脉冲测距（共7篇）
脉冲测距 篇1
Phase laser ranging system key technology
research
Liu Ji Yong Zhao Lei
School of Electronics&Information Engineering Xi’an Technological University
近年来, 随着半导体激光器的出现和集成电路、信号数字化处理等领域的快速发展, 激光测距仪的设计更侧重于小型化、数字化。脉冲-相位式激光测距技术在发射端发射一束半连续正弦波, 在接收端对接收的信号同时进行相位和飞行时间的测量。设计可以分为三个模块:激光发射模块、激光接收模块、相位测量模块。激光发射模块使用可控的DDS芯片发射正弦频率4MHz重复频率10KHz半连续正弦信号, 半导体激光二极管作为激光发射器;激光接收模块使用PIN做为激光机接收器, 并完成信号放大滤波;相位测量模块使用高速A/D芯片完成4MHz的信号采样, 最后通过改进的正交测相法在FPGA中完成高精度相位差测量。课题对激光发射模块和接收模块进行理论设计和仿真, 完成了相位测量模块的硬件设计。设计划分为分为三个部分:激光发射模块、激光接收模块、信号处理模块。激光发射模块实现由电信号向光信号的转变, 并完成正弦调制;激光接收模块使用光电传感器接收反射过来的光信号并转换为电信号, 并设计合理的放大电路和滤波器;处理模块完成两路信号的相位测量和距离的显示。
一、脉冲-相位式激光测距系统原理
综合脉冲法和相位法信号调制的方式, 通过发射和接收一种半连续的波形, 在接收端同时进行飞行时间和相位差的测量, 这种测距方法可以实现量程和精度的统一。脉冲-相位法测距示意图如图所示:
图中1-参考信号, 2-发送信号, 3-接收信号, δ-发送信号和接收信号的相位差, RBF-脉冲序列的重复频率。
参考信号1是一个频率为f的高频正弦信号, 经过脉冲信号f1调制后生成半连续的正弦波对激光半导体进行调制, 这样在发射信号中就同时包含了飞行时间的信息和信号相位的信息。因此在距离测量中要测量两个量, 一个是飞行时间的测量, 我们称之为粗侧;另外一个是相位差的测量我们称之为精测。
设计中f取值为4MHz, f1取值为10KHz, f和f1的取值直接影响到了测距的精度和距离。设计中使用FPGA来设计脉冲计数器, FPGA内部嵌入PLL倍频器, 可以把计数器的频率做的很高, 设定计数器频率为100MHz, 则由式2.2得到粗测部分精度△σ=1.5m。这就要求由相位差确定的最大距离要大于△σ, 根据式2.6, 相位测量的最大距离为c/2f, 计算得37.5m, 满足要求。测距的最终精度由精测部分所决定, 由式2.6得精测部分的精度由测量的相位差所决定, 为此设计中提出了一种改进的时域数字鉴相器, 在不加入接收噪声情况下, 测距精度达到0.0004rad, 在接收信号噪比为15d B的情况下, 误差不大于0.0032rad。
按照模块的设计思想将设计划分为分为三个部分:激光发射模块、激光接收模块、信号处理模块。激光发射模块实现由电信号向光信号的转变, 并完成正弦调制;激光接收模块使用光电传感器接收反射过来的光信号并转换为电信号, 并设计合理的放大电路和滤波器;处理模块完成两路信号的相位测量和距离的显示。激光发射模块由正弦信号发生器、半导体激光器及驱动电路组成。这里使用高精度DDS芯片产生正弦信号, 半导体激光器经调制信号调制后生成半连续正弦激光信号。
激光接收模块由PIN及其信号放大滤波电路组成。激光接收模设计的好坏是决定测量精度的一个重要因素, 在进行信号放大和过滤噪声的同时尽量减小正弦信号相位的偏移。
信号处理模块是设计部分的核心模块也是本课题中完成硬件设计的模块。使用FPGA作为控制芯片, 周围配置DDS正弦信号发生器芯片、两块高频A/D转换芯片、比较器、及LCD12864显示模块, 实现信号的数字测相及距离的显示[14]。
二、硬件主要芯片功能
EP2C8Q208C8:这款FPGA芯片拥有8256的LE, 208个管脚, 36M4K RAM blocks, 内嵌36个9bit乘法器, 2个PLL, 182个I/O引脚。EP2C8Q208C8是一款性价比很高的FPGA芯片, 8526的LE满足了鉴相器和信号控制所用的逻辑资源, 内嵌的36个乘法器简化了相位测量中乘法器的设计, 182个I/O管脚满足了A/D采样芯片、DDS芯片和显示模块对大量I/O口的要求。
AD9850:AD9850是AD公司生产的可编程DDS芯片, 其最高工作时钟为125 MHz。AD9850有40位控制字, 32位的频率控制字和5位的相位控制字可以灵活的完成输出信号频率和相位的控制。在设计中使用AD9850产生4MHZ的正弦激励信号。
RLD65MPT3:RLD65MPT3是一款半导体激光发射器, 其阈值电流为20m A, 中心波长为655nm, 最大输出功率为7m W, 水平与垂直发射角分别为8°与27°, 波长与输出功率保证的使用时的安全性以及调试的方便, 同时较小的发射角保证了较高的光照效率。
PD204-6C:PD204-6C是一款PIN型光电转换器, 它具有较宽的波长响应范围 (400~1100nm) , 极小的反向暗电流 (一般为10n A) , 在加入5V反向电压后, 其反向结电容仅为5p F。
AD9225:AD9225是ADI公司生产的单电源, 12位高速A/D转换器, 其最大采样频率为25MHz, 片内数据处理4级流水线结构。为了满足后期数字鉴相器的需要, 信号的抽样速率要等于发射信号频率的5倍, 在设计中信号发生器输出信号的频率为4Mhz, 需要一个高速的转换器来完成20MHZ的抽样。
通过对分析激光测距系统不同方法的优缺点, 设计中提出一种脉冲-相位式激光测距系统, 该测距方式综合了脉冲法测距和相位法测距的优点, 解决了精度和距离的矛盾。
三、系统发射模块的整体设计
激光调调制的重点是将高精度的正弦信号加在稳定的偏置电流上, 因此将激光的发射模块分为三个部分:正弦信号发生电路、直流偏置电路和加法器电路。整体硬件设计电路图如图所示:
LM7905和LM317是两片电源稳压芯片分别提供稳定±5V电压, 这里介绍一下LM317的使用。在进行信号调制的过程中, 需要稳定的直流偏置电流, 尤其是温度对电流的影响要低。LM317是一款可调电源芯片, 具有良好的温度稳定系数, 在正常工作环境下其温度稳定系数可以达到1%, 温度的变换引起的电流的抖动约为0.5m A, 满足LD对直流偏置信号稳定性的要求。
其输出电压式:V0=VREF (1+R2/R1) +IADJR2
VREF为一端口和三端口之间电压, 稳定在1.25V左右。IADJ一般小于100u A, 可以忽略不计。根据式3.3, 经过计算当取R1=1K, R2=3K时, 输出电压稳定在+5V左右, 在实际应用中R1和R2值的选择不必非常精确, 只需要保证输出电压的高稳定性即可。为了提供50m A的偏置电流, 选取输出端串联的电阻R7为100Ω。
