共模干扰抑制

2024-10-14

共模干扰抑制（共7篇）

共模干扰抑制篇1

摘要：非隔离型光伏并网逆变器中没有使用隔离变压器, 其具有体积小、成本低、转换效率高等特性, 但光伏阵列输入侧与电网输出侧存在电气连接, 为共模电流提供了回路, 导致易产生EMC干扰与安全隐患。分析了非隔离型光伏并网逆变器共模电流产生机理, 从逆变拓扑结构出发, 基于共模电流抑制技术, 提出从改变调制方式和改变拓扑结构角度抑制共模电流的方法, 并以实验验证了两种方法的可行性。

关键词：非隔离光伏并网逆变器,共模电流,共模干扰抑制,全桥逆变,H6桥逆变

随着光伏电池的快速发展, 光伏并网逆变系统发展也越来越快。光伏发电作为新兴绿色能源, 从一定程度上缓解了公用电网超大负荷的压力, 成为改善传统电力能源结构的一大亮点。但由于光伏逆变控制技术还处于不断完善中, 光伏并网逆变系统内部含有电力开关器件, 较高的开关频率会导致电磁辐射干扰, 致使逆变输出电流中不可避免地含有大量谐波, 若不加以控制, 则存在污染电网的隐患。因此, 各国对光伏并网逆变系统的电磁兼容性能均有明确要求。相关认证有:欧盟CE认证、加拿大CSA认证、美国UL认证、澳洲CEC认证和中国金太阳认证等。

光伏并网逆变系统的核心光伏并网逆变器主要有带变压器的隔离逆变器和不带变压器的非隔离逆变器两种类型。非隔离并网逆变器由于其体积小、质量轻、效率高等优点被广泛应用于光伏并网逆变系统中。但由于非隔离并网逆变器不带变压器, 导致光伏阵列与电网没有电气隔离, 给共模电流形成了回路, 容易导致EMC干扰与安全隐患。

1 共模电流形成的原因

影响非隔离型光伏并网逆变器EMC性能的因素有共模干扰、高频开关管和高频开关电源产生的开关噪声, 其中影响最大的是共模干扰, 而共模干扰又是形成共模电流 (即漏电流) 的最主要的原因[1]。图1所示, 光伏阵列与地之间存在着寄生电容, 而寄生电容C、滤波器元件L、电网阻抗R形成了共模谐振电路, 在寄生电容上变化的共模电压可以激励这个共模谐振电路从而形成共模电流[2]。而非隔离型光伏并网逆变器不带变压器, 光伏阵列与电网之间没有电气隔离, 正好给这个共模电流形成了回路, 易产生EMC干扰并存在安全隐患[3]。

2 共模分析

2.1 全桥逆变共模分析

如图2所示, 光伏阵列与逆变器输出端 (即电网) 没有直接的电气隔离, 所以光伏阵列对地寄生电容等同于逆变器输出端对地寄生电容, 寄生电容的大小由直流源和环境因素决定[4,5], 在光伏系统中, 寄生电容的大小一般为微法到毫法量级。Udc为光伏阵列电压Upv经过boost升压后的电压, ucm为寄生电容Cp两端的电压, ug为电网电压, uao、ubo分别为逆变器输出端a、b对接地端O的电压, icm为回路中的共模电流。

由基尔霍夫电压定律可得:

由式 (1) 和 (2) 可得:

共模电流icm的大小与共模电压的变化率成正比例关系:

由于电网频率为50 Hz, 电网电压变化率引起的共模电流很小, 可以忽略, 所以共模电流icm的大小可以表示为:

因此, 决定共模电流的共模电压ucm可以近似表示为:

而由式 (5) 可知, 共模电流的大小主要由输出线对地电压之和的变化率决定。因此, 要抑制共模电流, 应尽量控制共模电压为一定值, 即:

对于单相全桥逆变, 常用的调制方式有单极性调制与双极性调制;对于使用单极性调制的电路, 逆变拓扑结构一般有全桥拓扑和H6桥拓扑。以下对这3种情形一一进行分析比较。

2.1.1 全桥逆变单极性调制共模分析

单极性调制下各个开关管的驱动波形如图3所示。

在电网的正半周期时, V4长期导通。当V1导通时, 电流的回路为:V1-L1-Grid-L2-V4, 此时共模电压ucm为:

当V1关断时, 开关管V2的反并联二极管起续流作用, 可以看作V2导通。此时电流回路为:L1-Grid-L2-V4-V2, 共模电压ucm为:

由式 (8) 和 (9) 可知, 在电网的正半周期, 共模电压ucm随着开关管V1的开关状态迅速变化, 幅值在零与0.5Udc之间来回变化, 这个电压变化率会对寄生电容进行快速充放电从而形成共模电流。

2.1.2 全桥逆变双极性调制共模分析

双极性调制下各个开关管的驱动波形如图4所示。

当开关管V1、V4导通时, V2、V3关断, 此时电流回路为:V1-L1-Grid-L2-V4, 共模电压ucm为:

当开关管V2、V3导通时, V1、V4关断。此时电流回路为:V3-L1-Grid-L2-V2, 共模电压ucm为:

由式 (10) 和 (11) 可知, 在一个开关周期内, 共模电压ucm都为0.5Udc, 而Udc的变化率很小, 说明双极性调制的全桥拓扑共模电压几乎恒定不变。

2.2 六桥逆变单极性调制共模分析

H6桥拓扑结构如图5所示。单极性调制各个开关管的驱动波形如图6所示。

在电网的正半周期, V2始终导通。当V1、V6导通时, 电流回路为V1-V2-L2-Grid-L1-V6, 此时共模电压ucm为:

当开关管V1、V6关断时, 经过二极管D3进行续流, 电流回路为L1-D3-V2-L2-Grid, 此时共模电压ucm为:

由式 (12) 和 (13) 可知, 在一个开关周期内, 共模电压ucm都保持为0.5Udc, 共模干扰得到了很好的抑制。

从以上的分析可知, 全桥逆变单极性调制存在着很大的共模干扰, 抑制这种共模干扰最有效的两种方式是改变调制方式与拓扑结构, 即改为全桥逆变双极性调制以及六桥逆变单极性调制方式。通过分析得知这两种情形都能很好地抑制共模干扰[6,7]。以下通过实验验证这一思路。

