脉冲干扰

脉冲干扰（共7篇）

脉冲干扰 篇1

摘要：针对超宽带多址干扰问题,采用高斯7阶导脉冲作为UWB原始脉冲,使用厄米特矩阵特征向量分解算法设计UWB正交脉冲序列,采用Logistic混沌序列作为跳时码进行混沌跳时-脉位调制,生成混沌超宽带脉冲,从而达到抑制多址干扰的目的。最后,分析CTH-PPM UWB系统的抗多址干扰性能。仿真结果表明CTH-PPM UWB系统抗多址干扰性能明显优于TH-PPM UWB系统,具有更强的抗多址干扰能力。

关键词：超宽带,多址干扰抑制,高斯7阶导脉冲,厄米特矩阵,Logistic混沌序列,混沌跳时-脉位调制

0 引 言

目前超宽带UWB(ultra-wideband)系统中,一般采用跳时脉位调制来实现多址接入,但是跳时脉位调制的超宽带系统信号离散谱分量集中,容易引起多址干扰。混沌信号[1]具有良好的自相关和互相关特性,可以确保信号间的干扰很低;混沌系统对初值敏感,通过设置不同初始状态,可以得到大量混沌信号,在多用户环境下,可以有效区分不同用户,对多址通信起着重要作用。

本文采用高斯7阶导脉冲作为UWB原始脉冲,使用厄米特矩阵特征向量分解算法设计UWB正交脉冲序列,采用Logistic混沌序列作为跳时码进行混沌跳时-脉位调制,生成混沌超宽带脉冲。

1 高斯7阶导脉冲波形及其功率谱

基本高斯脉冲[2]时域表达式为:

$p(t)=A\exp (-\frac{2\text{π}t{}^2}{\alpha {}^2})$ (1)

其中,α为脉冲波形的成形因子。

n阶高斯脉冲时域表达式为:

$p{}^{(n)}(t)=\frac{d{}^n(p(t))}{dx{}^n}$ (2)

通过选择高斯脉冲求导阶数n和脉冲成形因子α可以得到满足FCC频谱规范的脉冲波形[3]。对于室内系统,求导阶数n要大于等于5;对于室外系统,求导阶数n要大于等于7。为了满足FCC室内以及室外频谱要求,本文选择高斯7阶导脉冲作为UWB原始脉冲。

由式(1)和式(2),得高斯7阶导脉冲的表达式为:

$p{}^{(7)}(t)=\frac{256\text{π}{}^{4}tA}{\alpha {}^8}(105-\frac{420\text{π}t{}^2}{\alpha {}^2}+\frac{336\text{π}{}^{2}t{}^4}{\alpha {}^4}-\frac{64\text{π}{}^{3}t{}^6}{\alpha {}^6})\exp (-\frac{2\text{π}t{}^2}{\alpha {}^2})(3)$

取n=7,α=0.2198ns,高斯7阶导脉冲归一化的时域波形和功率谱如图1所示。

从图1可以看出,高斯7阶导脉冲波形没有直流分量,类似于钟形,容易产生;高斯7阶导脉冲功率谱密度满足FCC室内和室外系统频谱要求,所以本文采用高斯7阶导脉冲作为UWB原始脉冲。

2 厄米特矩阵特征向量分解算法

FCC的频谱模板等效为一个带通滤波器,其冲激响应h(t)为:

h(t)=2fusinc(2πfut)-2flsinc(2πflt) (4)

设UWB成形脉冲信号为ψ(t),输出信号为:

$\lambda \psi [n]={\displaystyle \sum _{m=-{\rm M}/2}^{{\rm M}/2}\psi }[m]h[n-m]n=-{\rm M}/2,\cdots ,{\rm M}/2$ (5)

其中,脉冲采样点数为M,λ为衰减因子,向量ψ表示离散化的UWB脉冲。

式(5)展开表示成矩阵形式:

$\left[\begin{array}{cccc}h[0]& h[-1]& \cdots & h[-{\rm M}]\\ h[1]& h[0]& \cdots & h[-{\rm M}+1]\\ ⋮& ⋮& ⋮& ⋮\\ h[\frac{{\rm M}}{2}]& h[\frac{{\rm M}}{2}-1]& \cdots & h[-\frac{{\rm M}}{2}]\\ ⋮& ⋮& ⋮& ⋮\\ h[{\rm M}]& h[{\rm M}-1]& \cdots & h[0]\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\psi [-\frac{{\rm M}}{2}]\\ \psi [-\frac{{\rm M}}{2}+1]\\ ⋮\\ \psi [0]\\ ⋮\\ \psi [\frac{{\rm M}}{2}]\end{array}\right]=\lambda \left[\begin{array}{c}\psi [-\frac{{\rm M}}{2}]\\ \psi [-\frac{{\rm M}}{2}+1]\\ ⋮\\ \psi [0]\\ ⋮\\ \psi [\frac{{\rm M}}{2}]\end{array}\right](6)$

即:

Hφ=λφ (7)

矩阵H为厄米特矩阵[4],所以其特征向量组ψ为线性无关正交向量组,即成形脉冲ψ(t)之间相互正交。

将高斯7阶导脉冲作为UWB原始脉冲,即式(3)代入式(4)构成拟合h(t),然后构造式(6)中的厄米特矩阵H,计算H的特征向量组ψ,得到多址干扰抑制UWB 正交成形脉冲序列。

设脉冲采样点数M=64,脉冲持续时间Tm=2ns,高斯7阶导脉冲成形因子α=0.2198ns。图2 (a)、(b) 分别为UWB 正交成形脉冲序列的自相关函数和互相关函数。可以看出,在自相关函数取最大值的时刻,互相关函数接近零,UWB 正交成形脉冲序列自相关性强,互相关性弱,有利于消除多址干扰。

3 Logistic混沌跳时序列设计

混沌序列是非周期序列,数目众多,具有高度随机性和逼近于高斯白噪声的统计特性,可以提高抗截获性能和频谱资源利用率,实现性能良好的保密通信。Logistic映射[5,6]系统具有极其复杂的动力学行为,在保密通信领域的应用十分广泛,其数学表达式为:

xn+1=μxn(1-xn) μ∈(0,4] xn∈(0,1] (8)

其中,μ被称为Logistic参数。当μ取不同值时,Logistic映射将呈现不同特性,当0<μ≤1时,系统动力学形态非常简单,只有一个周期点x0=0;当1<μ<3时,系统动力学形态也比较简单,有两个周期点0,1-1/μ;当μ>3.57时,Logistic映射呈混沌状态,如图3所示。

当μ=3.7,迭代次数n=100,系统初值为0.5,系统处于混沌状态。当3≤μ≤4时,系统动力学形态十分复杂,系统由倍周期通向混沌,如图4所示。从图4可以看出,系统初值为0.5,μ从2.5变化到4,随着μ的变化,系统的动力学形态不断变化,最后出现混沌状态。

当μ=4时,Logistic映射概率密度函数为:

混沌序列均值为:

$\overline{x}=E\{x\}=0.5$ (10)

混沌序列自相关函数为:

混沌序列互相关函数为:

$r{}_{12}(m)=\underset{{\rm N}\to \infty }{{\displaystyle \lim }}\frac{1}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{k=0}^{{\rm N}-1}x}{}_{1k}x{}_{2(k+m)}-\overline{x}{}^{}2=0$ (12)

传统PN序列码(以工程实现时的Gold序列码为例)的相关函数如图5所示。

从图5可以看出,传统PN序列码具有一定的周期性,生成地址码个数有限,互相关函数存在大量的尖脉冲,容易破译,产生电路比较复杂,抗噪声和抗截获能力比较差,大大影响了通信安全性。

