信号电压

信号电压（精选7篇）

信号电压 篇1

当前传感器的输出多为微电压信号, 而复杂工业环境下来自传感器的微电压信号易受各种噪声的干扰, 开发和研制微电压信号采集模块, 使之能够与电压输出型传感器配套使用, 并通过RS-232/RS-485通信总线传输检测信号的转换模块显得尤为重要。将该模块应用于洗衣粉灌装重量自动检测中, 能使每袋洗衣粉灌装重量误差控制在5g范围之内, 使产品的稳定性提高, 提高了企业的市场竞争力。

1 硬件设计

微电压信号采集模块由信号转换/控制、RS-232/RS-485通信及切换、非易失存储和电源等四部分组成, 其结构如图1所示。

其中信号转换/控制部分为微电压信号采集模块的核心组成部分, 主要包括信号处理与转换、微控制器两部分。信号处理与转换的核心器件选用美国Cirrus Logic公司的A/D转换器CS5532。该芯片具有24位分辨率, 其差分输入端可以直接测量来自传感器的毫伏信号, 因而简化了其与外围电路的连接。片内可编程增益放大器可使放大倍数从1~32进行设定, 大大提高了系统的动态特性。

微控制器选用PHILIPS公司的P89V51RD2单片机作为中央处理器。片内集成了64KB Flash ROM和1024字节的数据RAM。此外P89V51RD2还集成了SPI串行外围接口、增强型UART、PCA可编程计数器阵列, 具有PWM和捕获/比较功能, 尤其是支持在系统软件调试和在系统编程的功能, 使得开发过程可以完全抛开仿真器和编程器。

通信及切换部分是本模块转换后数字信号的输出端口。为使微电压信号采集模块具有较强的适应性和通用性, 设置了通用RS-232和RS-485两种串行总线方式, 可方便与PC机或数字设备接口。其中RS-232通信选用SP3232EEA芯片, RS-485通信选用SIPEX485EN芯片, 两种串行总线方式可通过跳线进行选择切换, 输出与模块输出端子相连。此外, 设计中还选用FM24C16铁存储器作为模块初始数据、运行数据、结果数据和个性化设置等数据的重要存储部分。

鉴于工业现场用电环境和传感器供电等情况, 模块电源部分采用了直流0~40V宽电压范围的设计思想, 同时兼顾为传感器供电或利用传感器电源为模块供电的思路, 并尽可能选用微功耗器件组成系统硬件。

2 软件设计

软件设计主要完成数据采集、数据转换、数据处理及分析、通信模式、数字滤波等模块的程序设计。主程序流程图如图2所示, 当模块首次启动后, 先初始化各接口电路, 将初始通信模式及协议加载到CPU;再向上位控制机发送工作请求, 等待执行命令。上位机通过通信总线向模块发送工作模式信息, 并发启动转换命令。此时传感器输出经信号调理送至CS5532的差分输入端, 经A/D转换再经数据处理后, 将结果通过通信接口发送到上位控制机并存储于非易失存储器中。

3 结语

微电压信号采集模块实现了对电压输出型传感器 (输出0~100m V的直流电压信号) 的数字量转换 (采样、运算、存储) , 通过RS-232/RS-485通信总线将转换后的数字信号输出。设计中选用低噪声精密电阻网络, 同时采取相应的滤波和屏蔽措施, 保证了信号在前向通道的传输精度。同时在软件设计中, 应用了预处理、容错技术和线性滤波技术, 有效地抑制了干扰的影响, 提高了系统测试精度。

参考文献

[1]王余, 周浚哲.基于CS5532的小剂量称重的研究[J].数字技术与应用, 2011 (11) .

[2]Cirrus Logic.CS5531/32/33/34AS Data Sheet, 2007.4.

[3]苗丽丽.CS5532在基于ARM7的称量系统中的应用[J].机械工程与自动化, 2010 (5) .

[4]高明.24位模/数转换器CS5532及其应用[J].仪表技术与传感器, 2002 (7) .

