干扰抑制方法（共10篇）
干扰抑制方法 篇1
摘要：接地平面电位差产生的原因及抑制接地平面电位差干扰的主要方法。
关键词：抑制,接地电位差,干扰,方法
在信号传输或电子设备运行过程中, 经常会遇到外界信号干扰, 破坏整个电路系统工作的稳定性, 影响信号播出质量和电子设备正常工作的现象。其中接地电位差的干扰是一个重要原因。
接地平面电位差产生的原因较为复杂, 主要有一种是接地桩插入土壤, 不同地点的土壤构成不同, 它所产生的电解电位不一样或者不同金属搭接时, 化学电动势不同而产生电位差, 这种电位差多数是直流的, 由于它的存在, 将对信号传输电平产生干扰。另一种点位差发生在运载体上, 由于电磁感应等交流信号作用, 飞机壳体、舰船甲板上各接地点电位不等, 通过接地引入了接地干扰, 这种电位差是交流信号干扰。抑制这两种接地电位差干扰的主要方法有以下几种方法。
一、设置专用低阻抗接地系统
在某些舰船上设置计算机接地系统主电缆和分电缆, 主电缆截面积达上百平方毫米, 分电缆也应在二十五毫米左右。接地系统与舰船仅单点接地, 电缆其余部分与舰船绝缘。接地点在设备布局的中心或靠近主计算机布设。
陆地上布设计算机设备, 在几十米距离范围内也可设置专用接地系统, 并实施单点接地。
二、应用隔离变压器
两个电路之间可采用隔离变压器阻隔地环路。利用变压器只能传输交流信号, 不能用于直流信号的传输, 它对地线中的低频干扰具有较好的抑制能力。此外, 由于电路单元间传输的信号电流只在变压器绕组连线中流过, 不流经地线, 因此也可避免对其他电路的干扰。
三、光藕合隔离
切断两个电路单元间地环路的有效方法之一, 是在两电路之间采用光藕合器, 当信号电流通过发光二极管后, 发光二极管的发光强弱随通过的电流而变化, 这样就将信号电流变成强弱不同的光信号, 再由光电三极管将强弱不同的光信号转化成相应的电流, 从而实现了电路间的信号传输。通常将发光二极管和光电二极管封装在一起, 构成一个光藕合器, 这种光藕合器可将两电路间的地环路完全隔断, 有效地抑制地线干扰。由于光藕合器电流与发光强度的线性关系较差, 传输模拟信号时会产生较大的失真, 因此应用受到了限制。但它对数字信号传输非常适用, 如在固态继电器中隔离控制信号的干扰。一般用于数字电路隔离, 模拟量隔离效果也较好, 但成本较高。
四、用光纤电缆传输信号
光缆是一种性能优越的新型信号传输器材, 随着光纤技术的发展, 用电缆传输信号可以成功地用于电子设备中。用光缆代替电子系统内设备间的普通连接线 (信号线缆) , 可完全避免连接线外部的电磁干扰和电磁脉冲的影响, 同时可提供良好的电气隔离, 并能保证传输系统的保密和安全。
干扰抑制方法 篇2
0 引言
随着现代电子技术和功率器件的发展，开关电源以其体积小，重量轻，高性能，高可靠性等特点被广泛应用于计算机及外围设备通信、自动控制、家用电器等领域，为人们的生产生活和社会的建设提供了很大帮助。但是，随着现代电子技术的快速发展，电子电气设备的广泛应用，处于同一工作环境的各种电子、电气设备的距离越来越近，电子电路工作的外部环境进一步恶化。由于开关电源工作在高频开关状态，内部会产生很高的电流、电压变化率，导致开关电源产生较强的电磁干扰。电磁干扰信号不仅对电网造成污染，还直接影响到其他用电设备甚至电源本身的正常工作，而且作为辐射干扰闯入空间，造成电磁污染，制约着人们的生产和生活。国内在20世纪80一90年代，为了加强对当前国内电磁污染的治理，制定了一些与CISPR标准、IEC801等国际标准相对应的标准。自从2003年8月1日中国强制实施3C认证(china compulsory certification)工作以来，掀起了“电磁兼容热”，近距离的电磁干扰研究与控制愈来愈引起电子研究人员们的关注，当前已成为当前研究领域的一个新热点。本文将针对开关电源电磁干扰的产生机理系统地论述相关的抑制技术。
l 开关电源电磁干扰的抑制 形成电磁干扰的三要素是干扰源、传播途径和受扰设备。因而，抑制电磁干扰应从这三方面人手。抑制干扰源、消除干扰源和受扰设备之间的耦合和辐射、提高受扰设备的抗扰能力，从而改善开关电源的电磁兼容性能的目的。1．1 采用滤波器抑制电磁干扰 滤波是抑制电磁干扰的重要方法，它能有效地抑制电网中的电磁干扰进入设备，还可以抑制设备内的电磁干扰进入电网。在开关电源输入和输出电路中安装开关电源滤波器，不但可以解决传导干扰问题，同时也是解决辐射干扰的重要武器。滤波抑制技术分为无源滤波和有源滤波2种方式。
1．1．1 无源滤波技术 无源滤波电路简单，成本低廉，工作性能可靠，是抑制电磁干扰的有效方式。无源滤波器由电感、电容、电阻元件组成，其直接作用是解决传导发射。开关电源中应用的无源滤波器的原理结构图如图1所示。
由于原电源电路中滤波电容容量大，整流电路中会产生脉冲尖峰电流，这个电流由非常多的高次谐波电流组成，对电网产生干扰；另外电路中开关管的导通或截止、变压器的初级线圈都会产生脉动电流。由于电流变化率很高，对周围电路会产生出不同频率的感应电流，其中包括差模和共模干扰信号，这些干扰信号可以通过2根电源线传导到电网其他线路和干扰其他的电子设备。图中差模滤波部分可以减少开关电源内部的差模干扰信号，又能大大衰减设备本身工作时产生的电磁干扰信号传向电网。又根据电磁感应定律，得E=Ldi／dt，其中：E为L两端的电压降；L为电感量；di／dt为电流变化率。显然要求电流变化率越小，则要求电感量就越大。脉冲电流回路通过电磁感应其他电路与大地或机壳组成的回路产生的干扰信号为共模信号；开关电源电路中开关管的集电极与其他电路之间产生很强的电场，电路会产生位移电流，而这个位移电流也属于共模干扰信号。图1中共模滤波器就是用来抑制共模干扰，使之受到衰减。1．1．2 有源滤波技术
有源滤波技术是抑制共模干扰的一种有效方法。该方法从噪声源出发而采取的措施(如图2所示)，其基本思想是设法从主回路中取出一个与电磁干扰信号大小相等、相位相反的补偿信号去平衡原来的干扰信号，以达到降低干扰水平的目的。如图2所示，利用晶体管的电流放大作用，通过把发射极的电流折合到基极，在基极回路来滤波。R1，C2组成的滤波器使基极纹波很小，这样射极的纹波也很小。由于C2的容量小于C3，减小了电容的体积。这种方式仅适合低压小功率电源的情况。另外，在设计和选用滤波器时应注意频率特性、耐压性能、额定电流、阻抗特性、屏蔽和可靠性。滤波器的安装位置要恰当，安装方法要正确，才能对干扰起到预期的滤波作用。1．2 屏蔽技术和接地技术 采用屏蔽技术可以有效地抑制开关电源的电磁辐射干扰。屏蔽一般分为2种：一种是静电屏蔽，主要用于防止静电场和恒定磁场的影响；另一种是电磁屏蔽，主要用于防止交变电场、磁场以及交变电磁场的影响。屏蔽技术分为对发出电磁波部位的屏蔽和受电磁波影响的元器件的屏蔽。在开关电源中，可发出电磁波的元器件是指变压器、电感器、功率器件等，通常在其周围采用铜板或铁板作为屏蔽，以使电磁波产生衰减。此外，为了抑制开关电源产生的辐射向外部发散，为了减少电磁干扰对其他电子设备的影响，应采取整体屏蔽。可完全按照对磁场屏蔽的方法来加工屏蔽罩，然后将整个屏蔽罩与系统的机壳和地连接为一体，就能对电磁场进行有效的屏蔽。然而在使用整体屏蔽时应充分考虑屏蔽材料的接缝、电线的输入／输出端子和电线的引出口等处的电磁泄露，且不易散热，结构成本大幅度增加等因素。为使电磁屏蔽能同时发挥静电屏蔽的作用，加强屏蔽效果，同时保障人身和设备的安全，应将系统与大地相连，即为接地技术。接地是指在系统的某个选定点与某个接地面之间建立导电的通路设计。这一过程是至关重要的，将接地和屏蔽正确结合起来可以更好地解决电磁干扰问题，又可提高电子产品的抗干扰能力。1．3 PCB设计技术 为更好地抑制开关电源的电磁干扰，其印制电路板(PCB)的抗干扰技术尤为重要。为减少PCB的电磁辐射和PCB上电路间的串扰，要非常注意PCB布局、布线和接地。如减少辐射干扰是减小通路面积，减小干扰源和敏感电路的环路面积，采用静电屏蔽。而抑制电场与磁场的耦合，应尽量增大线间距离。在开关电源中接地是抑制干扰的重要方法。接地有安全接地、工作接地和屏蔽接地等3种基本类型。地线设计应注意以下几点：交流电源地与直流电源地分开；功率地与弱电地分开；模拟电路与数字电路的电源地分开；尽量加粗地线。1．4 扩频调制技术 对于一个周期信号尤其是方波来说，其能量主要分布在基频信号和谐波分量中，谐波能量随频率的增加呈级数降低。由于n次谐波的带宽是基频带宽的n倍，通过扩频技术将谐波能量分布在一个更宽的频率范围上。由于基频和各次谐波能量减少，其发射强度也应该相应降低。要在开关电源中采用扩频时钟信号，需要对该电源开关脉冲控制电路输出的脉冲信号进行调制，形成扩频时钟(如图3所示)。与传统的方法相比，采用扩频技术优化开关电源EMI既高效又可靠，无需增加体积庞大的滤波器件和繁琐的屏蔽处理，也不会对电源的效率带来任何负面影响。
干扰抑制方法 篇3
