仿真,由于实际信号比较复杂,有很多细节方面还考虑不周,需在今后的具体工作中不断改进。

参考文献

[1]周其焕,魏雄志,崔红跃.微波着陆系统[M].北京:国防工业出版社,1992.

[2]樊昌信.通信原理[M].北京:国防工业出版社,2001.

[3]吴大正.信号与线性系统[M].北京:高等教育出版社,1993.

[4]杨小牛,楼才义,徐建良.软件无线电原理与应用[M].北京:电子工业出版社,2001.

软件无线电信号 篇8

以往的中频BPSK信号解调方式大多采用相干解调[1], 通过锁相环与匹配滤波的方法实现, 对中频BPSK信号需要进行频率同步、相位同步、码元同步、匹配滤波、假设检验判决等步骤[2,3,4], 过程复杂, 适合采用硬件方式实现, 接收灵敏度低且解调抗干扰性差。随着数字信号处理器件的发展, 基于软件无线电技术的信号处理方式, 已凭借其灵活性和通用性, 代替了传统通过硬件连线的无线电处理方式, 成为了主要的处理方式[5]。本文针对BPSK信号的特点, 研究了一种基于软件无线电技术的中频BPSK信号解调算法, 用鉴相的方式解调出基带码元, 并通过不断调整相位判定门限的方法来实现频率和相位同步功能, 最后通过卷积运算完成码元同步功能。该算法避免了频率同步、相位同步以及码元同步等步骤, 采用数字处理方式解决中频BPSK信号的解调工作, 可用于流水处理结构。

1 问题描述

基带双极性BPSK信号的模型为

其中, N为BPSK信号的码元个数;ci是码元, 取值为或;T为码元持续时间;∏zb (t) 代表门函数, 当a≤t<b时取值为1, 其余则取0。

假设采样率为fs, 令采样间隔为Δt=1/fs, sb (t) 对应的数字中频信号为

其中, fc是中频载频;φ是随机相位;A信号幅度;ξ (n) 是一个方差为σ的0均值高斯白噪声序列, 定义中频信号s (n) 的信噪比为

令M=T/Δt, 假设M为整数, 则式 (2) 可简化为

要对s (n) 类的数字中频信号解调, 首先要产生一个频率与s (n) 载频相同本振信号将s (n) 下变频至基带。用数字方式或模拟方式产生, 均无法做到与标称值绝对相等的本振, 本振的频率甚至还会随温度等外界因素的变化发生漂移, 因此经典的中频BPSK信号的解调, 必须要做频率同、相位的同步等工作, 以消除本振频率误差所带来的影响。常用频率同步方法有锁相环技术等, 该种方式需增加压控振荡器等一系列器件, 给电路设计带来冗余, 且不符合软件无线电设计思想。

2 解调方法

设本振频率为f'c, 其频率与信号载频之间存在的频率差为Δfc=fc-f'c, 产生的离散复本振信号为

将r (n) 与s (n) 相乘并做低通滤波, 得到一个载频较小的复BPSK信号

其中, ξ' (n) 为一个0均值高斯有色噪声;当s1 (n) 信噪比并非过低时;噪声ξ' (n) 可看作相位噪声φσ (n) 。

取s1 (n) 的相位, 得到实信号

其中, c'i=arccos (ci) , 当ci=1时c'i=0, 当ci=-1时c'i=π。〈a〉b表示求余运算, 即a除以b的余数, 则0≤s2 (n) ≤2π。因Δfc和φσ (n) 均较小, 所以当相邻两个码元不同时, 对应s2 (n) 取值的差约为±π, 设定合适的门限, 即可将码元解出。假设判定门限为thresh, 设定码元判决规则为:s2 (n) 落在<thresh的[0, π) 区间内, 判为码元1;否则判为码元-1。考虑到相位周期性循环的问题, 表达式写为

结合式 (5) ~式 (7) , BPSK信号的关键解调步骤如下:

(1) 设置初始门限为thresh=〈s2 (n) +π/2〉2π。

(2) 根据式 (8) 计算s3 (n) 。

(3) 对s3 (n) 进行M倍抽样, 得到基带码元ci。

(4) 由于s2 (n) 中包含线性项2πΔfcnΔt, 因此码元对应的相位值期望会随时间发生线性变化, 判定门限thresh也必须相应的实时修正, 以保证解码的正确性:取一个整数Q<M和一个实数V<0.5π, 每次当有连续Q个s2 (n) 值的波动均在V以内, 即时, 说明这Q个s2 (n) 的采样值隶属于同一码元, 此时便可根据这些值更新thresh。取这Q个s2 (n) 值的平均以得到较为准确的码元所对应的相位值, 另一个码元所对应的相位值约为, 新的门限thresh有两个备选项:或, 取更接近原先门限的值为更新值, 考虑到相位周期性循环的问题, 更新表达式可写为