3 共模电流抑制对比测试

3.1 全桥逆变单极性与双极性调制共模电流测试对比

以一款3 k W非隔离型光伏并网逆变器为实验平台, 拓扑结构为全桥逆变, 工作在满载 (即3 k W) 的情况下对共模电流进行测试。测试实验结果如图7所示。

由图7 (a) 可知, 全桥逆变器在单极性调制下存在较大的共模电流, 大小为102 m A。这是由于在单极性模式下, 共模电压随着开关管的高频动作而周期性地改变, 使光伏阵列与大地间的寄生电容周期性地充放电而产生了较大的共模电流。

由图7 (b) 可知, 全桥逆变在双极性调制下的共模电流大小为61 m A。这是因为与单极性调制相比, 由于双极性调制的特殊开关形式, 使寄生电容两端共模电压恒为定值, 从而使共模电流得到很好的抑制。

3.2 H6桥逆变与全桥逆变在单极性调制下共模电流测试对比

以一款5 k W非隔离型光伏并网逆变器为实验平台, 拓扑结构为H6桥逆变, 为了与全桥逆变拓扑结构形成对比, 使其输出功率为3 k W。共模电流测试波形如图8所示。

由图8 (b) 可知, H6桥单极性调制下共模电流大小为32 m A。这是由于H6桥拓扑借助了逆变电路的开关管关断阻抗高的特性, 阻断了寄生电容的放电, 从而使共模电流得到了很好的抑制。共模电流测试情况如表1所示。

由以上数据可知, 全桥逆变单极性调制模式的共模电流较大, 全桥逆变双极性调制模式和H6桥单极性调制模式下的共模电流都能较好地抑制共模电流, 尤以H6桥逆变单极性调制抑制共模电流效果最佳。

本文分析了单相非隔离型光伏并网逆变器共模电流的产生机理, 比较了不同调制策略在全桥逆变拓扑结构上共模电流的差异以及同一调制策略在不同拓扑结构上共模电流的差异, 通过实验验证了全桥逆变双极性调制以及H6桥逆变单极性调制都能很好地抑制共模干扰。

参考文献

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整流—逆变系统共模电磁干扰分析篇2

现有文献对变频驱动系统共模传导电磁干扰研究很多［4-6］,但这些文献仅考虑了整流系统［7］或逆变系统［8-9］的共模干扰,并没有将这两者有效结合起来进行分析。整流—逆变系统包含整流和逆变2 个环节,目前对整流—逆变系统中驱动变频装置的EMI研究还缺少完整性,这对模型以及研究方法的实用性造成了很大的阻碍。

本文对整流—逆变系统中的共模干扰产生机理、干扰源以及干扰传播途径进行了分析,在分析单相逆变器的基础上,得到了用等效电路模型来研究整流—逆变系统共模EMI的方法,并预测出了共模干扰的频谱,预测结果和实验结果验证了本文结论的正确性和有效性。

1 系统构建与共模EMI测试

整流—逆变系统的共模干扰电路结构如图1所示,整流环节为不可控整流器,输出接有一个储能电容,逆变环节为三相逆变器,为电动机供电。整流器与逆变器的开关器件高频动作,都会使桥臂中点对参考地形成巨大的dv/dt以及高频寄生电容,该跳变电压不断对寄生电容进行充放电,从而形成共模电流。可以看出系统中存在2个非线性环节,因此存在2个共模干扰源。

系统中的共模干扰通过阻抗稳定网络(LISN)来测量,传导EMI测试就是通过测量LISN上50 Ω电阻两端的噪声电压获得。LISN的电路图如图2所示,主要有2个作用:

1)在10 k Hz~30 MHz频段内为相线与地线之间以及中性线与地线之间提供50 Ω的恒定阻抗,为传导干扰提供通道;

2)阻止来自电源的传导干扰对待测设备的影响。

2 系统共模EMI建模分析

图3为单相全桥逆变器单桥臂工作时的共模电流通路,其共模干扰等效电路如图4a所示,再根据戴维南等效定理对电路进行简化,得到图4b所示的二阶RLC等效电路。

图4a中,Lcm为散热器与穿芯电容接地之间连接线的等效电感,Cn为电解电容之后的直流母线正负极对参考地的等效寄生电容,Lcab和Rin分别为从穿芯电容到直流电容的等效电感和等效电阻,V1为该桥臂上管的端电压。图4b中,C=Cp+Cn;E=V1Cp/(Cp+Cn);L=Lcab/2+Lcm。

2.1 整流器产生的共模干扰

基于以上研究结论,以图5 所示的三相不可控整流器为例,采用同样的方法进行分析。

由于整流器输出端接有电容,直流侧存在电流断续现象,分析时将直流侧等效中点O作为共模电流侧参考点,用电流源表示整流器的共模干扰源,以a,b相导通为例,得到以下电路方程:

其中

因此可得

此时整流器可以用诺顿等效电路来代替,如图6所示。电流源icom为整流器交流侧中点与直流侧等效中点之间的短路电流,Zcm为整流器的共模阻抗,Zcm= ZLISN/2 + ZL/2 ,ZLISN是LISN的对地阻抗,ZL是输入电缆电感Lc1及电源内电感Ls的阻抗。

由图6可得整流器产生的共模干扰为

式中:Zcm2为逆变器侧的阻抗。

2.2逆变器产生的共模干扰

用共模干扰源代替逆变器,可以得到如图7所示的干扰等效电路。

由图7可得逆变器产生的共模干扰为

其中

2.3 系统的共模干扰

用等效干扰源取代系统中的非线性环节,得到系统的等效干扰电路如图8 所示。图8 中Ucom1代表整流器,Ucom2代表逆变器,Lc1代表逆变器输入电缆的寄生电感,Lc2代表逆变器输出侧电缆的寄生电感,Le1,Le2代表地线电感,Cs代表逆变器散热片寄生电容,Cm代表电机绕组对机壳的寄生电容,O点为等效中点。

在计算出整流器和逆变器产生的共模电流之后,通过简单的叠加就可以得到系统的总干扰电流。

3 仿真与实验验证

为了进一步验证等效电路模型和理论计算的正确性,对以上共模干扰等效电路进行了仿真和实验。实验系统参数为:输入线电压210 V/50Hz,输出电压248 V/50 Hz,输出电流4 A,逆变器开关频率为10 k Hz,采用LCR电桥测量得到Cp=300 p F,Cm=1 200 p F。

利用Matlab软件对其产生的共模电流进行了时域仿真,再对其进行FFT分析,得到共模电流的仿真频谱,如图9 ~图11中虚线所示,实测频谱如图9 ~图11中实线所示。