信号电压 篇2

随着计算机软件技术的快速发展,很多传统的测量仪器都可以被计算机所替代,比如电压表,滤波器,示波器,信号发生器等。这些传统的器件价格昂贵,技术更新比较慢且不易携带,已经不适应现代实验室的发展,为了提高教学质量和实验效率,引入虚拟仪器的概念应用到实验室的测量基础中去。

虚拟仪器是随着计算机发展来的一种新的测量技术,和传统的测量仪器相比虚拟仪器不完全是由硬件组成的,还包括软件集成部分。计算机测量信号电压和频率的实现方法其实就是利用这种技术,由于现在的计算机价格便宜性能较高,这种方法很容易实现和普及,大大减低的实验的成本和难度。

2 实现方法

计算机测量电压频率信号的实现方法有硬件和软件两个部分组成,其中硬件是由数据采集系统和调理电路来实现,软件是由Labview来实现的。

2.1 数据采集系统

电压频率的测量是利用数据采集功能来实现的,在计算机中声卡就是一个很好的数据采集系统,输入端口就是音频插孔,所以连接线可以采用双头的3.5mm插孔音频的连接线。在Labview软件中的底层就包含着声卡的函数就,这是用声卡作为采集系统的主因,声卡采集数据的流程图1如图所示,其中SI Config是设置声卡的硬件参数,SI Clear表示用于数据的清理,SI Start表示声卡开始采集数据,SI Read表示等待缓冲区消息,SI Stop表示声卡停止采集。

2.2 信号调理电路

信号的采集是利用计算机的声卡来实现的,所以对声卡的保护是必要的,所以在输入端需要加入保护电路如图2所示,输入端如果是大于1V的信号,通过10K560的压敏电阻,使得内阻急剧下降导通,使得工作电流增加,起到了保护电路的作用。

2.3 Labview软件

利用计算机测量电压数据采集和结果显示在labview软件所设计的界面上。Labview是一种图形化语言,它是由前面板和后面板组成。前面板放置的是labview的控件,控件就是界面的控制端口,包括开关,图形显示,输入值等。后面板放置的是labview函数,像C语言中的While Loop,For Loop,Case结构都可以在labview函数库找到相应的图形。

Labview界面的设计原理就是利用Labivew的函数库放在后面labview的控件放在前面板上如图3-a和3-b所示,左边部分就是Labview界面的程序(后面板),右边部分是程序图对应的前面板,我们看到的测量结果显示在前面板上的。信号的测量结果包括采样频率,信号频率,均值电压,直流分量等。

数据采集的参数可以由Labview中Windows底层编写与声卡有关的函数来实现,如图4-a所示外面的方框为while函数,方框里面包含着Sound Input read.vi(读取声音模块),方框外部Sound Input Clear.vi(声音输入清零模块)。为了满足不断采集需求,使用Windows底层函数可以直接与声卡驱动程序相连接,可以直接的进行访问,而且封装程序低,速度快,采集缓冲区中每个位置的数据,具有较强的灵活性。程序框图对应的是系统的前面板如图4-b所示。

3 结果分析

利用信号发生器产生1V的正弦信号[6],采样频率为50KHz/S,频率为100Hz,通过连接线输入到计算机的输入端,测量电压的结果如图5所示:信号频率为100HZ,采样频率为50000KZ,交流电压有效值为1.44。实验结果表明测量结果正确。

4 结论

利用计算机测量电压信号这是个全新的概念,由于计算机本身的特性,可以在不改变硬件的条件,通过改变其软件的功能就可以实现不同的测量特性。利用图形化编程工具Labview的特点(界面生动、形象,方便操作)如可以缩短仪器设计的开发周期,并且在教学过程[7]中可以提高学生们学习兴趣,对相关仪器的了解,大大提高了教学质量。

参考文献

[1]林君,谢宜松.虚拟仪器原理及应用[M].北京:科学出版社,2006.

[2]张凯,周陬.Lab VIEW虚拟仪器工程设计与开发[M]。北京:国防工业出版社,2004.6:2-4

[3]赵贤凌等.声卡在虚拟仪器采集系统中的应用[J]科技情报开发与经济2008

[4]杨乐平,李海涛,赵勇,杨磊,安雪没.Labview高级程序设计[M].北京:清华大学出版社,2003:22-160

[5]陶沙,吴允平.基于Labview的数字滤波器的设计与仿真[J].福建电脑,2011年

[6]黄仕凰.Lab VIEW软件在模拟电路实验中的应用[J].大学物理实验.2011(02)