Logistic混沌序列的相关函数如图6所示。

从图6可以看出,迭代产生的Logistic混沌序列自相关函数类似于δ函数,互相关函数接近零,具有良好的自相关和互相关特性,克服了传统伪随机码互相关函数存在大量尖脉冲的缺陷,具有较强的抗干扰能力。另外,Logistic混沌序列对初始值具有良好的敏感性,利用简单电路便能产生数量众多的地址码,大大提高了系统容量,降低了硬件成本,所以本文采用Logistic混沌序列作为跳时码序列。

4 多址干扰抑制性能分析与仿真

4.1 CTH-PPM UWB多址干扰抑制性能分析

跳时-脉位调制TH-PPM(Time Hopping-Pulse Position Modulation)多址能力有限,而混沌跳时-脉位调制CTH-PPM(Chaotic Time Hopping-Pulse Position Modulation) [7]是非周期的,改变混沌映射初始值,可以方便地获得大量具有极低互相关特性的混沌序列,大大提高了UWB系统多址能力,使系统具有更大容量,加强了系统的保密通信功能,降低了信息被截获概率。

CTH-PPM混沌超宽带多用户信号表达式为:

$s{}_{tr\_k}(t)={\displaystyle \sum _{j=-\infty }^{\infty }\sqrt{E{}_{tr\_k}}}p(t-j{\rm T}{}_s-C{}_{j\_k}{\rm T}{}_c-a{}_{j\_k}\epsilon )$ (13)

其中,p(t)是能量归一化的脉冲波形;Etr_k是每个脉冲传输的能量;Ts是脉冲重复周期;Cj_k是第j个用户的Logistic混沌跳时码;Tc为码片时间;aj_k是第k个用户的第j个脉冲传输的二进制数值;ε是PPM偏移。

Rake接收机[8]的输出信号为:

Z=Zu+Zmui+Zn (14)

其中,Zu,Zmui,Zn分别表示接收机输出的有用信号、多址干扰噪声和接收机热噪声。

接收机输出的有用信号能量为:

Eb=Ere_kN${}_s^2$(1-R(ε))2 (15)

其中R(ε)是p(t)的自相关函数。

接收机输出热噪声的方差σ${}_n^2$为:

σ${}_n^2$=NsN0(1-R(ε)) (16)

接收机输出的多址干扰能量为:

$\begin{array}{l}\sigma {}_{mui}^2=\frac{{\rm N}{}_s}{{\rm T}{}_s}({\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_s}(}{\displaystyle {\int }_0^{2{\rm T}{}_{{\rm M}}}p}(t-\tau )v(t)dt){}^{2}d\tau )\cdot {\displaystyle \sum _{n=1,n\ne k}^{{\rm N}{}_u}E}{}_{re\_n}\\ =\frac{{\rm N}{}_s}{{\rm T}{}_s}\sigma {}_{{\rm M}}^2\cdot {\displaystyle \sum _{n=1,n\ne k}^{{\rm N}{}_u}E}{}_{re\_n}(17)\end{array}$

接收端的信干噪比SINR(signal-interference and noise ratio)为:

$S{\rm I}R=\frac{E{}_{re\_k}{\rm N}{}_s^2(1-R(\epsilon )){}^2}{\frac{{\rm N}{}_s}{{\rm T}{}_s}\cdot \sigma {}_{{\rm M}}^2\cdot {\displaystyle \sum _{n=1,n\ne k}^{{\rm N}{}_u}E}{}_{re\_n}}=\frac{\gamma {}_R}{2{\displaystyle {\int }_{-{\rm T}{}_{{\rm M}}}^{{\rm T}{}_{{\rm M}}}R}{}^2(\tau )\text{d}\tau }\cdot \frac{1}{R{}_b\cdot {\displaystyle \sum _{n=1,n\ne k}^{{\rm N}{}_u}\frac{E{}_{re\_n}}{E{}_{re\_k}}}}$ (18)

基于SGA假设的CTH-PPM系统误码率为:

${\rm P}{}_e=\frac{1}{2}erfc\left(\sqrt{\frac{\left(\left(\frac{{\rm N}{}_{s}E{}_{re\_k}}{{\rm N}{}_0}\right){}^{-1}+\left(\frac{\gamma {}_R}{2R{}_b\cdot {\displaystyle \sum _{n=1,n\ne k}^{{\rm N}{}_u}\frac{E{}_{re\_n}}{E{}_{re\_k}}}{\displaystyle {\int }_{-{\rm T}{}_{{\rm M}}}^{{\rm T}{}_{}{}_{{\rm M}}}R}{}^2(\tau )\text{d}\tau }\right){}^{-1}\right){}^{-1}}{2}}\right)(19)$

4.2 仿真分析

比较TH-PPM UWB系统和CTH-PPM UWB系统抗多址干扰性能。仿真条件设置如下:信噪比取值范围是1～10dB;多用户干扰数目分别为15用户和40用户;PPM偏移ε=5ns;脉冲重复周期Ts=130ns;码片时间Tc=9ns。

图7为多址干扰情况下(分别为15用户和40用户),TH-PPM UWB系统和CTH-PPM UWB系统抗多址干扰误码率,可以看出CTH-PPM UWB系统抗多址干扰性能明显优于TH-PPM UWB系统,具有更强的抗多址干扰能力。

5 结 语

文中采用高斯7阶导脉冲作为UWB原始脉冲,使用厄米特矩阵特征向量分解算法设计了UWB正交脉冲序列,采用Logistic混沌序列作为跳时码进行CTH-PPM调制,生成混沌超宽带脉冲。最后,分析了CTH-PPM UWB系统的抗多址干扰性能,仿真结果表明CTH-PPM UWB系统抗多址干扰性能明显优于TH-PPM UWB系统,具有更强的抗多址干扰能力,在工程实现时具有更广泛的应用。

参考文献

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[8]李进,郑继禹.基于ML准则的UWB信号同步捕获方法[J].计算机应用研究,2007,24(10):68-69.

关于单脉冲雷达抗干扰能力的探讨 篇2

关键词：单脉冲雷达,干扰方法,抗干扰能力,角度欺骗

单脉冲雷达在探测和跟踪目标时, 如果遇到复杂电磁环境的干扰, 容易在距离、角度和频率方面不能有效分辨真实目标, 而此时雷达所指示的目标信息也并非真实目标的相关信息。这样, 雷达就会失去跟踪和探测的效用。因此, 开展对单脉冲雷达抗干扰能力的研究具有非常重要的理论价值和现实意义。

1 单脉冲雷达的主要干扰技术分析

随着电子干扰技术的迅速发展, 如今能够对雷达实施干扰的技术非常多, 我们从战术应用角度将其分为常规干扰和非常规干扰两大类。其中, 常规干扰具体指的是雷达对抗中经常采用的普适性较强的一些干扰方法, 其主要干扰原理是有效降低雷达接收信号的信噪比。常用的常规干扰技术主要包括阻塞噪声、射频存储转发干扰和无源干扰等。雷达抗常规干扰的主要方法是提升雷达的跟踪和探测性能, 比如增加隐身天线、增加发射功率以及采用低截获概率技术等。