由仿真和实验频谱可见,在10 k Hz~30 MHz频段,预测和实测频谱在低于3 MHz比较吻合,这主要是因为电路中存在较多的寄生参数,同时仿真中开关器件都采用了理想化模型,并没有考虑到开关器件的暂态特性,也会引起一定误差。

4 结论

本文对整流—逆变系统中共模电磁干扰进行了分析,通过与单相逆变器相比较,得到了整流、逆变及系统总的共模干扰等效电路,并进行了理论计算。对于文中提出的等效电路模型和分析方法,进行了仿真和实验验证,进一步说明统共模干扰抑制的主要对象。

参考文献

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共模干扰抑制篇3

关键词：变频器,长电缆输电,共模电压,过电压,中点电位平衡

0 引言

目前, 井下带式输送机电控系统广泛采用隔爆型变频器。针对矿用隔爆型变频器设计、开发、选型和维护困难等问题, 笔者提出一种井下带式输送机地面集中变频长距离驱动控制系统。该系统将用于驱动井下隔爆型异步电动机的变频器集中安装在地面, 采用长电缆对井下各电动机供电, 通过集中控制地面变频器实现对井下带式输送机的有效控制。

利用电缆进行长距离输电时主要存在共模电压和过电压2个问题。电压源型PWM变频器通常会产生高频共模电压, 高频共模电压在电动机绕组中经电容产生共模电流, 流经电动机轴承形成轴电流, 使电动机在短期内因电气原因而损坏, 缩短其使用寿命。此外, 变频器驱动交流电动机时, 驱动电压、电流中含有大量的高频成分, 增加了电动机损耗。加上长电缆的存在, 电动机等效阻抗与电缆阻抗很难达到匹配, 变频器输出的电压脉冲信号经长电缆传输后在电动机端和逆变器端发生反射叠加, 使得电动机端电压加倍, 对电动机绝缘造成很大威胁, 甚至造成电动机或电缆的绝缘击穿, 严重时会导致电动机烧毁、电缆爆裂等[1,2,3]。

本文基于三电平PWM变频器, 分析了长电缆输电过程中过电压及共模电压产生的原因, 以及中点电位不平衡对共模电压的影响。为解决三电平PWM变频器系统同时存在中点电位不平衡和共模电压的问题, 提出了一种中点电位平衡控制和共模电压抑制方法, 并通过仿真验证了该方法的有效性。

1 长电缆输电过程负面影响

1.1 共模电压产生机理

共模电压也称零序电压, 是指电动机绕组中性点与逆变器中性点之间的电压。以三电平NPC (Neutral Point Clamped, 中性点箝位) 逆变器为例进行说明, 图1为PWM变频器无长线驱动电动机结构。

图1中, Udc为变频器直流侧电压, Ua, Ub, Uc为变频器输出端相电压, UCM为共模电压, ICM为共模电流, UCMng为电动机绕组中点N对系统地电压, UMg为逆变器中点M对系统地电压。则有

UMg相当于整流器产生的共模电压。由于整流脉动比较小, 一般考虑中点电位平衡, 即UMg≈0。此时共模电压为

此时电动机端对参考点N电压为

式中:Ri为电动机每相等效电阻;Li为电动机每相等效电感;iam, ibm, icm为电动机端三相电流。

将式 (3) 中3个微分方程相加, 得

考虑到电动机绕组三相对称, 因此iam+ibm+icm≈0, 则共模电压为

在PWM调制中, 开关器件在每个时刻的导通、关断组合决定了逆变器的输出电压, 从而决定了共模电压的变化。可见, 共模电压由PWM调制方式决定, 当电动机三相绕组对称时共模电压为0。

三电平PWM变频器一共有27种开关状态, 每相输出3个电平:Udc, -Udc/2, 0。根据共模电压定义, 共模电压分别为±Udc/2, ±Udc/3, ±Udc/6, 0。

1.2 过电压产生机理

电压源型PWM变频器因调制策略的固有特性会产生共模电压。当采用长电缆输电时, 电缆分布参数会对共模电压产生放大作用, 此时电缆和电动机都具有高频特性。根据传输线理论[4], 当电缆和电动机阻抗不匹配时, 脉冲波会发生反射, 多次反射后的脉冲波和之前的脉冲波叠加, 会在电动机端产生过电压, 过电压会在电动机端产生漏电流和轴电压, 严重影响电动机的绝缘特性, 缩短电动机的使用寿命。共模电压也是产生过电压的一个重要因素。抑制共模电压可以从根本上减小过电压。

1.3 中点电位不平衡对共模电压的影响

中点电位平衡是三电平PWM变频器的一个重要研究问题。开关器件特性不一致、控制算法及负载等因素都会引起中点电位不平衡, 导致逆变器输出电压波形畸变、开关器件承受电压不均衡, 还可能导致三电平退化为两电平等问题。而共模电压为负载中性点对直流母线的中点电压, 因此中点电位不平衡会对共模电压产生影响, 加剧共模电压的危害。

如图1所示, 假设中点M电位发生偏移ΔU, 直流侧电容C1的电压为Udc/2+ΔU, 直流侧电容C2的电压为Udc/2。逆变器输出每一相在任一时刻对中点O的电压变为Udc/2+ΔU, 0或-Udc/2。中点电位偏移后三电平PWM变频器产生的共模电压见表1。

2 中点电位平衡控制和共模电压抑制策略

中点电位平衡控制方法都是基于优化逆变器调制策略的思想[4], 从不同的角度改变正负小矢量的作用时间来控制中点电位平衡。由参考文献[5-7]可知, 共模电压抑制方法都是尽量减少111, 110, 101, 011, 0-1-1, -10-1, -1-10, -1-1-1这8个开关状态的使用, 而这8个开关状态中有6个是正小矢量。在中点电位平衡控制中都是采用成对的正负小矢量控制中点电位平衡的, 正负小矢量不能随意舍弃。目前很难找到一种能够兼顾中点电位平衡控制和共模电压抑制的调制方法。

本文根据参考文献[8-9], 提出基于SVPWM优化的三相四桥臂逆变器。该逆变器能达到同时控制三电平逆变器中点电位平衡和抑制共模电压的目的。三相四桥臂逆变器拓扑结构如图2所示。

图2中虚线框部分为新增的第四桥臂, 其由开关管Q1, Q2, Q3, Q4组成, 桥臂的输出Q通过电感L1与直流母线中点M相连。中点电流为

式中:ia, ib, ic分别为逆变器三相桥臂二极管中点a, b, c流向中点M的电流;iL为第四桥臂中点Q经电感L1流向M点的补偿电流。

由式 (6) 可知, 第四桥臂的电流iL可对直流母线电容进行充放电。因此, 可通过控制第四桥臂的电流来控制中点电位平衡。

第四桥臂的4个开关状态见表2。开关状态为1时, iL对C1放电, 对C2充电, 使中点电位波动趋于0;开关状态为4时, iL对C2放电, 对C1充电, 使中点电位波动趋于0, 从而控制中点电位平衡;开关状态为2和3时, iL=0, 对C1, C2不作用。