信号电压 篇3

现代电力系统中,电网规模不断扩大,具有快速调节性能的自动控制装置逐渐增多。但发电机快速励磁系统在提高系统响应速度的同时,励磁系统时间常数大大减小,降低了电力系统阻尼,甚至出现负阻尼,使系统的稳定性受到影响[1]。

电力系统稳定器(PSS)作为一种附加励磁控制环节,即在励磁电压调节器中,通过引入附加信号,产生一个正阻尼转矩,去克服励磁调节器引起的负阻尼,控制量可以采用电功率偏差、机端电压频率偏差、过剩功率、发电机转速度偏差及它们的组合等。

目前国内外对电力系统低频振荡的研究已经逐步深入。文献[2]通过对发电机有功功率和无功功率关系、增加发电机有功功率对发电机运行状态的影响、励磁电流的调节对有功功率和无功功率影响等方面的分析入手,得出励磁超调会造成机组功率的波动,并提出了防范措施。文献[3]分析了秦山第二核电厂650MW发电机产生低频振荡的原因,将电力系统稳定器投入运行,通过仿真试验优化了励磁系统参数,取得了一定的效果。文献[4]将无功功率偏差△Q引入到△P+△W输入类型的PSS中,这种PSS称作MPSS(Multi-Input PSS)。并将MPSS应用于100kVA同步发电机中进行试验,证明了MPSS能够有效地抑制低频振荡。

现有大多数国内外文献介绍的是PSS模型和仿真,很少涉及现场PSS性能测试和参数整定问题。现场对PSS性能测试时需要携带很多仪器,很不方便,较少有集白噪声的输出、波动量的提取、频谱特性的计算和PSS参数整定于一体的仪器。为了解决这些问题,本文将在参考以上文献基础上研制电压波动信号分析系统,以对电力系统稳定器性能进行测试,并对其参数整定,提高电力系统安全性。

2 系统原理

2.1 PSS数学模型及测试方法

电力系统稳定器数学模型主要包括PSS-1A型和PSS-2A型两种,PSS-1A型(如图1)就是单输入通道,一般采用电功率△P输入,当对调速器进行功率增减操作时,容易产生无功大幅度地向相反方向调节,影响正常操作甚至是机组稳定,这就是“反调”现象。为了解决这一问题,在PSS-1A模型的基础上再引入△ω信号,即功率与转速双通道输入,经合成计算后成为加速功率信号,有效地解决了“反调”问题,这就是PSS-2A模型[5]。

基于实测发电机励磁控制系统频率响应特性的PSS参数整定方法,是国内外电力界广泛采用的一种效果良好的PSS参数整定方法。该方法是建立在频域内相位补偿概念基础上的。PSS的主要作用是:在发电机低频振荡的频率范围内,将励磁控制系统产生的电磁力矩滞后相位加以补偿,获得一个与转速偏移△ω成正比的阻尼转矩。因而只要测量出励磁控制系统在不同频率下相位滞后角,就可方便确定PSS的参数[6]。

发电机电压波动信号分析系统便是基于实测发电机励磁系统频率响应特性来对PSS参数整定方法开发的,能够对电力系统稳定器性能进行准确测试和参数计算。

2.2 系统实现原理

2.2.1 数据通信原理

由于电压电流信号的采集、波动信号的提取以及白噪声的发出都是在下位机完成的,而信号的分析及与用户的交互功能是在上位机完成,信息的上下通信关系到数据后处理是否准确。

本系统要求的采样频率较高,传输数据量大,为了保证数据传输的质量,故采用USB接口进行通信。Visual C++并没有提供可用的USB通信控件,本文自主编写USB通信的接口函数。

系统使用USB芯片为飞利浦D12USB2.0,它有两个传输线:端点1和端点2。端点1使用中断方式,用于传输小量数据;端点2使用批量方式,用于传输大量数据。上位机对下位机的设置信息为小量数据,采用端点1传输;而波形数据为大量数据,采用端点2传输。

2.2.2 无功功率和有功功率的实时计算方法

电压电流的有效值分别用U和I表示,有功功率P=UIcosα,无功功率Q=UIsinα。

假设电压u和电流i的动态方程为:

那么瞬时功率可以表示为:

则瞬时有功功率:p(t)=P(1-cos2(ωt))≥0(3)瞬时无功功率:q(t)=Qsin(2ωt)(4)有功功率的计算公式为

离散形式表示为

瞬时无功功率q(t)的平均值为零,因此瞬时功率计算不能直接计算得到无功功率Q。我们可以采用将电压波形移相90°、然后再同电流相乘的办法计算。

如图2所示矢量。从图中可以看出电压u(t)向前移相90°得u′后在电流矢量i(t)上的投影就等于瞬时无功功率(反相),这样我们可以计算出移相后的瞬时无功功率q′(t)为

这样,我们可以得到无功功率的计算公式为

写成离散形式为

N为每周期采样点数[7]。根据上式可计算出无功功率。

2.2.3 频谱分析原理

频响函数的计算流程如图3。数字信号分析时对时域信号的截断将导致频谱分析时产生泄漏。为了抑制泄漏,需要采用特种窗函数使时域上截断信号两端的波形由突变变为平滑。

常用的窗函数有四种:(1)矩形窗,适用于冲击过程和瞬态过程的测量;(2)汉宁窗(Hanning),用于随机信号的处理;(3)凯塞-贝塞尔(Kaiser-Bessel)窗,用于本来就具有较好的离散频谱的信号,如周期信号或准周期信号;(4)平顶(Rectangular)窗,与凯塞-贝塞尔窗类似。由于波动信号和白噪声信号属于随机信号,我们选用汉宁窗。

系统的频率响应函数估计H軗(f)按下面关系式求出:

白噪声的自谱估计G軒x(f)以及白噪声和波动的互谱估计G軒xy如下计算得到:

式中Xi(f)和Yi(f)是白噪声x(t)和波动信号y(t)第i条时间记录经FFT计算的傅里叶变换,Xi*(f)和Yi*(f)是它们的共轭复数,kc为标尺系数,nd为平均次数。平均次数越多,谱估计的相对标准偏差越小。

平均处理主要是为了减小噪声的影响。对于不同的研究对象,需要选择适当的平均类型和平均次数。通常有谱的线性平均,时间记录的线性平均和指数平均。平稳随机过程的测量分析,通常采用谱的线性平均[8],那么kc=1,nd可根据需要设定。

3 系统组成与实现

3.1 系统框架结构

发电机电压波动信号分析系统包括硬件部分:互感器、信号调理、采样芯片、数字信号处理器和白噪声信号发生器;软件部分:DSP程序和上位机程序。本系统能够完成发电机电压电流测量、转子电压电流测量、频谱分析、白噪声输出及其产生的波动信号测量等功能,集数据采集、记录、计算、分析处理及图形显示等于一体。

3.2 上位机框架结构

上位机分析平台利用微软Visual C++2005编写的,主要完成数据的实时显示、数据存储、数据分析以及同DSP的通信。平台主要功能介绍:(1)与下位机通信:实现用户的设置数据与测试数据上传下载;(2)连续录波:实现电气量(包括三相交流电压电流和励磁电压电流,有功与无功)的实时显示和录波后的离线分析;(3)绘制关系曲线:这种方式适用于需要长时间监视、记录的静态或人工慢速调节过程的数据记录,并可以绘制关系曲线,如发电机空载试验等;(4)频谱分析:对发电机励磁系统频率响应特性测定,数据处理后,求取频率响应数据,并生成bode图。

4 系统功能

4.1 连续录波模块

连续录波模块用于三相交流电压电流有效值、有功功率和无功功率的实时计算和显示。有功功率和无功功率瞬时值可通过式(6)和式(9)计算得到。

连续录波模块可实现试验数据的保存,格式为二进制,然后进行离线分析(图5)。

4.2 动态特性分析模块

动态特性分析模块用于实现对控制系统对阶跃输入信号的动态响应特性的计算。动态性能指标包括:上升时间,峰值时间,调整时间,超调量。

图5中阶跃试验的电压信号动态特性分析如图6所示。

4.3 绘制关系曲线模块

绘制关系曲线模块用于需要长时间监视、记录的静态或人工慢速调节过程的数据分析,如发电机空载试验等。

定子开路的运行工况称为同步发电机的空载运行。如果改变直流励磁电流,便得到不同励磁电流的相应空载电势,进而得到电机的空载特性曲线。通过电机空载特性可以掌握电机磁路的饱和程度,并从模型上直观地看到电机磁场的分布情况,通过调整达到电机参数的优化。