非常规干扰主要是指对采用了特定技术的雷达或者构造、功能比较特殊的雷达实施干扰的方法和措施。一般来讲, 对特定的雷达进行非常规干扰应当先侦查、收集被干扰雷达的一些特定信息 (比如雷达频率、雷达操作系统等) , 然后使干扰机在逼真复现被干扰雷达信号的同时有效控制信号, 从而产生虚假现象, 通过制造假的雷达目标回波, 让被干扰雷达产生错误的数据和信息。非常规干扰方法对跟踪雷达的干扰更为有效, 这也是对单脉冲雷达进行干扰时经常采用的方法。这类干扰技术主要有距离欺骗、角度欺骗、速度欺骗和自动增益控制欺骗等。其中, 距离欺骗的特点是利用干扰信号将雷达距离波门从真目标上脱开, 以控制、转发或延迟等有效手段使雷达产生距离假目标。其干扰原理是通过发送干扰让雷达两个距离波门中的信号强度不一样, 从而干扰雷达的距离分辨能力。角度欺骗干扰的主要特点是在单脉冲雷达分辨角内设置两个或以上的干扰源, 对单脉冲雷达的角跟踪系统精度和准确度实施干扰。速度欺骗的特点是通过发送两个高低不同频移的干扰信号, 从而让雷达速度跟踪波门难以准确测定目标的移动速度。自动增益控制欺骗的特点是通过连续不断的干扰使AGC不断进行控制转化, 从而造成雷达接收机工作失常, 进而出现跟踪、探测中断或雷达整体性能下降等问题。

2 单脉冲雷达的抗干扰能力分析

2.1 抗噪声干扰的能力分析

由雷达参数测量的最大似然估值论可知, 采用噪声干扰能够有效控制单脉冲雷达的参数测量精度, 因此, 噪声干扰会使得单脉冲角跟踪系统产生一定的误差, 从而使角度跟踪的精准度降低。但是在实际跟踪过程中, 单脉冲雷达能够从噪声干扰中提取跟踪误差信号。当然, 只有误差电压取值合适, 雷达才能实施稳定跟踪。通常, 干扰是起伏不定的, 不过由自动增益控制欺骗的分析可知, 噪声干扰通过AGC电路的过滤并不能对雷达稳定跟踪造成实质性的干扰, 因此, 单脉冲雷达可以对干扰源实施跟踪, 尤其是在雷达回波信号比较弱时, 过强的干扰反而有助于雷达跟踪。

在单脉冲雷达的角跟踪系统中, 跟踪目标的方向是由天线轴线的方向来确定的。当目标方向与天线轴线的方向一致时, 伺服误差电压为零, 噪声干扰引起伺服电压在零点作随机起伏, 从而对雷达的测量精度造成一定的影响。但实际中, 干扰机所产生的噪声干扰并不会影响到伺服电压, 因此, 天线方向和雷达测量精度也不会发生改变。

2.2 抗自动增益控制欺骗的能力分析

自动增益控制欺骗主要是干扰AGC, 让其无法正常工作, 从而干扰雷达的正常运行。但实际中, 无论是单脉冲雷达, 还是其他雷达, 其AGC环路都有一定的响应宽带。如果采用较高频率的通/断调制干扰, 一般要超过AGC响应带宽。这时, AGC电压才会随着干扰摆动, 但并不会得到合适的固定值。此时, 相位检波器输出幅度也会出现时大时小的起伏。这种起伏会导致角跟踪系统的误差出现大幅度的变化, 从而使跟踪发生偏差。此时, 干扰才算生效。

单脉冲雷达的角度跟踪误差由单个脉冲信号来决定, 并非脉冲串包络, 因此, 接收机自动增益控制的环路带宽能够设计频率较高的响应宽带, 从而响应频率很高的脉冲起伏。AGC环路带宽要比伺服带宽大很多。要想有效干扰AGC环路, 必须使通/断调制频率超过AGC环路带宽, 确保其频率远远高于伺服带宽的截止频率。但是, 这样操作会引起相检输出幅度起伏不定, 从而不能进入伺服环路, 伺服环路只能响应其平均值, 并会引起频率对冲, 更不会导致跟踪偏差。

3 结束语

总的来说, 单脉冲雷达的角跟踪系统作为当下比较先进的跟踪系统, 其跟踪目标的自卫式噪声干扰和自动增益控制欺骗并不能有效破坏雷达的角度跟踪。但这一切都应当建立在单脉冲雷达具有良好的工作性能和先进的操作养护技术的基础上。因此, 我们应当不断加强对养护维修技术的学习, 提升雷达操作技术水平, 为雷达的高效率运行提供坚实的技术支撑。

参考文献

[1]张曦, 王星, 王红卫, 等.单脉冲雷达的相干干扰研究[J].现代雷达, 2013 (12) .

[2]魏征.单脉冲雷达干扰技术研究[J].电子世界, 2013 (17) .

脉冲干扰 篇3

目前,在通信对抗系统中,针对通信信号的干扰方式有大功率压制干扰和脉冲干扰等方法。大功率压制干扰是一种简单并有效的干扰方式,其缺点是容易暴露,而受到反辐射武器的攻击。由于大多数的无线通信系统都采用信道编码和交织等抗干扰纠错处理技术,若采用连续波功放进行干扰,受功放技术的限制,不能输出足够大的干扰功率,就不能达到较好的干扰效果。脉冲功放可输出更大脉冲功率,但由于只能周期间断地发射大功率信号,如何设计脉冲干扰信号的参数,达到对具有纠错编码和交织信号的干扰效果是需要研究的问题。

下面针对传统通信信号干扰技术的不足,提出一种针对前向纠错编码的脉冲干扰方法,通过有目的地使干扰目标的接收数据中包含某种错误图样,以超出干扰目标中纠错机制的纠错能力,破坏其纠错过程,达到干扰其译码过程的目的。所提方法可以在干扰能量和干扰效果2个方面进行折中,对于不同参数的编码类型,通过计算机搜索的方式挑选最优的干扰参数、设计干扰波形,可以达到更好的干扰效果。

1纠错能力分析

1.1卷积码的纠错能力分析

卷积码是一种线性码,码字序列对之间的最小距离可以简化为寻找所有码字序列和全0序列之间的最小距离。在网格图中,关心输入序列为0、起始状态和结束状态都是0、中间不出现0状态的路径。如果在最大似然译码过程中,t时刻合并在0状态的路径比全0路径短,那么全0路径将被舍弃,此时出现了译码错误,用这种情况来量化译码器的性能。所有分叉后又合并的任意长度路径中的最小距离称为最小自由距离df[1],其纠错能力为:

t=⎣undefined」。 (1)

式中,⎣x」表示不超过x的最大整数。

卷积码的纠错能力是由其距离特性来表征的,但由于不同的卷积码的译码方法有不同的距离度量,其纠错能力与所采用的译码方法有关。当采用最大似然译码时,卷积码能在3～5个约束长度内纠正t个差错,确切的长度依赖于差错的分布,对于特定的编码和差错图样,该长度可以用转移函数来界定[2]。

对于典型约束长度k=7,生成多项式G1=171,G2=133。它的传递函数系数为:

T(D)=11D10+38D12+193D14+…, (2)

表示与全0序列距离为10的路径有11条,与全0序列距离为12的路径有38条。该编码方式的自由距离为10,t=4。

undefined。 (3)

在二进制对称信道条件下,采用硬判决译码时,其误比特率PB的上界为[3]:

undefined。 (4)

式中,undefined为信道码元差错概率,undefined。

对于AWGN信道的相干BPSK调制,误比特率上界为:

undefined。(5)

式中,df=10。

表1列出了编码效率为1/2、约束长度k为3～9、具有最大自由距离的卷积码,经高斯信道传输和硬判决译码后,相对于未编码相干BPSK解调的编码增益df。

卷积码的信息位长k和码长n与分组码相比要小,理论分析和实际应用均表明,在编码速率相同的条件下,卷积码的纠错性能优于分组码[4]。由于卷积码的码元与之前的信息元具有约束关系,所以卷积码对于突发错误的纠错性能较差。

1.2RS码的纠错能力分析

RS码属于非二进制循环码,一个RS码可以表示为:

(n,k)=(2m-1,2m-1-2t)。 (6)

式中,m为码元的比特数;n为已编码分组总码元个数;k为已编码分组中数据码元个数;n-k为监督码元个数;t为RS码能够纠正的错误码元个数。RS最小码本距离dmin=n-k+1,对相同输入输出分组长度的线性编码,RS码可以达到最大可能的码本最小距离[5]。