(5) 重复步骤 (2) ~步骤 (4) , 直到信号处理完毕。

在步骤 (4) 中, Q的取值在理想状态下尽量接近M, 这样得到的s2值准确度最高, 但考虑到在滤波环节的有限带宽导致了码元交替处波形并非理想状态下的阶跃形, 而会较为平缓, 所以Q的取值不过大, 综合考虑, 较合适, 可取。而V的取值与本振信号和实际接收信号的频率差Δfc成正比, 在通讯系统中接收信号的频率已知, 所以Δfc一般较小, 最大可取V=0.2π。

3 算法在FPGA上的实现

本文算法主要由以下部分组成:中频BPSK信号的混频、滤波, 信号s1 (n) 相位的提取, 码元符号的判断和门限的更新。这4部分中前两部分可用FPGA中的数字运算IP核[6]以及数字信号处理中最常用的乘加流水线方式完成, 后两部分以逻辑判断为主, 而这4个组成部分的工作均完全独立, 并无先后执行关系, 故可形成流水工作方式, 适合在FPGA中实现, 且实时性高[7,8]。在FPGA中实现的模块组成如图1所示。

4 性能仿真

进行仿真实验, 以验证本算法在不同信噪比条件下的解码性能。取采样率fs=200 MHz, 信号载频fc=70 MHz, 信号的码元为13位m序列, 令本振频率f'c=70.07 MHz, 即频率差Δfc=700 k Hz, 码元持续时间T=50 ns, 随机相位φ=0.2π。图2为基带信号sb (n) , 图3为信噪比SNR=10 d B条件下s1 (n) 对应的相位序列s2 (n) , 以及相应的判定门限thresh (夹于s2 (n) 码元之间的连续直线) , 图4为不同的信噪比条件下解码正确率统计, 蒙特卡罗仿真次数为1 000次。

如图3所示, 判定门限thresh能随s2 (n) 所对应的相位变化不断调整。从图4可看出, 在信噪比SNR≥4 d B时, 解码正确率达到了100%, 这说明本算法适应性较强, 并可在较低信噪比条件下工作。

5 结束语

本文研究了一种基于软件无线电技术的中频BPSK信号解调算法, 通过不断调整相位判定门限的方法避免了经典处理方法中频率同步和相位同步等工作。从解调步骤中可看出, 本算法只需对判定结果s3 (n) 进行M倍抽样, 即可得到基带码元ci, 所以避免了经典处理方法中码元同步的工作。同时, 该算法简单、实时性良好, 且解调步骤符合流水处理结构, 适用于在FPGA等高速数字信号处理器件中采用软件无线电技术实现。

摘要：针对BPSK信号的特点, 研究了一种基于软件无线电技术的中频BPSK信号解调算法。采用鉴相方式解调出基带码元, 并通过不断调整相位判定门限的方法, 实现了频率和相位同步功能, 最后通过一个简单的卷积运算完成码元同步功能。该算法简单、实时性良好, 可用于流水处理结构。与以往的解调方法相比, 该算法以复信号运算和逻辑判断为主, 适用于在FPGA器件上采用软件无线电技术实现。

关键词：BPSK信号,解调,软件无线电,FPGA

参考文献

[1]BERNARD S.Digital communications fundamentals and applications[M].Newyork:Prentice Hall, 2010.

[2]MENGALI U, D'ANDREA A N.Synchronization techniques for digital receivers[M].Newyork:Plenum Press, 1997.

[3]WINTZ P A.Exact and approximate construction of digital phase modulations by superposition of synchronizers[J].IEEE Transactions on Communications Technology, 1986, 34 (1) :150-160.

[4]GARDNER F M.Hangup in phase-locked loops[J].IEEE Transactions on Communications, COM25, 1997, 25 (10) :1210-1214.

[5]粟欣, 许希斌.软件无线电原理与技术[M].北京:人民邮电出版社, 2010.

[6]刘东华.Xilinx系列FPGA芯片IP核详解[M].北京:电子工业出版社, 2013.

[7]裴少俊, 胥嘉佳, 黄克平.一种基于AD9854的BPSK信号产生设计[J].电子科技, 2913, 26 (1) :74-76.