【关键词】地面数字电视接收机 回波干扰 DVB标准 ATSC标准 ISDB标准
一、概述
数字化的发展是社会科技化的一种标志，数字化逐步应用到各个领域。在2001年12月成立的7个数字电视标准项目，标志着数字化在电视电子领域的一种发展。同样，在国家广播电视产品质量监督检验中心分别设置有数字电视接收设备功能与性能测试标准工作组，说明国家对数字化应用的的支持与重视。在数字化电视标准项目工作组中。“地面数字电视广播接收机性能测量方法”标准是其中重要的一环它包括了基本的抑制回波干扰能力。数字化是全球化科技发展的一个产物，应用于世界各地区发达国家。
二、对回波干扰起源和特征的分析
在地面数字电视接收中，广播信道中的干扰和失真可根据性质归并为：回波干扰、噪声干扰和同频干扰。
可以说回波干扰在生活中无处不在，因为地面广播中产生的电磁波遇到障碍物（山脉、树木、建筑、墙壁等）产生反射，接收机收到反射信号就会产生回波干扰。根据信号回波干扰的特点我们可将回波的幅度衰减、回波的时延、回波的相位旋转表征作为接收机的特性指标。
接收机同时能收两种信号：一种是直传路径（主径）发来的信号；另一种是反射路径（回波）反馈来的信号，由于障碍物的数量和电气特性影响，所以接收到的信号功率不定量。因为路径繁多且各不相同，造成发射信号的延时和衰落。有时反射或信道的线性失真也会引起回波干扰。
三、回波干扰的测量
（一）测试信道模型与测试框图
我们根据回波的特征，分别对静态两径、静态多径和动态多径（1条主径和5条回波路径）几种情况进行了模拟，得出如下结论。信道模型数据设置如表1所示。
根据数字电视接收机的工作特点提出了客观测量法和主观评价法。客观测量法也可称为传输分析法。
1.传输分析法主要通过测试仪的操作，是指先通过误码分析仪产生MPEG-2伪随机序列，然后再通过接收机RS解码输出端的MPEG-2伪随机序列，把两者进行比较，观察得出MPEG-2伪随机序列在通过测试发射发送给接收机后的MPEG-2伪随机序列之间产生的误码数。
2.主观评价法主要是通过人眼的观察。通过观察MPEG-2信号产生的活动图像，以及测试发射机将信息发送给接收机，最后根据外在的观察判断出接收机质量。对于接收机对回波干扰的抑制能力的考核主要通过三种形式表现。
（1）抑制静态两径（单回波）干扰能力测量。
（2）抑制静态多径（多回波）。
（3）抑制动态多径干扰能力测量。
回波干扰的指标通常用D/E来表示，D表示接收信号的平均功率E表示全部回波干扰，当接收信号的平均功率与全部回波干扰的总平均功率之比越小，干扰就越大，反之，则干扰越小。
客观测量和主观测量抑制静态两径、静态多径和动态多径干扰能力框图如图1、图2 所示。
（二）本文只针对测量抑制静态两径（单回波）干扰能力略做阐述。
1.客观测量法及测量步骤
根据上文提供的连接系统，调整误码分析仪的误码率。
2.调高斯噪音，使连续1min内的误码率不超过3E-6；
3.对多径模拟器的输出功率进行调整，并记录多径模拟器的输出功率E值；
4.计算出D/E的数值。
（三）主观测量法步骤
1.根据连接系统，被测接收机的检测，采用标准输入功率设置为D，通过调整MPEG-2信号发生器发出的活动序列，将电视图像清晰的显示出来；
2.将斯噪声加高，反复对高斯噪声的功率进行调整，确保被测接收机在连续1min内不出现一个马赛克；
3.根据表1提供的信道模型的值对模拟器进行设置；
4.算出D/E的数值；
四、结语
根据我国当前各方面的状况，地面数字电视的传输方案仍未得到完整的实施。原因是目前还没有可靠的信道检测模型。但是将来这种方法会在地面数字电视接收机的测量中普遍运用。同时也会扩展到更多其他的数字产品抗干扰性能的测试中，将更好的推进我国数字产品的发展。
参考文献：
[1]ETS1 EN 300 744 V1.4.1 -2001，European standard （Telecommunications series）Digital Video Broadca sting （DVB）；Framing structure，channel coding and modulation for digital terrestrial television
[2]ETS1 TR 101 290 V1.2.1 -2001 Measurement guidelines for DVB systems
干扰抑制方法 篇4
关键词：开关磁阻电动机,调速,电磁干扰,功率谱,混沌调制
0 引言
开关磁阻调速电动机 (Switched Reluctance Driver, SRD) 具有结构简单、控制性能优良等诸多优点。功率变换器作为控制算法和磁阻电动机的桥梁, 其主开关在通断瞬间电磁干扰 (Electromagnetic Interference, EMI) 严重, 在一定程度上限制了SRD的应用范围与推广速度。特别是随着欧盟电磁兼容性导则的实施, 寻求SRD电磁干扰问题的解决方法显得刻不容缓。
对于抑制电力电子器件电磁干扰, 传统的方法多是在硬件上采取措施, 如采用软开关设计、硬件滤波等, 并非从源头上降低EMI, 且增加了系统成本与体积。电力电子开关EMI的产生与其控制端PWM信号频率密切相关, 在不影响系统工作性能的条件下, 采取措施调制PWM信号频率以扩展频带, 是一种从机理上抑制EMI的方法。随机调制是研究较早的一种方法。参考文献[1-2]研究了随机调制的PWM谱特性, 参考文献[3]分析了4种不同随机调制策略实现扩频的方法, 并比较了不同随机度下的低频谱特性。参考文献[4]提出采用双随机调制降低变换器EMI的方法, 其中混沌调制方法实现扩频成本更低, 且效果不会降低[5,6,7]。参考文献[7-10]研究了用变换器降低EMI的混沌扩频方法, 具有很好的理论指导意义, 但没有考虑闭环情况下系统输出参数对变换器通断状态的影响。对于SRD转速闭环调速系统, 转子转速直接影响到PWM信号的产生过程, 系统方程复杂。目前, 尚未有通过混沌调制技术降低SRD变换器EMI的研究文献。
本文分析了转速闭环SRD变换器PWM信号的产生过程, 结合SRD非线性仿真模型, 计算了载波周期固定时的变换器开关管电压功率谱;在此基础上, 计算得到载波周期按混沌规律变化时的变换器电压功率谱, 并进行了实验比较。仿真和实验结果均表明, 混沌调制技术是一种降低EMI的有效途径。
1 SRD闭环调速系统斩波开关电压功率谱
1.1 SRD系统动力学方程
以一台8/6结构SRD为研究对象, 功率变换器采用H桥式拓扑结构。四相SRD系统动力学方程可简化为两相:
式中:θ, ω分别为转子位置角度、转子角速度;h为SRM相数, h=1, 2;W′为h相的共能;uh, ih, Ψh分别为第h相的电压、电流、磁链;B为黏滞系数;TL为负载力矩;J为转动惯量;R为绕组电阻。
式 (1) 描述的方程具有丰富的动力学状态[11], 在不同的参数条件下可呈现不同运行状态。
设Vr是幅值在[0, VrA]范围内振荡的锯齿波, 斩波开关管PWM信号由式 (2) 确定:
式中:H为PWM信号幅值;ωe为SRD输出转差, ωe=ξ (ω-ωr) , 其中ξ为比例常数, ωr为给定目标角速度;V0为给定常数。
根据式 (2) 可知, 若Vr为周期固定的锯齿波, 则斩波开关PWM信号的状态由ωe决定。当ωe为周期态时, PWM信号呈周期变化, 周期值是Vr和ωe周期的公倍数;当ωe为混沌态时, PWM信号占空比也为混沌态。对于周期性PWM信号, 斩波开关电压功率谱是一个以自身频率为基波频率的离散谱, EMI明显。混沌信号功率谱在频域上是连续的, 因此, 可以通过调节系统参数迫使SRD运行于混沌态来降低EMI, 这也是一种从机理上抑制变换器EMI的方法。但参数调节法具有一定的盲目性, 对于调节哪些参数、参数调节范围等不好把握。若Vr的周期按混沌规律变化, 则PWM信号必然呈混沌态变化, 这种降低EMI的方法称为混沌反控制法。
1.2 EMI抑制方法
设ωe的混沌振动范围为Γμ=[μ1, μ2], 调节ξ和VrA, 使Γμ满足Γμ[0, VrA]。下面通过计算比较采用参数调节法和混沌反控制法所得的变换器斩波开关电压的功率谱密度。
1.2.1 参数调节法
对于参数调节法, Vr的周期T固定不变。按式 (2) 产生的PWM信号周期也为T, 则PWM信号占空比的变化包含了ωe的混沌信息, PWM信号如图1所示。图1中, [tk, tk+1]为锯齿波第k个周期历时区间, ωek为ωe与第k个周期锯齿波斜边的交点, dk为占空比在[tk, tk+1]内, 由几何关系可知
式 (3) 表明占空比和转速存在线性对应关系。在时域[tk, tk+1]内, PWM信号可以表示为
在整个时域范围内, SRD输入电压G (t) 可表示为
式中:Us为开关磁阻电动机直流励磁电压幅值。
斩波管两端电压自相关函数可按式 (6) 计算:
式中:E[]表示数学期望;τ为自相关函数时间自变量。
