共模分析

共模分析（精选7篇）

共模分析 篇1

随着电力电子技术的迅速发展,交流传动技术在船舶推进系统中得到了广泛的应用,船舶电力推进系统以其优良的性能成为目前最具发展前景的船舶推进方式。大量高频功率器件的投入使用,使得系统的动态响应等性能得到了很好的提高,但同时带来了严重的电磁干扰问题,使船舶电力推进系统的发展和应用受到了限制［1］。对电力推进系统而言,共模电磁干扰是传导EMI的主要组成部分,主要来源于系统的变频驱动部分,而且还会引起功率器件的辐射干扰［2-3］。因此,很有必要对电力推进系统中的整流—逆变系统共模电磁干扰进行预测分析,从而为后期消除和抑制干扰提供指导。

现有文献对变频驱动系统共模传导电磁干扰研究很多［4-6］,但这些文献仅考虑了整流系统［7］或逆变系统［8-9］的共模干扰,并没有将这两者有效结合起来进行分析。整流—逆变系统包含整流和逆变2 个环节,目前对整流—逆变系统中驱动变频装置的EMI研究还缺少完整性,这对模型以及研究方法的实用性造成了很大的阻碍。

本文对整流—逆变系统中的共模干扰产生机理、干扰源以及干扰传播途径进行了分析,在分析单相逆变器的基础上,得到了用等效电路模型来研究整流—逆变系统共模EMI的方法,并预测出了共模干扰的频谱,预测结果和实验结果验证了本文结论的正确性和有效性。

1 系统构建与共模EMI测试

整流—逆变系统的共模干扰电路结构如图1所示,整流环节为不可控整流器,输出接有一个储能电容,逆变环节为三相逆变器,为电动机供电。整流器与逆变器的开关器件高频动作,都会使桥臂中点对参考地形成巨大的dv/dt以及高频寄生电容,该跳变电压不断对寄生电容进行充放电,从而形成共模电流。可以看出系统中存在2个非线性环节,因此存在2个共模干扰源。

系统中的共模干扰通过阻抗稳定网络(LISN)来测量,传导EMI测试就是通过测量LISN上50 Ω电阻两端的噪声电压获得。LISN的电路图如图2所示,主要有2个作用:

1)在10 k Hz~30 MHz频段内为相线与地线之间以及中性线与地线之间提供50 Ω的恒定阻抗,为传导干扰提供通道;

2)阻止来自电源的传导干扰对待测设备的影响。

2 系统共模EMI建模分析

图3为单相全桥逆变器单桥臂工作时的共模电流通路,其共模干扰等效电路如图4a所示,再根据戴维南等效定理对电路进行简化,得到图4b所示的二阶RLC等效电路。

图4a中,Lcm为散热器与穿芯电容接地之间连接线的等效电感,Cn为电解电容之后的直流母线正负极对参考地的等效寄生电容,Lcab和Rin分别为从穿芯电容到直流电容的等效电感和等效电阻,V1为该桥臂上管的端电压。图4b中,C=Cp+Cn;E=V1Cp/(Cp+Cn);L=Lcab/2+Lcm。

2.1 整流器产生的共模干扰

基于以上研究结论,以图5 所示的三相不可控整流器为例,采用同样的方法进行分析。

由于整流器输出端接有电容,直流侧存在电流断续现象,分析时将直流侧等效中点O作为共模电流侧参考点,用电流源表示整流器的共模干扰源,以a,b相导通为例,得到以下电路方程:

其中

因此可得

此时整流器可以用诺顿等效电路来代替,如图6所示。电流源icom为整流器交流侧中点与直流侧等效中点之间的短路电流,Zcm为整流器的共模阻抗,Zcm= ZLISN/2 + ZL/2 ,ZLISN是LISN的对地阻抗,ZL是输入电缆电感Lc1及电源内电感Ls的阻抗。

由图6可得整流器产生的共模干扰为

式中:Zcm2为逆变器侧的阻抗。

2.2逆变器产生的共模干扰

用共模干扰源代替逆变器,可以得到如图7所示的干扰等效电路。

由图7可得逆变器产生的共模干扰为

其中

2.3 系统的共模干扰

用等效干扰源取代系统中的非线性环节,得到系统的等效干扰电路如图8 所示。图8 中Ucom1代表整流器,Ucom2代表逆变器,Lc1代表逆变器输入电缆的寄生电感,Lc2代表逆变器输出侧电缆的寄生电感,Le1,Le2代表地线电感,Cs代表逆变器散热片寄生电容,Cm代表电机绕组对机壳的寄生电容,O点为等效中点。

在计算出整流器和逆变器产生的共模电流之后,通过简单的叠加就可以得到系统的总干扰电流。

3 仿真与实验验证

为了进一步验证等效电路模型和理论计算的正确性,对以上共模干扰等效电路进行了仿真和实验。实验系统参数为:输入线电压210 V/50Hz,输出电压248 V/50 Hz,输出电流4 A,逆变器开关频率为10 k Hz,采用LCR电桥测量得到Cp=300 p F,Cm=1 200 p F。