软件无线电信号 篇9

基于软件无线电[1]的多速率数字接收机, 现阶段的常规做法是采用中频直接带通采样[2], 下变频, 重采样降速, 再解调。由于码元速率按一定步长可变, 而A/D器件的采样率固定, 为了使速率匹配, 必然导致采用分数倍的重采样降速系统。分数倍的重采样模块由内插器、抽取器, 以及各种滤波器组构成, 在全系统中最耗时, 也最耗资源。在文献[3]中, 作者把降速分成了两个部分实现, 首先完成大倍数的整数倍转换, 然后再分数倍重采样。现阶段很多论文提出的优化措施, 主要是利用多速率信号处理技术, 以提高分数倍重采样的实现效率。本文针对多速率信号处理中分数倍抽取耗时耗资源的难点, 通过对数据率分段和变载波设计作了分析和仿真, 提出一种基于整数倍重采样全新的实现方法, 避免了使用耗时耗资源的分数倍重采样系统。

在该方法的研究过程中, 假设系统信号的采样率为120 MSPS, 调制方式为BPSK调制, 码元率为0.1～2 Mb/s (以0.1 Mb/s为步长) , 则按照本文的实现方法, 可以通过参数配置使系统扩展支持0.01～2 Mb/s (以10 Kb/s为步长) 的码元率。

1 传统分数倍重采样原理及存在的问题

在多速率数字接收机中, 分数倍重采样系统完整信号流程如图1所示。

图1中, A/D采样率fs=120 MSPS, 通过分数倍抽取系统后, 得到采样率为fsd的信号。调制后信号的最高频率fmax (n) =2fc (n) , fc (n) 为第n个调制载波。对多速率的支持主要体现在分数倍抽取模块中[4]。如果按照常规做法, 需要保证数字重采样以后采样率为载波频率的整数倍, 即传统分数倍重采样后的采样率fsd必须满足两个条件:

(1) fsd要满足载波频率的整数倍;

(2) fsd要尽可能的小, 但至少要为4fmax, 满足这两个条件的最小值为4fmax。

分数倍抽取存在以下三个问题:

(1) 由于分数倍抽取的常规做法是先内插再抽取。I/D倍抽取的实质是首先内插, 存储原始信号的n个点, 通过一定的插值函数, 实时计算相邻点之间的I-1个点。然后以D个点保留一个点的方式进行抽取, 若是以DSP方式实现, 则非常耗时;若是以FPGA硬件并行方式实现, 则耗资源。

(2) 分数倍抽取系统中, 大量的点是使用内插函数实时计算的, 因此内插函数性能的好坏关系到内插值的准确性, 从而影响输出信号的精度。

(3) 分数倍抽取系统所用的时钟是由DDS产生的, 理论上可以产生任意所需要的时钟, 但是由于精度问题, 时钟难免有偏差, 因此稳定性不好。

2 一种基于整数倍重采样的改进措施

图2为基于整数倍抽取的重采样系统信号流程图。对比图1和图2可以看出, 两种方案的不同点在于:基于分数倍重采样的系统, 解调时使用的本地载波频率控制字是固定的;基于整数倍重采样的系统, 解调时使用的本地载波频率控制字是根据不同码元率变化的。虽然后者使用的K值个数多, 但却可以在系统正常运行前, 通过外部存储器调用配置, 省去了实时计算插值的模块。整数倍重采样对多速率的支持主要体现在可变频率控制字K上, K会随码元速率的改变而变化, 通过调用外部存贮器的K值, 便可实现多速率的解调。

在整数倍重采样中, 只需要满足一个条件, 即fsd要尽可能的小, fsd≥fmax。整数倍重采样可以很好地避免分数倍重采样的缺点。

(1) 不用内插器。可节省大量时间或资源;

(2) 不用内插函数。重采样后的点都是相对精确的点 (都来自A/D) ;

(3) 整数抽取系统所用的时钟也是由DDS产生。由于所需时钟和晶振是整数倍关系, 故数字器件中实现整数倍的分频始终是相对精准的。

3 具体的改进设计方法

由于支持的速率比较多, 不可能对每一种支持的速率带宽设计相应的抽取因子, 因此需要按照一定的原则进行分段归类, 目的在于减少抽取因子的数量和降低重采样系统的设计复杂度。抽取因子以及对多速率支持的分段设计主要体现在两方面。一是按一定原则的码元率分段设计;二是按工作频率可变的解调载波设计。