根据Wiener-Khintchine定理, 功率谱密度是自相关函数的傅里叶变换:
式中:f为电压信号频率。
占空比dk随转速变化, PWM周期T不变, 可以推导出变换器斩波管电压功率谱密度计算式[11]:
式中:G (dk, f) 为第k个周期输入电压的傅氏变换;δ () 为单位脉冲函数;f0为基准频率。
只需计算出PWM信号占空比dk的概率密度分布即可求解出式 (8) 描述的功率谱密度。由式 (3) 可知, 占空比dk与ωek两者的概率密度分布之间存在镜像关系。SRD运行于混沌态时, 输出参数ωek的概率密度分布是满足混沌映射不变分布规律的[12]。由于式 (1) 方程复杂, 无法用PerronFrobenious方法求解ωek的概率密度, 为此, 利用Matlab搭建的SRD非线性仿真模型, 结合特征相量求概率密度的方法, 间接求得dk的概率分布密度。为了便于比较, 计算中将变量概率密度的分布范围均映射至[0, 1]区间。ωe的振动范围为Γμ, 其映射关系为
若dk的分布区间为[μ′1, μ′2], 可得
式中:p () 表示概率密度分布函数。
将式 (9) 、式 (11) 、式 (12) 代入式 (8) 即可得到变换器电压功率谱。
1.2.2 混沌反控制法
重新设计载波, 令锯齿波周期的振荡满足混沌变化规律, 锯齿波振荡范围为[T-ΔT, T+ΔT]。PWM信号的产生过程与图1描述过程类似。定子绕组电压功率谱密度可按式 (13) 、式 (14) 计算[11]:
参考文献[3]指出, 选择概率分布密度更加均匀的混沌参数可以获得更好的扩频效果, 更大程度地降低功率谱的峰值。定义如下计算概率分布密度均匀程度的方法:将时间序列取值区间平分成m段, 每段内时间序列点数分别为x1, x2, …, xm;若序列的方差为Va, 定义序列均匀程度f=1-exp (-Va) , f值越大表示越不平均, f最大值为1。采用蔡氏电路输出的混沌信号来调制锯齿波周期, 蔡氏电路为三阶混沌系统, 有3个混沌输出参数。目前研究中多采用参考文献[13]中描述的蔡氏电路的输出, 该输出虽容易用函数表示, 但其分布均匀程度是最小的。本文依据上述方法选择概率密度分布最均匀的混沌电压信号来调节锯齿波。同样, 将区间[T-ΔT, T+ΔT]映射到[0, 1]区间, 运用特征相量法求得载波周期概率密度分布, 如图2所示。
1.3 计算结果分析
运用Matlab软件搭建SRD非线性模型。仿真参数:电压Us=200 V, 开通角为-3°, 关断角为25°, 黏滞系数B=0.000 04 N·m·s/rad, J=0.001kgm2, R=2Ω, TL=1 N·m, VrA=10 V, V0=5V, ξ=0.2。
对于参数调节法, 载波频率固定且振荡周期T为0.002s, SRD运行于混沌态, 输出转速概率密度分布如图3所示。结合复化辛普森公式求积分的方法计算式 (8) , 得到功率谱密度, 如图4所示。由图3可知, 转速概率密度分布规律类似于蔡氏电路的混沌分布规律, 分布密度是连续变化的, 具有一定的规律性。图4反映出变换器电压功率谱是连续的, 且随频率增加呈递减趋势;直流分量占较大比重, 约为12dB;在500Hz及500Hz的倍频处有明显的离散尖峰, 且峰值较高。
对于混沌反控制法, 载波频率按混沌规律变化, 周期振荡范围为[0.001, 0.003], 输出转速概率密度分布如图5所示。与图3相比, 图5所示的转速概率密度分布如随机噪声一样没有规律, 分布更加均匀。结合复化辛普森公式求积分的方法计算式 (13) , 得到功率谱密度, 如图6所示。该谱线以一条主线为基础, 总体呈下降走势, 主线上分布了许多不规则尖峰, 尖峰对应频率值也是随机分布的;尖峰值比图4描述的离散尖峰值降低了10dB以上。这说明采用混沌反控制法得到的功率谱频域分布特性更好。
需要说明的是, 当载波频率按混沌规律变化时, 周期值振荡范围越大越有利于降低EMI, 但载波周期振荡剧烈, 会导致SRD输出转速有较大的振荡, 系统稳定性变差。这是因为系统转差增益ξ作为控制参数是保持不变的, 系统自调节能力差。
2 实验分析
样机实验系统主要由SRM、功率变换器、磁粉制动仪、单相调压器、控制逻辑电路等组成, 实验系统电路如图7所示。其中Us为电源供电电压, 换相开关K1, K2, K3, K4控制电动机A, B, C, D四相定子绕组导通顺序, 控制信号由转子位置反馈信号决定。斩波开关K5的PWM信号由锯齿波与反馈转速电压信号比较产生。
频率按混沌规律变化的锯齿波电路如图8所示。该电路主要包括NE555振荡电路、采样保持电路、压控电流源电路。蔡氏电路产生的混沌信号Chuas经过采样电路采样后, 通过压控电流源电路控制电容C2的充放电速度, 产生周期按混沌规律变化的锯齿波。电容C2端输出锯齿波信号。NE555输出端3输出方波, 其下降沿与锯齿波同步, 作为采样控制信号。电路各元件参数取值如下:C1=C3=100pF, C2=C4=1 000nF, R3=20kΩ, R4=R5=1kΩ, S1选用S8550, J1选用3CJ1, 非门芯片采用74LS04。
在实验样机上分别采用参数调节法和混沌反控制法进行调速实验。由于实验条件限制, 无法直接测量变换器开关管电压功率谱, 通过Tektronix TDS720示波器采集实验数据, 并结合Matlab对数据计算。
采用参数调节法得到的斩波开关PWM信号及定子电压功率谱如图9、图10所示。PWM信号的周期是固定的, 占空比变化具有貌似随机性。对应电压功率谱是连续的, 能量在频率域内分散, 直流分量突出;在频率域内有很多明显尖峰, 且低频段尖峰相对清晰, 峰值与峰值之间的间隔约为170 Hz;特别是在500Hz及500Hz的倍频附近峰值比附近频率处峰值大。
采用混沌反控制法得到的斩波开关管PWM信号及定子电压功率谱如图11、图12所示。PWM信号周期和占空比都不固定。对应电压功率谱也是连续谱, 能量在频率域内分散;谱线直流分量明显, 且比采用参数调节法得到的直流分量小;电压功率谱频域范围内基本上无尖峰, 功率谱更加平坦。
通过比较可知, 采用参数调节法时变换器斩波管电压功率谱是连续的, 与工作在周期态时的SRD相比, 原本离散的能量谱分散在整个频域范围, 在一定程度上降低了EMI, 但在锯齿波基频及基频的倍频处仍有大量离散的尖峰。采用混沌反控制法获得的电压功率谱谱线尖峰值大大降低, 能量在整个频域内分布更加均匀, 抑制EMI效果更加明显。
3 结语
分析了SRD闭环调速系统定子绕组电压功率谱密度的计算方法, 通过Matlab搭建了SRD非线性仿真模型, 结合特征求概率密度的方法获得了SRD反馈转速的谱密度分布, 利用复化辛普森公式计算得到了电压功率谱密度。实验结果表明, 混沌反控制法比参数调节法具有更好的谱分布特性, 更有利于降低EMI。由于周期按混沌规律变化的锯齿波电路简单且成本低, 而混沌又是一种从机理上降低EMI的方法, 因此, 将混沌用于抑制EMI具有较好的前景。
干扰抑制方法 篇5
(1.北京航空航天大学惯性技术重点实验室， 北京 100191； 2.新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室， 北京 100191)
引 言
由于主动磁轴承(Active Magnetic Bearing)具有无机械磨损、无需润滑、可主动振动控制等优点[1]，得到了越来越多的研究和应用，随着磁悬浮技术的日益成熟，磁悬浮电机被广泛应用到诸如磁悬浮鼓风机、磁悬浮压缩机等高速旋转机械装备领域。相比传统的旋转机械装备，磁悬浮电机通常需要运行在高转速下才能提升整机系统的节能效率等性能指标。随着转速的提高，磁悬浮电机转子在高速时的失稳问题也逐渐凸显，提高磁悬浮转子在高速时的稳定性，保证磁悬浮电机在高速时的稳定运转是磁悬浮电机要解决的一个重要问题。磁悬浮电机转子在高速时失稳，其主要表征就是转速同频分量的增大和低频振动的增加，前者可以利用动平衡技术来解决。在保证磁悬浮转子具有较好的动平衡即在高速时具有较小的转速同频分量的情况下[2,3]，低频振动成为影响其高速稳定性的一个至关重要的因素，抑制磁悬浮转子在高速时的低频振动，可以有效提高其在高速时的稳定性。
对于大惯量扁平转子因陀螺效应引起的低频振动，相关领域的研究者进行了相关方面的研究[4,5]，也提出了有效的解决方法；而对于磁悬浮电机转子在高速时的低频振动，研究相对较少。现在大多数研究者选用先进控制算法来提高磁悬浮转子高速时的稳定性[6,7]，抑制低频振动，但很多先进控制算法运算复杂，再加上现用控制器在运算位数、处理速度等方面的限制，此方法不但不能有效抑制其低频振动，还会给系统带来更大的相位滞后，加剧其在高速时的不稳定。Jugo等利用频域模型对磁悬浮转子高速稳定性进行了研究[8,9]，分析指出磁悬浮转子在高速时低频振动的增大，造成了系统的失稳。但该文章仅限于理论分析，没有提出有效的解决方案。