利用Matlab软件对其产生的共模电流进行了时域仿真,再对其进行FFT分析,得到共模电流的仿真频谱,如图9 ~图11中虚线所示,实测频谱如图9 ~图11中实线所示。

由仿真和实验频谱可见,在10 k Hz~30 MHz频段,预测和实测频谱在低于3 MHz比较吻合,这主要是因为电路中存在较多的寄生参数,同时仿真中开关器件都采用了理想化模型,并没有考虑到开关器件的暂态特性,也会引起一定误差。

4 结论

本文对整流—逆变系统中共模电磁干扰进行了分析,通过与单相逆变器相比较,得到了整流、逆变及系统总的共模干扰等效电路,并进行了理论计算。对于文中提出的等效电路模型和分析方法,进行了仿真和实验验证,进一步说明统共模干扰抑制的主要对象。

参考文献

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[3]黄华高,陈玮,陈恒林,等.构造稳定节点的功率变流器共模干扰抑制技术[J].电工电能新技术,2011,30(2):18-20.

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汽车继电器的共模故障分析和处理 篇2

大部分轿车只要掀起发动机盖找到继电器安装盒, 都可以寻到继电器的踪影。汽车灯光、雨刮器、起动机、空调机、电动座椅、电动门窗、防抱死装置、悬挂控制、音响等都要用上控制继电器。汽车继电器的主要功能有顺序控制、以弱控强、减少手动开关数量、保证电气设备的安全有序运行等作用。随着人们生活水平的提高, 汽车在全国大小城市逐渐普及。这也需要人们熟悉掌握汽车的一些维护保养知识。

2 汽车继电器特点

汽车中使用的继电器切换负载功率大, 抗冲、抗振要求高。汽车中的电源多用12V, 继电器线圈电压大都设计为12V。由于蓄电池供电不稳定、环境条件恶劣, 导致线圈功耗较大、温升较高。例如在发动机舱里使用的继电器还要经受砂尘、水、盐、油的侵害, 抗冲、抗振要求更加苛刻, 所以汽车继电器的故障多种多样, 往往给司机和维修人员带来费时耗力的麻烦。同时, 汽车继电器的故障不一定是继电器本身的问题, 需要结合经验进行分析和处理, 如图1。

3 汽车继电器的共模故障

接通点火开关后, 可以用耳朵或听诊器倾听汽车继电器内有无吸合声, 或者用手感受一下继电器有没有开关振动感。如有, 说明继电器工作基本正常, 如果不动作, 那么就可以判定继电器出现故障。有些是继电器缺陷导致的, 有些需要分析上下游器件才能彻底消除故障根源。汽车继电器共模故障指的是继电器相关的有共性根源的故障, 现象主要是更换继电器后故障现象仍然反复出现, 或者更换继电器后仍不能排除故障。

3.1 继电器线圈烧坏的共模故障分析

故障现象:更换继电器后仍然反复烧坏。

当诊断为继电器线圈烧坏时, 不能很快就能判定继电器本身质量有问题。有两点可能:1, 选型不合理。需要和车主沟通, 如果经常烧坏的继电器是同一型号, 而其它型号继电器工作正常, 那么需要检查是否继电器的参数选型不合理或者继电器本身的制造缺陷导致的。此时应更换符合电气要求或合格的继电器。2, 考虑过电流导致的线圈过热烧坏。如果继电器的供电超出耐压范围。此时, 更换继电器后会出现反复烧坏, 应测量上游供电是否超压, 或者蓄电池电压不稳定。在进行维修、保养及电焊时, 如果温度可能超过80℃, 也应拆下对温度比较敏感的继电器和电控单元。

3.2 继电器触点烧蚀的共模故障分析

现象:开关不顺畅, 偶有失灵。

汽车点火时, 偶然能接通, 说明整个回路是可以接通的, 只不过回路非常不稳定。这与继电器的接触电阻有关。接触电阻变大, 可能是环境改变导致金属片锈蚀引起。例如金杯海狮轿车的空调冷凝器风扇的继电器, 它正好处在玻璃清洗喷水管的下方, 若该喷水管破裂, 清洗液将泄漏到继电器上, 使继电器的常开触点锈蚀而不能断开, 导致空调冷凝器风扇常转不停或者偶尔无法启动的故障。

这种触点锈蚀在年数较长的汽车中时常出现, 可以从外观上观察锈蚀, 更换接触片或者继电器, 从而解决问题。但为了消除继电器触点烧蚀的共模故障, 我们应该注意防水和防酸, 维持继电器等控制电路的适当工作范围。