2.加法器模块
设计中使用高速运放L M7171完成了调制信号和直流信号的叠加功能, 电路图如图3.9所示。LM7171工作带宽可以达到200MHz, 其谐波失真也较小, 在±5V电压下, 输入信号频率为5MHz时二次谐波失真仅为-70d B, 低谐波失真运放有利于获得纯净的正弦信号, 能够大大增加接收信号的信噪比。
三、FPGA系统硬件设计
FPGA系统主要包括AS模块、JTAG模块、电源模块、FPGA芯片、SDRAM、晶振模块。JTAG口为FPGA提供在线调试, AS将程序固化到EPCS中, 上电后加载到FPGA上, 电源模块提供稳定的3.3V和1.2V的电压, SDRAM为外置的数据模块。
AS口电路图如下图所示:AS为10口接口, 可以将FPGA程序固化在EPCS16中, EPCS16为8管脚16M串行程序存储器。由于FPGA内部逻辑的编程上电丢失, 需要将程序固化在EPCS16中。JTAG口外形上同AS口相同, 区别是JTAG口不支持程序的下载, 其功能为FPGA的在线调试。JTAG模块和AS模块的硬件电路图如图所示:
四、结语
(1) 通过分析现有激光测距仪的优缺点提出了一种脉冲-相位式激光测距系统, 并对其整体设计进行了详细的介绍。
(2) 设计了激光发射、接收、和控制部分硬件电路。通过设计前仿真和设计后调试来对电路进行改进。
(3) 完成了测相系统软硬件的设计, 通过matlab和modelsim软件的对不同噪声下测相误差进行分析。
(4) 对实验过程中的误差进行分析, 并通过查阅资料提出了一些设计改进方案。
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脉冲激光测距机电磁兼容解析 篇2
激光测距具有方向性好、测距精度高、测程远、抗干扰能力强、隐蔽性好等优点。因此脉冲激光测距机已成为现代信息战的重要装备。以氙灯为泵浦光源的大功率脉冲激光测距机中,由于氙灯在高压电离时所需的激励源瞬时功率变化很大,而且随着激光测距威力的增加,激励源的瞬时功率变化量还有越来越大的趋势,所以其分机是很大的电磁干扰源[1]。同时,在工程上,对激光测距机的功能、测距精度、测距速度的要求不断提高,在激光测距中采用高速CPU(如ARM单片机)或DSP器件已经成为一种趋势,随着这些高速器件工作频率不断提升,如果电压不变,则必然导致发热过大,因此必须降低其内核的工作电压。这也直接导致高速CPU成了一个易被干扰的器件,相应的分机也成了敏感设备,因此需要找出干扰的主要形式,并加以解决。
1 工作原理
某种以氙灯为泵浦光源的脉冲激光测距机的原理图如图1所示。其工作原理如下:电源分机分别对接收分机、控制及信息处理分机(以下简称“终端机”)、激励源进行供电。在终端机的控制下,激励源为发射分机提供瞬时大功率能量,发射分机发射脉冲激光,激光照射到被测目标后返回,接收分机接收到返回的激光信号,将激光信号转化为电信号传输给终端机,终端机通过解算从发射激光到接收到激光的时间,可以得出被测目标的距离。
2 干扰分析
为了解决电磁干扰问题,必须找出形成电磁干扰的三个因素:(1)电磁干扰源;(2)敏感设备;(3)耦合路径/耦合通道。
首先,确定干扰源。通过理论分析,在终端机的控制下,激励源要为发射分机的氙灯提供15 000 V的高压放电,这必然在激励源内部产生电磁干扰,并且使得激励源本身成为激光测距机中最大的电磁干扰源。用示波器进行测量,干扰信号产生时正是激励源高压放电的时刻。
其次,确定敏感设备。在终端机设计中,我们采用了Philips公司的LPC2114单片机作为大功率脉冲激光测距机的控制核心[2]。LPC2114以ARM7为内核的微处理器的核供电电压只有1.8 V(要求电源纹波在±0.15 V以内),比起+5 V供电的8X51单片机(要求电源纹波在±0.5 V以内),更容易受到干扰。通过示波器测量可知,干扰信号到达时,1.8 V供电电源上出现最低1.4 V、最高2.3 V的干扰信号,导致LPC2114死机,这也导致终端机成为敏感设备。
第三,确定耦合路径。应用排除法,可以确定电磁
辐射干扰是通过控制电缆以传导耦合的方式进行耦合的。其物理连接形式为:终端机与激励源通过双绞线以TTL电平进行连接。双绞线上传导的干扰信号可用差模和共模干扰信号来分解。
差模干扰[3]也称常模干扰、横模干扰或对称干扰,指在两根信号线上产生的幅度相等、相位相反的噪声。差模干扰在两导线之间传输,属于对称性干扰。工程中,差模干扰电压存在于信号线及其回线(一般称为信号地线)之间,干扰回路电流是在导线与参考物体构成的回路中流动,是载流导体之间的干扰[4]。激光测距机中的差模干扰原理图如图2所示。差模干扰测量方法如下:示波器探笔地端接双绞线地线在终端机的接口(图2的B点),检测端接双绞线信号线在终端机的接口(图2的A点)。通过示波器上的SINGLE方式可以测量到终端机与激励源接口处的原始差模噪声。
共模干扰[5]有时也称纵模干扰、不对称干扰或接地干扰,指在两根信号线上产生的幅度相等、相位相同的噪声。共模干扰在导线与地(机壳)之间传输,属于非对称性干扰。共模干扰电压在信号线及其回线(一般称为信号地线)上的幅度相同,这里的电压以附近任何一个物体(大地、金属机箱、参考地线板等)为参考电位,干扰回路电流是在导线与参考物体构成的回路中流动,是载流导体与大地之间的干扰。图3为终端机中的共模干扰耦合到电路中的示意图。图中I1是信号线中流过的干扰电流,I2是信号地中流过的干扰电流。I1、I2是双绞线中流过的共模干扰电流,通过电源分机构成回路。共模干扰测量方法如下:示波器探笔地端接终端机电源地的接口(图3的A点),检测端接双绞线地线在终端机的接口(图3的B点)。可以测量到共模干扰。
3 解决方案
控制信号是TTL电平的阶跃信号,干扰信号如图4(a)所示(该图为示波器画面,纵向每格电压10 V,(a) 图横向每格时间0.1 μs,(b) 图横向每格时间0.2 μs),是10 MHz~100 MHz的高频信号。由于频率相差较大,对于差模干扰,我们采用滤波电容将差模噪声短路滤除。具体方法是在图2所示的A、B间放置滤波电容。电容值的选取并不严格,可按C=1/f计算,如f=100 MHz则C=0.01 μF。试验中取0.1 μF和0.01 μF两个电容并联。加了滤波电容以后的试验效果如图4(b)所示。由图可知电容对差模干扰的抑制大于10 dB。
共模噪声是方向相同、相位相同的噪声,在电容器两边没有电位差,所以用电容滤波的方法不能滤除。但是在工程中,仅仅去掉差模干扰还不够,尤其是当采用比较敏感的低压供电CPU时。实践中仅仅利用电容进行滤波仍然不能满足工程需求,还必须对共模干扰进行滤波。
共模扼流圈对于共模干扰的滤波是有效的。试验中,利用环形磁芯绕制了共模扼流圈。图5为环形磁芯的示意图。其饱和电流计算公式如下:
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电感量的计算公式如下:
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或者
undefined
其中,N是线圈匝数,Bmax、μr和每匝的电感量AL在厂家手册中给出,L的单位为nH,S的单位为mm。
在连接电缆上使用共模扼流圈相当于增加了地环路的阻抗,这样,在一定的地线电压作用下,地环路电流会减小。但要注意控制共模扼流圈的寄生电容,否则对高频干扰的隔离效果很差。共模扼流圈的匝数越多,则寄生电容越大,高频隔离的效果就越差。磁环和它上面的绕线及电路接线方法如图6所示。
图6中I1、I2为共模干扰电流,曲线上的箭头为差模电流方向,磁芯上的箭头为差模电流产生的磁场方向。双绕组扼流圈L1和L2都绕在同一只磁环上,两组线圈匝数相同,线间排列均匀一致,加入高导磁磁芯之后,电感量可大大提高。
由图6可知,两根信号线上的差模干扰信号在磁芯内所产生的磁通是相互抵消的,起不到扼流圈的作用,但对于共模干扰信号可起到高扼圈作用[6]。
双绕组扼流圈对高频干扰信号阻抗很大,使整个终端机与激励源之间有了一定程度的高频隔离。试验中采用了铁氧体磁芯,μr=10 000,Bmax=400 T,尺寸为10 mm×6 mm×5 mm,N=10。可以算出L=0.83 mH,Imax=7.2 A。由图7(a)可知干扰信号主要集中在30 MHz~100 MHz之间。通过计算可知对共模干扰的阻抗很大。通过测量如图7(b)所示(该图为示波器画面,纵向每格电压10 V,横向每格时间0.1 μs),主要干扰的幅度已经从15 V降低到只有5 V左右。对共模干扰抑制了10 dB。
由以上分析可知,通过滤波对差模和共模干扰各抑制了10 dB,而8X51与LPC2114对电源纹波的要求也相差约10 dB。工程中,使用共模扼流圈和电容滤波以后,在LPC2114的1.8 V核供电电压上已经观察不到明显的干扰,LPC2114可以正常工作。
5 结束语
通过对以氙灯为泵浦光源的大功率脉冲激光测距机干扰的分析,找到了干扰的主要形式,采用同时抑制差模干扰和共模干扰的方法,有效解决了干扰问题,为新型CPU的应用克服了障碍,为激光测距机的功能拓展打下了良好的基础。
参考文献
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脉冲压缩在激光测距中的应用 篇3
激光具有方向性好,波长单一等优点,因此广泛应用于各类测量技术中。与传统测距方法相比,激光测距精度高,抗干扰能力强,隐蔽性好,因而在军事、航空、工业等领域应用广泛。
目前激光测距主要有脉冲式激光测距和相位式激光测距[1]。脉冲式激光测距的原理是利用脉冲激光器对准目标发射激光脉冲,激光遇到目标后反射回测距仪,只要测出激光脉冲从发射到返回测距仪的时间,即可算出目标与测距仪之间的距离。而相位式激光测距的原理则是通过测量相位延迟量间接测量激光在被测物体与测距机之间传播的时间,从而计算出两者之间的距离。脉冲式激光测距法可以达到很高的瞬时功率,具有很大的测量范围,但是测量精度比较低。而相位式激光测距法可以达到很高的测量精度,但是测量范围有限。在复杂噪声环境下,两者都会存在很大的测量误差,甚至完全湮没在噪声中,无法获得距离信息。为了在复杂的噪声环境中,仍然能够获得较精确的测量结果,本文提出将脉冲压缩技术运用到激光测距中,从而获得有效的回波信号。
1 脉冲压缩激光测距
1.1 脉冲压缩的数学模型
线性调频信号是目前应用最广泛,技术最成熟的一种脉冲压缩信号。线性调频脉冲信号的复数表达式为:
式中:A为信号振幅;rect(t/τ)为矩形函数;fc为中心频率;Kf为频率斜率,其图形如图1所示。
信号s(t)的复频谱特性如图2所示,当时间带宽积D=Bτ≫1(带宽B=Kfτ)时,线性调频信号的频谱分布接近矩形,可以近似地表示为:
此时,线性调频信号的相位谱为:
由此可得,线性调频信号s(t)在时间带宽积D≫1时的频谱表达式为:
假设匹配滤波器的幅频特性为H(f),根据匹配条件可知:
式中t0是匹配滤波器的系统延时。令K为归一化系数,即K=1/|S(f)|,则式(5)可写作:
如此,假设匹配滤波器的输出信号为u(t),则其频谱特性U(f)为:
则输出信号u(t)为:
将D=Bτ代入式(8)可得:
脉冲压缩效果如图3所示,τ=20μs,其中B=20 MHz,fc=10 MHz。从式(9)可以看出,匹配滤波器的输出脉冲宽度τ0(顶点下-4 d B处的宽度)近似为调频信号频谱宽度B的倒数,相当于调频信号脉冲宽度的1 D,输出脉冲幅度A0相比于调频信号脉冲幅度A增大倍,即输出脉冲的峰值功率[2,3]比调频信号的峰值功率增大D倍。
正是因为线性调频信号经过脉冲压缩之后,它的峰值功率能够增大D倍,所以即使在复杂噪声环境中,特别是强噪声环境中,当回波信号完全湮没在噪声中,经过脉冲压缩之后依然能够获得有效的脉冲信号。
1.2 复杂噪声环境下的仿真
线性调频信号具有很强的抗干扰性,即使在复杂噪声环境中,经过脉冲压缩之后也能获得脉冲信号。用高斯白噪声模拟环境噪声,线性调频信号参数为:B=20 MHz,fc=70 MHz,τ=20μs,此时脉冲压缩比为D=Bτ=400。如图4所示,当信噪比SNR=-10 d B时,输入的线性调频信号完全湮没在背景噪声中,如果采用脉冲式测距法或相位式测距法,则难以得到所需的距离信息,而采用脉冲压缩法,通过匹配滤波处理,依旧可以获得有效的回波脉冲。经过计算机模拟仿真,当信噪比SNR=-26 d B时,能够获得脉冲信号。随着信噪比变小,获得准确的脉冲信号的概率不断降低。当SNR=-30 d B时,只有约50%的可能获得准确的脉冲信号。
1.3 参数选择对测距的影响
从脉冲压缩后的波形可以看出,波形波峰在波形的中间位置,如果将发射激光到脉冲压缩波峰之间的时间作为激光传播时间t,那么:
式中:x是脉冲压缩之后波峰的相对位置;n是系统对调频信号脉冲的采样点数。显而易见,这比激光脉冲实际的传播时间要长,相差的时间Δt由测距系统决定,所以距离为:
使用脉冲压缩法,线性调频信号的参数选择对测距结果主要有以下几方面的影响:
(1)调频信号压缩比(即时间带宽积),直接影响信号的抗噪声能力。时间带宽积越大,脉冲压缩信号峰值功率与回波有效信号峰值功率比也就越大,从噪声中提取出有效回波信号的能力也就越强。
(2)距离分辨率Δd=c/fN,其中fN为对调频信号采样的采样频率。例如,当采样频率fN=400 MHz时,分辨率为0.75 m;当采样频率fN=1 000 MHz时,分辨率为0.3 m。
(3)脉冲压缩程序设定的测距范围d=(N-n)c/2fN,其中N是脉冲压缩程序设定的可处理的最大数据个数。当采样频率一定时,可以通过增加总的采样数据数目提高系统的测距范围。受到硬件条件的限制,脉冲压缩程序能够处理的数据个数是有限的。
2 信号源及FPGA程序设计
2.1 信号源设计