本文利用改进型干扰观测器(Improved Disturbance Observer, IDOB)对磁悬浮电机转子在高速时的低频振动进行观测[10]，并在控制器中对其进行抑制。对100 kW磁悬浮电机运行在24 000 r/min转速时进行了实验验证。实验表明，该方法有效地克服了磁悬浮电机转子高速时形变的影响，对低频振动有很好的观测抑制作用，极大提高了磁悬浮电机转子高速时的稳定性。
1 IDOB原理分析
IDOB的实质为改进型干扰观测器，传统的干扰观测器需要实际系统的逆模型，逆模型的精度影响了整个观测器的精度，且需要一个高阶的低通滤波器来提高观测精度，低通滤波器的阶次越高，观测精度越高，但系统的鲁棒稳定性越低，工程应用越难实现[11，12]，两者之间的矛盾难以调和，对磁悬浮电机转子系统而言，低速时的模型和高速时模型之间存在一定的差异，其标称模型和逆模型很难精确获得，这使得传统干扰观测器不适用于磁悬浮转子系统高速时的低频振动观测抑制。为此，需对传统的干扰观测器进行优化，使其适合磁悬浮高速电机转子系统。
将磁悬浮电机高速时的低频振动等效为一种低频干扰，设其可由下式进行估计
(1)
对于被控系统而言，设其传递函数为
(2)
将式(3)带入式(1)可得
(4)
由于磁悬浮电机转子高速时的模型误差,bm与λm，βn与an之间必然存在误差，设bm-λm=Δbm，βn-an=Δan，则式(4)的频域形式可表示为
(5)
磁悬浮电机转子在高速时的振动具有低频性，ω很小，s可以忽略，针对此特性，式(5)可以进一步简化为
(6)
针对现用磁悬浮电机转子的现状，实验中，对式(1)的m和n都选取为1，对低频振动进行观测，式(1)可化为
(7)
对式(7)进行拉普拉斯变换，可得
(8)
(9)
式中y(t)为当前时刻AD采样值，y(t-1)为上一时刻AD采样值，u(t)为当前时刻PID运算输出值。由此可见，此改进型干扰观测器相对于传统的干扰观测器，不仅更适于低频量的观测，而且更易于工程实现应用，具有很强的实用价值。
2 系统仿真分析
为了验证带有IDOB的主动磁轴承系统对低频振动的抑制效果，以原离散PID磁轴承控制系统为参考，将带有IDOB的主动磁轴承控制系统对低频振动的抑制效果与未加IDOB的原离散PID控制系统的抑制效果作对比。带有IDOB的整个主动磁轴承控制系统的仿真原理框图如图1所示。
图1中，实线框中的部分就是在未加IDOB时，主动磁轴承控制系统的仿真原理框图。首先对未加IDOB的主动磁轴承控制系统进行分析。
从转频输入端到位移输出端的系统传递函数为
(10)
IDOB部分为图1中双点画线框内的部分，加入该部分后，图1整个框图是带有IDOB的主动磁轴承控制系统仿真原理框图，对整个原理框图的分析如下。带有IDOB的主动磁轴承控制系统，其从转频输入端到位移输出端的系统传递函数为
图1 加IDOB的主动磁轴承控制系统仿真框图
(11)
式中G和C与式(10)相同，K，β和λ为IDOB中的3个控制参数。
根据式(10)和(11)的传递函数，利用表1所示的仿真参数，可以得到未加IDOB的主动磁轴承系统与加IDOB的主动磁轴承系统在低频段(2～100 Hz)的幅频特性。
表1 Simulink仿真参数
未加IDOB的主动磁轴承系统与加IDOB的主动磁轴承系统低频段的幅频特性对比如图2所示。
图2 未加IDOB系统与加IDOB系统低频段幅频特性对比图
从图2的幅频特性对比可以看出，加IDOB的主动磁轴承控制系统较未加IDOB的主动磁轴承控制系统，在2～100 Hz的低频频段范围内，对低频振动的幅值有更有效的衰减作用。
仿真系统中，阶跃信号初始值为0，在仿真时刻为1时，阶跃信号变为1，在系统外部输入一个幅值为0.5，频率为600 Hz的正弦信号作为主动磁轴承转子的转频量，未加IDOB的主动磁轴承控制系统转子位移与加IDOB的主动磁轴承控制系统转子位移仿真对比图如图3所示。
图3 未加IDOB系统与加IDOB系统转子位移对比图
由图3(a)可以看出，加IDOB的主动磁轴承控制系统相对于未加IDOB的主动磁轴承控制系统，对低频振动有更好的抑制效果。
图3(b)是主动磁轴承转子达到1的稳态时，取[5 000,5 300]时间段内波形的局部放大图。由图3(b)的稳态局部放大图可以得出，加IDOB的主动磁轴承转子低频振动量约为0.06，未加IDOB主动磁轴承转子低频振动量约为0.18，相对于原系统，加入IDOB的主动磁轴承系统，转子低频振动量减小了0.12，减小为原系统的33.3%，可见，加入IDOB的系统对于主动磁轴承转子的低频振动具有更好的抑制效果。
3 稳定性分析
加入IDOB的主动磁轴承转子系统，其稳定性受K，λ和β三个参数的影响，随着K的增大，式(11)传递函数的零极点分布趋势变化如图4所示。
由图4可以看出，随着K值的增大，系统出现了右半平面的极点，系统不再稳定，其临界稳定K值为57。
随着λ的增大，式(11)传递函数的零极点分布趋势变化如图5所示。
图4 K增大系统零极点分布趋势变化图
图5 λ增大系统零极点分布趋势变化图
由图5可以看出，随着λ的增大，系统出现了右半平面的极点，系统不稳定，其临界稳定的λ值是5.1。
随着β增大，式(11)传递函数的零极点分布趋势变化如图6所示。
图6 β增大系统零极点分布趋势变化图
由图6可以看出，β的变化不影响主动磁轴承转子系统零极点分布，也不影响系统的稳定性。
综上所述，加入IDOB后主动磁轴承转子系统的稳定性随着K和λ的增大而降低，K的取值在[0,57]之间，λ的取值在[0,5.1]之间时，系统是稳定的，β值的变化基本不影响系统稳定性。
4 实验验证
为了验证IDOB的低频振动抑制效果，以100 kW电机为实验平台，在24 000 r/min转速时，做了对比实验验证。
实验中使用的100 kW电机是无刷直流电机，该电机是4极电机，采用4极分布式绕组，永磁体表贴的结构形式，电机控制采用的是两相导通，三相六状态的控制方式；该电机的磁轴承是纯电磁磁轴承，有两个径向磁轴承，分别位于电机的两端，一个轴向磁轴承位于电机的末端，磁轴承控制采用的是五自由度全悬浮的方式，两个径向磁轴承负责四个径向自由度的悬浮，一个轴向磁轴承负责一个轴向自由度的悬浮。实验中使用的100 kW磁悬浮电机的主动磁轴承系统的设计参数如表2所示。
表2 100 kW磁悬浮电机主动磁轴承系统参数
实验中使用的100 kW磁悬浮电机磁轴承系统的径向控制参数如表3所示。
在选取上述IDOB参数的情况下，主动磁轴承转子闭环系统的零极点分布如图7所示。
由图7可以看出，在选取上述IDOB参数的情况下，主动磁轴承转子闭环系统是稳定的，在此基础上，进行升速实验，实验系统实物图如图8所示。
在24 000 r/min转速时，加入IDOB的主动磁轴承系统与未加IDOB的主动磁轴承系统的位移波形对比如图9所示。
表3 100 kW磁悬浮电机磁轴承系统的径向控制参数
图7 主动磁轴承转子闭环系统零极点分布图
图8 100 kW磁悬浮电机实验平台
由图9可以看出，原系统未加IDOB，主动磁轴承转子在24 000 r/min转速时低频增益为-30 dB，径向BY通道位移跳动量为57.6 μm，加IDOB的主动磁轴承系统在24 000 r/min转速时低频增益为-50 dB，径向BY通道位移跳动量为20.8 μm，相比于原系统，加入IDOB的主动磁轴承系统低频增益减小20 dB，位移跳动量减小36.8 μm，控制精度提高了63.89%。实验结果表明，离散PID控制器加IDOB能很好地抑制主动磁轴承转子在高速时的低频振动，提高主动磁轴承转子系统的稳定性。
图9 主动磁轴承转子升速位移对比图
5 结 论
本文针对磁悬浮电机转子高速时低频振动加剧，稳定性变差的问题，提出利用改进型干扰观测器——IDOB对低频振动进行观测，并在控制器中进行消除的方法，用来抑制磁悬浮电机转子在高速时的低频振动，提高磁悬浮电机转子高速时的稳定性。升速实验结果表明，加入IDOB后的主动磁轴承系统相较于原系统，在24 000 r/min转速时低频增益减小20 dB，转子跳动量减小36.8 μm，控制精度提高了63.89%，由此说明，IDOB的加入能很好抑制磁悬浮电机转子高速时的低频振动，改善其高频特性，提高高速时的稳定性。
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干扰抑制方法 篇6
关键词：低压电力线,可靠性,卷积码,扩频通信,干扰抑制
低压电力线载波通信(L_PLC)是采用低压电力线传输信息的一种通信方式，它是利用现有的低压电力线，通过载波方式将信号进行高速传输的通信技术[1]。L_PLC的优点是低压电力线配电网络分布广泛、接入方便、多用户能够共享宽带。但是L_PLC除了自身的优势之外，信道存在时变的阻抗、不确定的噪声干扰、较强的信号衰减等环境因素决定了L_PLC还存在很多的问题。