3.3 继电器电压低的共模故障分析

现象:接通点火开关, 无法启动车, 听不到燃油泵运转的声音。启动发动机后就不能熄火。

汽车继电器不能动作, 但是用仪表测试该继电器, 如果正常, 说明继电器外部出现异常。很可靠是继电器供电电压低导致的。例如一辆神龙富康988轿车, 在正常行驶中, 发动机自动熄火, 再次启动, 无法着车。接通点火开关, 听不到燃油泵运转的声音, 也没有高压火。检测点火线圈, 发现插头上没有电源, 但是一次侧和二次侧的电阻都正常。测量该车的喷射双密封继电器, 其插头有12V电源。更换喷射双密封继电器, 还是没有高压火, 也没有继电器吸合的声音。用一根导线将喷射双密封继电器的10号脚直接搭铁, 能听到继电器吸合的声音, 发动机也启动成功了。但是奇怪的是, 拆开这根搭铁线, 发动机不熄火, 而且关闭点火开关, 重新启动发动机后一切正常。这说明很可能是继电器的电源出现问题, 查找测量到该继电器线圈的供电电压低至2V左右, 根本不可能使继电器吸合。用导线直接搭铁后, 继电器有了12 V电压, 于是顺利吸合, 发动机启动成功。去掉那根临时搭铁线后 (点火开关仍处在接通状态) , 继电器上仍然有较低的保持电压 (这是继电器共有的特性) , 这种保持电压即使只有2V, 继电器也不会断开, 所以发动机不熄火。关闭点火开关, 电路产生的自感电动势大大高于电源电压, 在这种强大电动势的作用下, 接触不良的搭铁可恢复正常, 所以发动机启动后正常了。但是上述故障还会再现, 所以根除的办法是将搭铁不良的部位彻底处理好, 使汽车继电器的开合电压都恢复正常。

4 建议措施

对汽车继电器熟悉的人都知道, 汽车继电器的维护需要保持车辆内器件干燥、温度适宜, 并且避免化学物质的侵蚀。这些措施能较好的改善环境引起的汽车继电器的烧蚀故障。而对于汽车继电器供电电压低引起的共模故障, 只能定期检查供电情况, 发现供电异常, 应及时检查线路, 是否接地、断线、接触不良等。日常期间, 应当严防继电器进水。还可通过减小汽车继电器的触点接触电阻来预防共模故障, 例如用较好的铜片接触点, 使用前对继电器进行喷胶重新密封。只要车主、维修人员抓好汽车继电器的保养细节, 会大大减少汽车继电器的共模故障。

摘要：继电器 (Relay) 是汽车电子控制电路中必不可少的器件, 它有顺序控制、以弱控强、减少手动开关数量、保证电气设备的安全有序运行等作用。汽车继电器的故障千奇百怪, 往往给司机和维修人员带来费时耗力的麻烦, 因为汽车继电器的故障不一定是继电器本身的问题, 本文简要介绍汽车继电器的共模故障情形, 重点总结这类故障的分析和处理, 为维修人员提供参考价值。

关键词：汽车继电器,汽车维修,共模故障

参考文献

共模分析 篇3

如图1所示，U2A和R9, R10, R11, C7共同组成了右腿驱动电路，其原理是通过R6, R7从人体取出共模电压反向加到人体。下面我们通过公式来说明对消驱动的作用，计算中忽略C5, C6, U1A, U1B的误差对共模抑制比的影响，同时R10和C7是为了系统稳定而设计的，不影响低频时共模抑制比的计算，计算时忽略，公式推导如下：

U1A, U1B作用是阻抗变换的跟随器，有：

U2A组成了一个反向放大器，其传递函数为：

根据基尔霍夫电流定律有：

得到Vin传递函数为：

带入常用电路的典型参数：

R9=1MΩ，C2=100pf不考虑电容的相位影响，略去极小项则：

在以上参数下Vin幅值为：

按照上述参数设计的右腿驱动电路理论上可以提供69d B的共模抑制比，这是一个对消驱动简化模型，实际电路中考虑到阻容的误差，滤波电容对相位的影响，运放的延迟等等，右腿驱动的共模抑制能力会劣化甚至产生震荡，具体的电路需要根据需要进行调整。

共模分析 篇4

随着ITV网络电视的盛行[1],现在市场上很多电视普遍配有以太网络接口,使用户在观看传统电视节目的同时,也能体验上网冲浪的快乐。按3C认证要求,相关电视产品要通过国标GB9254—2008[2]中关于信息类设备的电信端口共模传导测试及辐射场强测试。

1 原PDP网络电视电信端共模传导测试情况

等离子电视,属于高压、大电流的子场工作方式,电压高达几百伏特,电流几十安培,并且驱动为高频脉冲,EMI干扰相对较严重。所以很多配有以太网接口的PDP产品,在测试以太网端共模传导时很难通过,并且部分产品超出限值很多,高达20 d BμV,采用传统解决方案,难以奏效。图1为某产品电信端共模传导干扰测试波形图,可见干扰超出限值很多。

2 干扰源分析研究

2.1 信号处理板网络变压器滤波网络分析

图2为典型的以太网网络变压器拓扑示意图,其中网络变压器包括耦合变压器、共模电感;外部匹配电路包括BoBSmith[3]匹配电阻(R1～R8)、滤波电容(C1,C2)等。