铌酸锂(Li Nb O3)晶体具有良好的光电效应,较低的半波电压以及较高的响应速度。如图5所示,调频信号发生器可以产生60~80 MHz的线性调频信号,通过增益控制后,利用铌酸锂的光电效应就可以控制由分布式反馈激光器(简称DFB激光器)发射的激光通过铌酸锂晶体之后的输出光功率,从而获得激光线性调频信号。
2.2 FPGA程序设计
由第1节的脉冲压缩推导过程可知,要实现线性调频信号的脉冲压缩,主要有三步:对输入的线性调频信号的傅里叶变换,与匹配函数作乘法运算以及最后对输出信号作傅里叶逆变换。傅里叶变换结构采用“兵乓式”操作,采用两块双口RAM,就像两个乒乓板,数据就如同乒乓球,每经过一次拦网就相当于进行一次蝶形运算,每拍打一次就相当于进行一次数据的写入和读出。由于傅里叶变换和逆变换是顺序进行的,在时间上没有重复性,而且运算过程相似,可以用一个模块依次完成。
脉冲压缩的程序框图如图6所示,回波数据经过采样后存入RAM_A中,然后通过蝶形运算模块分别从RAM_A和旋转因子ROM中读取回波数据和旋转因子,运算后存入RAM_B中,这样就完成了一次蝶形运算。如此循环直到收到结束信号,完成离散傅里叶变换,如式(4)所示。然后通过乘法器将傅里叶变换后的数据与匹配系数ROM中存储的匹配系数作乘积运算,完成匹配运算过程,如式(7)所示。之后重复前面蝶形运算的过程,进行离散傅里叶逆变换。不同的是旋转因子要取共轭,蝶形运算结果乘以0.5,这样就完成了式(8)的过程,最后输出脉冲压缩波形。
将B=20 MHz,fc=70 MHz,τ=20μs的线性调频信号与带有SNR=-20 d B的噪声信号和线性调频信号的混合信号导入FPGA中,经过脉冲压缩后,结果如图7所示。经过FPGA程序处理之后,原本完全湮没于噪声中的回波信号被成功提取出来。
3 结论
通过上述仿真分析可知,线性调频脉冲压缩技术可以极大地提高回波信号的峰值功率,特别是在复杂噪声环境中,使得原本已经被噪声湮没的回波信号在经过脉冲压缩技术处理后,能够重新获得有效的脉冲信号。基于FPGA可以很好地实现脉冲压缩过程。
摘要：脉冲式激光测距和相位式激光测距是目前主要的激光测距方法,但是在复杂噪声环境中,容易因回波信号湮没于噪声中而失效。针对微弱回波信号的提取难题,提出了脉冲压缩式激光测距法。通过发射线性调频的脉冲激光,接收时采用脉冲压缩技术提高脉冲峰值功率,改善信噪比,从而获得湮没于噪声中的回波信号。该方法对于提高测距距离和降低激光功率具有重要的研究意义和应用价值。建立了激光测距中脉冲压缩方法的数学模型,并针对典型高斯白噪声环境进行了仿真,分析了脉冲压缩参数对测距的影响,设计了线性调频的激光信号源并基于FPGA实现了脉冲压缩信号处理。
关键词：激光测距,脉冲压缩,噪声环境仿真,回波信号提取
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一种提高脉冲激光测距精度的方法 篇4
测距精度是激光测距机的重要技术指标之一,在对精度要求不高的情况下,比如米量级,不需要采取任何技术手段,只需采用普通的直接计数法就可以实现,其精度取决于计数的时钟频率。在时钟频率已经很高的情况下,要使测距精度进一步提高,比如到厘米量级以下,则必需采取一些技术手段方可实现。文中就其中比较重要的问题和解决方法进行了探讨。
1 脉冲激光测距的基本原理
脉冲激光测距的过程一般是用激光器向待测目标发射激光脉冲,并用一个探测器对发射的激光脉冲进行采样,以触发测距机的时间测量系统开始计时,光脉冲到达目标后经漫反射返回到激光测距机的探测器,产生信号停止计时,然后根据光速计算出目标距离的方法。基本公式为
式中,D为探测器到探测目标之间的距离;t为激光脉冲往返经过的时间;c为光速。可以看出,脉冲式激光测距中距离测量的问题转化为激光脉冲飞行时间测量的问题。
2 影响脉冲激光测距精度的主要因素
2.1 脉冲时刻鉴别误差因素
对于脉冲激光测距系统,影响测量精度的因素可以分为外部因素和内部因素两类。外部因素主要是指大气折射率的变化等,这部分因素不可控;内部因素主要是指由于测距系统自身的因素,包括系统带宽、脉冲时刻鉴别[1,2]、时间测量精度等,这些因素可以通过合理的设计,避免或消除其影响,从而提高测距精度。
在激光测距机的信号处理系统中,用来确定计时开始和结束的信号是光电转换器的输出信号,是模拟量,需转换成数字电路中的脉冲信号才能用来触发计时系统工作。通常采用的转换方法是单一阈值法,即把输入信号与一个固定的阈值进行比较,以阈值点作为脉冲时间的参考点。由于激光脉冲是钟形脉冲,而且受激光传输距离和目标反射率等影响有较大的幅度变化,采用的单一阈值的鉴别方法会在激光脉冲幅度变化时产生误差Δt,对测量精度造成很大的影响,见图1。在高精度的激光测距中,脉冲时刻的鉴别是一个必需考虑的问题。
2.2 时间间隔测量精度因素
对于脉冲信号时间间隔的测量[3,4,5,6,7],普通的测量系统中主要采用直接计数法,提高测量精度的方法是提高计数时钟频率。但电路的工作频率并不能无限提高,目前普通电路只能达到纳秒级的精度,若要在更高的时钟频率下工作,由于电路分布参数效应的影响,准确性难以保证。要想进一步提高测量精度,就要采用一定的技术手段,来达到与提高时钟频率相当的效果。如图2所示,总的时间t=n T-ts+te。式中,n是计数值;T是时钟周期;ts是由于把第一个计数周期都看作完整周期而多出来的时间;te是在结束前被计数系统丢掉的时间。要想进一步提高测量精度,就要把ts和te精确测量出来。因为t=n T+(T-ts)-(T-te),(T-ts)和(T-te)都是以探测器信号为起点的信号,便于数字电路处理,所以可以先测量(T-ts)和(T-te),然后计算出ts和te。
3 提高脉冲激光测距精度的措施
3.1 高通容阻时刻鉴别法
激光脉冲经远距离传输和反射后,脉冲的幅值会改变,但脉冲峰值点的时刻不变,为了消除单一阈值脉冲时刻鉴别所带来的误差,可以选用一种检测脉冲峰值点的方法,高通容阻鉴别法就是这样一种方法。如图3所示,接收通道输出的脉冲信号通过一个高通的容阻滤波电路,由于微分效应,钟形脉冲变成近似正弦波,极值点变为零点,以此作为起止时刻点,将不受脉冲幅值的影响。采用此方法时,由于时刻鉴别所带来的误差大约为±3.5 ps(对应0.5 mm的测距精度)。
此外还有恒定比值鉴别法,其原理主要是利用在脉冲波形状不变时,脉冲上升沿相同幅度比例点对应的时间不变原理,获取脉冲的固定比值点来定时,从而提高测距精度[2]。
3.2 差分延迟线法
差分延迟线法是随着近年来大规模集成电路的发展而产生出来的精确测时方法之一。在早期,用导线来实现延迟,为了实现高精度测量,需要很长的导线,以至于这个技术无法推广。随着大规模集成电路的发展,这种方法被移植到集成电路里,能够采用内部的某些电路元件作为延迟线,才使得这种方法具有实用性。得到迅速推广。此外还有抽头延迟线法,也是可以在大规模集成电路内实现的一种高精度时间测量方法,由于只使用一种延迟线对时间进行细分,因此精度较低。差分延迟线法的工作原理类似于游标法,也称作游标延迟线法,采用两种延迟线的差来对时间进行细分,因此可以达到更高的测量精度。
