干扰模拟器

干扰模拟器（通用5篇）

干扰模拟器 篇1

雷达引信是利用雷达波获取目标信息而控制发火的近炸雷达引信。在实际应用中,对雷达引信的人为干扰可以分为无源干扰和有源干扰。压制式干扰属于有源干扰的一种,是干扰方用强大的干扰功率压制破坏雷达引信接收机的工作,或使雷达引信产生虚警而“早炸”;或使雷达引信接收机输出信噪比降低,造成雷达引信对目标的探测困难,甚至失掉目标信息而使雷达引信“瞎火”。

压制式干扰是目前广泛采用的干扰形式。根据实施干扰方法的不同,这种干扰又分为扫频式干扰、阻塞式干扰和瞄准式干扰。扫频式干扰发射等幅或调制的射频信号,其载频以一定速率在很宽的频率范围内按一定规律做周期性变化,当频率扫过雷达引信通带时,就可以使其“早炸”。阻塞式干扰发射宽频带的干扰信号,因此可对频带内的雷达引信同时进行干扰。瞄准式干扰是在接收机雷达引信辐射信号的基础上,将干扰频率对准雷达引信工作频率,并将其功率集中在一个略大于雷达引信工作频带的频率范围内。

毫米波通常是指波长介于1mm～10mm的一段电磁频谱。从频谱分布来看,毫米波低端与微波相连,而高端则和红外、光波相连接。和微波相比,毫米波波长短,因而其设备体积小、重量轻、机动性好。这些特点正是精确制导武器和各种飞行器所必须具备的。因此雷达引信工作频段在向毫米波方向发展。毫米波干扰模拟器通过产生在毫米波段不同性质的下扰噪声可以实现对雷达引信抗干扰能力的评估。

1 压制式干扰原理分析

干扰模拟器提供阻塞式干扰,瞄准式干扰和扫频式干扰。

对于阻塞式干扰,瞄准式干扰,可以由随机信号通过调频的方式得到。随机信号f(t)是均值为零的高斯随机信号,其幅度概率密度可以表示为:

由随机信号f(t)调频得到的调频信号ψ(t)的功率谱密度为ψFM(ω),其表达式为:

式中,ωc为载波频率,KFNσ为调频的有效频偏。

在Δωg内,形成了一个噪声干扰带,对在这个频带内的信号可以起到干扰作用。

干扰模拟器的扫频式干扰可以通过函数扫频的方式得到。其中载频为某一频率的正弦波,调制波形为各种函数波形,如正弦波、矩形波、三角波等。叠加上一定带宽的瞬时噪声,从而形成函数扫频式干扰。通过选择不同的扫频率函数,可以模拟不同扫频状态下噪声对雷达引信的干扰。不失一般性,以线性调频波为例分析。线性调频波的产生方式是一个锯齿波加到压控振荡器(VCO)上形成的,在理想情况下,VCO的频率倾斜度为一直线,对VCO施加一线性电压,其输出信号的频率应随时间呈线性变化。

线性调频波是在周期T内,形成一个带宽为B的扫频信号。线性调频波在数学上可以表示为:

线性调频波的瞬时频率就是式(4)中相位的微分,即:

如果扫频的过程中叠加上瞬时噪声,则在带宽B内干扰信号以速率为1/T作周期性的变化,可以形成一个干扰带,对频带内的雷达引信同时进行干扰。

同理,如果扫频率函数为三角波、阶梯波、锯齿波、正弦波等,在扫频过程中叠加上瞬时噪声,可以得到载频以不同规律变化的扫频干扰过程。

压制式干扰产生结构框图如图1所示。压制式干扰产生由函数波形发生器、基带白噪声发生器、压控振荡器(VCO)等组成。当工作在阻塞式干扰和瞄准式干扰方式时,波形发生器不工作,只有带限白噪声经过隔直滤波放大以后加到VCO上,噪声频谱的中心位置通过加到VCO上的直流偏压大小来控制,噪声调频半功率点带宽通过加到VCO上的带限白噪声幅值来控制。基带白噪声加到VCO以后将得到阻塞或瞄准噪声。基带噪声的幅度范围是可变的,不同幅度的基带噪声通过VCO以后将得到不同带宽的调频噪声。在通带范围内的噪声具有均匀的功率谱密度,在工程上是可以接受的干扰噪声。通过调节加到VCO上的直流电压的大小可以控制噪声频谱中心位置,将噪声再通过滤波器以后就可以得到所需工作频段的噪声干扰信号。而扫频式干扰由函数发生器产生不同的函数波形以供选择,函数波形经过隔直滤波放大以后加到VCO上,此时白噪声发生器提供一个瞬时的干扰噪声。干扰频谱的中心位置通过加到VCO上的直流偏压大小来控制,扫频率带宽通过加到VCO上的波形的幅值来控制。使用Simulink进行建模仿真,可以得到白噪声发生器提供产生的5MHz白噪声通过VCO调频产生出大于200MHz阻塞干扰噪声。如图2所示。

2 干扰模拟器方案设计

干扰模拟器的设计要求提供在毫米波段的压制式干扰,可以模拟功率和频率的变化,而且要求其工作频率和带宽可以随模拟要求的不同人为设定,功率大小也能够依照要求改变大小,且有足够大的动态范围。