考虑进行以下实验方案进行EMC改进:1)调整网络变压器共模电感量,提高高频共模阻抗;2)调整滤波电容C1,C2的容值,改善低通滤波网络的抑制效果;3)改善PCB接地分布,抑制接地干扰;4)采用包含网络变压器的RJ-45网口,网口带屏蔽金属外壳;5)对网络处理模块以及信号处理板进行屏蔽。但实验效果不明显,变化甚微。

2.2 PDP驱动分析

将等离子模组高压驱动供电断开,驱动停止工作,但是信号处理部分仍然在工作,网络通信正常。此时的电信端共模传导干扰波形如图3所示,低频段原超出限值部分下降很多,远远低于限值,可以判断低频段干扰主要为驱动干扰。

由于驱动影响很大,调节驱动波形,比如维持的数目、驱动脉冲上升、扫描波形等肯定会有改善,但是调整电视驱动波形可能会影响到可靠性、画质、放电残缺等,所以尽量考虑从耦合途径入手解决该问题。

3 机外网络转接线方案研究

由于采用传统解决方案,很难解决低频驱动干扰问题,故考虑在机外切断其耦合途径,采取网络转接线的方式[4]来解决。

网络转接线的示意图及实物照片如图4、图5所示。

网络转接线包括水晶头、隔离变压器、RJ-45以太网插座以及超5类非屏蔽双绞网线。其中隔离变压器对差分信号进行传输,同时对共模干扰信号进行隔离、抑制。所以必须根据干扰分布特点选择合适的铁氧体磁环,设计适宜的电感量,采用合适的绕制结构,有效抑制共模干扰的同时保证信号传输质量。

图6为耦合变压器的电路示意图,耦合变压器的目的就是阻止共模干扰信号。图7为绕线的绕制方式比较,从图中可以看出,绕组分两边进行绕制的方式,耦合系数低,EMC好,但是信号差,可能导致网络通信不正常;而采用双绞(并行)线绕制的变压器EMC略差,耦合系数高,但信号稳定。故设计中需平衡,最终差分对采用双绞(并行)线,以保证信号传输质量,并增加绕线绝缘层以在抑制干扰效果和差分信号传输效果之间取得平衡。

为同时兼顾差分信号传输和共模抑制效果,经多次实验论证,采用T9(外径9 mm,内径5 mm)的高导铁氧体磁芯,电感量设计为85×(1.0±0.1)μH@(10 kHz,0.3 V),差分对采用双绞(并行)绕线,绕线采用PVC或类似绝缘层,并且厚度约1 mm。

采用上述绕制结构转接线后的网络端共模传导干扰测试情况如图8所示。测试结果可以通过电信端共模传导测试,并留有一定裕量。

4 信号测试比较[5]

为验证网络通信信号的影响,分别对等离子电视通过有线网络直连方式(见图9a)和通过转接线连接有线网络方式(见图9b)连接同一网络服务器进行信号测试比较。由于实验条件限制,进行了以下比较:1)通过网络测试软件进行下载,进行速率测试;2)丢包率比较;3)信号眼图测试对比。

4.1 测试条件

由于测试条件限制,测试采用PC;测试环境为实验室;测试软件为天空163网—网络测试软件(后简称“天空”软件,界面见图10),以及礼拜六网络测试软件(后简称“礼拜六”软件,界面见图11);测试网线长度为10 m。

4.2 网络速度对比测试

采用方式一和方式二网络连接方式,分别通过“天空”软件和“礼拜六”软件进行网络速度测试,数据如表1所示。

从表1可以看出,增加网络转接线前后,信号传输速度基本不变。

4.3 丢包率测试对比

有线网络直连状态丢包率测试如图12所示。

加转接线状态测试的丢包率测试如图13所示。

从测试数据看,两者基本无差异。

4.4 眼图测试对比

有线网路直连状态测试波形如图14所示。加转接线后状态测试波形如图15所示。

从眼图测试情况看,眼图略差于原状态,信号幅度有所下降,但无异常通信情况出现。

5 小结

由于等离子电视作为主动发光显示器件,采用高压、大电流的子场驱动方式,和其他平板电视发光原理不同,使得在设计中需根据其干扰特点、方式,选取合适的解决方案,才能有效解决其电磁干扰问题。目前该转接线方案已应用于等离子网络电视产品中,以应对电信端传导干扰问题。

参考文献

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基于非能动的火灾共模保护原则 篇5

1基于非能动的火灾共模预防

在岭澳核电站二期的设计阶段,火灾共模点的预防主要分三个步骤:

1.1限制潜在风险

通过以下措施减少火灾共模点的潜在风险:一是不选用易引起火灾的部件、设备和介质;二是遵守电缆敷设、电气设备隔离准则;三是遵守其它预防火灾风险的原则。

1.2安全防火分区

安全防火区的划分是一种非能动的火灾隔离法,即依靠防火墙将火势限制在与电站其它部分分隔开的空间内,以确保空间外部发生的火灾不会蔓延到内部,也确保该空间内部的火灾不会蔓延到外部。防火区边界由防火屏障构成,防火分区的防火门、贯穿件和电气开孔封堵等的耐火极限均应与防火墙的耐火极限相同。