经过高通容阻时刻鉴别所确定的脉冲时间间隔,可以采用时序分割电路把开始和结束两个时间段(T-ts)和(T-te)分割出来,中间部分仍用直接计数法进行测量,(T-ts)和(T-te)段采用差分延迟线法进行测量,以提高测量精度。
如图4所示,两组延迟线分别由一组缓冲器BUF1~BUFn和一组D触发器DFF1~DFFn构成,缓冲器的延时为τ1,D触发器的延时为τ2,τ2>τ1,结束信号的传输速度大于开始信号的传输速度。在测量过程中,开始信号的上升沿和结束信号的下降沿分别在两条延迟线上传输,在经过若干级传输以后,结束信号超过开始信号,后面的D触发器不再翻转,开始信号停止传输。D触发器的另一个作用是输出采样结果。如果有m个D触发器翻转,即可计算出开始到结束信号之间时间间隔为m×(τ2-τ1),延迟线级数n满足n×(τ2-τ1)=T。可见时间测量系统的分辨率由T提高到了τ2-τ1=T/n。
由于CPLD和FPGA结构上的不同,采用CPLD和FPGA来实现这样的延迟线时有所区别,CPLD的连续式布线结构决定了它的时序延迟是均匀的、可预测的,而FPGA的分段式布线结构决定了其延迟的不可预测性[8]。在采用FPGA时,为了减小逻辑单元连线所带来的延迟,这部分电路需要采取人工布局、布线并锁定的手段来实现。不同速度等级的器件,其基本单元的延迟也不一样,因此在选用一种逻辑器件后,要先测出其基本单元的延时参数,再根据主计数时钟确定差分延迟线的级数。
4 试验验证
时间测量部分采用Altera公司的MAX II系列CPLD EPM570T100I5进行试验。经测定,LCELL缓冲器的延迟为280 ps,D触发器的延迟为1 ns,τ1采用3级LCELL,可得τ2-τ1=160 ps,可使测距精度达到2.4 cm。因为不同型号的器件的延时参数不相同,因此在选取某些更高速的器件时,可以获取更小的τ,从而达到更高的精度。如果采用ASIC器件,时间分辨率可达到20~30 ps,可使激光测距机的精度达到0.3~0.45 cm。试验表明,使用高通容阻时刻鉴别和差分延迟线法时间测量两项关键技术,可以在不提高时钟频率、不增加额外定时芯片的情况下,使脉冲激光测距的精度大幅提高。
5 结束语
对于时间测量,目前已出现了基于延迟线原理的专用高精度计时芯片TDC-GPx,分辨率可达到65 ps,使用这种芯片,可使测距精度达到0.98 cm。除了上面介绍的差分延迟线法和抽头延迟线法外,还有时间间隔扩展法、时间幅度转换法、游标法等,也都可达到20~30 ps的时间测量精度,但其实现过程均比较复杂。时间间隔扩展法采用电容充放电原理,精度高的采用恒流源,但都存在非线性大,转换时间长,受温度、电压等的影响较大,已不常用,时间幅度转换法采用A/D转换代替了时间间隔扩展法中的放电过程,使测量时间缩短,但仍存在非线性难以消除的问题。游标法采用了游标卡尺的工作原理,需要两个高精度的可启动的振荡器,实现难度很大,其应用也很少。还有一种称作并行计数法的方法,其实质是抽头延迟线法。在实际设计中应根据系统需求选用合适的方法。
摘要：在介绍脉冲激光测距原理的基础上,分析了影响脉冲激光测距精度的两种主要原因,脉冲时刻鉴别误差和时间间隔测量误差对测距精度的影响。指出了针对这两种原因的解决措施,介绍了采用高通容阻时刻鉴别法和差分延迟线法时间测量等技术,实现较高的测距精度的方法,对其工作原理作了介绍。
关键词：脉冲激光测距,时间间隔测量,高通阻容时刻鉴别,差分延迟线
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脉冲测距 篇5
1 脉冲激光测距的原理
1.1 激光测距望远镜的分类
根据测距方法的不同, 激光测距望远镜可分为脉冲法激光测距望远镜和连续波激光测距望远镜两类[6]。
(1) 脉冲法测距是激光技术在测绘领域中的最早应用。激光的发散角小, 激光脉冲持续时间极短, 瞬时功率极大, 因而可以达到极远的测程。脉冲激光测距望远镜多数情况下不使用合作目标, 它是利用被测目标对激光脉冲的漫反射获得发射信号来实现测距。脉冲半导体激光测距具有结构简单、体积小、功耗低、可靠性高、价格低等特点, 但其测量精度很难达到优于1m的精度 (受采样频率的限制) 。
(2) 连续波测距采用相位法测距, 一般有多波长方法和频率调制法两种, 但因其平均发射功率较低, 测距能力比相应的脉冲激光测距机差很多 (对非合作目标, 最大测程1-3Km) , 而且结构复杂, 但精度高 (2mm) , 往往应用于合作目标测距, 如导弹初始段测距及跟踪、大地测量等。
1.2 基本原理
在激光测距中, 使用测量目标反射回来的信号作为终止信号, 利用高速数据采集的方法记录激光脉冲的回波波形, 通过对所记录的波形进行分析得出时间间隔。实际测量中, 由下式计算实际的测量距离R:
其中, c为光在大气中的传播速度, 一般用光速带入计算;Se为电路延迟时间折算的距离, t为激光往返时间;对于脉冲型激光测距望远镜, 其工作波形如图1所示:
激光测距望远镜一般由激光发射机、激光接收机和电源三大部分组成, 如图2所示。下面以脉冲激光测距望远镜为例进行说明。激光发射机由脉冲激光器、光学发射及其瞄准系统组成, 作用是将高峰值功率的激光脉冲射向目标。激光接收机由光学接收系统、光电探测器和放大器、接收电路和计数显示器组成, 作用是接收从目标漫反射回来的激光脉冲回波信号并计算和显示目标距离。激光电源由高低压电源组成, 高压电源用于驱动激光器, 低压电源用在信号处理电路[7]。
2 激光回波信号处理
2.1 采样
由于数字信号处理相对于模拟信号处理有明显的优势, 本文对激光信号的处理采用数字处理方式:将连续的模拟信号变成数字信号。要使抽样处理后的信号能够恢复原来的模拟信号, 抽样必须满足奈奎斯特采样定理, 具体描述如下:
设有一个频率带限为fH的信号f (t) , 如果以不小于fS=2fH的采样速率对f (t) 进行等间隔采样, 得到离散采样信号f (n) =f (n TS) (TS=1/fS为采样间隔) , 则原始信号f (t) 将被得到的采样值f (n) 完全确定[8]。
从奈奎斯特定理可知, 如果以不低于信号最高频率两倍的采样速率对带限信号进行采样, 所得到的离散采样信号值就能准确地还原原始信号。
2.2 滤波
激光信号在发射和接收过程中, 电路噪声会导致激光回波信号的质量下降。通常通过构造合适的滤波器来滤除噪声, 如采用高通滤波器和低通滤波器以达到滤除噪声的目的。
高通滤波器采用窗口均值滤低频的办法, 窗口中心位置的值用原有数值减去窗口平均值来代替。具体运算时先求出某区域内的均值, 然后用原序列对应的数值减去此均值, 得到一个新的数值Yj'来替代原数值Yj。用公式表达如下:
低通滤波器采用窗口均值滤高频的办法, 原窗口中心位置的值Yj用窗口平均值来代替。用公式表示如下:
2.3 相关检测