目前L_PLC需解决的问题是:进一步研究L_PLC通信理论，改进信号处理技术和编码技术，优化通信网络结构以适应L_PLC特殊的环境[2]。低压电力线通信特有的信道特征和不同的调制方式以及编译码算法共同决定了具体信道上的误码率[2]。本文提出了一种采用卷积码的直接序列扩频通信方案，应用于低压电力线载波通信中。
1 低压电力线信道噪声分析
1.1 噪声分类
根据低压电力线信道上不同的噪声源进行具体的分析，信道噪声主要分为以下5类:有色背景噪声、窄带噪声、与工频异步的周期性脉冲噪声、与工频同步的周期性脉冲噪声、随机脉冲噪声[3]。前3种噪声时变性弱，一般归结为背景噪声，背景噪声是离散高斯型的，是一种始终存在于信道上的噪声，对L_PLC系统影响较稳定。后两种噪声的脉冲噪声具有瞬间、高能和覆盖频率范围广的特点，因而对于信号传输的影响相当大[4]。
1.2 噪声建模分析
低压电力线信道上的背景噪声可看作是高斯白噪声。高斯白噪声的功率谱可表示为
Pn(f)=N0/2(1)
高斯白噪声的自相关函数Rn(τ)可表示为
式中:δ(τ)为单位冲激函数。当τ≠0时，高斯噪声的自相关值为0[5]。
低压电力线信道上的主要干扰是背景噪声，由式(2)对背景噪声进行建模和仿真。除背景噪声对L_PLC的影响，脉冲噪声也是L_PLC的严重有害源，造成了低压电力线信道上噪声的强时变性，L_PLC中位错误或突发事件错误都是由脉冲噪声所引起的，通过一个分群的马尔可夫链对脉冲宽度和脉冲间隔时间进行建模和仿真[6]。
一个马尔可夫过程X(t)是一个随机过程，如果该过程的当前状况是给定的，那么过程的过去对将来没有任何影响，若tn>tn-1，则
若t1
一个高斯—马尔可夫过程X(t)是一个概率密度函数为高斯型的马尔可夫过程[7]。产生马尔可夫过程的最简单方法是利用式(5)递推
Xn=ρXn-1+ωn(5)
式中:ωn是一个零均值、独立和同分布的白色随机变量;ρ是确定Xn和Xn-1之间相关度的一个参数，即
如果序列{ωn}是高斯型的，那么所得到的过程X(t)就是一个高斯—马尔可夫过程。
低压电力线信道传输模型如图1所示。
2 卷积码直接序列扩频通信系统
直接序列扩频通信(DS-SS)的工作原理，在发端输入信息d(t)与扩频码序列c(t)进行波形相乘，实现信号频谱的展宽，展宽后的信号再调制射频载波发送出去[5]，发送端发送的信号为
接收端收到的带宽射频信号与本振信号混频、低通滤波后得到中频信号r(t)，然后r(t)与本地产生的与发端相同并且同步的扩频码序列c'(t)进行波形相乘，实现相关解扩，再经信息解调，恢复出原始信息[5,8]。
DS-SS系统由于在发送端扩展信号频谱，在接收端解扩还原信息，产生了扩频增益，从而大大提高了抗干扰容限。DS-SS系统中引入的PN码，与噪声干扰相关性较小或不相关，做相关性运算后噪声干扰会被扩展到整个频谱内，有效地抑制了噪声干扰。
由于低压电力线通信环境恶劣，通常用到的扩频通信技术并不能很好地抑制信道中的干扰。本文的DS-SS系统采用卷积码进行前向纠错，DS-SS的主要思想是用高速率的扩频码来扩展待传输信息的带宽，用更宽的频带来换取通信的可靠性，卷积码适用于纠正随机错误，充分利用码字间的相关性，获得传输的可靠性。两者的有机结合在理论上可以实现更可靠的通信传输，提高通信质量。系统的框图如图2所示。
3 仿真结果及分析
利用前面建立的噪声模型和DS-SS仿真系统，基于MATLAB平台仿真分析了低压电力线信道上背景噪声和脉冲噪声对系统误码率性能的影响。
仿真系统中载波频率为120 kHz，扩频的带宽为15 kHz。数据源信号是随机产生的一个(0,1)二进制等概率数据，卷积码编码采用的是(2,1,2)卷积码，编码效率为0.5[5]。直接序列扩频通信的伪码位数为15位，选用2PSK(2PSK调制方式的初相位为0)作为直接序列扩频通信发送端的调制方式，卷积码的译码采用维特比译码，卷积码译码得到的信号和输入信号作比较统计出误码个数，计算得到误码率[5]。
由于背景噪声通常能持续较长的时间不变，仿真过程中认为背景噪声是静态的，图3是前面介绍的仿真系统中，将高斯白噪声作为加性噪声加入到信道中去，设定不同的信噪比得到的误码率。
由图3可见，由于高斯白噪声的存在，若要使系统的误码率低于10-4，信噪比需要达到-3 dB左右。在文献[9]中，在抗高斯白噪声的扩频通信系统和OFDM通信系统中，若系统的误码率低于10-4，信噪比都需要达到0 dB以上。
低压电力线通信信道的脉冲噪声使得系统误码率性能下降。利用前面基于脉冲噪声建立的马尔可夫模型，作为加性噪声加入信道中去，在不同的信噪比下得到其对应的误码率。仿真分析结果显示，若要使得系统的误码率低于10-4，信噪比需要达到5 dB左右(见图4)。
4 结语
根据以上仿真的误码率曲线可以看出，采用卷积码的直接序列扩频通信方案在低压电力线时变的信道环境下能够实现高速数据通信，能够较好地抑制低压电力线信道上背景噪声和脉冲噪声，具有较强的抗干扰性能。运用MATLAB仿真工具对系统的抗干扰性能进行仿真验证，仿真结果达到了预期要求，预计该方案能有效抑制低压电力线通信系统的背景噪声和脉冲噪声。
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干扰抑制方法 篇7
室内位置服务正迅速兴起, 基于位置的精准导购等服务成为商场关注的新热点。目前, 室内商业位置服务主要面向智能手机用户群体, 可用于手机室内精确定位的信源主要有Wi Fi与蓝牙节点两类定位节点。这两类信号源的定位原理相同, 都是通过测量定位节点的信号强度实现精确定位[1,2]。
目前, 常用的精确定位方法有指纹定位法与几何解算法两类。指纹定位技术由离线与在线两个阶段构成。离线阶段进行定位区域的网格划分, 然后采集不同网格的信号强度特征值, 建立定位指纹库。在线阶段测量信号特征值, 将测量的信号值与指纹库中的预存信息进行指纹匹配, 得出终端坐标位置。常用指纹定位算法有K最邻近结点算法[3]、支持向量回归算法[4]、支持向量机算法[5]等。指纹定位方法精度高, 可以有效抑制室内墙体遮挡、反射等对定位产生的干扰, 但定位节点位置变化之后需要重新进行指纹采集, 维护难度大, 导致应用推广受限。
几何解算法将接收到的信号强度通过信号衰减模型换算为节点到终端之间的距离, 构建几何方程, 进行位置求解。几何解算法计算量小, 不需要复杂的系统维护。但由于室内墙体遮挡使反射现象严重, 导致难以准确地将信号强度转换为终端与节点间的距离, 产生较大误差。目前文献[6]等对最终定位结果进行滤波, 可以在非视距结果以一定统计特征非连续出现时降低误差, 但实际环境中, 非视距节点对于定位的影响在一段时间内是持续产生的, 因此难以消除。文献[7]则直接在求解过程中对定位结果进行优化, 选取不同组合进行多次计算, 剔除误差较大的节点进行位置结算, 该类方法需多次计算, 运算复杂度高。
本文针对室内定位的实际需求, 从便于应用推广的角度着手, 进行几何定位算法研究。提出了基于室内无线信号传播模型的场强测距模型, 以及一种基于信号强度的室内定位干扰抑制新方法, 给出了仿真测试结果。该方法可在不增加解算复杂度的情况下, 显著地提升室内无线精度。
1 信号室内传播与测距模型
对于Wi Fi或蓝牙节点而言, 定位系统不具备进行精确时延测距的能力, 终端只能获取到接收信号强度值。根据信号的室内传播模型, 可以将RSS转换为距离。目前主要模型有空间自由衰减模型、衰减因子模型、对数距离路径损耗模型等。
空间自由传播模型适用于节点视距传播环境, 不宜在室内定位中直接使用。衰减因子模型与对数距离路径损耗模型通过距离节点距离为d0的参考点进行实际测量, 可有效抑制节点硬件及环境不一致带来的误差。但模型中的路径损耗指数n对于不同环境需大量测试才能得出, 实施复杂、不易推广。
针对上述问题, 本文首先建立基于信号传播模型的场强测距模型。基于空间自由传播模型, 进一步考虑节点发射功率、天线增益、出口遮挡的影响, 则接收功率可表示为:
其中, P为发射功率, G为天线增益, LS0为出口遮挡损耗 (如当节点隐藏在储物柜内时, 储物柜对节点产生的遮挡损耗) 。
在距离节点d0的位置, 测量参考接收功率R0, 由式 (1) 并考虑噪声影响可得:
其中, Xσ为均值为0、标准差为σ的高斯分布随机变量, 由快衰落及接收机测量误差等产生;Ls为遮挡导致的衰减, 随人流环境实时变化, 距离越远, 产生遮挡的可能越大。距离dm的估计值为:
则基于信号强度的测距误差为:
经实际测量, Xσ的标准差σ一般为4 d B~6 d B, Ls受部署环境影响较大, 无遮挡时可认为是0, 式 (4) 中误差△dm将随距离dm的增加而增加。在不同的σ值下进行蒙特卡洛仿真, 得到测距误差的标准差如图1所示。
2 室内定位干扰抑制方法
2.1 基于牛顿迭代的位置方程求解