3.1 速率分段的依据

如图3所示, 重采样替代模型是数据率分段的前提。假设信号x (n) 中最高频率fmax=1.7 MHz, A/D采样率为120 MSPS, 则降速后, 如果按照4fmax的采样率输出, 则为6.8 MSPS。其中, 问题的难点在于从120 MSPS转换到6.8 MSPS, 抽取因子D=120/6.8=17.647 (小数) , 这必须使用分数倍抽取。如果按照8 MSPS的采样率输出, 就使抽取因子D=120/8=15 (整数) , 两者含有的信号没有实质上不一样, 只是后者比前者的采样率高一些, 但是它们的速率都是比较低的, 即两者调制信号含有的信息是相同的, 惟一不一样的是采样率。根据这个模型, 可以把所有分数倍重采样都用最接近的整数倍重采样来代替[6]。

3.2 发射端的码元率, 频谱关系

在发射端, 调制采用BPSK方式, 由于系统对调制后的带宽有限制, 因此载波不能随意设计, 在此假设一个码元对应一个载波周期。由于码元速率是可调的, 因此载波周期也是可调的, 如表1所示。例如, 当码元率R=0.8 Mb/s时, 调制载波频率fc=0.8 MHz, 这样才可以让一个码元符号和一个载波周期相乘运算。

3.3 重采样后按采样率分段设计

在接收端, 用一个120 MSPS的A/D采样器进行带通采样, 然后进行下变频转换到零中频, 此时的信号是调制后的信号, 即含有码元信息和调制载波的信号。由于120 MSPS采样率非常高, 不利于后续的解调处理, 因此必须对它进行降速处理。降速原则是在不失真的前提下尽量降低速率。由于每一种码元速率调制后的信号频谱宽度都是不一样的, 因此按照奈奎斯特定理, 最大抽取比也是不一样的。从表1可以看出, 系统支持的最大速率为2 Mb/s。调制后信号的最大频率fmax=4 MHz;而最低速率为0.1 Mb/s, 调制后信号的最小频率fmax=0.2 MHz。

调制后信号的最大频谱fmax变化0.2～4 MHz (以0.2 MHz为步长) 。为了解调性能良好, 以4fmax的速率输出, 这样可以保证调制后信号一个周期至少4个点[5]。因此120 MSPS的数据率就会被降速为0.8 MSPS为步长, 从0.8～16 MSPS。而抽取因子如表2所示。表2中的理论数据率在理论上是可行的, 但是在实际硬件设计的时候会出现一些实现上的问题, 如数字硬件设计中不容易从一个固定晶振产生输出任意数据率的若干个时钟 (不稳定, 精度也有一定影响) , 比如使用120 MHz晶振产生表2中的5.6 MHz, 11.2 MHz, 在数字器件中实现起来比较麻烦。抽取因子出现了小数, 这也不易实现。

通过大量的分析计算, 找到一种以数据速率分段为基础的设计方法。由于数字器件中获得时钟的常用方式是数字分频器, 它只能精确得到整数倍分频, 例如把120 MHz晶振2分频, 就为60 MHz, 3分频就为40 MHz。为了更有通用性, 可以设计为2的N次方分频[7], 通过计算会得到120 MHz/2, 120 MHz/4, 120 MHz/8, 120 MHz/16, 120 MHz/32, 120 MHz/64, 120 MHz/128这些数据率。以此为标准把数据率分段, 得到如表3所示的输出数据率, 即当码元率为0.1 Mb/s时, 理论输出数据率为4fmax=0.8 MSPS, 实际输出数据率为1.875 MSPS;当码元率为0.2 Mb/s时, 理论输出数据率为4fmax=1.6 MSPS, 实际输出数据率仍然为1.875 MSPS;当码元率为0.3 Mb/s时, 理论输出数据率为4fmax=2.4 MSPS, 实际输出数据率为3.75 MSPS, 后面的数据以此类推。这样原本20个抽取因子被缩减到5个, 原本所需的20个时钟也被缩减到5个, 最重要的是这5个时钟可以很容易地通过分频得到。详细的分段数据结果如表2中分段后数据率和分段后抽取因子所示。

3.4 工作频率变化的载波设计

由于载波周期和码元周期是一致的, 因此在设计本地载波的时候, 就需将其设计成可以通过设置改变频率的载波。计算数字波形发生器[8]的公式为:

undefined

式中:Fclk为数字波形发生器的工作频率;K为频率控制字, 通过设置它可以得到所需的频率;2N为存储点的个数, 也为地址个数。因此, 若知道了Fout和Fclk, 就可以算出K值。对于多速率的支持, 可以先把所需要的载波频率计算一次, 求出若干个K值, 存储起来, 等待调用。由于载波为0.1～2 MHz (以0.1 MHz为步长) , 就需要计算出20个K值, 计算结果如表3。K是在N=16时算出的。当码元率为0.3 Mb/s时, 120 MSPS的数据 (fmax=0.6 MHz, 4fmax=2.4 MHz) 通过D=32倍降速变成3.75 MSPS。此时, 数字波形发生器的工作时钟也由3.75 MHz提供, 产生0.3 MHz的载波 (载波周期和码元周期一样) , 即Fout=0.3 MHz, Fclk=3.75 MHz。由此可计算出K=5 243。其他的依此类推, 详细数据如表3所示。