为了实现上述要求,在设计过程中提出以下几种可行的方案。

2.1 上变频方案

上变频方案如图3所示。为获得毫米波噪声干扰信号,电路采用三次频率变换过程。基带噪声经过三次混频,被调制到Ka波段,再经毫米波功放达到足够大的发射功率。采用三次混频的目的是确保各级本振信号被滤除干净。该方案的优点是未采用倍频器件,信号完整性好。功率大小的改变通过电调衰减器来控制,这一过程在Ku波段完成。该电路设计方案在工程上比较成熟,缺点是电路结构比较复杂,高中频毫米波混频器货源不好寻找。所以最终设计没有采用该方案。

2.2 滤波方案

滤波方案如图4所示。阻塞噪声和瞄准噪声使用的模拟噪声发生器经开关滤波器组产生;开关滤波器组用来选择两种噪声信号的带宽;开关控制信号由控制单元产生。扫频噪声由函数波形加到恒温VCO后通过调频的方式产生,扫频过程中需要叠加的瞬时噪声也来自模拟噪声发生器。两路中频噪声同本振信号混频产生Ku波段的微波信号,该信号经倍频、功率放大调制到Ka波段得到功率足够大的毫米波噪声干扰信号。该方案的优点是阻塞噪声与瞄准噪声频谱基本不受温度影响。缺点是系统成本高,且电路方案不太成熟,技术风险大。所以最终设计也没有采用该方案。

2.3 倍频方案

倍频方案如图5所示。基带白噪声和函数波形通过信号合成器以后加到VCO上,通过调频的方式得到在中频频段的阻塞、瞄准和扫频噪声。该中频噪声通过一次混频到Ku段,再二倍频到Ka段,实现毫米波段的干扰噪声。由于该方案从研制成本和工程实现上来说都是最合适的方案,所以最终设计采用了该方案。

3 实测结果和结论

图6是采用倍频方案的干扰噪声实测结果图。可见,采用倍频方案可以很好地实现毫米波干扰模拟器的设计。

摘要：压制式毫米波干扰模拟器能够真实模拟引信所面临的干扰环境,为实验提供阻塞噪声、瞄准噪声、扫频噪声。本文分析了压制式噪声产生原理,阻塞噪声、瞄准噪声采用噪声调频的方式得到,扫频噪声采用函数扫频的方式得到。提出了三种可行的毫米波干扰模拟器的实现方案:上变频方案、滤波方案和倍频方案。对以上三种方案进行了分析和比较,最终设计采用了倍频方案,并给出了实验结果。

关键词：毫米波,干扰模拟器,压制式干扰,引信

参考文献

[1] 梁棠文.防空导弹引信设计及仿真技术[M].北京:宇航出版社,1995．

[2] 向敬成,张明友.毫米波雷达及其应用[M].北京:国防工业出版社,2005．

[3] 夏红娟,陈潜.噪声调频干扰信号仿真及应用[J].上海:铁道大学学报,2000,21(6) :22-28．

[4] 樊信昌,曹丽娜.通信原理[M].北京:国防工业出版社,2001:320-350．

[5] 付文羽,汤建勋,张广发.具有平稳随机性质的带限高斯白噪声发生器[J].计量与测试技术,2001,(3) :32-33．

[6] 王超,薛明华.基于 FPGA 的阻塞式干扰设计[J].现代电子技术,2008,31(1) :57-58．

干扰模拟器 篇2

强激光与高超声速球锥流场干扰数值模拟研究

本文采用有限差分技术，数值求解带能量源项与空气11组分化学动力学模型的.轴对称粘性流体力学方程组，采用类氢原子理论模型计算空气对激光的吸收系数，建立了模拟强激光与超声速钝体流场干扰的计算软件，得到了高能激光与超声速球锥流场干扰数值模拟的结果。

作 者：毛枚良 董维中 邓小刚 陈坚强 MAO Mei-liang DONG Wei-zhong DENG Xiao-gang CHEN Jian-qiang 作者单位：中国空气动力研究与发展中心,刊 名：空气动力学学报 ISTIC EI PKU英文刊名：ACTA AERODYNAMICA SINICA年，卷(期)：19(2)分类号：V211.3关键词：粘性流动 高能汇聚激光 化学非平衡 有限差分法

模拟通信时分干扰效果研究 篇3

通信干扰是电子战的重要组成部分, 其目的在于削弱和破坏敌方通信系统的使用效能。作为一种重要的通信干扰体制, 时分多目标干扰可以用一部干扰机同时干扰多个通信信号, 缓解了现代电子战中目标数众多而干扰资源不足的矛盾, 在电子战中具有重大的现实意义。一般认为在目标数不是太多 (小于4个) 的场合, 时分多目标干扰实现较为简单, 干扰效果良好, 具有极大的比较优势。

时分多目标干扰中, 多个干扰激励器在时序电路的控制下, 按一定的时间序列交替地输出给功率放大器, 对目标信号实施干扰。时分多目标干扰体制在任一时刻仅能对一个目标实施干扰, 但由于它能快速地按时序分配轮番地输出不同频率的干扰信号, 因而实现了对多个通信目标的干扰。