岭澳核电站工程二期安全防火分区的划分如下:

(1)安全防火区SFS(Section of Fire Safety)。 用于隔离冗余系列的设备、电缆,防止火灾共模失效,确保执行安全功能而建立的防火区,由耐火极限为1.5 h的实体边界构成。

(2)安全防火小区ZFS(Zone of Fire Safety)。 其边界没有预先规定的耐火极限,是根据房间的火荷载密度、基准火灾持续时间和消防设施的配备而确定,安全防火小区由一组相互连通的房间组成。

1.3 火灾薄弱环节分析

火灾薄弱环节分析目的是对每个安全防火空间确定是否有遗留火灾共模点,若存在,则进行鉴别与处理。

2 火灾薄弱环节分析

火灾薄弱环节分析是RCC-I(1997版)中新的内容,重点是针对每个防火分区开展分析,鉴别潜在共模失效点,然后进行功能分析。根据分析的结果,对必要的潜在共模点采取有效防火措施,确保火灾发生时不会引起共模失效,而导致机组正常运行或事故工况下安全功能的丧失。包括:潜在火灾共模点的鉴别、功能分析及确认共模点的处理等方面。

2.1 潜在火灾共模点的鉴别

根据RCC-I(1997版),当在同一安全防火空间存在以下任一情况时,即可以被确定为潜在火灾共模点:

(1)属于确保安全功能的同一个系统的两个冗余列(通道)的安全级机械设备或电气连接;

(2)一方面属于确保安全功能的安全级机械设备和电气连接系统的一个通道,另一方面又属于冗余列(通道)同一系统运行所必须的系统;

(3)电气连接不属于上述的类型,但由冗余配电盘进行供电,且电气连接数量之多会导致配电盘总保护选择出现故障;

(4)当发生火灾时,受损设备可能会导致事故或附加运行工况出现,以及在火灾事件中出现为确保必要安全功能所要求的设备受到损坏的情况。

2.2 功能分析

所有潜在共模点被鉴别后,采取功能分析判定火灾情况下安全功能的有效性。根据RCC-I(1997版)火灾发生假设条件,通过功能分析可得如下结论:

(1)潜在的火灾共模点不被确认,安全功能可以得到保障;

(2)安全功能无法保证,潜在火灾共模点被视为“确认的火灾共模点”,必须对该火灾共模点采取特殊的保护措施。

2.3 确认共模点的处理

通过设置经过鉴定的非能动防火保护措施,实现对已确认的火灾共模点的处理,包括实体隔离、空间隔离、设计调整等。

(1)实体隔离。 建立防火区或采用已通过耐火鉴定试验的防火套实现;

(2)空间隔离。 考虑两处可燃物采用距离分开布置,在其间建立一个全无可燃物空间,保证一处可燃物发生火灾时不会蔓延向另一处;

(3)设计调整。 当上述隔离均不能保证时,通过设备安装位置、电缆敷设路径、配线会聚区布线等设计调整,对已确认的火灾共模点进行处理。

2.4 预防火灾共模点的流程(如图1所示)

3 非能动防火保护措施的应用

在岭澳核电站工程二期中,通过引入非能动防火保护措施,实现对土建房间结构、保护组电缆通道、事故后监测系统通道、电气贯穿件、反应堆厂房1E级仪表等保护与隔离,有效提高相关区域的防火保护能力。

3.1 土建房间结构

在土建房间结构设计上,根据不同房间的功能及布置,划分不同的防火分区,实现不同区域间防火隔离。以核岛电气厂房为例,在火灾共模点分析确认的基础上,通过对不同区域划分不同的安全防火小区和安全防火区,并在安全防火小区和安全防火区之间采取非能动防火隔离措施,防火分区见图2所示,采用的防火墙见图3所示。

3.2 保护通道防火隔离

岭澳核电站工程二期出于冗余考虑,设置不同的保护组及事故后监测系统通道,并结合防火要求,对上述通道采用非能动火灾共模保护原则,实现有效的防火隔离。以全厂数字控制系统DCS为例,保护组通道布置在连接厂房W602、W603、W607、W609四个独立的安全防火区房间内,实现空间隔离;事故后监测系统电缆采取双通道冗余配置,由电源A、B两列分开供电,在电气设置上相互独立,任一通道故障不会影响另一通道的工作,以保证系统在事故后仍能正常工作。图4为保护组通道、PAMS通道防火隔离,图5为通道防火保护。

3.3 电气贯穿件及RX厂房1E级仪表防火保护

电气贯穿件作为安全壳屏障的重要组成部分,主要用于贯穿反应堆安全壳墙体的电气连接,实现RX厂房内电气设备与相关电气设备的数据传输。在岭澳二期参考电站中,电气贯穿件的隔离包括空间隔离和实体隔离,如图6所示。

RX厂房1E级仪表作为核电站紧急停堆、安全壳隔离、紧急堆芯冷却、安全壳喷淋等安全系统信号的测量、采集、处理设备,与核安全密切相关,必须对1E级仪表采取有效的防火保护,主要采用冗余配置、空间隔离、实体隔离等措施,如图7所示。