4 仿真结果分析

在Matlab仿真软件上选择了码元率为0.3 Mb/s, 1.2 Mb/s, 和1.7 Mb/s这三个速率依次作了仿真。假设码元信号为[1 0 1 1 0 0 1 0 1 0], 它对应的BPSK信号如图4所示。三种速率的调制信号经过降速、解调后, 判决之前的信号分别如图4～图6所示。

从图4～图6中已经可以较明显地看出码元信息, 再经过判决器, 则能较好地恢复码元信号。这也证明了该方法的可行性较高。但由此发现, 当码元率为1.9 Mb/s和2 Mb/s时, 在同一工作时钟下, 载波对应的K值分别为4 151和4 369, 这两个值很接近, 这样使得精度不够。因此, 如果要提高精度, 就要提高不同K值之间的间隔, 较好的办法就是提高载波间隔[9]。这里使用的是一个码元周期对应一个周期的载波, 如果要提高精度, 可以使一个码元周期对应n个周期。但是问题也随之而来, 它使得调制后的信号的最高频率fmax增大, 对带宽要求也增加了。因此需要在两者之间折衷考虑, 或者可以当较低速率时, 可以使一个码元对应n个周期;当较高速率时, 可以使一个码元对应1个或者2个周期, 这样也可以达到不错的效果。值得提出的是, 按照本文所述的方法可以把支持的码元率扩展到0.01～20 Mb/s (以10 Kb/s为步长) , 需要改动的是载波对应的K值, 如果计算后得到的K值间隔比较小, 应该考虑增大载波生成的N值[10]。

5 结 语

由于受当前数字器件运行速度的限制[10], 理想软件无线电的实现还有一定难度, 还不可能直接对高速采样出来的采样值进行运算, 因此多速率的降速在软件无线电接收机设计具有非常重要的意义。由于要对多速率的支持, 把所支持的数据率分段和变载波的设计是一个很关键的问题。它的好坏直接影响接收机的后续解调性能。本文从硬件实现难度的角度出发, 分析了多速率支持的难点所在, 提出了一个实用的解决方案, 并通过Matlab软件仿真, 取得了良好的效果, 在工程实现上有较大的参考意义。

参考文献

[1]孙丹丹.软件无线电接收机的计算机仿真[D].哈尔滨:哈尔滨工程大学, 2002.

[2]陈勤琴, 吴建响, 王卫东.数字接收机中带通采样速率的选取及种类优化[J].信号处理, 2007, 23 (1) :106-111.

[3]蔡骞.宽带可变速率数字下变频技术研究[D].成都:电子科技大学, 2004.

[4]Wang Xiangyang, Yu Shuyang.A Feasible RF BandpassSampling Architecture of Single-Channel Software-DefinedRadio Receiver[A].International Conference on Communi-cations and Mobile Computing[C].2009:74-77.

[5]Zhao Juan, Tao Ran, Wang Yue.Sampling Rate Conversionfor Linear Canonical Transform[J].Signal Processing, 2008, 88 (11) :2 825-2 832.

[6]Ali Al-Haj.Configurable Multirate Filter Banks[J].Ameri-can Journal of Applied Sciences, 2008, 5 (7) :788-797.

[7]赵民建.多波段、多速率、多模式软件无线电接收技术研究[D].杭州:浙江大学, 2003.

[8]田耘, 徐文波, 张延伟.无线通信FPGA设计[M].北京:电子工业出版社, 2007.

[9]Chen Qinqin, Wu Jianxiang, Wang Weidong, et al.Selectionand Kind Optimization for Band-pass Sampling Rates in Dig-ital Receivers[J].Signal Processing, 2007, 23 (1) :106-111.