相关检测技术是信号检测领域里的一个重要工具, 它能在低信噪比的情况下提取出有用的信号, 具有较强的抗噪能力 (噪声的相关系数几乎为零) , 广泛应用于图像处理、卫星遥控、雷达以及超声探测、医学和通信工程等领域。
一维离散相关定义如下:
其中M满足:M>A+B-1, A和B分别是f (x) 和g (x) 的周期。为了避免产生交叠误差, 在离散的情况下, 要使相关及两个离散信号都具有同样的周期。
在具体应用中, 运用两个信号的相关系数来判断信号的相似程度。设x (n) 和y (n) 是两个周期为N的能量有限的确定性信号, 并假设它们是因果的, 则这两个信号的相关系数为:
为了讨论方便, 定义归一化的相关系数为:
由许瓦兹 (Schwartz) 不等式, 有:
当x (n) =y (n) 时, ρxy=1, 两个信号完全相关 (相等) , 这时rxy取得最大值;当x (n) 和y (n) 完全无关时, ρxy=0, rxy (=0;当x (n) 和y (n) 有某种程度得相似时, 在0和1之间取值, 由此可见ρxy和rxy可用来描述x (n) 和y (n) 之间的相似程度。
3 实验结果
把上述信号处理技术应用到激光测距望远镜中, 首先对采集到的数据 (本文的数据由FPGA高速采集系统对激光回波信号采样而来) 进行低频滤波和高频滤波处理, 然后通过相关运算找出信号所在的位置。实验结果如图3所示。
从图3 (a) 可知, 采集到的激光回波信号, 信噪比比较小, 尤其是在长距离的激光回波信号的采集中, 信号有可能被掩盖在噪声中, 不利于提取;经过高、低通滤波器后, 能有效地减弱低频成分和高频成分, 使信号变得更为明显, 如图3 (b) 所示;把滤波后的数据再进行相关运算, 信噪比会得到很大程度的提高, 如图3 (c) 所示。经过上述的信号处理手段, 能够有效的检测出有用信号的位置, 为设计整个激光测距望远镜系统奠定良好的基础。
为了验证本算法的速度, 还利用计算机进行仿真:假设FPGA采集到的数据经解码后是1200个整形数据, 将此数据经过24M的单片机中进行处理, 上述滤波以及相关运算的处理时间为0.183S, 处理速度快。
4 结语
本文详细地分析了激光测距望远镜的原理、分类及其发展方向和激光测距中常用的信号处理方法, 并通过实验证明了算法的有效性, 为设计商用化的手持式激光测距望远镜奠定基础。
摘要：与一般测距方法相比, 激光测距具有操作方便、精度高和昼夜可用等优点, 使其得到了广泛应用。本文首先介绍了脉冲激光测距的基本原理, 然后分析了激光测距中用到采样、滤波和相关检测等数字信号处理方法, 最后给出了激光回波信号的实验处理结果。实验表明, 该处理手段能快速、有效地提取出激光回波信号。
关键词：激光测距,数字信号处理,滤波,相关检测
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脉冲测距 篇6
输电线路发生故障后产生的向线路两端传播的暂态行波中包含着故障距离信息,采集输电线路发生故障后的暂态行波,通过信号处理手段对行波信号进行分析,能够实现输电线路故障的精确定位[1]。
时间延迟估计是故障定位中的关键技术,目前故障测距中的处理方法大致可分为小波分析法[2,3,4]和相关分析法2种。理论上,相关分析法具有抗干扰能力强、处理方便等优点,但是,相关分析法在处理单端故障时受相关对象选取、行波衰减和畸变等因素的影响[5],在一定程度上限制了其发展。此外,在实际检测环境中往往存在着不可预知、强度复杂的噪声干扰,这些干扰严重影响了时延估计的精度,降低了行波故障测距的准确性。所以,如何提高算法的抗干扰能力也是研究者必须考虑的问题。
本文重点就互相关函数法在单端行波测距法中的应用进行了研究,并就在环境干扰情况下的测距效果和小波分析法进行了比较,得出了一些有用的结论。
1 互相关分析法
1.1 基本互相关函数法
相关函数是描述随机信号的重要统计量。设x(t)和y(t)是2个能量有限的确定性信号,并假定它们是因果的,可定义式(1)为x(t)和y(t)的相关系数。
ρxy反映了2个固定波形的x(t)和y(t)的相似程度。在实际使用中,更需要研究2个波形在经历了一段时移以后的相似程度,在这点上,相关系数有其局限性,需要引入相关函数的概念[6]。
互相关函数的定义为
其中,x(t)、y(t)分别为不同端点测得的行波信号;Rxy为相关系数;τ为时延。
定义2个信号y1(t)和y2(t)为
其中,常数α1、α2和τ1分别表示相对吸收系数和相对时延。假定2个外界噪声项n1(t)和n2(t)互不相关,而且它们与x(t)也不相关。定义α=α1α2,信号的互相关函数为
式(4)中的Ry1 y2(τ)与噪声项n1(t)和n2(t)是无关的。对于Ry1y2(τ),它是α、τ1和Rxx的函数,并且在τ=τ1处,由于信号与自身的相关性为1,有Ry1y2(τ)=αRxx(0)=α具有最大值。于是,时间差可以用式(4)所定义的互相关函数来估计,相关峰值位置即是2路信号的时间差。直接求取互相关函数的运算量较大,难以满足行波故障测距要求。
以Y1(f)和Y2(f)分别表示函数y1(t)和y2(t)的傅里叶变换,并用*表示对复函数取共轭,信号的互谱密度函数由公式(5)确定:
相关函数的概念是建立在信号时域波形之间,但它却与谱密度函数之间存在着确定的关系。信号的自相关函数与自谱密度函数是一对傅里叶变换。类似地,信号的互相关函数与互谱密度函数也是一对傅里叶变换。相关函数与能量谱密度或功率谱密度的关系通常称为维纳-辛(Wiener-Khintchine)关系或相关定理,即
因此可以采用计算2个信号的互谱密度,然后对之进行傅里叶反变换的方法来实现工程上的快速计算互相关函数。
互相关函数则能反映2个信号所共有的频率成分,能够完整地保留相位方面的信息,即所谓的同频相关,不同频不相关。利用这个特性,互相关函数的应用除了能够分析2个随机信号的时延以外,其另一个重要的应用就是如果被噪声淹没信号的频率已知,则可以利用同样频率的参考信号与观测信号做相关分析,从而把有用信号提取出来[7]。
1.2 单位脉冲响应法[8]
在实际的使用过程中,希望相关峰值在τ=τ1处能够尽可能地尖,以便精确地确定τ1。原本应用于声呐系统定位的单位脉冲响应法在改进相关峰值的收敛度上有非常明显的效果。假设的频率响应函数Hy1y2(f)的最优估计为
对求取傅里叶反变换可得单位脉冲响应函数:
2 波形的仿真
2.1 故障波形的仿真
500 k V双电源系统线路ATP-EMTP仿真线路模型如图1所示。模型中线路长度为200 km,M侧系统参数为电源EM=500∠0°k V,正序零序参数分别为R1=0.711Ω、L1=0.011857 H、R0=0.55Ω、L0=0.00898 H;N侧系统参数为电源EN=500∠-25°k V,正序零序参数分别为R1=26Ω、L1=0.142 98 H、R0=20Ω、L0=0.119 27 H,线模分量的行波波速[9]取加拿大B.C Hydro行波定位系统中推荐的vα=2.95×108m/s。