1 时分干扰信号

时分多目标干扰中, 对每个通信目标的基本干扰信号形式即时分干扰信号。时分干扰信号的主要参数包括信号幅度、信号初始相位、干扰重复周期T、干扰脉冲宽度τ及占空比τ/T等, 信号幅度和信号初始相位是一般信号都具有的参数。干扰重复周期T是指对每个通信信号干扰中断的周期, 其倒数为干扰重复频率F=1/T, 干扰重复频率也称为干扰中断率。干扰占空比是指对某信道实施干扰时, 一个干扰重复周期内, 实施干扰时间和干扰重复周期的比值。在时分多目标干扰应用中, 对每个信道的理想干扰占空比是1/n, 其中n为干扰目标数, 但考虑到实际器件的响应和转换时间, 实际干扰占空比肯定小于该值。通过干扰重复周期和干扰占空比, 时分干扰信号“时域时断时续”的特点得到了刻画。

2 时分干扰效果研究模型

为了对时分干扰信号的干扰效果进行研究, 建立如图1所示时分干扰效果研究模型。其中, 干扰样式发生器用于产生各种连续干扰信号和脉冲发生器相乘后形成时分干扰信号。调制方式采用SSB、AM和FM等模拟调制, 发送话音调制到中频后和时分干扰信号一起进入信道, 信道会叠加上噪声。之后进行信号的解调, 得到受扰话音。

干扰效果的评估采用话音可懂度和频谱失真测度2种方式, 话音可懂度通过话报员对受扰话音包含的话报进行正确率统计得到。频谱失真是基于语音信号的短时分帧处理定义的, 设第n帧语音频域谱失真为:

$SD{}_n=\frac{1}{\omega {}_{\text{d}}}$${\displaystyle \int }{}_0^{\omega {}_{\text{d}}}\left(20\log \frac{\left|S(\omega )\right|}{\left|S^{\prime }(\omega )\right|}\right){}^2\text{d}\omega$, (1)

式中, S (ω) 和S′ (ω) 分别输入输出语音的短时谱, ωd是信号带宽, 则整个话音的平均频谱失真为$SD=\frac{1}{{\rm N}{}_{\text{f}}}{\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}_{\text{f}}}S}D{}_n$。从式 (1) 可以看出频谱失真主要通过对原始语音帧和受扰语音帧的短时谱之间的差异统计求得, 由于解调语音和原始语音的平均功率可能并不一样, 这会给频谱失真的计算带来一定的偏差, 而这种偏差不会对干扰效果造成影响, 所以在计算频谱失真前需要对解调话音进行幅度调整, 以消除这种影响, 该文基于受扰语音和原始语音信号总能量变化进行调整。

3 时分干扰过程描述

基于图1所示研究模型进行分析, 采用SSB调制方式, 原始话音信号为$m\left(t\right)$, SSB已调信号在时域可表示为:

$s{}_{\text{S}\text{S}\text{B}}\left(t\right)=\frac{A}{2}m\left(t\right)\cos \left(\omega {}_{\text{c}}t+\phi {}_0\right)\mp \frac{A}{2}\widehat{m}\left(t\right)\sin \left(\omega {}_{\text{c}}t+\phi {}_0\right)$。 (2)

图1中采用噪声调频干扰样式, 最终生成的时分噪声调频干扰信号为:

$J\left(t\right)=U{}_0\cos \left[\omega {}_{0}t+2\text{π}{\rm K}{}_{\text{f}}{\displaystyle \int }{}_{-\infty }^{t}u(\lambda )\text{d}\lambda +\phi \right]\times {\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{\infty }g}\left(t-n{\rm T}\right)$。 (3)

式中, u (t) 为噪声调频干扰的调制噪声, 是零均值、方差为σ${}_n^2$的广义平稳随机过程;Kf为调制斜率,

$g\left(t\right)=\{\begin{array}{l}1‚\\ 0‚\end{array}\begin{array}{l}-\tau /2\le t\le \tau /2\\ t<-\tau /2\text{和}t>\tau /2\end{array}$

;T为干扰重复周期;τ/T为干扰占空比。在噪声调频干扰信号带宽较宽时, 一般其有效调制指数mfe>>1, 式 (3) 所示时分噪声调频干扰信号的单边功率谱密度表达式为:

式中, fde=Kfσn为噪声调频的有效调制带宽。

采用如图2所示, SSB相干解调框图进行解调, 解调器输入信号由已调话音、噪声和干扰信号3部分组成。带通滤波后, 解调器输入端窄带噪声信号为n (t) =nc (t) cosωct-ns (t) sinωct, 其中nc (t) 和ns (t) 均是均值为0、方差为σ2的高斯随机过程。令φ0=φ=0、ω0=ωc, 分析可得最终输出信号由话音信号和噪声 (噪声包括系统噪声和干扰信号转换而成的噪声) 2部分组成, 信号部分为$\frac{A}{2}m(t)$, 噪声的单边功率谱密度为:

$\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{Ν}}(f)=\frac{U{}_0^2}{2}\frac{\left(\tau /{\rm T}\right){}^2}{\sqrt{2\text{π}}f{}_{\text{d}\text{e}}}{\displaystyle \sum _{n=-\infty }^{\infty }\sin }c{}^2\left(n\text{π}\tau /{\rm T}\right)\text{e}{}^{-\frac{(f-n/{\rm T}){}^2}{2f{}_{\text{d}\text{e}}^2}}\cdot \\ \left|{\rm H}{}_{\text{L}\text{Ρ}\text{F}}(f)\right|{}^2+2\sigma {}^2\left|{\rm H}{}_{\text{L}\text{Ρ}\text{F}}(f)\right|{}^2‚(5)\end{array}$