软件无线电信号 篇10

这些测量应用软件支持蜂窝通信、无线网络和数字视频标准，使CXA成为能够提供全面测量应用的唯一经济型信号分析仪。这些新应用软件包括：

●蜂窝通信：GSM/EDGE、W-CDMA/HSPA和TD-SCDMA;

●无线网络：802.16 OFDMA和蓝牙———W9081A蓝牙测量应用软件符合蓝牙核心标准2.1版本+EDR和低功耗(LE) 标准，使X系列分析仪成为唯一支持蓝牙LE标准的信号分析仪;

●数字视频：DVB-T/H ISDB-T、DTMB和CMMB。

软件无线电信号 篇11

关键词：城市轨道交通；CBTC；无线干扰；无线通信技术；移动闭塞信号系统

中图分类号：TN925 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2016）24-0101-02

国内通信技术在近年来得到了较为快速发展，并且各种技术的应用范围也有了一定的扩展，DCS系统作为实用性较强的技术形式，已经成功的应用到各地区城市轨道交通信号系统当中。通过分析当前工作开展的实际情况发现，CBTC不论是运营功能还是行车能力等，都要明显好于传统工作模式，安全性也得到了一致的肯定。从当前工作开展的情况来看，信号系统大多都是通过无线通信系统来构建的，导致通信干扰问题成为影响系统运行的主要问题之一。为了从根本上解决通信干扰问题，技术人员从DCS系统的角度出发，提出了一些无线通信干扰问题的解决方式。

1 DCS系统车地无线通信原理简介

1.1 车地无线通信简介

DCS系统无线部分提供802.11接入点无线LAN服务，不管列车位于哪里，都将提供两个无线LAN接入（红网和蓝网），保证证无线APs在物理上的冗余，接入点与车站交换机相连。

1.2 车地无线通信组成

主要由轨旁TRE、耦合单元、波导管、车载MRE、车载DCS天线和车载交换机等组成。

1.3 DCS冗余结构原理图

在每辆列车上均安装了两个无线调制解调器用于构成无线基站。正常情况下，每个调制解调器通过配置，设置为特定的通道。如果某一个轨旁无线接入点故障（例如，“红”通道的无线AP），此时相关的红色车载无线基站将从默认的红色无线通道切换到蓝色无线通道。如图1所示。

2 现状调查

2、5号线列车车地无线通信频繁发生受WIFI干扰故障导致列车产生紧急制动。经过一段时间的检验发现，2号线列车以及5号线列车一直在受到车地无线通信干扰的影响，日常运行出现问题，急需处理。

3 列车异常紧急制动故障进行故障列车、故障发生 区域和故障发生时间分析

通过对列车异常紧急制动故障进行故障列车、故障发生区域和故障发生时间三方面方面的统计分析。

3.1 故障列车

通过对故障列车的统计分析，我们发现所有列车均发生过异常紧急制动故障，未见规律。

3.2 故障发生区域

故障发生的区域主要集中在燕南-大剧院上行区间、大剧院-燕南下行区间和大剧院-湖贝上行区间三个大客流区间。

3.3 故障发生时间

故障发生的时间主要集中在上下班早晚高峰，尤其是下班晚高峰18：00—20：00期间。

通过以上得出的结论，我们进行现场排查，使用仪器对故障频发区域的2.4G无线信号进行监测，监测后发现现场存在大量使用频点3（2427MHz）的未知信号源，通过市场调查后发现为通信运营商推出一款移动便携式WIFI上网产品，此产品与信号系统均采用802.11g公共无线通信标准。后期在试车线测试后发现正是因为该干扰源导致列车车地通信故障。

4 移动闭塞信号系统无线通信干扰问题的解决方式

4.1 蓝网采用第3频点、红网采用第4频点

耦合单元工作在频点2、频点3和频点4，在不改造现场硬件设备的情况下，第一阶段我们保留蓝网原有频点3，并将红网工作频点调整至频点4，将红蓝网工作中心频点相隔5MHz，通过对频点的调整，降低了红蓝网同时受干扰的概率，故障数量降低至4件。

4.2 蓝网采用第2频点、红网采用第13频点

DCS无线通信红蓝网调整为频点3和频点4后，抗干扰能力有所提升。第二阶段我们通过对轨旁和车载调制解调器软件升级，并对耦合单元改造，使得我们的设备支持红蓝网工作在相隔更高频率的频点，即蓝网为频点2，红网为频点13。