RS译码的错误码元概率可以用信道码元错误概率PE表示[6]:

undefined

。 (7)

RS码具有很好的突发错误纠错能力,对于记忆信道特别有效[7]。对于(n,k)=(255,239)的RS码,RS译码器可以纠正任意8个错误码元而不需要考虑码元所受到的破坏类型,即译码器将用正确的字节替换错误的字节,而不管这个错误是由于一个比特错误还是8个比特错误引起的。

2干扰信号设计

2.1针对卷积码的干扰信号设计

脉冲干扰通过在干扰脉冲内发送干扰信号产生一定的干信比,造成干扰脉冲持续时间内通信信号解调后出现误码[8],这样可以人为地控制错误码元在时间上的分布。脉冲干扰的参数包括脉冲宽度、脉冲周期、起始时刻和脉内干扰信号功率等。

由1.1节可知,卷积码具备很好的纠随机错误的性能,若在产生相同平均误比特率情况下,将错误比特集中,即产生突发错误可以获得较高的译码器输出误比特率。由卷积编码器的构造,经编码的前后码字具有一定的约束关系,当误码率较大时或误码成特定分布时,会产生误码率放大的效果。因此对于卷积码的干扰波形的设计可以遵循以下原则:

① 设计可以生成连续突发错误的干扰波形;

② 寻找使卷积码误码率放大的误码分布,根据该分布设计相应干扰波形。

由上述可知,卷积码的纠错性能与译码方法有关,采用最大似然译码时卷积码能在3～5个约束长度k内纠正t个差错。针对这种译码方法,一种典型的脉冲干扰信号参数是干扰信号脉冲宽度W的取值范围为2×t

2.2针对RS码的干扰信号设计

由1.2节可知,对于RS编码,干扰位置应避开监督分组位置;干扰产生的误比特在消息分组中越分散,产生的输出误比特越多,当误比特分散到一个消息码元中至多有1 bit错误的程度时,一定的输入误比特率产生的输出误比特最多,与输入误比特率相当,即在一定干信比情况下,通过设置干扰方式只能破坏RS码的纠错能力,使输入误比特率与输出误比特率相等,而不能使RS译码产生类似卷积码中误码率放大的效果。因此对于RS码的干扰波形的设计可以遵循以下原则:

① 干扰所造成的误比特应避开监督分组位置;

② 干扰波形产生的误比特尽量分散在信息分组中,这一点与卷积码相反。

假设RS编码参数为编码分组长度为n码元,消息分组长度为k,码元比特数为m,纠错能力为undefined码元。典型的脉冲信号为不等间隔脉冲,其参数是脉冲周期P为n个码元,脉冲宽度为1t,通过调整脉内干扰信号功率,使脉内误比特率undefined,此时,每个RS编码分组内都将产生大于t个码元错误从而超出RS的纠错能力。在实施干扰时,一个脉冲周期内的干扰脉冲应保证出现在消息分组发送的时间段内。与卷积码相同,在实际中由于干扰功率的限制,以及所要求达到的干扰输出误码率不同,可以采用计算机仿真方法搜索最优的干扰脉冲参数值。针对RS(255,239)编码的脉冲干扰时序图如图2所示,干扰参数P=255 byte,W=8 bit,T=9。

3仿真验证

3.1针对卷积码的脉冲干扰效果仿真

下面通过仿真分别分析了在不同脉内输入误比特和干扰脉冲宽度条件下,突发脉冲干扰对卷积码的影响程度。卷积码选择典型(2,1,7)编码,编码效率1/2,译码算法为维特比译码算法。

① 选择仿真参数为干扰脉冲周期为3 000bit,干扰脉冲宽度为250 bit,干扰脉冲内的误码率在4×10-3～4×10-1变化,统计译码器的输入误比特率和输出误比特率的关系如图3所示。由图3可知,BC段具有较好的干扰效果,即此脉冲参数条件下,脉内误比特率在0.1～0.2可以达到较好干扰效果,在给定译码器输出的起效误比特率(0.005～0.035)时,可以得到脉内输入误比特率的对应值。

② 选择仿真参数为干扰脉冲周期为3 000 bit,平均误码率保持不变,干扰脉冲宽度在120～2 100 bit变化,每个干扰周期误码大致为60 bit。在一定平均误码率的情况下,通过控制干扰脉冲宽度来控制误码分布,统计译码器输出误码的分布规律如图4所示,其中,平均误码率为0.02。B点输出误码率最大值,此时的干扰脉冲宽度值为平均误比特率确定时的最优值。AB段干扰脉冲内的误比特率很高,随着脉冲宽度逐渐增加,脉内误比特率的逐渐减小,译码器的输出误比特率却迅速增加直至最高点B点。随后脉冲宽度继续展宽,误比特在脉冲内的分布越来越分散,输出误比特率迅速减小。CD段随着脉冲宽度大大变宽,输入误比特更加分散,突发错误逐渐转变为随机错误,并且逐渐进入卷积码的纠错范围之内,使得输出误比特率非常小。

3.2针对RS码的脉冲干扰仿真

与卷积码类似,下面通过仿真分析不同脉冲周期、脉冲宽度和不同脉冲个数条件下RS码的纠错能力,以得到特定条件下的最优干扰方式。RS编码参数选择n=255,k=239,m=8,可纠正的码元数t=(n-k)/2=8个码元(1 byte)。

① 选择仿真参数干扰脉冲宽度为8 bit,干扰脉冲个数为9个,干扰脉冲内的误比特率为0.3,干扰脉冲周期在8～60 bit变化,统计RS译码器的输出误比特率,如图5所示。由图5可知,当干扰位置处于一个编码分组中的消息分组范围内,并且干扰效果超出RS码纠错范围时,这些干扰脉冲的分布间隔(消息分组范围内的干扰位置)并不影响译码器的输出误比特率。

② 选择仿真参数译码器输入平均误比特率为0.03,干扰脉冲内的误比特率为0.45。干扰一个编码分组所产生的误比特个数大致为60 bit,通过计算机仿真,分析每个分组中误比特的分布对RS码纠错性能的影响。分别通过设置不同的干扰脉冲宽度和干扰脉冲个数,使误比特平均分布在这些干扰脉冲位置范围内,干扰脉冲的间隔始终要大于8 bit(一个码元长度),统计结果如图6所示。由图6可知,随着干扰脉冲个数的增加,误比特在消息分组中越来越分散,译码器的输出误比特率也随之增加。当干扰脉冲个数达到60、每个脉冲内的误比特个数为1时,达到的输出误比特率最大,与输入平均误比特率相当。

4结束语

上述提出了针对前向纠错编码的脉冲干扰方法,利用脉冲干扰控制目标通信系统的错误分布,超出目标的纠错能力,达到较好的干扰效果。在实际中针对不同编码通过采用特定脉冲干扰样式,能够在干扰能量和干扰结果的权衡中找到最优点。 

摘要：数字通信系统通常采用前向纠错编码提高系统可靠性,传统干扰方法针对采用前向纠错编码通信系统的干扰效果较差,为了克服此缺点,提出了通过控制错误分布的脉冲干扰方法。分析了典型卷积码和RS码的纠错能力,根据2种纠错编码的特性分别探讨了干扰信号设计原则和方法。计算机仿真表明,针对不同的编码样式采用特定脉冲干扰参数,能够取得更好的干扰效果。

关键词：卷积码,RS码,脉冲干扰

参考文献

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[8]苏小桅.随机脉冲干扰样式的仿真分析[J].成都大学学报(自然科学版),2007(3):236-239.