牛顿迭代法是位置方程求解中的常用方法[8], 在通过信号强度计算得到节点n与终端的距离dn后, 可得到位置解算方程组:
其中, (xn, yn) 为节点n的坐标, (x, y) 为待求解的终端坐标。
牛顿迭代法设置一组待解参数的初始值, 进行循环迭代, 使待解参数迅速收敛于最优解。初值可设置为距离终端最近的定位节点的坐标。令第k次迭代时求得的解为:
令:
式 (5) 在处线性化后方程为:
其中:
则由最小二乘法可得:
对进行更新, 令:
完成第k次迭代, 并将带回式 (6) , 进行下一次计算, 直至式 (12) 中残差向量b的模值小于预设门限时退出迭代, 得到最终结果
2.2 一种新的室内定位干扰抑制方法
式 (4) 中的Xσ是随机噪声, 遮挡损耗Ls在距离终端与节点距离越远时产生的概率越大, 同时, 从概率统计的角度考虑, 当dm越大时, 误差△dm越大。因此, 在式 (9) 的求解中, 不宜直接采用式 (13) 所示的最小二乘法, 而应采用加权最小二乘法以获取更高的精度。
由式 (4) 及图1的仿真结果可得, 误差△dm与dm大约成线性关系。则可近似认为测量节点距离为dm赞时, 该观测值的测量概率误差为:
其中σ为1 m处的测量概率误差。
故此, 可采用加权最小二乘法, 对2.1小节中的计算方法进行优化, 将式 (13) 修正为:
其中V由误差向量的方差决定:
此外, 室内定位中, 信号如果发生非视距传播, 则测量到的信号强度将急剧下降 (如墙体阻拦可导致衰减达到10 d B~20 d B) , 如果该部分节点参与计算, 将导致较大的定位误差, 因此, 在定位中考虑删除测距结果较远的节点。删除不参与定位计算的节点的原则是:
(1) 测距结果过远的节点, 如节点测距结果为23 m, 则误差大的概率极大, 不宜参与计算。
(2) 已有足够多测距较近的节点参与, 且下一个节点测距较近的节点明显远于上一个节点一定比例, 如发现测距为1 m、4 m、6 m的节点, 则测距为11 m的阶段则不必再参与计算。
与参考文献[7]相比, 该方法不需要对节点进行组合, 对每组分别进行计算后取最优 (复杂度O (N鄞) , 其中N为接收信号数量) , 只需一次计算完成, 计算复杂度大幅下降。
3 仿真测试
对本文提出的方法进行仿真, 假定仿真区域为15 m×15 m的正方形区域, 定位节点共5个分别位于仿真区域的四个角及正中心, 坐标分别为 (15, 0) , (0, 15) , (15, 15) , (0, 0) , (7.5, 7.5) , 单位为m。
仿真采用1.2小节中所述模型, 首先只考虑高斯噪声, 假定σ为5 d B。现有牛顿迭代算法与本文所述算法的定位误差分布分别如图2、图3所示。
进行200次仿真测试发现, 本文算法在定位区域内各点的平均误差为1.79 m, 现有牛顿迭代算法在定位区域内各点的平均误差为2.18 m。
在前述条件不变的情况下, 进一步考虑遮挡等产生的干扰。假设节点4受遮挡影响, 产生信号衰减导致测量距离增加15 d B的信号衰减, 此时现有牛顿迭代算法与本文所述算法的定位误差分布分别如图4、图5所示。
进行200次仿真测试发现, 本文算法在定位区域内各点的平均误差为2.21 m, 现有牛顿迭代算法在定位区域内各点的平均误差为6.33 m。本文算法精度改进明显。
4 结论
Wi Fi、蓝牙等基于信号强度的室内定位目前正在商场、机场、办公楼等得以快速普及。在这类定位中, 如何减轻由遮挡、反射等引起的误差一直是业内研究难点。本文对基于信号强度的室内定位干扰方法进行了研究, 首先基于信号传播模型建立了场强测距模型, 通过对场强测距模型的分析, 提出一种新的室内定位干扰抑制方法, 该方法对现有的牛顿迭代解算方法进行改进, 根据场强测距模型, 在解算的牛顿迭代过程中, 对不同信号采用不同权重, 通过加权最小二乘法提升定位精度, 在不增加解算复杂度的情况下, 有效抑制非视距、信号波动等引起的定位误差。本文所述方法可在Wi Fi、蓝牙等无线定位技术中使用, 提升定位精度。随着目前室内位置服务的普及, 本文所述技术有良好的应用价值。
摘要：针对WiFi、蓝牙等基于信号强度的室内定位技术易受遮挡、反射等影响, 导致较大定位误差的问题进行研究。在室内信号传播模型的基础上, 推导出基于信号传播模型的场强测距模型, 根据该模型对现有定位解算中的牛顿迭代算法进行改进, 对不同信号计算不同权值, 采用加权最小二乘法求解, 在不增加解算复杂度的情况下, 提高定位精度。仿真表明, 该算法抑制干扰能力强, 有效提升了定位精度。
关键词：室内定位,干扰抑制,场强测距模型,加权最小二乘法
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干扰抑制方法 篇8
跳频通信技术通过伪随机序列控制载波频率跳变来躲避干扰,使得跳频通信能够对抗瞄准式干扰。但是,当敌方侦察机速度足够快,进而形成跟踪干扰时,就会给跳频通信带来极大威胁[1]。
通常为了对抗跟踪干扰,需要提高跳频的速率或者采用变跳的措施,但是,这样显然会造成跳频系统复杂、实现难度增大。为了实现跟踪干扰的抑制,文献[2]提出应用天线调零技术,结合跳频技术,实现跟踪干扰的抑制; 文献[3]在其基础上,利用数字波束形成和跳频相结合,解决了快速跟踪干扰的抑制问题; 前面2 种方案在对跟踪干扰抑制时,未考虑干扰与期望信号是否相干,而且需要准确知道跳频信号的导向矢量,为了解决这些问题,文献[4]结合空间平滑技术,应用特征空间自适应波束方法实现跟踪干扰的抑制。文献[4]提出的算法适合一维线阵,为了推广到二维虚拟空间平滑算法,文献[5]在均匀矩形阵列下,结合二维虚拟子空间和相位补偿算法,给出了一种抗跟踪干扰方法。
文献中提到的跟踪干扰抑制技术,其核心是利用自适应天线调零技术结合跳频通信对抗跟踪干扰,其接收模块都是在跳频信号完成解跳后才进行波束控制。因为,所采用的自适应波束形成算法是针对窄带信号才能实现,但是当跳频通信中的同步信息被干扰,导致跳频通信不能够准确实现同步,进而不能被解调时,上述抗跟踪干扰性能将会下降很多,同时上述提到的自适应波束形成要求在跟踪干扰与跳频信号的时延内实现跳频信号的抽样,进而完成跳频信号的调零,而实际上随着跳速的提高,跳频信号和跟踪干扰之间的时延越来越小。在这么短的时间实现准确的DOA估计,并控制波束形成,难度较大。
跳频信号和跟踪干扰信号在解跳前属于宽带信号[6],对于宽带信号的波束形成,需要波束形成器能在不同频率上形成相同束宽的波束,否则会造成接收信号发生畸变。为了解决该问题,文献[7]采用离散傅里叶变换插值实现宽带波束形成,但是需要基阵灵敏度函数满足一定条件,在应用上存在一定的局限性。文献[8]提出一种基于频域处理的宽带恒束宽的波束形成方法,该方法在一定宽带内对各个频率进行空间插值的数字加权,能够得到恒束宽的波束。该方法容易实现,虽然牺牲了一些性能代价,但是能满足工程实现的需求。
本文设计在跳频信号同步前实现对跟踪干扰的抑制。采用基于空间插值的频域宽带自适应波束控制技术,在信号下变频之前,实现对跟踪干扰信号波束控制的调零,从而实现对跟踪干扰的抑制。
1 空间插值的频域宽带波束形成技术
1. 1频域宽带波束形成
基于频域处理的宽带波束形成模型如图1 所示。首先每一个天线阵元对接收到的时域数据做FFT变换,在频域进行实现波束形成后,经过加窗求和,再通过FFT逆变换后就可以得到波束形成后的数据[8]。
假设天线阵元为均匀线阵,在某一个频点 ωk形成波束图:
式中,b( ωk,Ωb) 为第b个方向的导向矢量,可以表示为:
式中,dm= [d1,…dm…dM],m = 1,…; M为第m个天线阵元所在的位置。方向矢量 Ωb为:
式中,θb为第b个方向的方位角; θb∈[- 180°,180°]; c为光速。
式( 2) 中,W( ωk) 和win( ωk) 分别是波束形成器中频点 ωk的2 级频域加权系数,其结果是使数字波束能够形成相同的波束。W( ωk) 为频率 ωk在第m个天线阵元的复加权系数,可表示为:
式中,Ω'b为相应方向的角度。第一级加权后采用加窗处理。
1. 2空间插值滤波方法
空间滤波的目标是得到较窄的主瓣和较低的旁瓣。而主瓣变窄需要更多的天线阵元,这样会增加系统复杂度。上节中波束形成器应用加窗能够降低旁瓣,但是存在的问题是如何平衡窄主瓣和低旁瓣。那么在实际应用过程中,如果使得阵列天线数量较少时得到较窄的主瓣和较低的旁瓣波束,文献[9]应用空间插值波束形成器解决了该难题。
该方法的主要原理是增大天线距离,当天线阵元数较少时,把阵元距离变成 αd,这里 α 称为扩展因子,这样就会使得天线的合成空间变大,形成较窄的主瓣,但是这样做会破坏波束形成的限制条件,产生空间相位谱镜像。那么在后级设计合理的滤波器,把镜像分量滤除掉,得到需要的窄主瓣和低旁瓣的波束。整个过程分为2 部分: 空间插值和旁瓣滤波。该方法的缺点是计算量大,其本质是通过算法的复杂度换取了阵元数目的减少。