3.4 其他区域、设备的防火保护

除了上述重要设备及通道的防火保护,还需对部分重点区域、关键设备采取防火措施,如重要厂用电系统、专设安全设施、RX厂房环廊等。在防火保护中,通过采取防火屏蔽、天花板横梁、设备包裹等非能动防火保护措施,有效地实现潜在火灾共模点的防火保护,见图8所示。

3.5 岭澳二期防火设计改进

表1为岭澳一期“火灾共模保护方法”与二期“非能动火灾共模保护原则”的主要区别。

4 结 论

岭澳核电站二期工程从机械、机电和电气等方面进行了火灾薄弱环节分析,不同于岭澳一期仅针对房间内数量较少的一个系列电缆,采取防火包覆保护的处理方式。通过引入非能动火灾共模保护原则,在电缆包覆基础上,对确认的共模点采取设置防火屏障、天花板横梁等非能动措施,加强设备的防火保护能力,提高核电厂的安全性,同时为后续核电站防火设计提供重要的参考。

参考文献

[1]RCC-I(1997版),压水堆核电站——防火设计及建造规则[S].北京核工业第二研究设计院,2002.

[2]HAD 102/11,国家核安全导则——核电厂防火[S],1996.

一种新型开关电容共模反馈电路 篇6

全差分运放具有高输出摆幅、高共模抑制比CMRR和电源抑制比PSRR、以及抑制谐波失真的偶数阶项等优点, 被广泛应用于高速低压电路领域。全差分运放的缺点在于外部反馈环的共模环路增益很小, 输出共模电平不能稳定, 通常需要一个额外的共模反馈环路来稳定直流工作点。全差分运放设计的中心难点是共模反馈电路的设计。

共模反馈电路的实现方式有两种, 连续时间的共模反馈和开关电容共模反馈电路, 前者主要应用于连续时间电路中, 缺点包括较低的输出摆幅、增加的差模负载、增加了功耗和检测共模电压非线性等。开关电容共模反馈可以克服上述缺点, 但需要额外的时钟控制且不能用于连续时间电路中, 故更多的应用于信号采样中。

和传统结构相比, 本文提出的开关电容共模反馈电路简化了电路结构, 降低了电路对差模环路负载的影响, 且可减少输出共模电建立的时钟周期, 输出共模电平在使能信号打开时就达到稳定, 实现零延时。另外还不需要产生两相非交叠的时钟控制开关, 简化了电路结构, 提高了电路性能。

2 开关电容共模反馈电路分析

2.1 开关电容共模反馈的结构及原理

如图1 (a) 为用于数据采样系统中的折叠共源共栅运放, EN为使能控制开关, 图1 (b) 为目前普遍采用的SC-CMFB结构, 图1 (c) 为改进后的SC-CMFB结构。对于图1 (b) 传统SC-CMFB结构, 图中clk1和clk2为两相不交叠时钟控制信号, VOP和VON为运放正负输出电压, Vcmfb为该反馈回路产生的调节电压, Vref为输出共模电压。clk1为高电平时, Cc预充电到Vref-Vb。clk2为高电平时, Cs和Cc并联, Cc上的电荷向Cs转移, 经过若干周期的转移, Cs两端电压差最终也达到Vref-Vb。电容Cs和运放中M1、M2、M3、M4形成的负反馈作用使得输出共模电平最终达到设计值。

如图1 (b) 假设Cs两端初始电压为0, 在第一个周期clk1有效时, Cc两端电压被充至Vref-Vb=V, 在clk2有效时, 电荷在Cc和Cs间进行转移, Cs两端电压到达V/2, 如此周期地对Cs充电, 根据电荷转移可得到:

其中V (n) 为第n个周期后Cs两端的电压, 假设Cc电容值与Cs相等, 均为C, 结合上述两式可得:

即V (n) -V (n-1) 为等比数列, 且V (1) -V (0) =V/2, 所以有:

可以看出, 为了使输出共模电平稳定到1%的精度内, 至少需要8个时钟周期, 且精度要求越高要求时钟周期数越多。虽然通常为了加速稳定设计Cc值大于Cs若干倍, 但也不可能在第一个周期就实现共模电平的稳定。

2.2 开关电容共模反馈对负载的影响

图2是一个简单的采样保持电路, 对于传统的SC-CMFB来说, C1表示采样电容, C2为放大器反馈电容, CL为负载电容, CR为接在输出端共模反馈电容2Cs, 开关电容共模反馈电路对输出负载的影响在于共模反馈电容的大小。这两个电容的绝对值越小对差模环路的影响越小, 这也是共模反馈电路设计的要求之一。增大共模反馈采样电容的值会提高共模电压的建立速度, 但同时也增加了输出负载, 降低了电路处理速度, 且有可能造成失真。