发电机空载特性曲线如图7,由空载特性计算得到的饱和系数:sg1.0=0.197,sg1.2=0.538。图中红线为试验数据线,蓝线为曲线拟合延长线,绿线为气隙线。

4.4 频谱分析模块

频谱分析模块用于得到电力系统稳定器的频率响应特性。发电机励磁调节器接入白噪声信号,下位机计算得到机端电压波动量并上传给上位机程序,由上位机计算得到电力系统稳定器频率响应函数,生成Bode图并显示,从而得到励磁系统的相位滞后角,为电力系统稳定器PSS参数的整定奠定了基础。图8为南京南瑞继保电气有限公司动模试验结果数据。

5 实验分析

5.1 试验设备与方法

电压波动测试仪在南京南瑞继保电气有限公司的动模实验室进行功能测试。其动模实验室可对实际电力系统中的各种行为进行仿真,是世界上首个对800kV特高压交直流混合系统、1000kV特高压交流系统进行物理模拟和容量最大的实验室。

本次试验采用容量为30kVA的发电机组,RCS9400型励磁调节器进行试验。试验仪器采用电压波动测试仪、频谱分析仪CoCo80、电压变送器FLC-2。

首先在励磁调节器上用CoCo80频谱分析仪加入白噪声信号,将电机PT三相电压接入FLC-2中,再将白噪声信号和FLC-2输出接入CoCo80的接收端。试验开始后,逐步增大白噪声输出电平,使发电机电压波动,但不超过2%,经过8次平均计算,记录下励磁系统频率响应特性曲线。

然后用电压波动测试仪向励磁调节器加入白噪声信号,将电机PT三相电压接入电压波动测试仪的电压输入端,再次进行试验。

5.2 结果分析与对比

所得试验结果如图9所示。

通过电压波动测试仪与中国电力科学研究院生产的FLC-2变送器和频谱分析仪CoCo80的试验结果比较可知,在我们关心的0～2.0Hz低频段内相频曲线基本重合;大于2.0Hz段不重合是由于两个系统参数设置不同引起的。

由于在关注0～2.0Hz段相频曲线基本吻合,说明本系统能够正确计算励磁系统频响函数,为电力系统稳定器PSS参数的整定奠定了基础。

6 结论

本文分析了电力系统低频振荡原因,介绍了电力系统稳定器的测试方法,试验验证了电压波动测试仪能够完成发电机电压电流测量、频谱分析输出等功能,避免了现场使用设备多和接线过于复杂,在某种程度上避免电网低频振荡事故的发生,减少因为电网大面积停电给社会带来的巨大经济损失。

摘要：为判定PSS能否有效抑制低频振荡的这一关键问题,开发了一种发电机电压波动信号分析系统。首先分析了电力系统低频振荡的原因和危害,以及电力系统稳定器(PSS)安装和性能测试的必要性。然后说明了系统工作原理,并详细介绍了平台数据分析过程和主要功能:完成数据的实时显示和存储、数据的分析以及同DSP的通信。最后在南瑞继保电气有限公司的动模实验室进行了功能测试,并将测试结果与中国电科院仪器分析仪所得结果进行了对比。结果表明,该系统可准确测定电力系统稳定器性能,以此提高电力系统安全性,具有积极意义。

关键词：低频振荡,电力系统稳定,频率响应,电压波动

参考文献

[1]才洪全,贾伟,边二曼,等.黑龙江电网投入电力系统稳定器(PSS)的稳定性分析[J].黑龙江电力,2005,27(4):246-250.

[2]刘志强,郭玉恒.发电机组发生功率波动的原因分析[J].电力自动化设备,2005,25(6):94-98.

[3]王建成,张涛,商幼民.秦山第二核电厂650MW发电机波动原因分析及解决措施[J].电力系统自动化,2005,29(1):97-99.

[4]KITAUCHI Y,etal.ExperimentalVerification of Multi-input PSSwith Reative Power Input for Damping Low Frequency PowerSwing[J].IEEE Transctions on Energy Conversion,1999,14(4):1124-1130.

[5]孟凡超,吴龙.发电机励磁技术问答及事故分析[M].北京:中国电力出版社,2008.

[6]高磊.东北-华北直流互联后东北电网发电机组PSS参数适用性研究[J].中国电机工程学报,2009,29(25):19-25.