定义 μ = kd( sinθ - sinθ0) ,z = exp( ju) ,对于均匀线阵的波束形成器为:
式中,Wpr,m为第m个天线阵元的幅度; θ0为初始角度; k = 2π/λ。经过空间插值后,波束形成器可表示为[9]:
式中,Fsh( μ) 为第一级滤波器,可表示为:
2 空间插值下频域宽带波束形成跟踪干扰抑制
2. 1 跳频信号与跟踪干扰信号模型
假设接收端观察时间为T,在观察时间内共接收到M跳信号,则接收到的信号可以表示为[10]:
式中,S为跳频信号功率; fk和 θk为获得的第k跳信号的载频和相位; TH为跳频间隔时间; n( t) 为高斯白噪声;为宽度为TH的矩形窗。
跟踪干扰是指干扰信号能跟踪跳频频点跳变的干扰方式,其在时域和频域特征相均和跳频信号类似,不同之处在于跟踪干扰与跳频信号存在一定的时延,而且跟踪干扰调制的是干扰信息。
2. 2 跟踪干扰抑制系统
对于跟踪干扰的抑制,前面研究都是在跳频信号解调后,对窄带信号进行处理。为了在跳频解调前实现跟踪干扰的抑制,就需要采用宽带信号的空间谱估计和波束形成,因为跳频信号和跟踪干扰信号在解调前均可看作是宽带信号。跳频同步前跟踪干扰抑制的系统模型如图2 所示。
图2 中,来自K个天线阵元的跳频信号和跟踪干扰信号,首先经过宽带空间谱估计和宽带波束形成后,在空域实现分离,经过跟踪干扰识别,判断是否存在跟踪干扰,如果存在,此时根据跟踪干扰信号所在的方向,确定自适应波束形成加权输出的约束矢量,并把约束矢量复制传递给跳频通信的接收端。阵列天线通过波束控制器把零点方向对准跟踪干扰方向,把阵列方向图的主瓣指向跳频信号的方向,从而达到抗跟踪干扰的目的。
对于跟踪干扰的识别,笔者在文献[6]进行了详细的研究,这里不再赘述。因此,对于跟踪干扰的抑制的关键就是能够对跳频信号和跟踪干扰信号进行波束形成。
跳频通信在实际的应用之一就是跳频电台,通常在实际应用过程中不可能配备很多根天线用来组成阵列。因此,需要考虑在较少阵元下实现跳频信号的波束控制。本文对于跳频信号和跟踪干扰信号的波束形成采用的就是空间插值的频域宽带波束。基于空间插值的频域宽带波束形成处理模型如图3所示。
图3 中,对接收到的跳频信号和相关干扰信号首先经过频域宽带波束形成。采用空间插值滤波方法代替了加窗求和,其目的就是在阵元数较少时,降低旁瓣宽带,得到较窄的主瓣。
在波束形成和跟踪干扰识别后,把通过基于空间插值的宽带波束形成器后的权矢量求得波束形成加权输出的约束矢量,把获得的波束控制器加权输出的约束矢量复制到波束控制器,使得阵列天线的主瓣方向对准跳频信号,零点方向对准跟踪干扰,进而实现跟踪干扰的抑制。
3 性能仿真及分析
为了验证采用空间插值宽带波束形成技术对跳频通信中跟踪干扰抑制的有效性,采用M = 8 阵元组成的线性等距线阵,跳频信号工作在超短波频段,频率为33 ~ 88 MHz,带宽为25 k Hz,伪随机序列采用m序列,跳频频点数为64,跳速为200 Hop /s,其中跳频信号方向为- 20°,阵列接收信噪比为10 d B,阵元间距等于跳频最高频率对应波长的1 /2,假定经过跟踪干扰识别后存在跟踪干扰,其中跟踪干扰方向为10°。信干比为- 3 d B。其中跳频信号的入射频率在观测时间T内共有4 跳,分别是35 MHz、37. 5 MHz、42. 5 MHz和40 MHz。 采样快拍数为512。
采用空间插值频域宽带波束形成后得到的跳频信号和跟踪干扰信号波束形成增益如图4 所示,从图4 可知,采用基于空间插值的频域宽带波束形成对跳频信号和跟踪干扰信号进行波束控制的有效性。虽然天线阵元数目只有8 根,但经空间插值滤波,仍能够获得比较理想的波束,空间滤波效果良好。
为了说明本方法对跟踪干扰抑制的性能,分别对采用跟踪干扰抑制后的跳频通信系统和未采用干扰抑制的通信系统的误码率特性进行对比仿真,图5给出了信干比SIR = - 3 d B,信噪比SNR以2. 5 d B为步进,从0 ~ 25 d B变化时,跳频系统在跟踪干扰下的误码率和本文采用的跟踪干扰抑制方法的误码率曲线图。
从图5 中可以看出,在相同的SNR和SIR下,提出的基于空间插值的频域宽带波束形成跟踪干扰抑制算法的跳频通信系统的误码率性能优于存在跟踪干扰的情况,这说明系统误码率性能得到了改善;随着信噪比的增加,跳频通信系统的性能提高明显,抗跟踪干扰性能得到了提升。
4 结束语
传统的跟踪干扰抑制方法都是在跳频信号同步后再解调实现的,但是当跳频同步被干扰以后,此类方法就失效了。本文提出的跳频通信中跟踪干扰抑制方法,能够在跳频同步前实现跟踪干扰的抑制,避免了传统跟踪干扰抑制方法在跳频同步被干扰后无法应用的问题。本文的研究成果可为跳频通信抗跟踪干扰提供参考。
摘要：提出了一种针对跳频通信中跟踪干扰抑制方法,该方法能够在跳频同步前实现跟踪干扰的抑制,避免了传统跟踪干扰抑制方法在跳频同步被干扰后失效的缺点。采用空间插值的频域宽带波束形成技术实现了跳频信号与跟踪干扰信号的波束形成,在此基础上,给出了一种跟踪干扰抑制方法。对所提跟踪干扰抑制方法进行了计算机仿真,验证了该方法的正确性和有效性。
关键词：跳频,跟踪干扰,频域宽带波束,空间插值,干扰抑制
参考文献
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干扰抑制方法 篇9
按照心电监护类产品技术审查规范规定,该产品性能部分测试必须按照国家行业标准YY1079-2008[4]心电监护仪执行。YY1079-2008代替了YY91079-1999版标准,新标准于2009年12月1日开始实施。YY1079-2008参照美国国家标准ANSI/AAMI EC13:2002《心脏监护仪,心率计和报警器》[5]中的性能部分而编写。YY1079-2008相比1999版新增了电外科防护及干扰抑制、起搏脉冲抑制能力、输入信号重建准确性等要求。由于临床需要,心电监护设备常需与高频电外科设备配合使用,高频电外科设备工作中会产生高频信号,对声称可抗电外科设备的心电监护仪必须能够承受高频冲击不出现功能故障或永久性的损坏[6][7]。本文将着重介绍心电监护仪的电外科防护及干扰抑制能力的测试方法,从而帮助医务人员更好地理解标准并进一步规范心电监护仪产品,保障人民群众的用械安全。
本文从标准解读、试验布局、测试分析三个方面介绍心电监护仪电外科防护及干扰抑制检测方法。
1 标准解读
1.1 电外科防护
本测试的目的在于验证可抗电外科干扰的监护仪,在和高频电外科设备一同使用时,能承受高频电外科设备冲击而不出现功能故障或永久性的损坏。
测试步骤:
(1)按图1、图2连接测试电路;
(2)高频电外科设备设置为切割模式,功率设置为300W;
(3)用手术刀接触试验台上的金属板,同时按手术刀上“切割”键,然后缓慢移开以产生电弧;
(4)重复以上动作5次;
(5)10s内被测监护仪应恢复操作,并没有丢失任何存储数据,心电监护仪通道未出现永久性损坏;
(6)将高频电外科设备设置改为“凝结”模式,功率设置为100W,重复步骤(3)～(5)。
通过要求:
监护仪应在高频电外科设备放电结束后10s内回复到之前的操作状态,并且不丢失任何储存数据。
1.2 电外科干扰抑制
此项测试的目的是验证高频电信号噪声出现时心电监护仪曲线在临床上可用。
被测监护仪增益设置为10mm/mV,并接收由图3产生一个幅度为1mV,心率在60～150bpm之间的模拟心电信号。
测试步骤:
(1)按图1、图3连接测试电路;
(2)将被测监护仪的显示灵敏度设置为10mm/mV,记录心率值R1;
(3)高频电外科设备设置为“切割”模式,功率设置为300W;
(4)用手术刀接触试验台上的金属板,同时按手术刀上“切割”键,然后缓慢移开手术刀以产生稳定的电弧,并保持电弧至少15s;
(5)观察监护仪的ECG轨迹是否消失,并记下心率值R2;
(6)心率值的差值不超过R1的±10%;
(7)设置ESU工作于“凝结”模式,功率为100W,重复步骤(4)～(6)。
通过要求:
在高频电外科干扰持续时间内,被测监护仪的心电波形不消失,且心率变化不应超过未使用高频电外科设备干扰时心率的±10%。
YY1079标准对这两项测试的共同要求包括:被测监护仪应设置为手术模式;在衡量心电监护仪性能时标准采用能承受最大高频放电能量的测试方案。
2 试验布局及测试电路
图1测试装置布局示意图中,要求ESU探头电缆的长度不小于3m(118in),ESU探头与ESU回路电缆之间的距离不小于0.5m(20in)。
按照标准要求设计测试电路,图2中R1、R2、R3及图3中R14、R15、R16是取值为500Ω100W、400Ω100W、100Ω20W低分布电感的大功率电阻。每个导联上串联皮肤阻抗电路,即串联51kΩ和0.47µF并联的阻容网络。应按照最大导联数12导进行设计,总共需10个连接端子。电路应与接地端可靠连接。在图3中,U1是CMOS轨对轨输出、FET输入的双比较器(IC)。U1B构成方波振荡器,提供了大约75ms宽,心率大约是70～80bpm,经衰减降压为1-2mV的心电波。