对该线路模型进行仿真,仿真时间长度为5 ms、故障发生时间为1 ms、采样率为1 MHz。无干扰时,当线路中距M母线端80 km处发生A相接地短路时(接地电阻10Ω),由仿真模型可以得到M、N两端的三相故障电压行波。为了消除三相耦合的影响,将得到的M、N端行波进行凯伦布尔相模变换,M端故障α模行波如图2所示,图中标示了故障点的直达波和反射波。
2.2 干扰波形
行波作为高频信号,极易与噪声干扰相混淆,造成测距困难。文献[10]通过往行波信号中加入白噪声进行测距研究,提出可以通过考察小波变换模极大值在不同尺度下的变化情况来消除白噪声干扰。考虑到现场故障测距中的干扰情况,本文将实际采集的环境干扰注入仿真波形进行分析。
变电所中的窄带干扰主要来自广播、系统中的载波通信、高频保护信号、高次谐波等,以载波通信和高频保护为主,频率一般在30~500 k Hz,具体的频段随地点而不同[11]。仿真所用环境干扰信号的功率谱如图3所示。从图中可以看出,干扰主要聚集在50~300 k Hz的范围内,这与变电所内的窄带干扰基本一致。窄带干扰的强弱直接决定信号的信噪比,其所处的频段可以决定信号处理的质量,换言之,即便小波变换可以随着尺度的增加而使滤波器的频段不断变窄,但如果干扰恰好处在这个频段内,其滤波效果也会大打折扣,同样,过度地追求滤波效果也会使信号的原有信息丢失,造成测距的误差增大,所以,这是一个两难的选择。
图3为注入干扰后的M端母线α模电压行波和其功率谱。为了方便分析,下文中电压行波分为无干扰、中度干扰和强干扰3种情况进行。
3 测距方法及精度比较
行波法按测距信息的来源可分为单端法和双端法[12,13]。单端法利用一端母线测得行波的首波头和故障点反射波(或对端母线反射波)来实现测距。
3.1 参考波的选取方法
利用互相关函数中的同频相关、不同频不相关这个性质,可以构建一个和故障行波具有相同频率特性(或者部分频率特性相同)的参考波来查找故障行波中的直达波和反射波。考虑到故障行波的频带从几十到数百千赫兹,所以这个参考波的频率必须是可变的,这样才能做到从很宽的频带中截取一段最佳的信号进行分析。
参考波头的选择首先是函数必须包含频率特性,其次具有紧支集特性,即在某个有限区间外,函数值为零,这样便于波形扩展,此外,波形的形状最好为一个单脉冲形(可减少处理后的波形失真),从以上的条件看,基小波符合这一要求。本文以Cabor基小波为基础[14],如式(9)所示。
公式(9)包含了频率特性,可以根据不同需要选择不同中心频率的参考波对记录信号进行相关分析,此外,该基小波具有一定的灵活性,它可以通过选取不同的σ值来改变波形的振荡,例如,当σ值取值较小时,形状如同墨西哥草帽基小波(振荡很小);当σ值取值较大时,与Morlet基小波的时频特性相似。取采样率为1 MHz,长度为4096个记录点,中心频率为15 k Hz,σ=2,得到参考波形(局部)以及其功率谱如图4所示。在下面的分析中可以看到,被截取的故障行波信号频段应该和图4(b)中的特性相同,即不同中心频率的参考波所截取的信号频段和其频谱特性是对应的。
需要说明的是,由于公式(8)计算的波头长度有限,处理时可对不足部分添加随机数据以达到和记录波形相同的长度。此外,由于参考波头的压缩和扩展(高频和低频),经相关分析后故障波头的位置会发生位移,但直达波和反射波的位置是相对固定的,故对时延的估算不会产生影响。
3.2 单端测距方法的实现和比较
考虑到避开窄带干扰所处的频带及参考波的带宽,对图3中的M端行波与中心频率为10~20 k Hz(步长为1 k Hz)的参考波进行相关分析,其结果都满足时延的提取要求,其中的15 k Hz结果如图5所示;同样情况下,使用三阶B样条的小波函数[15]的尺度5的分析结果如图6所示。从时域的波形中可以看出,在强干扰情况下,经相关分析的首波头和第2个波头均很清晰,时延效果明显;小波分析的结果在尺度5的效果相对于其余尺度而言较好,首波头比较清晰,但第2个波头并不突出,程序识别困难。从频域的角度来分析,被中心频率为15 k Hz参考波截取的故障行波的频段躲开了包括50 k Hz在内的大部分窄带干扰,且被截取频段内的丢失的波形信息和原有波形(图3(b))相比较小,这是关键波头都比较清晰的主要原因。而尺度5的小波分析所截取的频带和15 k Hz的带宽基本相同,但由于小波高通滤波器的特性所致,0~10 k Hz的信号丢失较多,畸变程度相比前者而言要大,故对反射波的提取造成了影响。总体而言,相关分析法可以在较小的范围内方便、灵活地对故障行波进行动态分析,这对在复杂的干扰环境下提取有用的波形更为有用。
对于FFT分析而言,非整周期数据将出现栅栏和频谱泄漏现象,当结果出现在FFT 2个相邻点之间时,其分析结果将会造成较大的误差,例如谐波的检测或基于FFT的局部放电窄带滤波等。和需要精准检测窄带信号频率不同,故障行波是一个频带很宽的信号,虽然互相关函数是以FFT变换为基础的,但本文的算法实际上是提取宽带信号中窄带干扰出现最少的那一段频带,故无需考虑窄带干扰所处的准确位置,因而对直达波、反射波之间的时延求取影响甚微。
为了进一步分析干扰对单端测距法的影响,各种距离A相接地故障、不同干扰情况下的测量结果如表1所示。
由表1可知,中度干扰时,互相关分析法与小波分析法均能完成测距,精度也基本符合要求,小波分析法的测距精度较相关分析法稍差;强干扰时,相关分析法能完成测距,只是精度变差,而小波分析法在一些故障距离时出现测距失败。
4 结论
本文以互相关算法的改进———单位脉冲响应法为基础,提出了单端和双端的行波测距方法,并就在环境干扰的情况下和小波分析法进行了比较,结果如下:
a.使用和故障行波某一频段相同的参考波提取单端故障波头的方法简单,可行,且可变频率的参考波可以在较小的范围内方便、灵活地对故障行波进行动态分析,这对在复杂的干扰环境下提取有用的波形更为有用;
b.在实际的使用中综合2种测距方法,并对测距结果相互比较,有助于提高行波故障测距的准确性和可靠性。
摘要：对故障行波波头的识别方法进行分析和比较,采用互相关函数的改进——单位脉冲响应法对单端行波故障测距的可行性进行了研究。依据相关函数能够反映2个信号所共有的频率成分、能完整地保留相位方面的信息的特性,同时考虑故障行波具有的宽带特征,提出了使用和故障行波具有相同频段的动态参考波与故障行波进行相关。在考虑环境干扰的情况下,处理的结果能够准确地判断初始行波、故障点反射波和对端母线到达的时刻,测距精度理想。和小波分析法相比,动态的参考波对于在复杂的干扰环境下提取有用的故障波形更加灵活、有效。
脉冲测距 篇7
脉冲式激光测距峰值功率较高、探测距离远、测量速度快、结构相对简单并且对光源的相干性要求低, 故无论在军事、科学还是生产建设的领域都起着重要的作用。脉冲法测距的测程主要取决于激光二极管和APD的性能, 而测量精度主要依赖于接收通道的带宽、激光脉冲上升沿、信噪比和脉冲飞行的时间[1]间隔测量精度等, 其中时间间隔的测量对测距精度有决定性的作用。