为了控制中点电位平衡, 可根据C1, C2的电压偏差Δupn来决定第四桥臂的开关状态, 见表3。

由于第四桥臂采用独立的控制策略, 在制定三相主桥臂的调制算法时不需要考虑中点电位平衡问题。可在通过第四桥臂控制中点电位平衡的基础上, 对主电路的SVPWM调制策略进行优化, 抑制共模电压, 从而实现三电平逆变器共模电压抑制和中点电位平衡控制。

3 仿真实验

为了研究中点电位不平衡对共模电压产生的影响, 验证中点电位平衡控制和共模电压抑制策略的正确性和有效性, 在Matlab仿真软件中搭建三电平NPC逆变器仿真模型。仿真参数:直流给定电压Udc=1 612 V, 负载为RL负载, 负载电阻R=2.34Ω, 负载电感L=0.04 H, 直流侧上、下桥臂电容C1=C2=2.2mF。

中点电位不平衡时, 中点电位Upn和共模电压UCM波形如图3所示。

从图3可看出, 三电平NPC逆变器中点电位不平衡时, 共模电压在纵轴上有一直向下的趋势, 共模电压的幅值持续增加, 对变频器系统带来的危害将加剧。因此若要抑制三电平NPC逆变器的共模电压, 首先要保证直流侧的中点电位平衡。

基于SVPWM优化的三相四桥臂逆变器电压波形如图4所示。可看出采用基于SVPWM优化的三相四桥臂逆变器后, 中点电位可控制在±5V之内, 三电平NPC逆变器输出的共模电压被抑制在±Udc/6之内, 且逆变器输出线电压的正弦度得到保证。可见基于SVPWM优化的三相四桥臂逆变器可很好地抑制共模电压和控制中点电位平衡。

4 结语

PWM变频器通过长电缆向电动机供电过程中, 共模电压、过电压、中点电位不平衡问题同时存在, 对电动机产生不良影响。提出的中点电位平衡控制和共模电压抑制策略兼顾了中点电位平衡控制和共模电压抑制, 其有效性在Matlab仿真实验中得到验证。

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共模干扰抑制篇4

1电荷放大器的构成及原理

从压电陶瓷传感器的功能来看,可将其看成一个电荷发生器即一个电荷源,同时也是一个电容器,所以可以将此类传感器等效为一个与电容器并联的电荷源。因此,传感器与电荷放大器的等效电路如图1所示[4]。其中:Q是压电晶体受到压力作用产生的电荷量;Ca是传感器固有电容;Cc是出入电缆的等效电容;Gc是输入电缆漏电导;Ci是放大器的输入电容;Gi是放大器的输入电导;Cf是电荷放大器的反馈回路电容,Gf是放大器的反馈电导,运算放大器的开环系数为A。

电荷放大器是深度电容负反馈放大器的一种,对直流工作点相当于开路,对电缆噪声比较敏感,所以放大器的零漂比较严重,很容易产生较大误差。为了减小此误差,Gf通常选用阻值较大的电阻,数量级一般选为1010~1014Ω,根据运算放大器知识和电路理论可知:

从输入端看反馈电路,相当于将Zf/(1 + A) 的阻抗加入了输入端,那么输入阻抗就明显减小了。所以反馈电容对输入端的影响就增加了(1+A)倍。这增大了输入回路的时间常数,因此电容Ca,Cc,Ci对电路的影响可以忽略。所以,在Ga,Gi和Gf足够小时,式(1)可以写为:

当频率较小时,(1+A)Gf的值与ωCf(1+A) 的值相近,那么(1+A)Gf的作用就不可以被忽略。根据复变函数理论,输出电压的幅频响应函数为[5]:

通过以上推导,可以看出电荷放大器的输出电压值Uo与电荷量Q的大小成正比,而与信号的频率和电缆电容Cc无关。因此,可以对传感器的导线长度没有具体要求。

2三运放差分电荷放大电路的原理和设计

在实际的应用中,由于压电传感器输出的电荷量较小,所以对于普通的差动式电荷放大电路,不能良好地抑制共模干扰,共模干扰变成叠加在有用信号上的噪声,输出的信噪比高。本文所设计的电荷放大器由两级组成,基本电路图如图2所示。

2.1电路原理

电路采用3个电荷运算放大器组成放大器电路的基本结构。第一级由2个差分电荷放大器组成,采用轨对轨方式,电路的失真小,动态范围非常大。另外,它采用单电容负反馈回路,采集到的电荷信号能够完全的在反馈电容上得到积累,这能够很大程度上提高电荷放大器输出信号的幅度,为后续电路对信号的处理提供便利。电阻R2,R8和电容C2,C4是匹配电阻和电容,为了后续接入滤波电路。第二级是由1个差分放大器组成。第一级将输出信号分别输入到第二级的正负端,由差分放大电路的原理可知,当R4=R5=R10=R11时,输出电压Vo=V+-V-=0。所以电路中R4,R5,R10,R11的阻值选的完全一样。这样更有利于共模信号的消除。电路中C3,C5是为了补偿LF356的各种漂移。

2.2运放的选择

运算放大器选用目前应用最为广泛的德州仪器生产的LF356AH集成运放。该放大器是宽带型结型场效应高输入阻抗运算放大器,取代了混合模块场效应管放大器,价格低廉、产品量大面广,能够有效地降低成本。同时,它还具有低输入偏差和偏置电流,低补偿电压漂移,偏置可调而且不会降低漂移和共模抑制比的特点。另外,它的差模输入阻抗非常高、电压电流噪声低。

2.3电路设计

经实际考察,GIS检测中输入信号为电压信号,且传感器的电容为10 n F。因此,仿真原理图中利用电压源与电容串联,构成电荷的输入。V1和V4为共模信号, V2和V3为差模信号。反馈电容为1 000 p F,所以电荷放大器的放大倍数为10倍。此运放具有调零的外接端口,因此根据实际的需要,可在电路中增加电位器R13, 通过R13来调节零位的输出。