式中, $\left|{\rm H}{}_{\text{L}\text{Ρ}\text{F}}(f)\right|$为低通滤波器 (LPF) 的幅度频率响应。

采用AM和FM调制时, 干扰过程的描述是类似的, 此处不再赘述。

4 时分干扰效果仿真与结果分析

按照图1所示研究模型构建仿真实现框图, 报务员读一段话报并把话音保存起来, 作为原始话音。改变脉冲发生器的周期和占空比来得到不同干扰重复周期和干扰占空比的时分干扰信号, 对话音信号实施干扰, 受干扰语音保存起来进行话音可懂度的统计, 计算得到其相对于原始语音的频谱失真测度。限于篇幅所限, 这里仅示出SSB调制的干扰效果, 图3是干扰重复周期分别为0.001 s和0.01 s时对单边带话实施时分噪声调频干扰的干扰效果。

图4是干扰占空比为20%和30%时的干扰效果, 纵轴左边为频谱失真测度, 右边为话音可懂度, 横轴为干信比。需要注意干扰功率的计算要考虑干扰占空比对功率的影响, 同时一般由于已调话音信号带宽相对于干扰信号带宽较窄, 只有带通滤波器通频带之内的干扰信号功率才会对话音信号造成干扰, 才是有效干扰功率, 干信比是有效干扰功率和信号功率之比。

从图3和图4可以看出如下几点:

① 在干扰重复周期和干扰占空比一定的前提下, 随着干信比的增大, 频谱失真测度缓慢增大, 话音可懂度总体趋势减小, 表明增大干扰信号功率是提高干扰效果的有效途径。

可以明显看出, 频谱失真测度作为对解调信号内部频谱构成改变程度的度量, 受干扰占空比和干扰重复周期的影响比较大, 由于进行了增益调整而随干信比变化的范围比较小。随着干扰参数的变化, 频谱失真测度和话音可懂度在数值上没有大致统一的对应关系, 这就导致不能从数值上给出一个基于频谱失真测度的干扰效果评估标准, 所以该分析中以话音可懂度为主, 频谱失真测度辅助分析。

此外需要说明的是, 由于该仿真模型和实际接收机结构的不同, 干扰效果和干扰参数的绝对值对应关系未必一致, 但是干扰效果随干扰参数变化的规律应该是一致的;

② 在干扰重复周期一定和干信比一定且介于一定范围之内 (保证此范围内可以看出话音可懂度的变化, 而不是全部为100%或者0) 的前提下, 随着干扰占空比的增大, 频谱失真测度增大, 话音可懂度减小。当干扰占空比增大时需要减小干扰信号的幅度以保证干扰功率一定, 这表明了在接收端干扰信号干扰功率一定的前提下, 增加干扰占空比而改变干扰信号的内部频谱构成可以明显提高干扰效果;这进一步证实了对模拟通信信号实施连续干扰效果好于间断式干扰;同时由于干扰占空比的倒数反应了时分多目标能够干扰的目标数, 干扰目标越多, 干扰占空比越小, 即使增大干扰信号的幅度以保证对每个通信信号的有效干扰功率相同, 干扰效果也会明显下降, 可以得出对模拟通信的时分多目标干扰体制的性能下降不仅仅在于干扰目标的增加使得对每个目标可用干扰功率的下降, 也是这种干扰体制本身特点造成的;

③ 在干扰占空比一定和干信比一定且介于一定范围之内的前提下, 随着干扰重复周期的增大, 频谱失真测度略微 (和干扰占空比相比较而言变化幅度较小) 单调增加, 话音可懂度不是单调变化, 该仿真中T=0.002 s和T=0.005 s的干扰效果优于T=0.01 s和T=0.001 s, 表明随着干扰重复周期的增大, 干扰效果先提高后减少, 可以得出在模拟通信时分多目标干扰中设置合适的干扰重复周期可以有效提高干扰效果, 该干扰重复周期不是越大越好, 也不是越小越好, 而是设置在一定范围之内时干扰效果最好;

④ 实际应用时分多目标干扰时, 必须考虑到接收机信号建立时间对干扰效果带来的差异, 必须保证干扰脉冲宽度大于信号建立时间, 否则干扰是无效的, 这也说明了干扰重复周期不能无限制的增加。

一般而言, 接收机体系结构不同、发射功率不同、滤波器带宽不同以及元器件延迟不同等都会带来信号建立时间的差异, 难以给出统一的标准, 只能概算。而现行通信接收机一般采用超外差式体系结构, 通过多次混频把射频信号变换到一定的中频, 然后进行DSP处理。DSP主频一般在几百兆赫兹, 所以DSP处理对信号建立时间的影响在ns级, 前几级混频处理时频段较高, 滤波器带宽较宽, 其对信号建立时间的影响也都在ns级, 影响最大的是末级中频滤波处理。按照信号建立时间t和信号带宽B的关系t=0.35/B, 取末级中频滤波器带宽为20 kHz, 可以得出信号建立时间约17.5 μs。

该仿真模型中最终的低通滤波器带宽约8 kHz, 对应信号建立时间约43.75 μs, 取占空比为0.1～0.4, 当干扰重复周期为0.002 s和0.005 s时, 干扰脉冲宽度介于200 μs和2 000 μs之间, 所以为了取得较好的干扰效果, 干扰脉冲宽度必须至少约大于信号建立时间的5倍。