4.3 窄带技术的实现

经过第二阶段改造，车地通信受干扰导致列车紧急制动故障未再发生，但带宽为20 MHz，易受外界干扰，于是我们将

5 MHz窄带技术运用到DCS无线通信领域。后续完成全线系统软件升级，实现窄带技术，将带宽20 MHz调整为5 MHz。使用

5 MHz窄带技术，即使受到同频点生成的IEEE802.11包但是不会识别，提升了抗干扰能力。

4.4 长期规划策略的制定

在未来一段时间的发展过程当中，通信技术与科学技术的发展前景都是比较广阔，并且还可以将当前无线通信干扰问题当成主要研究问题进行研究，提升城市轨道交通系统运行的正常性。可以通过使用频段等形式来实现，虽然当前我国已经在各项规定当中，对2.4 G频段进行了规定，但是作为数据传输主要通道之一，5.8 G的频道也是可以当成数据传输通道来使用的。对比来看，5.8 G的频段工作环境比较整洁，但是也存在一定的缺陷，数据的传输距离比较短，并且数据的覆盖范围相对来说也是比较狭窄的，所以在日后选择上要多关注抗干扰效果等问题。

在無线网络技术日渐发展的当下，国内的4G网络技术已经日渐纯熟，技术人员可以将这一特点作为未来无线通信干扰防范的一种措施来看待。在条件允许的情况下，技术人员可以构建专属于城市轨道交通CBTC系统的一种专属频道形式，虽然想要实现这个目标需要消耗比较长的时间，还会受到许多因素的影响。

但是一旦建成，这种模式下的轨道信号传输效率要远远好于传统工作模式。从整体情况上来看，当前国内部分地区的无线通信干扰问题已经开始严重影响轨道交通的正常运行，急需解决。但是想要在短时间内从根本上解决无线通信干扰问题显然是不现实的，需要通过长期的研究来提升无线通信干扰防范质量。

5 结 语

随着城市化进程以及市场经济的不断发展，传统交通模式已经不能承载高速发展的城市交通需求，所以需要不断的开发、不断的完善各种通信类型的交通形式。

上文以当前移动闭塞信号系统无线通信干扰问题的现状为基础，先分析了系统的工作原理，之后分析了日常工作中比较容易出现问题的环节，最后对出现问题的原因进行分析，并提出如何解决问题。希望可以通过上文提出的意见以及各种问题的解决方式，为相关技术人员奠定一定的理论基础以及实践基础，为后续工作的开展保驾护航。

参考文献：

[1] 张建明.城轨交通CBTC车-地无线通信的分析与思考[J].现代城市轨 道交通，2014，01：47-51.

[2] 罗俊杰.移动闭塞信号系统无线通信干扰问题探讨[J].中国高新技术 企业，2014，23：88-89.

[3] 宋瓷婷，赵希鹏，韩秉君，等.地铁CBTC与列车厢内便携Wi-Fi干扰共存 性能研究[J].广东通信技术，2013，01：42-49.

[4] 穆玉民.移动闭塞信号系统无线通信干扰问题探讨[J].中国科技信息，

2013，13：91.

[5] 朱光文.地铁信号系统中车-地无线通信传输的抗干扰研究[J].铁道标 准设计，2012，08：112-116.

无线电信号的调制识别研究 篇12

一、综述

在通信信号处理这个领域中,通信信号的调制识别占据着非常重要的地位,其在关于电子对抗以及信号信息处理分析等方面有着极其快速的发展。通信信号的调制识别的应用范围十分广泛,其在信号确认、干扰识别、卫星通讯和无线电等都有应用。

通信信号调制识别的基本任务是在有多信号的环境和有噪声的干扰之下将接收信号的调制方式和其他信号参数确定出来,从而进一步对信号进行更深程度地分析和处理。

二、通信信号的调制

2.1调制

通常来说,原始信息不适合直接作为传输信号来使用,因未经加工的源信息与传输信道并不相匹配,因此,调制就是要对这些最初信息进行加工处理并且加载到载波上,使信息的载体信号随调制信号变化。调制的根本目的就是使信源信息与传输信道相适合,从而能够有效顺利地完成信号的传输。调制不仅能够使信息变为有效的传输信号完成传输,还能各种性能,如抗干扰能力。

相反,解调则是要将信号源信息从经过改变的载波提取恢复出来,以便预定的接受者进行理解分析和处理,实际上是调制的逆反过程。

2.2调制的分类

调制的有很多种类,相应的,调制的分类也不尽相同。一般来说,调制常见有正弦波调制和脉冲调制两大类。不同种类的调制方式会有不同的性能和特点。

(1)正弦波调制。正弦波调制就是载波为正弦信号的调制。正弦波调制的主要方式有调幅(AM)、调频(FM)、双边带(DSB)、下边带(LSB)、上边带(USB)、残留边带(VSB)等。(2)脉冲调制。所谓脉冲调制就是被调制的载波为脉冲串的调制。一般来说,有用来改变脉冲载波的参数的是连续的调制信号的调制,这类调制可以用于有线传输系统;也有另一种用连续的调制信号的数字化形式去形成一系列脉冲组的脉冲编码调制(POI、^DP凸I、ΔM等),脉冲编码调制的抗干扰能力很强,这类调制可以用于信源编码。