本文基于人眼安全性, 低成本, 低功耗的标准对省电、测量远距离、精度高的激光测距仪进行了研究, 选择了低功耗芯片MSP430系列单片机为MCU, 选择高精度计时芯片TDC-GP2为计时系统的核心器件, 同时对发射和接收的电路进行优化设计, 采用时差法结合软件的均值法从而有效地提高脉冲法激光测距系统的精度和测程。
1 脉冲法激光测距原理
激光器对目标发射出脉冲, 光脉冲到达被测目标面后部分能量反射, 根据测量光脉冲从发射到返回接收检测器的时间t, 计算出测距仪与目标之间的距离, 其测距公式为:
式中, L为目标距离, c为光速。根据式 (1) 可以得出脉冲测距精度为:
由式 (2) 可知, 在光速一定的情况下, 时间间隔测量的精度直接影响到脉冲激光测距系统测距的精度, 所以实现高精度的时间间隔测量是脉冲激光测距系统的关键[2]。
图1为激光测距系统的结构。该系统由发射模块、接收模块、信号控制模块、数据显示模块和电源模块组成。
系统采用了905nm, 75W的脉冲激光二极管, 选择雪崩光电二级管进行光电检测, 测程可以提高百米。在t时刻时激光二极管被驱动发射激光脉冲, 同时单片机产生不参与测量的信号送给TDC, 该信号送至start, 表示开始进入测量状态;激光器发出的光脉冲经过一段时间加上接收后的硬件电路有一定延迟, 单片机在经过延迟后发送信号至TDC的stop1通道, 接收组件光电探测器接收到返回脉冲后产生一个终止信号, 该信号被接收模块进行放大滤波处理比较之后, 送入信号处理模块, 结束飞行时间的测量。高精度计时芯片TDC-GP2单通道的分辨率高达65ps, 测量精度因而也大大地提高, 同时采用stop1和stop2通道进行时差测量, 消除了硬件电路的延迟, 飞行时间的精确度得到进一步提高。时间间隔测量模块把所测量的结果送至数据处理和控制模块进行计算, 最终显示出被测的结果L。
2 脉冲式激光测距系统的设计与实现
2.1 时差法高精度计时原理
TDC-GP2是ACAM公司通用TDC系列的新一代产品[3]。TDC是以信号通过内部门电路的传播延迟从而进行高精度时间间隔测量。图2显示了测量绝对时间的TDC主要构架。芯片的智能电路结构、担保电路和特殊布线方法使芯片能够精确地记下信号通过门电路的个数。芯片中信号通过芯片内部门电路最短的传播延迟时间决定了TDC能够获得的最高测量精度。
TDC-GP2主要是对脉冲进行计数来进行高精度计时实现时差法测量, GP2有高速脉冲发生器, 温度测量, 停止信号使能和时钟控制等功能[4]。对于TDC-GP2而言, 芯片本身具有两个测量范围, 测量范围1和测量范围2。其中测量范围1的时间测量是0ps~1.8μs, 即距离约等于0~270m。测量范围2的测量范围是从2倍的高速时钟周期到4ms, 也就是最大的测量距离可以至25公里以外, 意味着可测量距离范围的大大提高。
Start、Stop1和Stop2口为时间间隔起止脉冲信号, EN信号接高电平。计时结束信号INIT, 低电平有效, 单片机控制, 提供读取计时结果的标志;RSET是复位信号, 低电平有效, 接单片机控制TDC-GP2的复位。SSN、SCK、SI、SO为SPI总线端口, 连到单片机的SPI端口, 实现单片机与TDC-GP2的通信。
2.2 控制电路以及发射和接收电路设计
16位超低功耗的单片机MSP430F149具有高速处理信号能力[5]。MSP430寻址范围可达64k, 统一进行中断管理, 片内具有精密硬件乘法器、两个16位的定时器、一个14路12位的模数转换器、6路P口、一个看门狗、一个比较器、两路USART的通信端口、两个外部时钟和一个DCO内部振荡器, 支持在线调试和下载。
单片机MSP430F149控制驱动信号的产生, 发出触发脉冲, 给TDC-GP2开始信号使其进入测量状态, 通过SPI与其通信, 最后将处理好的数据结果显示到液晶屏上。图3为单片机的配置电路。
图4为发射接收部分的主要电路, 发射部分主要由单片机控制发射信号, 通过MOSFET驱动芯片MIC4452驱动脉冲二极管, 发射激光脉冲。接收部分主要是对微弱的信号通过前置放大和主放大[6]后, 进行快速比较得出的信号可用于后续计时得出结果。
2.3 软件设计
图5为该系统的单次测量软件流程。开始, 上电, 用户需要发送代码Init初始化, 使用按键来确认是否触发测量, 若不按键则进入休眠状态, 以降低功耗。按键开始测量, 选择测程模式, GP2进行寄存器配置, 单片机开始发送Start、Stop1信号, ALU按照设定模式计算出Start脉冲和Stop1、Stop2脉冲间的时间间隔后产生测量结束中断, 若接收到Start信号超时但未收到Stop信号, 则TDC-GP2会产生溢出中断, 通过读取TDC-GP2状态寄存器来分辨这两种中断, 对正常测量产生的中断, 继续读取结果寄存器中的数据并发送至上位机, (在实际测量中默认进行200次循环测量后进行均值) 并把结果转换成十进制显示在液晶屏上, 结束一次测量, 否则重新进行测程选择, 准备下一次测量。
2.4 数据结果分析
测量距离为300m, 在结合TDC-GP2特性和通道分辨率后, 结合使用时差法, 得到以下实验数据分析结果, 精度达到0.1m, 通过软件对200次测试的结果进行平均后, 精度大大地提高。图6-7两个图分别为平均前和平均后的数据图, 通过对比可以明显看出得到的精确度。
3 结束语
系统采用的时差法测距法, 通过TDC-GP2的高精度计时结合低功耗单片机的均值处理, 使得测距系统不仅精度较大地提高, 功耗更低, 在便携式高精度测距仪中会有较好的应用前景。
参考文献
[1]纪荣祎, 赵长明, 任学成.高精度高重频脉冲激光测距系统[J].红外与激光工程, 2011, 40 (8) :1462-1464.
[2]Kalisz J.Review of methods for time interval measurement with picosecond resolution[J].Institute of Physics Metrologia, 2004, 41:17-32.
[3]Szplet R, Kalisz J, Szymanowski R.Interpolating time counter with100ps resolution on a single FPGA device[J].IEEE Transaction on Instrumentation and Measurement, 2000, 49 (4) :879-883.
[4]湛洪然.基于TDC-GP1的激光测距系统[D].天津:天津工业大学, 2006.
[5]曹磊.MSP430单片机C语言程序设计与实践[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2007.