2.3 传统设计的缺点

SC-CMFB电路的工作过程需要两相非交叠时钟交替控制以稳定输出共模电平, 时钟周期的数目决定于Cs和Cc的比值, 该比值还决定了两时刻N和N+1之间的步长幅度, 不同比值会导致输出不同的收敛速度。比值越大收敛越快, 但Cs值过大会明显增加差模输出的负载, 影响电路的性能。由于输出结点寄生电容的存在, 较小的Cs会使共模反馈误差增大, 故Cs值的确定是建立速度和精度的折中。

同时, 由于电容充放电时间t∝RC, 大的Cc、Cs值会影响充放电时间, 严重时运放输出信号产生错误, 综合考虑, 一般取Cc值为Cs的六倍左右, Cc的最大值应保证电容自身充放电在时钟有效时间内达到稳定, 这样电荷才能够完全转移。

2.4 改进的措施

与传统的开关电容够共模反馈网络相比, 该反馈网络减少了一半的电容和开关数目, 传统的SC-CMFB电路至少需要六个时钟周期才能使输出共模电平达到稳定, 且Cc与Cs的比值在六倍以上, 使运放整体在前几个时钟周期的输出结果无效, 出现运放的“空转”现象, 而且SC的面积较大, 增加负载, 同时还需要产生两相非交叠的周期时钟信号。

改进后的SC-CMFB结构仅需两个电容, 用于平衡调整合理的Vcmfb值, 该电容取值约为传统结构的10%, 增加的输出负载可以忽略。改进的SC-CMFB电路使得运放在第一个周期输出共模电平达到稳定, 提供准确输出。

3 仿真结果

采用SMIC 0.35 m CMOS工艺设计了一款折叠共源共栅放大器, 基于Cadence Spectre模拟器上对其进行仿真, 在输出负载3p F的条件下, 仿真结果如表1所示。同时给出了运放的交流频响曲线图和SC-CMFB电路的输出曲线图。

传统SC-SMFB电路图1 (b) , 当Cc取值500f F, Cs取值50f F, Vref取1.5V, 电路输出共模电平仿真结果如图4 (a) 所示。改进后的电路图1 (c) , 当Cs取值50f F, Vref取1.5V, EN为控制运放工作的使能控制信号, 电路输出共模电平仿真结果如图4 (b) 所示。对比二者仿真波形可以看出, 改进后的开关电容共模反馈电路能最快的稳定输出共模电压以保障运放的正常工作, 同时具有更简单的时钟控制和更小的负载电容, 进一步优化了开关电容共模反馈电路的性能。

传统SC-SMFB电路如图1 (b) 所示, 当Cc取值500f F, Cs取值50f F, Vref取1.5V, 电路输出共模电平仿真结果如图4所示。

4 结论

本文分析了传统开关电容共模反馈电路的原理及其存在的问题, 提出了一种新的开关电容共模反馈电路, 该电路克服了传统结构对共模电平建立时间的要求, 同时节省了电容面积, 简化了控制时钟。采用SMIC 0.35μm CMOS工艺设计了一款放大器进行仿真验证, 结果表明该结构具有快速的稳定时间。该结构可广泛应用于开关电容放大器、采样保持等离散时间电路中。

摘要：本文设计了一种应用于CMOS全差分折叠共源共栅结构运放中的开关电容共模反馈 (SC-CMFB) 电路。同传统结构的SC-CMFB电路相比, 该结构能够使输出共模电平具有零延迟建立的特性, 同时, 共模反馈电路所需的电容减少了一半, 控制时序也相对简单。基于HspiceD对电路进行了仿真验证, 结果表明, 该结构的共模电平建立时间相对于传统结构缩短了至少六个周期。

关键词：新型开关电容共模反馈,全差分折,叠共源共栅结构运放,零延时

参考文献

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[3]GULATIK, LEE H-S.A high-swing CMOS telescopic operational amplifier[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1998, (12) :2010-2019.doi:10.1109/4.735542.

共模分析 篇7

对于理想的差分传输线,由于差分形式的两条传输线是对称的,所以传输线的信号幅值相同、相位相反,产生的共模噪声在接收端相互抵消,因此自身不会产生共模噪声。但在实际的PCB设计中,由于元器件的密集度和布局布线的复杂性不断增加,走线不可避免的出现拐角,差分传输线也不例外[3,4],拐角的存在使得差分信号线两线的长度出现了不一致,差分信号之间产生相位差,使得部分差分信号转化为共模信号[5],从而出现了共模噪声。目前已有人对于不同拐角类型的差分拐角进行了建模仿真[6,7,8],本文在其基础上进一步研究如何抑制差分拐角导致的共模噪声。

1 差分拐角的特性与建模

1.1 差分线对与差分信号

差分线对是指一对存在耦合的传输线,理论上讲,任何两条单端传输线组合就是一对差分线对。差分线对传输的是差分信号,采用两个输出驱动器驱动两条传输线。一条传输信号本身,另一条传输它的互补(反相)信号。在接收端被识别的信号就是两条传输线的电位差,其携带了传递的信息,这个差值称为差分信号[4]

一般情况下,外来噪声对V1和V2的干扰相同,所以Vdiff是不变的。因此,差分传输线具有较强的抗干扰能力。除了携带要传递的差分信息外,电路中还存在共模信号,其定义为两条传输线上的平均电压