脉冲干扰 篇4

1 单脉冲雷达角度跟踪系统工作原理

单脉冲雷达属于同时波瓣测角法。在一个角平面内, 两个相同的波束部分重叠, 其交叠方向即为等信号轴。将这两个波束同时接收到的回波信号进行比较, 就可取得目标在这个平面上的角误差信号, 然后将此误差电压放大变换后加到驱动电动机, 控制天线向减小误差的方向运动。因此两个波束同时接收回波, 故单脉冲测角获得目标角误差信息的时间较短, 理论上讲, 只要一个回波脉冲就可以确定角误差, 所以叫“单脉冲[1]”。单脉冲雷达工作原理:天线接收到的回波信号经“和差网络”后形成包含目标角误差信号的高频信号, 经“信号变换”后送至“相敏检波”电路, 检出角误差信号。最后, 伺服系统控制天线转动, 直到角误差为0。

2 交叉极化干扰原理

设γ为雷达天线的主极化方向, 如图1 (a) 为单平面内主极化的天线方向图, 其中等信号方向与雷达跟踪方向一致。γ+π/2为其交叉极化方向, 图1 (b) 为单平面内交叉极化的天线方向图, 它的等信号方向与跟踪方向之间存在着δθ的偏差。交叉极化干扰正是利用雷达天线对交叉极化信号固有的跟踪偏差δθ, 发射交叉极化的干扰信号到达雷达天线, 造成雷达天线的跟踪误差。

根据单脉冲雷达工作原理[2], 当干扰源与目标位于相同的方向, 设雷达接收天线1、天线2收到的信号E1、E2分别为

式 (1) 和式 (2) 中Aj1、Aj2分别为雷达天线1、天线2接收的信号的幅度;F (θ) 为天线方向图;θ0为两波束最大增益方向与等信号方向的夹角。

经过波束形成网络, 得到E1、E2的和差信号

∑∑和∑Δ分别经过混频和中放, 再经过相位检波、低通滤波后的输出信号Se (t) 为

天线方向图采用线性近似, 则

当误差信号Se (t) =0时候, 设At、Aj分别为雷达天线的目标回波信号振幅和干扰信号振幅;β为干扰极化与主极化方向的夹角;b为干扰信号与回波信号的幅度比, 则雷达在主极化与交叉极化方向收到的信号功率PM、PC分别为

雷达天线跟踪的方向近似为[2]

式 (10) 表明雷达天线跟踪的方向θ近似为主极化与交叉极化两个等信号方向的能量质心处[3]。

3 干扰效果分析

由式 (1) 分析可知, 雷达天线的跟踪方向θ即瞄准轴偏离角度和干扰信号与回波信号之间的幅度比b和干扰极化与主极化的夹角β有关[4,5]。下面分两种情况对干扰效果进行仿真和分析。

3.1 当幅度比一定时

取δθ=0.1 rad, A=1 000, b=10时。从图2中可以看出当幅度比一定, 随着β的增大, θ增大, 夹角较小时干扰效果不明显。在π/2附近时, θ曲线上升速度较快。当干扰极化和主极化方向的夹角β/π/2时, 雷达天线的跟踪方向即瞄准轴的偏离角度θ最大, 所以在β=π/2时交叉极化的干扰效果最好。

3.2 当β=π/2时

取δθ=0.1 rad, A=1 000时。如图3所示, 在干扰信号和回波信号夹角一定, b增大, θ也随着增大, b越大, 雷达天线的跟踪方向θ即瞄准轴偏离角度越大, 交叉极化的干扰效果越好。

交叉极化干扰是利用雷达天线主极化和交叉极化接收矢量之间的不一致性, 发射与雷达工作频率相同、极化与雷达天线主极化正交的电磁波去照射雷达, 干扰雷达的角度跟踪曲线, 从而达到角度欺骗的目的。由于在实际中雷达天线的极化抑制比A通常都在103以上, 因此交叉极化干扰时不仅要求β尽可能保持正交π/2, 而且一定要有很强的干扰功率。综上所述, 交叉极化干扰能够有效的对单脉冲雷达角度跟踪系统造成测角误差, 能达到较好的干扰效果[6]。

4 结束语

由上分析可知, 通过优化设置交叉极化干扰的参数, 可以达到节约干扰功率、优化欺骗效果直至隐藏目标的目的, 可对单脉冲雷达取得较好的干扰效果。由于交叉极化干扰不要求具备在空间上分离的多个干扰源, 在重要目标防护方面具有较大的应用潜力, 是实际工程中一种可行的干扰方式。可以综合考虑干扰效果和干信比与干扰极化方向之间的关系, 设计针对特定雷达的最佳干扰配置;同时, 也可为研究抗干扰手段, 提供理论依据。

参考文献

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[2]赵国庆.雷达对抗原理[M].西安:西安电子科技大学出版社, 1999.

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[5]侯民胜, 朱莹, 樊晓明.单脉冲雷达的闪烁干扰技术研究[J].现代电子技术, 2009 (15) :1-3.

脉冲干扰 篇5

1 资料与方法

1.1 临床资料

选取我院皮肤科门诊2013年2月—2015年2月收治的尖锐湿疣患者94例作为研究对象, 采用随机数字表法分为2组。所有患者均符合卫生部防疫司主编《性病防治手册》[2] (1999年版) 中尖锐湿疣诊断标准, 且患者皮损部位均方便进行局部注射给药及涂抹给药。排除严重心肝肾实质性病变患者, 排除其他自身免疫性疾病患者, 排除药物过敏者, 排除合并梅毒、艾滋病、淋病等其他性传播疾病患者, 排除孕妇及哺乳期妇女, 排除免疫抑制剂使用者。试验组47例, 男27例, 女20例, 年龄在17岁~76岁之间, 平均年龄 (35.2±4.7) 岁;病程1个月~20个月, 平均 (6.3±1.3) 个月;疣体数1~17个, 平均 (5.2±1.1) 个。对照组47例, 男25例, 女22例, 年龄在18岁~78岁之间, 平均年龄 (36.9±6.3) 岁;病程1.5个月~18个月, 平均 (6.6±1.2) 个月;疣体数1~18个, 平均 (5.4±1.0) 个。2组患者在性别、年龄、病程、疣体数等一般资料方面无显著差异 (P>0.05) , 具有可比性。

1.2 方法

对照组患者采用单纯电离子脉冲祛除尖锐湿疣疣体。患处备皮、碘伏消毒, 取适当仰卧位或截石位, 采用0.5%盐酸利多卡因 (天津金耀集团湖北天药药业股份有限公司, 国药准字H20133208, 规格:10 m L/0.2 g) 局部浸润麻醉, 待麻醉起效后使用CHR-1型多功能手术仪行电离子脉冲祛除疣体, 疣体祛除后注意使用电刀对疣体基底部及与正常组织移行处进行彻底的烧灼和止血, 以彻底清除病灶处的疣状增生物。试验组患者在此基础上加用重组α-2b干扰素治疗, 疣体祛除即刻对疣体病灶基底部给予重组人α-2b干扰素 (长春海伯尔生物技术有限责任公司, 国药准字S20113008, 规格:1000万IU/1.0 m L) 100万IU局部注射, 并在术后给予重组人α-2b干扰素100 IU和0.5%盐酸利多卡因联合局部注射6周, 每周1次, 注意注射药物应直达病灶基底部。试验组同时采用重组人α-2b干扰素软膏 (哈药集团生物工程有限公司, 国药准字S20030051, 规格:10.0 g/50万IU每支) 局部涂抹, 每日3次, 连用7 d。术后嘱患者保持患处及周围皮肤、黏膜干燥, 禁止性生活3个月, 6个月后电话约诊复查。