3 测试分析
验证试验选取威海威高医疗系统有限公司的型号WGM-1008病人监护仪进行电外科过载及电外科抑制试验。按照图1试验布局分别将监护仪连接图2、图3对应的测试电路,电外科过载试验测试监护仪正常工作,不丢失任何储存数据,电外科抑制试验测试记录数据表格心率值变化量≤±10%。
本文从心电监护仪性能重要性的角度探讨了电外科防护及干扰抑制检测方法,通过实例对标准要求进行解读分析,实现了标准到检测即理论到实践的转化,并通过测试验证了标准测试方法的科学性和实用性,对于心电监护类医疗器械的生产、科研、注册检验工作具有促进作用。
摘要：心电监护仪(ECG)是一种用于实时、连续、长时间监测患者心率指标的医用电气设备。本文通过对标准测试方法的解读,探讨了心电监护仪电外科防护及干扰抑制检测方法,对进一步规范心电监护仪产品,保障医疗安全具有重要意义。
关键词：心电监护仪(ECG),电外科防护,电外科干扰抑制,高频电外科设备,检测方法
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干扰抑制方法 篇10
一、主要的瞬态脉冲干扰的产生及特点
1. 电快速瞬变脉冲群干扰
电快速瞬变脉冲群干扰是由了电路中断开感性负载时产生的。它的特点是干扰信号不是单个脉冲, 而是一连串的脉冲群。一方面由于脉冲群可以在电路的输入端产生积累效应, 使干扰电平的幅度最终可能超过电路的噪声容限。另一方面脉冲群的周期较短, 每个脉冲波的间隔时间较短, 当第一个脉冲波还未消失时, 第二个脉冲波紧跟而来。对于电路中的输入电容来说, 在还未完成放电时又开始充电, 因此容易达到较高的电压, 这样对电路的正常工作影响甚大。
电快速瞬变脉冲群干扰源的电压的大小取决于负载电路的电感, 负载断开速度和介质的耐受能力。
这类干扰电压的特征是:幅值高、频率高。当触点断开时, 电感电路中的电流企图继续通过, 在触点之间产生高压, 并引起电弧的重燃, 这样就会产生一连串的电压脉冲叠加到电子设备连接的电源上。$%
电快速瞬变脉冲群干扰电压主要是共模电压。它是通过电容耦合间接传输至其它电路, 当由一个电路的电压产生的电场和第二个电路的导体交链时就会产生电容耦合。
2. 静电放电干扰
由于人体在某些环境条件下, 要产生静电。当人体接触设备后就会对设备产生静电放电现象, 静电放电虽然也属于瞬态脉冲干扰, 但它的耦合方式与其它瞬态脉冲干扰的耦合方式不同, 一般瞬态脉冲干扰的耦合方式都为传导耦合, 但静电放电干扰除了有传导耦合外, 还有辐射耦合, 从本质上应属于辐射干扰。静电放电会导致电子设备严重损坏及工作失常。静电放电能量传播方式有两种, 一种是通过金属体表面传播;另一种是通过激励一定的频宽的脉冲能量在空间传播。
静电放电有两种放电形式:
a.直接放电。也称之为接触放电, 其放电方式是以放电电流起作用。
b.空气放电。也称之为间隙放电, 其放电方式是以电压跌落起作用。
两种放电形式在实验室中模拟的施加的方式又有两种, 即直接和间接。
静电放电现象之所以产生电磁干扰, 是因为静电放电的放电电流波形具有很高的幅值和很陡的上升速度, 这种放电电流要产生高强度、宽频谱的电磁场, 这样对电子设备容易产生电磁干扰。
3.1M H z (100k H z) 脉冲群干扰
对电力系统量度继电器、保护及自动化装置来说, 它属于一种振荡衰减波的干扰。它的产生也是由于在其辅助电源回路中开关的开闭过程中也要出现一个短暂的放电过程, 在其过程中要产生一短时尖锋的干扰电压, 并以一连串的衰减振荡波的形式出现。振荡波的频率决定于辅助电源回路的阻抗。1M H z (100k H z) 脉冲群干扰对电路的正常工作有很大的影响。
电力系统是一极为强大的干扰源, 在其辅助电路中闭合或断开某一开关, 特别是操作高压或超高压变电站的隔离开关, 会出现一短暂的燃弧过程, 这过程中就会形成一短时尖峰的干扰电压, 并且干扰电压是以一连串的衰减振荡脉冲解的形式出现。另外, 在控制电路开关操作时, 也会产生短时尖峰电压, 不过这种干扰电压不是以振荡波的形式出现, 而是以一个单向脉冲干扰电压出现。
1M H z (100k H z) 脉冲群干扰是以传导干扰为主的电磁干扰, 它主要是通过各种输入导线 (导体) 直接传导传输到设备上。同时也产生电感应耦合或磁感应耦合传输干扰信号。脉冲群干扰电压作用于产品主要反映为共模干扰电压和差模干扰电压两种形式。
二、瞬变脉冲干扰的抑制方法
1. 电快速瞬变脉冲群干扰
⑴电快速瞬变脉冲群抗扰度试验过程中所存在的问题:
电快速瞬变脉冲群抗扰度试验是将电快速瞬变脉冲群干扰信号以共模方式加到电源线或信号线上。
(1) 如果受试产品在电源端没有良好的滤波性能, 则电快速瞬变脉冲群干扰信号就会通过传导耦合进入设备的电路中去。现在电子设备中的电子电路对脉冲干扰是比较敏感的。如果电子电路中含有数字电路, 对脉冲干扰的敏感度更为严重。进入电子电路的电快速瞬变脉冲群的干扰信号通过直接触发和电感应耦合, 使电子电路工作异常。
(2) 对于进入电子电路的电快速瞬变脉冲群干扰信号还可以通印制线路板的地线共阻抗耦合到受试设备其它的敏感部分。此地线为电子设备中各电路和单元电位基准的连线, 即信号地线。由于任何地线都具有电阻和电抗, 所以当有电流通过就要产生电压降。对于电快速瞬变脉冲群干扰信号, 其电流变化极快, 并且含有大量高频分量。根据V=-L di/dt, 可知在公共地线上很容易产生电位差。当此电压低于电子电路的抗扰度电平时, 就不会产生干扰。否则就可能对共用的地线的其它电路产生干扰。
(3) 由于设备的绑线不合理, 当通过电快速瞬变脉冲群干扰信号时也会引起干扰。如强电和弱电回路的导线绑在一起或信号线与强电电源放在一起时, 当干扰信号通过其中的电路时, 由于电路之间的距离太近, 它们之间相互耦合, 产生“串扰”现象, 造成电子设备的不正常工作。
⑵抑制电快速瞬变脉冲群干扰的方法
(1) 使用电快速瞬变脉冲群干扰的滤波器和吸收器;
(2) 减小印制线路板的地线共阻抗值;
(3) 将电快速瞬变脉冲群干扰源远离敏感电路;
(4) 在软件中加入抗干扰指令;
(5) 正确使用接地技术;
(6) 合理布线, 强电、弱电、信号线等应分别绑线, 接入印制线路板的输入、输出线应尽量短。
2. 静电放电干扰
静电放电干扰的防护有如下方法:
⑴按电磁兼容设计的原则进行外壳设计, 外壳设计是阻止电磁发射干扰的辐射传播和传导传播的措施之一。一个完整的封闭金属导体外壳能在辐射干扰中屏蔽电路, 但是从电路到壳体之间还可能产生二次燃弧, 发生传导耦合, 因此在设计外壳时, 在金属屏蔽体外再设计一个绝缘外壳, 以加强金属壳体的绝缘性能;或者在金属壳体的局部 (如面板部分) 用绝缘材料, 这样带电导体接触绝缘导体, 就不会发生静电放电现象, 对电子设备产生干扰。如果带电导体带有甚高电位, 出现了空气放电的现象。但这种双层外壳的结构, 既有屏蔽作用又能阻止传导耦合, 对电子设备不会有损害现象发生。
另一方面, 大多数外壳在保持完整性的基础上, 设计有孔洞、排气口、螺杆等。对于这些壳体上的开孔, 应遵循采用“用几个小孔代替一个大孔”的原则, 对抑制电磁发射更有利。对外壳有缝隙边沿存在时, 应在两缝隙间采用电连接, 以减小电磁噪声。
⑵为设备设计一个良好的接地系统, 即为静电放电电流提供一个低阻抗的放电路径, 并将放电电流有效地限制在此路径中。
⑶采用滤波方式, 阻止辐射干扰耦合到电子设备中。一般滤波器应为分流电容或一系列电感, 以及由以上两种滤波器的混合方式。
⑷通过印制线路板的设计来提高系统的静电放电抗扰度的能力, 印制线路板上的印制线是静电放电产生电磁发射的发射天线。为了降低这些天线的耦合作用, 在设计印制线路板上的印制线时应尽可能的短, 印制线包围的面积应尽可能的小。在设计时, 所有的元器件应均匀分布印制板的整个区域, 以减小共模耦合。使用多层印制线路板和栅格的走线方式也可以减小耦合, 抑制共模辐射干扰。
⑸对电缆进行屏蔽和滤波, 防止电缆成为接收电磁干扰的天线。另一方面, 特别是电缆与外壳相连时, 电缆也应能提供一个低阻抗的通道。通过该通道的电流可以顺利泄放, 减少传导耦合。同时电缆的布线也应按印制线路板的印制线的布线原则, 即导线短和回路包围的面积小, 减小电磁干扰的辐射耦合。
3.1M H z (100k H z) 脉冲群干扰
1M H z (100k H z) 脉冲群干扰的危害性比电快速瞬变脉冲群干扰要小, 它的耦合方式除共模耦合外, 还有差模耦合。也是一种以传导干扰为主的干扰源。因此抑制1M H z (100k H z) 脉冲群干扰的方法可以参照抑制电源干扰中共模干扰和差模干扰的方法。
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