按照比例关系, 对于末级中频滤波带宽为20 kHz的接收机, 当干扰重复周期介于0.000 8 s和0.002 s之间时干扰效果较好。对于接收机, 其结构和器件存在差异, 该取值范围也会有差异。不同的干扰目标数, 为达到较好的干扰效果, 干扰重复周期的取值范围变化不大, 但是相同干信比 (注意此时为达到相同的干信比, 只能通过改变干扰信号的幅度, 也即改变干扰机的发射功率) 下, 干扰目标数越多, 干扰效果越差。

需要注意的是, 上述结论是基于话音可懂度和频谱失真测度2方面的统计数据得出的。在数据处理过程中, 发现话音可懂度的主观性太大, 对同样一段数字报, 有经验、有记忆的报务员和没经验、没记忆人员听取的结果差异相当大, 对真实结果的获取造成了很大的困难;频谱失真测度作为客观评价标准, 却不能在数值上和话音可懂度建立一致的对应关系。这2点大大增加了统计结果的误差可能性, 会对干扰效果的评估造成不良的影响, 但对干扰效果随干扰参数的变化趋势的影响会小很多, 这保证了结论的可信度。

5 结束语

对时分干扰信号对模拟通信的干扰效果进行了分析, 仿真总结出了干扰重复周期、干扰占空比和干信比对干扰效果的影响, 进一步指出在接收端干扰信号干扰功率一定前提下, 增加干扰占空比而改变干扰信号的内部频谱构成可以明显提高干扰效果, 表明对模拟通信实施连续干扰效果好于间断式的时分干扰, 对模拟通信采用时分多目标干扰体制会带来干扰机干扰能力的下降, 这是时分多目标干扰体制本身特点造成的。在某试验中, 时分多目标干扰方式对模拟话音通信的干扰效果很不理想, 远劣于频分多目标干扰的干扰效果, 该结论对试验结果的分析带来了新的思路。

参考文献

[1]栗苹, 赵庆国, 杨小牛, 等.信息对抗技术[M].北京:清华大学出版社, 2008:188-233.

[2]夏红娟, 陈潜.噪声调频干扰信号仿真及应用[J].上海铁道大学学报, 2000, 21 (6) :22-28.

[3]肖天南.噪声干扰机中噪声调相、调频后干扰信号带宽的计算[J].舰船电子对抗, 1998 (2) :17-20.

[4]张骞, 周捷穗.对时分法多目标干扰特性局限性的探讨[J].计算机仿真, 2008 (6) :14-16.

[5]徐穆洵.瞄准式多目标干扰的研究[D].通信对抗研究徐穆洵论文集, 2002:89-103.

干扰模拟器 篇4

关键词：翼型风洞,侧壁干扰,展弦比,数值模拟

翼型风洞的侧壁干扰对翼型实验影响较大, 对于中等尺寸翼型风洞, 这一影响更为明显。中等尺寸翼型风洞进行翼型测压实验时, 获得的上翼面压力分布及激波位置与大尺寸风洞结果及数值计算结果都有一定偏差;尤其是负压峰值偏差较多, 并进一步引起翼型升力系数和升力曲线斜率低于大尺寸风洞和自由飞行数值模拟的结果, 影响了中等尺寸翼型风洞实验数据的可用性, 制约了翼型风洞的发展和应用。其产生的原因, 文献[1—3]均认为是侧壁附面层和拐角分离区所引起的排挤效应导致的。

风洞内翼型上的流动从原则上讲都是明显的三元流动, 展向的不均匀性是不可避免的, 不过如果模型有足够大的展弦比, 在中段仍然可能存在一个近似的二元流动区域[1]。文献[4]数值模拟研究了特定状态下不同展弦比时侧壁干扰对翼型实验的影响;文献[3]对两个特定展弦比下侧壁对翼型实验的影响进行了实验研究。如果把侧壁干扰问题归结为试验段宽度不够大, 那么靠改变已建成的风洞的结构尺寸 (比如加宽试验段宽度等措施) 来摸索侧壁干扰的影响, 是很不现实的。所以, 数值模拟成了几乎唯一的选择。用数值模拟能获取侧壁干扰一些有用的结果和结论, 对估计侧壁干扰的影响程度有一定的参考价值。本文着重考察翼型展长 (风洞宽度) 与弦长之比 (即展弦比) 对风洞试验段流场二元性的影响。

1数值方法

本文重点研究中等尺寸翼型风洞侧壁对翼型实验结果的干扰, 所以并未考虑风洞上下壁的影响, 即将计算的上下边界取为远场。由于翼型实验时, 风洞内流动沿纵向对称面为对称流动, 所以取纵向对称面一侧区域作为计算区域, 以减小计算量。首先生成翼型剖面的C网格, 然后沿展向堆砌, 构成三维C-H拓扑结构的计算网格, 如图1所示。网格在侧壁表面及翼面附近进行加密。网格总数为200 (弦向) ×65 (法向) ×60 (展向) , 其中翼型表面沿弦向分布有160个网格节点。

采用有限体积法对三维雷诺平均NS方程进行求解, 以模拟模型周围的流动。对流项利用ROE格式进行空间离散;网格界面上的变量采用MUSCL插值以达到二阶精度;选用SST湍流模型, 并运用LU-SGS方法进行时间推进, 对NS方程进行数值求解。边界条件的处理为:远场采用无反射边界, 即按照边界处法线方向的黎曼不变量关系进行处理;计算模型的纵向对称面采用对称边界;为了使模型区侧壁附面层厚度与实验状态下相吻合, 侧壁边界仅在模型区附近一定区域内采用无滑移边界条件, 其他区域则采用无穿透边界条件;翼型表面采用无滑移边界条件。