3仿真与实验

3.1电路仿真

为了检验设计电路对共模信号的抑制能力,通过电路仿真软件Multisim对电路进行仿真[6]。通过信号发生器 ,输入电压大小为80 m V,频率依次为30 k Hz, 40 k Hz,…,140 k Hz,150 k Hz的信号,然后通过串联一个电容,将电压信号转换为电荷信号,也就是共模信号。差模信号的电压为150 m V,频率为20 k Hz。图3为将频率为20 k Hz的差模信号以及频率为100 k Hz的共模信号作为输入时的输出量的波形。仿真数据见表1。

由仿真图看以看出,输出信号的频率为20 k Hz,幅值为299.744 m V,所以该电路能有效地消除信号中混有的共模信号,并对差模输入信号没有较大的影响。

3.2实验测试结果

实际电路测试中,设备的选型为:函数发生器选用TFG2015 DDS,示波器型号为Tektronix TDS2012,双路跟踪稳压稳流电源型号为DH1718E-4。在信号发生器的输出端串联一个1 000 p F的电容,它的作用是将信号发生器产生的标准正弦信号转换为电荷量;利用信号发生器产生幅值为164 m V,频率为20 k Hz的正弦信号;再通过反转电路,为其输入差模和共模信号。电路的输出与输入信号如图4,图5所示。由图4,图5可以看出,共模信号的幅值变成了输入信号的0.054倍,已经得到了很大程度的削减。与仿真结果相比,实验结果存在一定的差异,这是由于在实际电路中,总是存在着寄生的电阻、电容和电感的影响,以及器件本身的特点和实际电路中受到其他干扰的影响所造成的。

4结语

本文所设计的电路工作频率在10~180 k Hz内,主要用来抑制信号中的共模信号干扰,具有失真小、动态范围大等特点。文中确定了电路中的运算放大器的型号以及主要器件和参数,并通过仿真和实验证明了此电路对共模信号的抑制能力。但是该电路中还存在一定的不足,输出信号中还存在一些其他噪声,需进一步滤波处理,以便更好地满足要求。

摘要：在GIS检测系统中,电荷放大器检测到的信号中往往含有较多的共模干扰,常用的电荷放大器满足不了要求。基于此问题,利用电荷放大器的基本原理,设计一种三运放差分放大电路。该电路由3个电荷运算放大器组成,电路中确定了运算放大器的型号以及主要器件和参数。经过Multisim仿真和硬件电路实验检测证明,该电路能有效地抑制GIS闪络故障中的共模噪声,而且拥有较宽的工作频率。因此,该电路可以稳定的工作在频率为10~180 k Hz的范围内,而且能有效地抑制信号中的共模信号干扰,具有失真小、动态范围大等特点。

共模干扰抑制篇5

三电平二极管中点箝位式(以下简称3L NPC)拓扑结构是高压大功率变频器的主流拓扑结构之一[1]。3L NPC变频器驱动的电机系统中,变频器输出的共模电压会影响电机运行甚至会损坏电机[2]。现有高压大容量3L NPC变频器的滤波方案,国外有采用共模电抗器,如PowerFlex7000系统,国内有采用输出隔离变压器的,如ASD6000系统。对低压小容量电力电子装置,共模抑制方案研究得较多[3,4,5,6],但并非都适用于高压大容量电力电子装置。

对本实验室研发的ASD6000系统,采用的是Δ-Y接线的隔离变压器升压滤波方案,直流母线电压为4500V,实测电机端的共模电压的幅值仍高达275V。如果采用原副边静电屏蔽的变压器设计,则无疑会进一步增加成本。在输出端不接变压器的直接高压型3L NPC变频器中,降低和消除电机端的共模电压及其危害尤为重要。

本文从低压3L NPC变频器出发,旨在为解决高压3L NPC变频器电机端共模电压问题探求一种可行的方式。

2 SHEPWM技术及开关角度求解

常规的SHEPWM[7,8]只能消除6K±1次谐波。本文选择改进型SHEPWM技术,消除4K±1次谐波。从源头上对变频器产生的共模电压分布进行调整,再结合配套设计的共模滤波器,抑制电机端共模电压高频分量。有关使用改进型SHEPWM用于变频器供电的电机共模电压的抑制,现有文献尚未见诸报道。

考虑到在高压大容量电力电子领域,由于开关损耗的限制,开关频率不能太高,一般要求低于1000Hz。本文选择SHEPWM脉冲数N=9。在输出50Hz时,桥臂的开关频率为900Hz;输出频率小于50Hz时,其相应开关频率相应会更低。

一般情况下,对于改进型SHEPWM,在脉冲数N为奇数时,相电压中能消除的最高谐波次数为2N-1。为充分利用开关频率资源,减小电机端差模电压的THD,本文保留了15次共模谐波,而选择消除了19次差模谐波。实际消除的谐波次数为:3、5、7、9、11、13、17和19,兼顾了共、差模滤波器的滤波性能。

消除3倍频谐波的SHEPWM的调制比M最高可为1[9]。本文取M=1,求得开关角度如表1所示:

3 变频器输出共模电压分析

将该SHEPWM算法用于3L NPC实验平台。实验中直流母线电压200V,变频器运行在50Hz稳态。实验中所使用的测量仪器为DL750录波仪,采样频率为10Mps。为便于比较,录波仪的数据经格式转换后用MATLAB软件画出。

图1 是实测结果。

实测波形中,共模谐波脉冲的幅值有稍许波动,这是在瞬态换流过程中,由于开关器件的缓冲吸收回路的电感和线路杂散电感的影响造成的。共模电压的幅值约为33V,为直流母线电压VDC的六分之一。而在采用常规SHEPWM(不消除3倍频谐波)的情况下,共模电压的幅值会达到直流母线电压VDC的三分之一(如N=7,M=1.04)。

变频器输出的共模电压是表征变频器性能的一个重要指标,观察图1 (b)的频谱发现,共模电压包含了3、9次谐波(9次谐波幅值约1.2V),但幅值都比较小。第一个出现的谐波为15次,同时还含有21、27、33和39等次谐波。跟理论分析基本一致。

在一个基波周期内,共模电压的幅值跳变次数(脉冲数)为54,幅值跳变的等效频率为2700Hz,为单管开关频率的6倍。以IGBT的典型上升时间100ns计算,其dv/dt可达 330V/μs。

改进SHEPWM方案并不能降低变频器输出共模电压THD,但改变了共模谐波的分布情况,从而为下面的共模滤波创造了条件。

4输出滤波器设计及电机端共模电压实验结果分析

实验中变频器的负载是一种普通异步电机,额定电压380V,额定功率3kW。上述SHEPWM方案中,变频器输出线电压的THD约为35%,在接至电机前需要进行差模滤波。考虑到本文的共模滤波方案,变频器输出端滤波器的接线图如图2 所示:

其中星接的滤波电容的中点接至直流母线中点O,为共模电流提供旁路。

4.1 共模电抗器及共模等效电路模型

实验中使用的三相圆环状共模电抗器,为非晶材料制成。实测共模电感量为33mH,差模电感量(漏感)接近零。因为漏感太小不足以滤除差模谐波,还必须单独加上差模电抗器。实测差模电感(平均值)约5.75mH。共模电抗器和差模电抗器的实物如图3所示:

在电机的单相等效电路的基础上,建立变频器-电机系统的共模等效电路,如图4所示。

其中:

$L_{c o m} = L_{c} + \frac{L_{d}}{3}, C_{c o m} = 3 C (1)$

即差模电感量的一部分也作为共模电感,而共模滤波电容是原滤波电容的三倍。Ucom为变频器输出共模电压。Rs′、Ls′、Rr′、Lr′,Lm′分别为Rs、Ls、Rr、Lr和Lm的三分之一。其中Rs、Ls、Rr、Lr分别为异步电机的定子绕组电阻、电感,转子绕组的电阻和电感。Lm为励磁电感,s为电机的转差率。Cpar为电机中性点至直流母线中点的杂散电容,其与变频器与电机的相对位置以及外壳接地等诸多因素有关。实验中由于两者相距遥远,Cpar值极小,在共模的有效频段内阻抗很大,近似开路。根据参数计算得到共模滤波回路的谐振频率约为60Hz。

观察图1 (b)中的谐波分布情况,15次谐波相对靠近共模滤波器的谐振频率,共模滤波器对15次谐波的滤除作用相对较弱,但15次谐波的幅值较小;21次谐波的幅值最大,约为23V,而共模滤波器对21次谐波的滤除作用相对较强。SHEPWM的算法选择与共模滤波器的设计配合较好。

4.2 电机端共模电压分析

图5是进行共模之后,实测到的电机端的共模电压,对应工况为50Hz稳态。未滤波之前的电机共模电压与变频器输出共模电压几乎一样,如图1所示。

图5与图1相比,共模电压的抑制效果非常明显。主要表现在两个方面:

1. 共模电压的幅值大幅度减小:实测共模电压的幅值为3V。经过共模滤波器之后,电机端共模电压下降为原值的1/11。

2. 共模电压的dv/dt 大幅度减小:根据0(b)的实测频谱,根据公式(2),计算得到dv/dt为40V/μs,远小于未滤波前的330V/μs。

$[d v / d t]_{\max} = \sum_{n = 1}^{\infty} U_{n} \times n \times ω_{1} (2)$

式(2)是一种非常保守的估计,未考虑各次谐波相位的影响, 属于最坏情况考虑。实际的dv/dt比式(2)的估计值小。由0(b)可见,频谱中含有50Hz基频分量,而且幅值超过其它三倍频谐波。分析表明,这主要是由三个单相差模电抗器的不平衡引起的。差模电感的不平衡使得差模电压转换为共模电压,故共模电压含有基频分量,而共模滤波器的谐振点离基频很近,导致基频被放大。下面进行定量分析。

4.3 滤波器参数不平衡对共模电压的影响

为方便分析,对图6 作如下假设:Ld1=Ld+VL, Ld2=Ld3=Ld,其它参数均对称。只考虑基波的影响,列出KVL方程 ,根据对称关系,有I2=I3,用I1,I2,I3表示的共模电压的表达式如下:

$V_{c o m} = \frac{Ι_{1} + Ι_{2} + Ι_{3}}{3 j ω C} (3)$

故求解过程中可将I1+I2+I3整体作为一个变量,联立所有方程式求解得到:

$\begin{array}{l} v_{c o m} = \frac{U}{3 ω^{2} C \times [(L_{d} + V L - \frac{1}{ω^{2} C})} \\ \times \frac{1}{(3 L_{c} + L_{d} - \frac{1}{ω^{2} C}) / V L - L_{c}]} \\ = \frac{U}{3 ω^{2} C \times [F (ω) / V L - L_{c}]} \end{array} (4)$

其中:

$f (ω) = (\frac{1}{ω^{2} C} - L_{d} - V L) \times (\frac{1}{ω^{2} C} - 3 L_{c} - L_{d}) (5)$

令差模滤波器的谐振频率和共模滤波器的谐振频率分别为ωdr和ωcr,有:

$\begin{array}{l} ω_{d r} = \frac{1}{\sqrt{L_{d} \times C}} \approx \frac{1}{\sqrt{(L_{d} + V L d) \times C}} (6) \\ ω_{c r} = \frac{1}{\sqrt{L_{c o m} \times C_{c o m}}} = \frac{1}{\sqrt{(3 L_{c} + L_{d}) \times C}} (7) \end{array}$

ωdr、ωcr和ω0满足ωdr>ωcr>ω0。f(ω)可写成:

$f (ω) = \frac{1}{C^{2}} (\frac{1}{ω^{2}} - \frac{1}{ω_{d r}^{2}}) (\frac{1}{ω^{2}} - \frac{1}{ω_{c r}^{2}}) (8)$

联合式(4)和式(8),可以得到:

① 电感不对称量VL越大,由此引起的基波共模电压幅值越大;

② ωdr和ωcr离基波频率越近,共模电压中基波电压的幅值越大。

图6是共模滤波器空载情况下分析,带电机负载时分析电路如图7所示。

N点至G点电压VNG即为电机共模电压。可用节点电压法进行求解。解析表达式比较复杂,此处给出用Matlab仿真的共模电压波形,如图8 所示:

可以看出,图8 基波电压的幅值与图5基本吻合。需要指出的是,在负载参数对称和滤波器参数对称的情况下,理论上电机共模电压端的共模电压不含正序和负序分量,共模电压中只含零序分量,而且幅值会更低。

5 结论

本文运用软硬件相结合的方法,研究了3L NPC变频器供电的异步电机共模电压的抑制情况,对比分析了共模滤波前后的实验结果。所得结论如下:

(1) 改进型SHEPWM技术结合共模滤波器,能够有效抑制变频器驱动电机的共模电压,其中滤波电容的中点必须接地。

(2) 在三相差模滤波电感参数不对称的情况下,差模电压可以转化为共模电压。在共模滤波器的谐振点靠近基波频率时,共模电压中基波分量容易被放大,在设计滤波器时需要引起注意。