通常共模信号并不携带信息,因此也不会影响到信号的完整性和系统性能。但若电路板上的差分互连线设计不当,造成差分线对的不对称,就会导致共模信号出现丰富的高频分量,产生共模噪声从而导致信号完整性问题。

1.2 差分传输线共模噪声建模和仿真

该文首先利用仿真软件HFSS对传输线拐角进行建模,如图1所示是一个HFSS中建模的差分带状线的结构侧视图,介质层厚度为26 mil,=4.4(1 mil=0.025 4 mm),εr=4.4,线宽6 mil,厚度1.2 mil,间距5mil,模型中耦合传输线长l=100 mil,特征阻抗为50Ω,接着从电磁场的角度提取模型的S参数。

S参数能代表传输线的性能,可表示成一个4端口元件,此元件可导入到电路仿真软件Ansoft Designer中仿真该差分传输线的差分响应和共模响应。然后在Designer中建立S参数仿真电路,如图1所示,输入端分别加两个信号源,P1端口加上升阶跃激励,P2端口加其对应的下降阶跃激励,边沿时间均为100 ps,电压分别为+1 V和-1 V,在P3和P4端口处测输出响应,放探针测得V1和V2,再利用式(2)计算得到共模噪声的幅值。

1.3 4种差分拐角的建模与仿真

常见有4种差分拐角布线方式,图3(a)是传统的直角布线方法,但由于直角布线会带来严重的反射问题。因此,经过不断改进,分别选用了圆角、斜接及双45°角,如图3(b)~图3(d)所示。

根据上述过程,利用HFSS和ADS对这4种不同拐角类型的模型进行建模,参数如上所述,仿真其共模噪声,可得到如图4的仿真结果,45°角拐角的共模噪声最小,圆角其次。因此,PCB板设计若不可避免的遇到差分拐角布线,一般均会使用45°角。

2 补偿拐角模型

差分信号共模噪声的主要原因是不同长度差分线的失配,使得差分信号之间产生相位差而引起的,这是差分传输线一定要避免的,补偿这个相位差使其在到达的接收端口时信号又达到同步,便可使接收端的共模噪声消失。所以,本文提出一种补偿拐角线长差的模型,在HFSS仿真软件中采用带状线传输线对差分传输线拐角进行建模,其中图5(a)是传统45°拐角的布线模型,图5(b)是在其基础上提出的补偿模型。

推导图5(b)中模型的线长差ΔL公式如下

其中,w为线宽;k为线间距;R为补偿半径。参考式(3),可以根据布线参数选择合适的补偿半径R以保持线长差最小。

利用HFSS仿真软件对图5两种模型建模,参数设置如下:带状线介质层厚度为26 mil,εr=4.4,线宽为6 mil,厚度为0.7 mil,间距为18 mil,模型中耦合传输线长l=100 mil,特征阻抗为50Ω,仿真其从0~8GHz不同频率下的S参数,仿真结果如图6所示。

从图中可看出,图6(a)表示差模到差模的传输系数Sdd21,补偿结构的Sdd21在未补偿结构之上,代表补偿之后差模信号的传输效率更高;图6(b)表示差模到共模的传输系数Scd21,补偿结构的Scd21均低于未补偿结构,且改善效果明显,在高频8 GHz处改善了20 d B。

上面用S参数从频域验证了本文提出的补偿模型的可行性,下面用图2所示电路从时域角度对其进行验证。在P3和P4端口处放探针测得V1和V2,得到其共模噪声响应如图7所示。这里共仿真了4种情况:一种没有补偿的模型,其余3种是不同补偿半径R的补偿模型,R分别为:14.14 mil,35.35 mil和67.88mil,由式(1)可知,在如上文所述的补偿参数下,补偿半径R=67.88 mil时,线长差接近为0。在这种情况下,共模噪声从46 m V减小到4 m V,减小了约90%。

3 结束语

从本文的分析可看出,高速PCB设计中,由于布线结构的影响,使得差分传输中产生了共模噪声,并增加了传输线的反射损耗。对于差分传输线来说,影响信号完整性的首要因素是传输线的线长不一致造成的。对比直角、斜切、圆角和45°角4种差分拐角,得出45°拐角抑制共模噪声的效果最好。但这对于敏感的信号走线仍不够。因此本文在45°拐角基础上提出了新的补偿模型,并从频域S参数和时域的共模噪声两方面进行验证,证明了其比普通的45°拐角差分传输线,能实现更好的信号完整性。

摘要：为抑制差分传输线拐角处不对称造成的共模噪声,文中提出了一种新的45°拐角差分传输线补偿模型。该模型通过对差分拐角造成的线长差进行有效补偿,利用HFSS和ADS进行建模仿真,从时域和频域进行验证。结果证明,从S参数来看,其有效地将频率8 GHz处的差模转共模噪声降低了20 d B,同时降低了差模插入损耗;从时域来看,共模噪声比之前减小了大约90%。

关键词：信号完整性,差分传输线,差分信号,共模噪声

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