1.3 疗效评定标准

对比2组患者治疗1个疗程后病灶出现红肿、瘙痒、感染、疼痛等不良反应情况, 以及半年随访临床疗效情况。参考《常见皮肤性病诊断与治疗》[3]中关于尖锐湿疣的疗效评价标准, 以病灶处疣体和临床症状消失, 病灶周围无新发疣体和皮损, 随访半年内醋酸白试验阴性, 无复发为显效;以病灶处疣体消失, 临床症状明显缓解, 病灶周围无明显新发疣体和皮损, 或仅有≤2个新发疣体, 局部治疗处无复发, 随访半年内复发次数≤2次为有效;以病灶处有可见疣体, 半年随访期内复发次数≥3次, 局部治疗处有明显复发为无效。总有效率=显效率+有效率。

1.4 统计学方法

计数资料采用χ2检验, P<0.05为差异有统计学意义。

2 结果

2.1 2组患者治疗后不良反应情况比较

治疗后, 对照组红肿、瘙痒、感染、疼痛等不良反应发生率明显高于试验组, 差异具有统计学意义 (P<0.05) 。见表1。

2.2 2组患者临床疗效比较

试验组患者治疗总有效率为85.11%, 明显高于对照组的48.94%, 差异具有统计学意义 (P<0.05) 。见表2。

3 讨论

作为一种病毒感染性性传播疾病, 尖锐湿疣主要好发于肛门、阴茎及外阴生殖器等敏感部位, 具有极高的传染性, 不但给患者的正常生活带来极大的不便, 同时还因其病情的反复发作给患者带来巨大的精神压力和经济负担。患者罹患尖锐湿疣早期即可有明显的外阴瘙痒、阴道不规则出血、肛门红肿或外生殖器瘙痒等临床表现, 随着病情的进展, 患者尿道口、肛周甚至子宫腔、膀胱等泌尿生殖器官也可明显受累, 出现不同程度的菜花样、串珠样或粟粒样疣体, 并伴随一定程度的病灶皮损[4]。目前临床上治疗尖锐湿疣的目的主要集中在减少复发、降低患者不适, 因此多选用一次性清除效率相对较高的高频电离子脉冲治疗。

电离子治疗尖锐湿疣主要是通过与病灶组织间形成的高频电场产生高强度的等离子脉冲, 并以此产生瞬时高温, 使病变组织在短时间内即可发生凝固、炭化, 从而达到对疣体病灶的祛除作用。临床数据显示, 电离子治疗尖锐湿疣具有较好的短期疗效, 大部分患者的疣体清除较为彻底, 但对于部分疣体多发或疣体组织浸润较深的患者来说, 远期疗效往往不甚理想。干扰素是临床常用的一种广谱抗病毒人工制剂, 随着人工重组技术的不断改革和进步, 干扰素的免疫调节和抗病毒作用已得到广泛认可。研究表明, 干扰素主要是通过刺激机体产生大量抗病毒蛋白并增强杀伤细胞活性, 抑制病毒聚合酶活性, 以此阻断病毒在细胞内的复制来发挥其高效的抗病毒作用[5]。干扰素抗病毒作用高效且稳定, 适合于潜伏期较长或复发率高的病毒感染性疾病的治疗。我院为探讨电离子脉冲联合干扰素治疗尖锐湿疣的临床疗效和安全性, 分别对患者行单纯电离子脉冲治疗和电离子脉冲联合α-2b干扰素治疗, 结果显示, 行联合治疗的试验组患者不良反应发生率明显低于单纯治疗的对照组, 且其总有效率也明显增高, 组间差异具有统计学意义 (P<0.05) 。提示电离子脉冲联合干扰素应用能明显抑制人乳头瘤病毒的胞内复制, 阻止其对机体基底层细胞的破坏和浸润, 有效减少疾病反复。

综上所述, 电离子脉冲联合干扰素治疗尖锐湿疣临床疗效显著, 抗病毒作用稳定长效, 可明显减少疾病复发, 具有理想的近远期疗效。

参考文献

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脉冲干扰 篇6

一、主要的瞬态脉冲干扰的产生及特点

1. 电快速瞬变脉冲群干扰

电快速瞬变脉冲群干扰是由了电路中断开感性负载时产生的。它的特点是干扰信号不是单个脉冲, 而是一连串的脉冲群。一方面由于脉冲群可以在电路的输入端产生积累效应, 使干扰电平的幅度最终可能超过电路的噪声容限。另一方面脉冲群的周期较短, 每个脉冲波的间隔时间较短, 当第一个脉冲波还未消失时, 第二个脉冲波紧跟而来。对于电路中的输入电容来说, 在还未完成放电时又开始充电, 因此容易达到较高的电压, 这样对电路的正常工作影响甚大。

电快速瞬变脉冲群干扰源的电压的大小取决于负载电路的电感, 负载断开速度和介质的耐受能力。

这类干扰电压的特征是:幅值高、频率高。当触点断开时, 电感电路中的电流企图继续通过, 在触点之间产生高压, 并引起电弧的重燃, 这样就会产生一连串的电压脉冲叠加到电子设备连接的电源上。$%

电快速瞬变脉冲群干扰电压主要是共模电压。它是通过电容耦合间接传输至其它电路, 当由一个电路的电压产生的电场和第二个电路的导体交链时就会产生电容耦合。

2. 静电放电干扰

由于人体在某些环境条件下, 要产生静电。当人体接触设备后就会对设备产生静电放电现象, 静电放电虽然也属于瞬态脉冲干扰, 但它的耦合方式与其它瞬态脉冲干扰的耦合方式不同, 一般瞬态脉冲干扰的耦合方式都为传导耦合, 但静电放电干扰除了有传导耦合外, 还有辐射耦合, 从本质上应属于辐射干扰。静电放电会导致电子设备严重损坏及工作失常。静电放电能量传播方式有两种, 一种是通过金属体表面传播;另一种是通过激励一定的频宽的脉冲能量在空间传播。

静电放电有两种放电形式:

a.直接放电。也称之为接触放电, 其放电方式是以放电电流起作用。

b.空气放电。也称之为间隙放电, 其放电方式是以电压跌落起作用。

两种放电形式在实验室中模拟的施加的方式又有两种, 即直接和间接。

静电放电现象之所以产生电磁干扰, 是因为静电放电的放电电流波形具有很高的幅值和很陡的上升速度, 这种放电电流要产生高强度、宽频谱的电磁场, 这样对电子设备容易产生电磁干扰。

3.1M H z (100k H z) 脉冲群干扰

对电力系统量度继电器、保护及自动化装置来说, 它属于一种振荡衰减波的干扰。它的产生也是由于在其辅助电源回路中开关的开闭过程中也要出现一个短暂的放电过程, 在其过程中要产生一短时尖锋的干扰电压, 并以一连串的衰减振荡波的形式出现。振荡波的频率决定于辅助电源回路的阻抗。1M H z (100k H z) 脉冲群干扰对电路的正常工作有很大的影响。

电力系统是一极为强大的干扰源, 在其辅助电路中闭合或断开某一开关, 特别是操作高压或超高压变电站的隔离开关, 会出现一短暂的燃弧过程, 这过程中就会形成一短时尖峰的干扰电压, 并且干扰电压是以一连串的衰减振荡脉冲解的形式出现。另外, 在控制电路开关操作时, 也会产生短时尖峰电压, 不过这种干扰电压不是以振荡波的形式出现, 而是以一个单向脉冲干扰电压出现。

1M H z (100k H z) 脉冲群干扰是以传导干扰为主的电磁干扰, 它主要是通过各种输入导线 (导体) 直接传导传输到设备上。同时也产生电感应耦合或磁感应耦合传输干扰信号。脉冲群干扰电压作用于产品主要反映为共模干扰电压和差模干扰电压两种形式。

二、瞬变脉冲干扰的抑制方法

1. 电快速瞬变脉冲群干扰

⑴电快速瞬变脉冲群抗扰度试验过程中所存在的问题:

电快速瞬变脉冲群抗扰度试验是将电快速瞬变脉冲群干扰信号以共模方式加到电源线或信号线上。

(1) 如果受试产品在电源端没有良好的滤波性能, 则电快速瞬变脉冲群干扰信号就会通过传导耦合进入设备的电路中去。现在电子设备中的电子电路对脉冲干扰是比较敏感的。如果电子电路中含有数字电路, 对脉冲干扰的敏感度更为严重。进入电子电路的电快速瞬变脉冲群的干扰信号通过直接触发和电感应耦合, 使电子电路工作异常。

(2) 对于进入电子电路的电快速瞬变脉冲群干扰信号还可以通印制线路板的地线共阻抗耦合到受试设备其它的敏感部分。此地线为电子设备中各电路和单元电位基准的连线, 即信号地线。由于任何地线都具有电阻和电抗, 所以当有电流通过就要产生电压降。对于电快速瞬变脉冲群干扰信号, 其电流变化极快, 并且含有大量高频分量。根据V=-L di/dt, 可知在公共地线上很容易产生电位差。当此电压低于电子电路的抗扰度电平时, 就不会产生干扰。否则就可能对共用的地线的其它电路产生干扰。

(3) 由于设备的绑线不合理, 当通过电快速瞬变脉冲群干扰信号时也会引起干扰。如强电和弱电回路的导线绑在一起或信号线与强电电源放在一起时, 当干扰信号通过其中的电路时, 由于电路之间的距离太近, 它们之间相互耦合, 产生“串扰”现象, 造成电子设备的不正常工作。

⑵抑制电快速瞬变脉冲群干扰的方法

(1) 使用电快速瞬变脉冲群干扰的滤波器和吸收器;

(2) 减小印制线路板的地线共阻抗值;

(3) 将电快速瞬变脉冲群干扰源远离敏感电路;

(4) 在软件中加入抗干扰指令;

(5) 正确使用接地技术;

(6) 合理布线, 强电、弱电、信号线等应分别绑线, 接入印制线路板的输入、输出线应尽量短。

2. 静电放电干扰

静电放电干扰的防护有如下方法:

⑴按电磁兼容设计的原则进行外壳设计, 外壳设计是阻止电磁发射干扰的辐射传播和传导传播的措施之一。一个完整的封闭金属导体外壳能在辐射干扰中屏蔽电路, 但是从电路到壳体之间还可能产生二次燃弧, 发生传导耦合, 因此在设计外壳时, 在金属屏蔽体外再设计一个绝缘外壳, 以加强金属壳体的绝缘性能;或者在金属壳体的局部 (如面板部分) 用绝缘材料, 这样带电导体接触绝缘导体, 就不会发生静电放电现象, 对电子设备产生干扰。如果带电导体带有甚高电位, 出现了空气放电的现象。但这种双层外壳的结构, 既有屏蔽作用又能阻止传导耦合, 对电子设备不会有损害现象发生。

另一方面, 大多数外壳在保持完整性的基础上, 设计有孔洞、排气口、螺杆等。对于这些壳体上的开孔, 应遵循采用“用几个小孔代替一个大孔”的原则, 对抑制电磁发射更有利。对外壳有缝隙边沿存在时, 应在两缝隙间采用电连接, 以减小电磁噪声。

⑵为设备设计一个良好的接地系统, 即为静电放电电流提供一个低阻抗的放电路径, 并将放电电流有效地限制在此路径中。

⑶采用滤波方式, 阻止辐射干扰耦合到电子设备中。一般滤波器应为分流电容或一系列电感, 以及由以上两种滤波器的混合方式。

⑷通过印制线路板的设计来提高系统的静电放电抗扰度的能力, 印制线路板上的印制线是静电放电产生电磁发射的发射天线。为了降低这些天线的耦合作用, 在设计印制线路板上的印制线时应尽可能的短, 印制线包围的面积应尽可能的小。在设计时, 所有的元器件应均匀分布印制板的整个区域, 以减小共模耦合。使用多层印制线路板和栅格的走线方式也可以减小耦合, 抑制共模辐射干扰。

⑸对电缆进行屏蔽和滤波, 防止电缆成为接收电磁干扰的天线。另一方面, 特别是电缆与外壳相连时, 电缆也应能提供一个低阻抗的通道。通过该通道的电流可以顺利泄放, 减少传导耦合。同时电缆的布线也应按印制线路板的印制线的布线原则, 即导线短和回路包围的面积小, 减小电磁干扰的辐射耦合。

3.1M H z (100k H z) 脉冲群干扰

1M H z (100k H z) 脉冲群干扰的危害性比电快速瞬变脉冲群干扰要小, 它的耦合方式除共模耦合外, 还有差模耦合。也是一种以传导干扰为主的干扰源。因此抑制1M H z (100k H z) 脉冲群干扰的方法可以参照抑制电源干扰中共模干扰和差模干扰的方法。

参考文献

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[2]白同云、吕晓德, 电磁兼容设计.北京邮电大学出版社.2001年

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脉冲干扰 篇7

1 脉冲压缩信号

1.1 线性调频信号 (LFM)

优点:对多普勒频移不敏感。

缺点:脉压后输出旁瓣较高, 最大时间旁瓣电平为了-13.2dB.为抑制旁瓣电平, 可采用窗函数进行加权处理, 但将会引起1～2dB的SNR损失;距离多普勒耦合影响大。

适用范围:对发射功率限制不严且多普勒频率变化范围较宽。

1.2 相位编码信号

优点:具有理想的“图钉形”模糊函数, 具有很高的时延和多普勒分辨能力, 没有距离-多普勒耦合问题;用数字方法电子最易产生和处理的信号之一, 且由于其信号波形的“随机性”, 易实现捷变, 有利于提高电子系统的对抗性能。

缺点:多普勒敏感。

适用范围:多普勒变化范围较窄, 且对时间旁瓣电平要求不高。

1.3 非线性调频信号 (NLFM)

优点:较低的距离旁瓣电平;较好的多普勒容限;

缺点:大时宽T下, 随fd的增大, 时间旁瓣电平上升较大。

适用范围:对发射信号峰值功率有限制, 且多普勒频移变化范围适中。

2 脉冲压缩实现方法

随着数字技术和大规模集成电路技术的发展, 用数字技术实现脉冲压缩越来越显示出优越性。数字化脉冲压缩系统具有性能稳定、受干扰小、工作方式灵活多样、易于控制的优点, 是现代脉压系统的发展趋势, 在工程中得到了广泛应用。

数字脉冲压缩技术应用数字信号处理方法完成相关匹配滤波, 通常用时域处理和频域处理两种方法实现这一过程。用数字有限冲击响应实现的脉冲压缩时域处理过程如图l所示;用快速傅里叶变换实现的脉冲压缩频域处理过程如图2所示。

时域的两个信号的卷积相当于频域的乘积, 所以.两种实现方法的本质一致。在实用中.这两种方法中究竟哪一种速度快, 取决于输入序列的性质, 诸如是实数还是复数, 非零域及对称性等。通常情况下, 由于FFT算法固有的快速特点, 频域实现比直接时域卷积运算更快[2]。

实际应用中发现, 相同时宽带宽积的线性调频信号脉压, 采用频域方法比采用时域方法所得脉压主副比高2dB以上, 时宽带宽积值越大 这种优势也越大, 这是因为进行旁瓣抑制的频谱修正对于频域方法有更好的改善, 而由失配引起的信噪比损失则相差不大。另外, 对于小时宽带宽积值, 多普勒频移fd对时域方法脉压结果的影响较小, 而在大时宽带宽积值的情况下两种方法受多普勒频移fd的影响趋于一致, 这是由于线性调频信号所特有的良好的多普勒特性所决定。