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共模干扰抑制篇6

随着电力电子技术的发展,三相逆变器广泛运用于交流传动、有源滤波、新能源发电等领域[1,2],PWM调制策略在三相逆变器中发挥着重要作用。但PWM调制在三相逆变器中产生的共模电压危害性越来越引起重视,如共模电压引起的过高轴电流会在短时间内将电动机轴承烧毁。因此,共模电压的抑制对于提高三相逆变器的安全与稳定性具有重要的意义。

文献[3-7]提出了转轴加接地电刷[3,4]、隔离变压器隔断[5]、无源滤波[6]、有源滤波[7]等外加滤波装置的方法,该类方法虽然在一定程度上能够抑制共模电压,但不能从根本上消除共模电压的危害,局限性较大;文献[8-9]提出四桥臂变流器[8]和双桥变流器[9]等改变拓扑结构实现共模电压抑制的方法,该方案可将电机端的共模电压对消掉,但代价过大,通用性较差。由于外加装置与改变拓扑结构将大大增加系统成本、体积和复杂性[10],因此,灵活通用的基于改进型调制方法抑制共模电压技术受到了广泛关注与应用,常用的有无零矢量脉宽调制(NZPWM)[11]和改进型特定谐波脉宽调制(SHEPWM)[12]的共模电压抑制技术。然而,改进型调制策略在共模电压抑制的同时,或多或少会影响三相逆变器的直流电压利用率和输出谐波含量等性能指标。

本文研究了三相逆变器的RSPWM[13,14](RemoteState PWM)、AZSPWM1[15,16]、AZSPWM3[17]、NSPWM[18]等不同的NZPWM调制策略,分析它们的调制原理以及共模电压抑制机理。讨论不同调制策略下各矢量作用时间的计算,同时通过理论分析和仿真研究,得出在不同调制因素下,SVM、AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM四种调制策略的输出电流电压谐波含量及直流电压率变化情况,为三相逆变器共模电压抑制的调制策略选用提供理论依据。

1 NZPWM共模电压抑制机理

在两电平三相逆变器系统中,如图1所示,共模电压的值定义为Ung,Ung=Uno+Uog,一般认为相比较于Uno,Uog很小可忽略不计,故三相逆变器的共模电压可表示为

式中,Ua、Ub和Uc分别为三相输出端A、B、C对于O点的电压,与桥臂开关K1~K6的工作状态有关。以A相为例,当K1开通K4关断时,Ua=Ed/2,当K1关断K4开通时,Ua=-Ed/2。

由于每个桥臂有两种工作状态,故三相逆变器共有23=8种工作状态,定义为V0~V7。根据式(1),可得在8种工作状态时三相逆变器输出共模电压幅值,如表1所示。

表1中,0表示上管关断,下管导通;1表示上管开通,下管关断。如V1(1,0,0)表示为桥臂A上管K1导通,下管K4关断,桥臂B上管K3关断,下管K6导通,桥臂C上管K5关断,下管K2导通;以此类推其他工作状态。

从表1可以看出,Ung的幅值存在Ed/6和Ed/2两种状态,且零矢量状态V0和V7的共模电压幅值为Ed/2,其他矢量状态的共模电压幅值为Ed/6。无零矢量脉宽调制(NZPWM)共模电压抑制机理就是不使用共模电压幅值为Ed/2的状态,也即不使用零矢量V0(0,0,0)和V7(1,1,1),使得逆变器输出共模电压只有幅值为Ed/6的状态,从而实现共模电压的抑制。目前NZPWM调制方法常有RSPWM、AZSPWM1、AZSPWM3、NSPWM,它们的调制原理不同,在抑制共模电压的同时,其直流电压利用率和谐波特性有一定的差异,使得它们的应用场合有所不同。

2 不同NZPWM的调制原理

RSPWM、AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM的调制矢量关系如图2所示。RSPWM调制策略主要有3种开关状态,且三个开关状态在空间上各相差120°,即使用固定向量组V1、V3、V5(或者V2、V4、V6)的不同组合来合成参考电压,如图2(a)所示。AZSPWM1调制策略中,用其他6个开关状态对零开关状态进行等效替换。例如用V1V4、V2V5或者V3V6来替换V0或V7,如图2(b)所示的第一扇区空间矢量图。因此,AZSPWM1的参考电压有4种不同的开关矢量合成。NSPWM主要是通过3个邻近的电压矢量来描述参考电压,比如在第一扇区,使用V1、V2、V3来表示,如图2(c)所示。AZSPWM3与NSPWM有些类似,同样是采用3个电压状态矢量来描述参考电压,所不同的是引用的电压状态矢量的差异。例如在第一扇区时,NSPWM主要利用V1、V2、V3来描述,而AZSPWM3主要利用V1、V2、V4进行描述[19,20],NSPWM第一扇区区间位于π/6≤θ≤π/2,而AZSPWM3第一扇区区间为0≤θ≤π/3。如图2(d)所示。

图2中,旋转参考电压矢量Vref可由不同的静态矢量合成,它们符合伏秒平衡原理:参考电压矢量Vref与开关周期Ts的乘积,等于空间各电压状态矢量与其作用时间乘积的累加和。因此,根据伏秒平衡原理可以计算出不同NZPWM的电压状态矢量作用时间的计算公式,由于篇幅有限,本文略去推导过程。

假设调制因数一定,则其定义为

若RSPWM调制策略采用电压矢量V1、V3、V5来合成参考电压,则各电压矢量的作用时间计算公式为

式中,T1、T3、T5分别为V1、V3、V5的作用时间(0≤θ≤π/3)。

AZSPWM1调制策略在第一扇区的电压矢量作用时间的计算公式为

式中,Ta和Tb分别为矢量V1、V2的作用时间,矢量V3、V6的作用时间相等,均为T0/2。(0≤θ≤π/3)

AZSPWM3调制策略在第一扇区的电压矢量作用时间计算公式为

式中,Ta、Tb、Tc分别为矢量V1、V2、V4的作用时间(0≤θ≤π/3)。

NSPWM调制策略在第一扇区的电压矢量作用时间计算公式为

式中,Ta、Tb、Tc分别为矢量V1、V2、V3的作用时间(π/6≤θ≤π/2)。

当参考电压位于其他扇区时,式(3)~式(6)在采用变量置换后依然成立。变量置换过程为:在式(3)~式(5)变量转换中,将实际角度θ减去π/3的整数倍,使修正后的角度θ′位于0~π/3的区间内;在式(6)变量转换中,将实际角度θ减去π/3的整数倍,使修正后的角度θ′位于π/6~π/2的区间内。即