2结果分析

2.1数值方法的验证

这里首先计算了NACA0012翼型的二维绕流, 对二维数值方法进行验证。图2为来流马赫数Ma=0.65, 迎角α=1.88°, 雷诺数Re=1.0×106和Ma=0.8, α=0°, Re=1.0×106的计算结果与文献[5]中美国Calspan的8 英尺×8 英尺大尺寸风洞实验数据的对比。从图中可以看出, 翼型表面的压力系数与实验数据吻合较好, 说明二维计算结果可以作为无侧壁干扰的结果。

然后对NACA0012翼型在中等尺寸翼型风洞中的绕流进行数值模拟。计算 (有侧壁、无上下壁) 中展弦比AR取与文献[6]中法国国家航空与宇航研究院所属的ONERA S3风洞 (0.78 m高×0.56 m宽) 翼型实验相同的值, 即2.67。 图3给出了Ma=0.504, α=4.06°, Re=2.93×106 (基于弦长的雷诺数) 及Ma=0.703, α=4.03°, Re=3.75×106时的数值模拟结果与ONERA S3风洞实验结果的比较。从图3可以看出, 两个状态下计算的翼型中心对称面的压力分布与实验结果吻合较好 (有激波存在时, 激波位置有微小偏差, 可能是实验有上下壁而计算未考虑上下壁所引起) , 说明本文采用的三维数值计算模型和方法是可用的。

2.2不同迎角下展弦比的影响

图4给出了来流马赫数Ma=0.7, 雷诺数Re=2.94×106, 迎角α分别为0°和4°时不同展弦比下翼型中心对称面的压力分布数值模拟结果, 其中不同展弦比是通过改变展长来实现的。对比有侧壁存在时的数值模拟结果与二维无干扰计算结果, 可以看出, 0°迎角下, 展弦比为1时, 由于侧壁的影响, 压力分布较二维无干扰结果有所偏差, 负压峰值低。当展弦比增大到1.5时, 压力分布与无干扰结果吻合很好。展弦比继续增大, 翼型中心对称面的压力分布则不再变化。 α为4°时, 有激波出现。在较小的展弦比下, 负压峰值偏差较多, 激波位置明显靠前。随着展弦比的增大, 侧壁干扰对压力分布的影响逐渐减小, 激波位置后移, 负压峰值升高, 逐渐趋近于二维结果。展弦比大于6以后, 压力分布不随着展弦比的增加而变化, 侧壁干扰几乎可以忽略。从两图中均可以看出, 由于侧壁的存在, 使得翼型的升力系数偏低, 且从两图的对比, 可以看出, 相同展弦比下, 侧壁对翼型中心对称面压力系数的影响, 随着迎角的增大而增大, 并由此可以推断出, 侧壁干扰同样会造成翼型升力曲线斜率低于二维结果。

图5显示了展弦比为2时, 上述两个状态的翼型及侧壁表面附近的流线图。α=0°的流线图显示机翼与侧壁交接处只形成了很小的分离涡, 机翼表面有较大的二维流动区域, 此时侧壁干扰不明显, 较小的展弦比就可以使翼型中心对称面的压力分布与二维无干扰结果相吻合, 与图4 (a) 中展弦比为2的压力分布形成相互印证。随着迎角的增大, 分离涡迅速增大, 机翼表面的二维流动区域大幅缩小。此时侧壁对翼型实验的影响比较明显, 需要较大的展弦比, 才能使中心对称面的压力分布与二维无干扰结果一致。从图4 (b) 中展弦比为2时的压力分布曲线可以看出, 较二维计算结果, 激波位置大幅度前移, 上翼面负压峰值偏低。这也表明, 随着迎角的增大, 模型与侧壁的分离涡诱导的流场, 对翼型实验有着显著的影响。

从前面的分析可以看出, 在同一马赫数不同迎角下, 需要不同的展弦比才能使翼型中心对称面的压力分布与二维无干扰结果相吻合。本文计算了Ma=0.7, α=0°, 2°, 4°, 5°不同展弦比下的流场, 发现在每一个迎角下, 总存在一个展弦比的值ARmin , 当展弦比大于该ARmin时, 机翼中心对称面压力分布就与二维无干扰结果接近。也就是说, ARmin是给定迎角下能获得二维流场的最小展弦比。将不同迎角下的ARmin连成曲线, 示于图6, 可以用于指导翼型实验选择展弦比。在其它马赫数下, 也可以类似地获得这种ARmin～α曲线, 这些曲线也一并示于图6中。图中各个状态下雷诺数均为Re=2.94×106。计算结果表明, 随着迎角的增加, 未出现激波时, ARmin最初有小幅增加。在迎角大于2°以后, ARmin增加比较快, 侧壁对翼型实验的影响迅速增大。当有激波出现时, 即使激波比较弱, 比如Ma=0.6, α=4°时, ARmin也有比较明显的增加, 此时ARmin达到了5。随着马赫数增大、激波增强, ARmin持续增加。在Ma=0.7, α=4°时, 展弦比达到6, 才能使机翼中心对称面的压力系数峰值及激波位置与二维状态相一致。如果此时展弦比较小, 实验数据就需要做较大的修正。