2.3调制的作用

在无线通信系统中,调制是必不可或缺的关键技术,能够被运用到雷达,遥控,导航等领域中。同时,对于高速率的数字调控的发展也能使通信系统的容量得到不断的扩充,从而适应社会发展的巨大需求。

三、通信信号的调制识别

3.1通信信号的调制识别的发展

早期的通信信号的调制识别基本上都属于人工识别范畴。首先需要多个不同类型的调节器,将接收到的信号经过转变加工后输入到这些调节器中进行调节从而得到需要的便于观察分析的信号后导出,再由专业人员对这些信号进行统一地处理分析最终将调制方式确定下来。由于进行人工处理时,专业要求较高,而且存在主观因素,因此只能确定一些持续时间较长的如ASK以及FSK信号,但是仍然不能确保识别的高度准确性。

随着科学技术的不断发展,通信信号的调制模式的自动识别技术逐渐出现并引起了很多人的关注。1969年,关于自动调制识别的第一篇论文发表,引起了许多学者的关注并且对其进行深入研究发展。信号调制的自动识别弥补了许多人工识别的不足,自动识别技术具有很强的抗干扰能力,能够准确较快地识别出多种调制方式。

近年来,随着相关学者的不断钻研尝试,提出了许多其他新型通信信号调制识别的方案。

3.2通信信号的调制识别的基本理念

通信信号的调制识别从根本上来说就是一种典型的模式识别问题。目前最典型的两种基本识别模式即统计模式和判决理论模式。两个模式都有设计和实现这两个过程组成,其中实现通常包括这几个步骤:信号输入,信号预处理,特征提取和选择分类识别。对于通信信号的调制方法主要有假设检验的最大似然、特征提取的模式识别这两种方式。最大似然是把自动识别当成一种双重叠合的检验方式。其中的中心技术是对于所要识别的信号的似然函数进行一定的分析和判断,使得信号显示出自身的一些明显特征,从而放进适当的分类中。这样的分类和处理是目前最佳的,该方法技术的出错率十分低,实现错误概率最小。但是不得不提出,这种方法对于信号的表征过繁化,只是简单的数字表征,提高的空间很小。如果出现了实践中的信号航道噪声成为非高斯,或者说航道变得多样化,最大似然法的敏感性将急剧降低。这种情况下,特征提取的模式识别方法比最大似然法要稳定很多。

信号的输入中,通常会选择用能够在计算机运算的符号来表示研究的对象;信号预处理是要去掉噪音等影响因素,留下,复原和加强有用信息。一般包括频率下变频、同向和正交分量分解、载波频率估计等;特征提取是以变换原数据从而有效地实现分类和识别,得到最能反映分类差别的特征,是整个过程中非常重要的步骤。对于实践中混合的通信信号的识别主要识别混合信号的高阶累量特征、分类特征、参数高阶累量特征和矢量谱线特征量。如表1是混合信号的详细识别状况(SNR=sdB)。

从上面的表格中可以看出,对16QAM和64QAM的错误识别中,多数将其识别成QAM信号。这些主要可以从高阶累量矢量的数据中得到答案,主要是这2种信号在特征上比较接近。识别信号到了分别QAM类,还是PSK类这一步骤,正确的概率就近似百分百。对于信号的调控,下面介绍一下数字模拟调控中的幅度调制,其主要是通过对于信号的平流层正弦的载体,也就是微波的幅度这一热点来调节其信号。其中过程主要如图1所示:

该图只是一种一般的模拟,其中m(t)代表调制信号,cos(oct)为载波信号,h(0)为滤波器的冲击响应。

对于信号的调试主要集中在对于信号的基础在频率幅度上面的变化,而这种变化只是一种简单的线性移动。故名为线性调制系统,这是调制的全部流程和理论。

四、结束语

随着无线电通信技术的不断发展及被广泛地应用在生活中的许多方面,通信信号的调制识别目前为止已经有了很深远的发展也日渐成熟,调制识别技术在军事和民用领域都起着至关重要的作用,因此对于无线电信号的调制识别技术的研究还要继续下去,将问题更加细化,深化,从不同的新视角来不断研究和发展这项技术。

参考文献

[1]王生兵.无线电信号的调制识别研究[J].东南大学,2006年

[2]张琴,田宝玉.通信信号调制模式的自动识别技术及发展前景[J].电讯技术,2008年