式中,k为相应扇区的编号,k=1~6。

3 工作区间分析

在无零矢量调制策略中,电压矢量的作用时间均大于零,从式(3)~式(6)可以看出,各电压矢量作用时间与调制因数ma和参考电压Vref角度θ有关,且随θ角成正弦变化,为了满足电压矢量作用时间均大于零的特性,因此有必要界定调制因数ma和参考电压Vref角度θ的工作区间。

设Ts的值为1/5400 s,由式(3)可计算RSPWM在不同调制因数时的矢量作用时间T1、T3、T5。如图3所示为ma=0.1,0.5和1时的作用时间曲线,粗线条表示各电压矢量作用时间大于零的区段。从图中可以看出,当调制因数越大时,粗线条越短,也即参考电压Vref角度θ取值区间越小。因此整体而言,RSPWM是一类比较适合于低调制因数的调制策略。

由式(4)可知,只要θ值不等于0或π/3,即可保证Ta、Tb和T0均大于零,因此AZSPWM1调制策略适合工作在整个调制因数区间中。

由式(5)可知,只要θ值不为零,或ma=1且θ不等于π/6时,即可保证Ta、Tb和Tc均大于零,因此AZSPWM3调制策略也可工作在整个调制因数区间中。

在NSPWM调制策略中,由于

只要在ma=1的情况时,θ不为π/6和π/2,即可符合Ta、Tc>0要求。设Ts的值为1/5400 s,根据式(6)中Tb、θ和ma的关系,确定其在三维空间图,如图4所示。图中所示阴影区为Tb大于零的区域,结果表明Tb大于零的区间只占整个平面的一部分,大部分区域是不符合工作要求的。令sin(π/6+θ)=1,Tb>0,可得调制因数ma>0.577,因此,NSPWM调制策略只适合工作在调制因数较高的情况。

表2所示列出了不同NZPWM调制策略的θ和调制因数ma的工作区间。

4 仿真研究

由于RSPWM直流电压利用率较低,在三相逆变器共模电压抑制的实际应用中较少采用。因此,本文分别对SVM、AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM进行仿真,研究不同调制策略下三相逆变器的共模电压及输出电压电流的谐波性能。在Matlab/Simulink中设置参数如下:直流电压Ed=400V,逆变器输出频率f=50 Hz,开关周期Ts=1/5400 s,调制因数ma=0.8,三相逆变器输出共模电压波形如图5所示,输出线电压的FFT分析如图6所示。

图5(a)中逆变器共模电压具有200 V(Ed/2)和66.7 V(Ed/6)两种幅值水平,图5(b)~图5(d)的共模电压只有66.7 V(Ed/6)一种幅值水平。图5结果表明,AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM调制下,三相逆变器共模电压幅值相对传统SVM调制时有较大的降低,说明无零矢量共模电压抑制技术的有效性。

图6所示为三相逆变器在SVM、AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM四种调制策略下的输出线电压FFT分析结果,横坐标为谐波次数n,纵坐标谐波幅值与直流电压的比值,用Uab,n/Ed表示。从线电压基波幅值来看,四种调制策略下分别为0.792,0.795,0.795和0.794,结果表明它们的直流利用率基本保持一致,约为0.8。

从线电压THD来看,四种调制策略下分别为76.52%,100.59%,103.23%和102.07%。结果表明,SVM调制下的线电压谐波含量最小,三种无零矢量调制下的谐波含量都比SVM大,且AZSPWM3的谐波含量最高。因此,无零矢量共模电压抑制调制技术下,三相逆变器的谐波性能都有一定的下降。

从谐波组成成份上看,SVM、AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM存在着多种谐波成份,其中SVM、AZSPWM1和AZSPWM3都存在31、33和39次等高幅值谐波,其谐波成份主要分布在高次频段上。而NSPWM谐波分布比较均匀,且37次谐波幅值较大。

另外,文中对不同调制因数下的SVM、AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM调制策略进行了仿真,研究调制因数对逆变器谐波THD值和直流电压利用率的影响。仿真参数设置为:Ed=400 V,f=50 Hz,Ts=1/5400 s,各相负载R=7Ω,L=1 H,仿真结果如图7所示,图7(a)为调制因数ma与逆变器输出线电压谐波含量Uab_THD之间的关系,图7(b)为调制因数ma与负载相电流谐波含量Ia_THD之间的关系,图7(c)为调制因数ma与逆变器直流电压利用率m之间的关系特性,其中Uab表示a相和b相的线电压,Ia表示a相电流值,m=Uab,n/Ed表示直流电压利用率。

图7中,由于NSPWM的调制因数应大于0.577,故图中只有在ma>0.577后才有NSPWM的曲线标示。仿真分析结果表明,随着调制因数的增大,SVM、AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM调制时逆变器输出线电压的谐波含量显著减少,同时直流电压利用率也成近似线性上升。然而,AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM相比传统SVM来说,谐波性能有所下降。在直流电压利用率方面,AZSPWM3和NSPWM两种调制策略与SVM接近,尤其在高调制因数时,NSPWM的直流电压利用率性能要比SVM更加优秀。

5 结论

分析了RSPWM、AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM四种非零矢量共模电压抑制技术的基本原理,重点讨论了它们在矢量作用时间计算、调制因数工作区间、直流电压利用率以及输出谐波性能的特点,对AZSPWM1、AZSPWM3、NSPWM和传统SVM进行了仿真研究并比较了其基波幅值和THD值等性能。分析结果得出以下结论:

(1)RSPWM、AZSPWM、AZPWWM3和NSPWM四种调制策略都使得三相逆变器共模电压的幅值相对传统SVM调制时从Ed/2降低到Ed/6,可有效抑制共模电压。然而由于RSPWM调制策略的调制因数工作区间小且直流电压利用率较低,因此三相逆变器共模电压抑制的实际应用中,常采用AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM三种无零矢量调制策略。

(2)AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM三种无零矢量共模电压抑制技术下,三相逆变器输出线电压的谐波含量基本相近,输出电流的谐波含量有较大的不同,但总体趋势为随调制因数的增大而逐渐下降,然而在调制因数较小时,AZSPWM3调制策略的谐波含量较低。

(3)相比传统SVM调制策略,AZSPWM1、AZSPWM3和NSPWM的输出线电压谐波含量较高,但它们的直流电压利用率基本相同。因此,无零矢量共模电压抑制技术在抑制共模电压的同时,保持了较高的直流电压利用率,但其输出电压谐波含量却有所增加,输出电压电流质量下降。