2.3不同马赫数下展弦比的影响

图7给出了Ma=0.8, α=0°, Re=2.94×106时的数值模拟结果。从图7 (1) 的机翼中心对称面的压力分布可以看出, 展弦比较小时, 激波位置较二维无干扰结果靠前。展弦比达到4以后, 激波位置及压力分布才与二维无干扰结果趋于一致。这表明, 较小的展弦比下, 有激波存在时, 即使迎角为0°, 仍有较强的侧壁干扰存在。图7 (2) 为AR=2时翼型及侧壁表面流线图。可以看出, 此时翼型与侧壁交接处并没有太大的分离涡, 翼型表面有很大的二维流动区域, 但激波位置却与二维结果有偏差。这可能是当展弦比较小时, 由于侧壁附面层的存在, 对局部超音速流起到压缩作用, 产生了横向的斜激波[2], 干扰到纵向激波的位置。

类似地, 在同一迎角下, Ma不同, 机翼中心对称面压力分布与二维无干扰结果趋于一致的最小展弦比也有所不同, 这样, 也可以将同一迎角、不同马赫数下的ARmin连成一条曲线, 如图8所示。从图中可以看出, 出现激波以前, 相同迎角下, 随着马赫数的增加, ARmin略有增加, 但变化较小。这表明, 未出现激波时, 随着马赫数的增加, 侧壁干扰并没有明显的增加。翼型表面形成激波以后, ARmin迅速增大。即使是较弱的激波, 也需要较大的展弦比, 才能使激波位置与二维无干扰结果相吻合, 说明侧壁干扰对激波位置影响较大。随着激波由弱到强, 侧壁干扰逐渐增大, ARmin也持续增加。

3结论

本文对翼型风洞侧壁干扰进行了数值模拟, 着重研究了不同马赫数及不同迎角下, 使翼型中心对称面达到较好的二维流动所需的最小展弦比。得到了以下结论:

(1) 侧壁的存在对翼型实验有着较大的影响, 造成上翼面负压峰值偏低, 从而造成升力系数及升力线斜率偏低。有激波存在时, 激波位置前移。

(2) 随着迎角的增大, ARmin小幅增加。出现激波以后, ARmin随迎角迅速增加。翼型与侧壁的交接处形成的分离涡, 对翼型实验结果的二维性有显著的影响。

(3) 随着马赫数的增加, ARmin小幅增加。出现激波以后, ARmin随马赫数迅速增加。由于侧壁附面层的排挤作用, 使得激波位置明显前移。

(4) 虽然增大展弦比可以减小侧壁干扰对翼型实验的影响, 但由于风洞结构的限制, 增大风洞宽度是不现实的, 但减小弦长, 又会降低雷诺数, 因此有必要对实验数据进行修正。

参考文献

[1]苏耀西.风洞侧壁效应的油流观察研究.西北工业大学学报, 1988;6 (1) :63—71

[2]苏耀西.关于风洞侧壁效应的原理.空气动力学学报, 1992;10 (2) :272—276

[3]陈志敏, 王大海.二维翼型实验的侧壁影响研究.中国民航飞行学院学报, 2001;12 (1) :4—7

[4]焦予秦, 乔志德.翼型风洞侧壁干扰的数值模拟研究.空气动力学学报, 2001;19 (4) :471—477

[5] Vidal R J, Catlin P A, Chudyk D W.Two-dimen-sional subsonic ex-periments with an NACA 0012 airfoil.Calspan report, 1973;NO.RK-5070-A-3

[6] Thibert J J, Grandjacques M, Ohman L H.Experimental data basefor computer program assessment.AGARD, 1979, AGARD-AR-138-A1:1-36

干扰模拟器 篇5

1 井间干扰概率评价模型及流程

为了衡量干扰程度大小,提出了干扰井数比例和干扰储量比例两个指标。其中干扰井数比例指评价区中发生井间干扰的气井个数占全部气井的比重,干扰储量比例指因井间干扰而重复开发的储量占评价区总储量的比重,是造成投入和产出不匹配的主要原因之一。

干扰井数比例=发生井间干扰的气井数/总气井数;

干扰储量比例=气井共同开采储量/评价区总储量。

1.1 两口气井井间干扰程度

为评估干扰程度大小,结合矿场经验做出如下假设和简化:(1)单口气井泄气面积随机性强,但大量气井统计的单井泄气面积符合一定概率分布;(2)单井动态储量与泄气面积之间线性正相关;(3)为提高储层纵向动用程度和单井产量,气井常采取分层压裂合层开采工艺,因而泄气面积简化为单井多层的综合平均泄气面积,不再分层测算;(4)均匀井网。

井间干扰评价的关键问题是确定泄气面积干扰程度以及泄气面积内气井动态储量干扰程度。设两口气井泄气半径为r和R,井距为L,则井间干扰存在以下两种可能性(图1)。第一种可能性,井网较稀疏,井距大于气井泄气半径之和(L>r+R),井间无干扰;第二种可能性,井网较密(R-r<L<R+r),井间存在干扰。此外,生产中一口气井泄气范围不可能覆盖临井,因此理论上不存在R>L+r的可能性。井间干扰面积可根据两口气井的泄气半径和井距确定[16]。

井控动态储量Re和泄气面积S具有一定的线性相关性:Re=ρ×S,其中两者斜率为井控动态储量丰度ρ。基于井控动态储量和泄气面积之间的统计规律可以得到干扰储量大小。井间干扰储量为:

式(1)中ρr和ρR分别为两口井的井控动态储量丰度,θr和θR分别为两个弧的角度。

1.2 井区井间干扰程度

针对特定评价区域(图2),井间干扰程度评价过程如下:首先,对所有气井Nt的井控动态储量求和的R1;其次,消除内部干扰井N干扰的井间干扰储量R2对井网加密效果的影响;再次,评价区域外储量R3在界定计算单元之外需要劈分出去,基于R3对井控储量进行修正;最后,根据评估井区总储量Rt测算储量控制程度、干扰井数比例和干扰储量比例大小。其中,储量控制程度

干扰井数比例

干扰储量比例

1.3 井间干扰概率模拟流程

气井泄气面积和井控动态储量不确定性大、随机性强,为了模拟加密后井间干扰程度的所有可能结果,引入了蒙特卡洛随机模拟方法。蒙特卡洛基本原理如下:通过对气井泄气面积和井控动态储量按其概率分布进行Num次随机抽样,并且对每一次抽样结果都按上述关系式进行一次井间干扰的运算处理,当模拟次数趋于无穷大时,这Num次运算的结果就构成了井间干扰的概率分布[16]。

井间干扰概率模拟流程如下:

(1)选择代表性区块,要求该区块各项参数随机分布规律与全气田相似,而且生产历史较长,气井泄气面积和井控动态储量基本稳定。

(2)结合地质认识和生产动态分析方法,分析确定代表性区块内各气井的泄气面积和井控动态储量大小。

(3)绘制气井泄气面积和井控动态储量概率分布图,绘制单井泄气面积与井控动态储量关系图。

(4)确定某一井网密度大小,根据单井泄气面积与井控动态储量概率分布规律,随机多次抽值,测算储量控制程度、干扰井数比例和干扰储量比例大小。

(5)变换不同井网密度,重复步骤(4)。

(6)整理随机模拟结果,统计分析不同井网密度时储量控制程度、干扰井数比例和干扰储量比例的随机概率分布和期望值,优化井网密度。

2 井间干扰概率规律分析—以苏×井区为例

苏里格气田苏×井区,自2002年先后开展了老井试采、加密钻井、干扰试验等多项试验研究工作。对全区82口气井进行分析预测,平均泄流面积0.27 km2,中值0.21 km2,远低于骨架井网600 m×1 200 m的井控面积0.72 km2,骨架井网不能充分动用地质储量,仍有加密潜力。

苏×加密区位于苏×井区中部,面积12 km2,天然气地质储量丰度1.348×108m3/km2,加密区气井泄气面积和井控动态储量分布规律与苏×井区基本一致(图4),符合统计规律,因此可以利用加密区有限单井样本预测整个区块的加密潜力。为此,模拟评价了井网密度从1口/km2不断加密到8口/km2时井间干扰程度变化规律,其中每一井网密度随机模拟500次。模拟结果如下:

2.1 储量控制程度概率

初始井网较稀疏时,加密能显著提高储量控制程度。随着井网逐渐加密,井间干扰增强,井控储量增量趋于平缓,井网密度达到4井/km2后趋于平稳(图5)。

2.2 干扰井数比例概率

干扰井数随井网加密而快速增加。1井/km2时,井间几乎无干扰,加密至2井/km2时干扰井数比例P50=24%左右,加密至4井/km2时干扰井数P50=92%,加密至8井/km2时干扰井数比例约为100%(图6)。

2.3 干扰储量比例概率

干扰储量随井网加密而逐渐增加,但相较干扰井数“慢热”。1井/km2时,几乎无干扰储量;加密至2井/km2时,干扰储量仍然较少,P50=0.6%;加密至4井/km2时干扰储量P50=17%,加密至8井/km2时干扰储量P50=94%(图7)。与干扰井数比例相比,井网加密后干扰储量比例增长速度更慢,同一井网密度干扰储量比例小于干扰井数比例,例如井网密度4井/km2时,干扰井数比例中值92%,干扰储量比例17%,此时虽然大部分气井发生井间干扰,但是彼此之间相互干扰储量规模有限。由于干扰储量更加直观反映井网控制储量和最终采出量,是决定井网经济收益的本质因素,因此合理井网优化应更加重视对干扰储量比例这一指标的考量。

2.4 动态分析与综合评价

苏×加密区评价面积12 km2,骨架井网11口井,加密20口气井后井网密度达到2.6口/km2。干扰概率模拟结果表明,井网加密至2.6井/km2时,干扰井数比例P50=64.2%,干扰储量比例P50=4.5%,井控储量P50=56%,区块采收率46%。

加密后,有7口加密井在投产前地层压力低于区块原始压力,表明至少14口井(45%)存在井间干扰。加密区气井动态分析表明,加密使得储量控制程度达到51%,采收率达到44%,动态评价结果与井间干扰概率模拟结果基本一致,表明井间干扰模拟方法具有一定的实用性。

3 结论

(1)低渗致密砂岩气藏开发具有较大的不确定性,井网加密风险大,基于地质统计原理和蒙特卡洛方法建立了储量控制程度概率、干扰井数比例概率和干扰储量比例概率模拟方法,并形成了井间干扰概率评价流程。

(2)井网加密后干扰井数比例和干扰储量比例均增加,但同一井网密度干扰储量比例小于干扰井数比例,合理井网取值应更加侧重于对干扰储量比例的考量。