2.1 采用通用DSP进行数字脉压处理

时域方法和频域方法均是实现雷达信号脉冲压缩处理的有效途径, 可根据实际情况, 如工程需要、系统规模、现有器件等, 选择最佳的处理方法。

由于通用DSP软件化及灵活性的特点, 在当前设计和开发的数字脉冲压缩系统中, 已越来越多地使用它取代原来的专用DSP芯片, 这样可以省去大量的硬件工作, 而更多地通过软件编程来实现。现在用得较多的通用DSP芯片是AD公司的虎鲨系列和TI公司的TMS320C6000系列。在采用通用DSP芯片完成脉压处理的软件设计之前, 同样要对使用何种处理方法, 频域方法或时域方法作出选择, 需要从处理能力即运算速度和处理效果两方面加以权衡。

2.2 采用通用FPGA进行数字脉压处理

新一代的FPGA (Field Programmable Gate Array) , 以其强大新颖的特性, 已经成为高性能雷达平台设计中的基础构建模块。近年来, 通过应用优化的IP核来实现关键的运算密集型的数字信号处理算法, 例如脉冲压缩和快速傅立叶变换 (FFT) 等, 使得雷达系统的性能不断地提升。

由于FFT通常是频域脉压处理中的核心的运算, 因此FFT一直是用来衡量DSP芯片的基准。由于快速傅立叶变换涉及大量的乘法运算, 正是这些复杂的硬件乘法器的结构使得DSP处理器成为主流的数字信号处理器。FPGA既继承了ASIC (Application Specific Intergrated Circuits) 的大规模、高集成度、高可靠性的优点, 又克服了普通ASIC设计周期长、投资大、灵活性差的缺点, 逐步成为复杂数字硬件电路设计的理想首选。FPGA正在许多信号处理领域尤其是雷达信号处理方面挑战传统DSP处理器的地位。

在应用FPGA实现相应功能时, IP核的多结构复用是很重要的设计理念。由于FFT和IFFT模块包含几乎同样的处理任务, 因此在可以在同一FPGA硬件上次序的执行这两个操作, 因此给IP核复用提供了可能。如果脉冲重复率足够低, 就可以显著的降低FPGA资源的消耗量[3]。因此, 采用FPGA在频域实现脉冲压缩时, IP核提供两种不同的架构。最大速度构成方式的架构如图3所示, 包括两个专用引擎, 一个用于FFT另一个用于IFFT。最小资源构成方式的架构如图4所示。最大速度构成方式数据吞吐率高, 但占用资源多, 最小资源构成方式数据吞吐率低, 但节省资源。因为两架构最终的输出结果是一致的, 因此用户可以权衡资源的利用率, 可以使IP核适应更小的器件结构或者给附加的功能以足够的运算空间。这种灵活性会在整个设计周期内根据变化发挥其用场, 这无疑极大的提高了用户的设计效率。

3 脉冲压缩抗干扰性能分析

雷达的抗干扰技术主要有抗干扰信号设计技术、低截获概率信号设计技术、功率对抗技术、自适应天线阵、频域对抗技术等。脉冲压缩是功率对抗技术中的一种常用而有效的措施。

根据匹配滤波理论, 对于脉压比为 N 的信号, 脉压后信噪比提高 N 倍, 而侦察方若没有脉压信号的先验知识, 侦察设备将对脉压信号失配, 无法获得脉压处理增益。在脉冲功率及其它条件相同的情况下, 脉冲压缩雷达的最大作用距离是普通雷达的undefined倍 (N是脉冲压缩雷达的压缩比) 。同时雷达可以降低发射峰值功率, 降低雷达检测信号所需的单脉冲信噪比。这些都将提高雷达低截获性能。雷达的脉冲压缩比越大, 抗干扰能力就越强。

在研究中发现脉冲压缩雷达在受到各种样式的干扰时, 表现出近似线性的特点, 系统在受到干扰时的输出近似等于信号通过系统的输出与噪声通过系统的输出的和。

噪声干扰、正弦波干扰、转发移频脉冲干扰等对脉冲压缩雷达都有一定的效干扰效果。研究表明脉冲压缩雷达具有很强的抗噪声干扰的能力, 抗噪声干扰和正弦波干扰效果优于普通雷达。但它对移频干扰十分敏感, 干扰脉冲压缩雷达的移频干扰所要求的干信比, 与对普通雷达拖距干抗所要求的干信比基本相同。

由于压缩后的脉压雷达信号在距离上有时延, 使距离分辨率变差, 因而对大多数的脉压雷达采用移频干扰, 且该干扰对线性调频和相位编码脉冲雷达均有较好的效果。所谓移频干扰是转发式干扰机在对接收信号放大的同时对频率进行调制, 然后再转发给雷达。这时的附加频移大于 (或小于) 因目标运动而产生的多普勒频率而产生前拖 (或后拖) 。移频干扰具有多种欺骗干扰的能力, 除了拖距干扰外, 还有假目标干扰 、质心干扰和导致距离跟踪波门摆动的摆频干扰。

3.1 脉冲压缩雷达的移频干扰

(1) 线性调频雷达的转发移频干扰

对于线性调频雷达, 转发移频脉冲干扰可以使得压缩脉冲前移或后移产生距离干扰。此时转发移频的子脉冲组成的干扰脉冲与线性调频信号的本身是一样的, 若不考虑在产生干扰信号时信号发生的各种畸变, 则除了信号的载频不同, 干扰和信号具有相同的信号结构。

假设线性调频信号带宽为B, 时宽为T, 载频为f0, 则回波信号为:

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其中, k=2πB/T, ω0=2πf0

压缩后的信号为:

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假定干扰信号为:

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则输出为:

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通过改变干扰频移ωd的值和极性可以顺利地进行前拖和后拖。当移频脉冲干扰在没有回波信号时进入接收机会造成雷达产生虚假目标的结果。而若移频脉冲干扰的移频量按照某种规律变化, 如移频量从0开始, 逐步增加到某一最大值, 然后突然关断干扰, 则可以实现波门拖引, 使雷达不能正确跟踪目标。采用移频干扰, 仅需要较小于信比 (十几分贝) , 就可以对线性调频雷达实施拖距干扰。

(2) 二相编码雷达的转发移频干扰

通常采用二相编码信号雷达的压缩比在 10～1000之间。对于这么高的处理增益, 移频干扰具有其优越的性能。二相码回波信号可以表示为:

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其中

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为基带二相码信号, v (t) 为子脉冲函数。

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T为子脉冲宽度, p为子脉冲个数, Δ为子脉冲持续时间, ck为二元伪随机序列。

由移频干扰的定义, 移频脉冲干扰信号可以表示为:

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研究表明, 当二相编码雷达的转发移频脉冲干扰与被干扰信号脉冲相对时间延迟较大时, 干扰脉冲的移频量较小也会有较好的干扰品质。

4 结论

脉冲压缩技术较好地解决了雷达脉冲峰值功率受限与距离分辨率之间的矛盾。同时, 宽脉冲的应用可使多普勒系统的分辨率得到提高。由于压缩是对已知发射信号的回波作相关处理, 所以具备较高的抗干扰性。脉冲压缩雷达比普通雷达具有更强的生存能力。

所以在雷达应用领域, 脉冲压缩雷达具有功率优势, 应用前景十分广阔。

参考文献

[1]薛娟.脉冲压缩雷达波形设计探讨[J].电子工程, 2002 (3) :12-15.

[2]贺知明.数字脉压时域与频域处理方法的对比研究[M].成都:电子科技大学学报, 31 (2) :120-124.

[3]侯彦军.利用FPGA IP核来提升雷达脉冲压缩的性能[J].科技咨询导报, 2007 (27) :196-197.