[7]郑小平.关于无功功率的定义及其计算方法[J].电测与仪表,2006,43(6):1-16.

信号电压 篇4

关键词：行波保护,行波故障定位,电压行波提取,电容式电压互感器,电流互感器,末屏电容

0 引言

电网故障、操作或遭受雷击会产生暂态行波信号,行波沿输电线路以接近光速的速度向整个电网传播,在一切波阻抗不连续的地方发生折射和反射。行波保护或暂态量保护和行波故障定位就是利用电网行波传输理论来实现的[1]。

行波信号的有效提取是实现行波保护或暂态量保护的前提,而行波信号能否获取依赖于互感器是否正确地传变高频暂态量。文献[2]研究证明,电流互感器可以传变高达100 kHz的电流行波信号,但是电容式电压互感器由于截止频率太低而不能有效地传变高频电压信号,显然电压互感器二次信号难以直接用于行波保护或暂态量保护。

在行波故障定位方面,国内外学者研究了几种行波波头的获取办法,综合为2类[3,4,5,6,7,8,9,10,11,12]:一类采用专门设计的暂态信号耦合器,可以直接获取或间接反映线路上的高频电压信号;另一类利用电流互感器的高频信号传变能力,由高速A/D采集系统记录故障产生的暂态行波信号,利用小波分析进行信号处理,查找行波波头。上述2类方法的目的是检测行波波头的到达时刻,对行波信号的传变精度没有严格要求。

在早期的行波保护研究中,文献[13]设计了一种线路侧电容式电压互感器高压耦合电容器的结合滤波器,以此来获取线路故障产生的高频电压分量。文献[14]利用窄带阻波器抑制来自被保护线路外部的高频分量,并将结合滤波器的通带调为与阻波器相同,因而在通带内只反映被保护线路内部的高频电压分量。在近代的行波保护研究中,还鲜有提及电压行波信号获取问题。

在行波保护及行波故障定位中,只利用电流行波信号有其局限性。如果能够同时采集暂态电流信号和电压信号,则在原理上无疑较为完备。为此,本文研究了一种暂态电压行波信号的提取方法,利用高压线路电容式电压互感器或电流互感器的套管末屏电容,设计了一种电压行波的提取电路。理论分析和数字仿真表明,该方法能够有效地抑制工频分量,正确地反映特定频带电压行波信号的特征,解决了行波保护或暂态量保护中电压行波信号提取的技术难题。

1 电压行波信号的提取电路

高压电网中,电流互感器和电压互感器均采用电容式结构,在系统一次侧与互感器末屏之间存在杂散电容。互感器末屏接地线上入地的暂态电流信号可以反映暂态电压信号:

$i{}_0=C{}_1\frac{\text{d}u}{\text{d}t}(1)$

式中:C1,i0分别为套管末屏电容和末屏地线上的入地电流;u为系统一次侧电压。

由于该地线上的电流方便测量,可以设计一种提取电路来间接反映一次侧电压行波信号,提取电路的基本结构如图1(a)所示。电压提取电路由套管末屏电容(电容值为C1),串联调谐线圈(电感值为L1)、并联调谐回路L2和C2以及隔离变压器T和分压电阻(电阻值为R1,R2)组成。Br为接地开关,F为放电间隙,图1(b)是提取装置的等值电路。

超高压电网中,C1的典型值约为850 pF。对于频率为400 kHz的暂态信号,L1为0.186 mH。并联调谐分支中的C2和L2,其分别等于C1和L1。对于工频信号,此回路呈现低阻抗,而对于高频信号,则呈现高阻抗。因此,并联调谐电路能够有效地滤掉信号中的工频分量,保留高频分量。R1依赖于输出电压Vout与一次系统相电压Vin的比值τ,由图1(b)可知:

$\tau =\frac{V{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}}{V{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{{\rm Z}{}_2}{{\rm Z}}(2)$

式中:Z2为并联分支的等值阻抗;Z为串并联电路的总阻抗。

2 提取电路的频率响应特性

为考查上述提取电路的频率响应特性,设计电路元件参数与下面几个频率带宽相调谐:①400 kHz;②200 kHz;③100 kHz。在1 kHz～600 kHz频率范围内,其阻抗Z和电压比τ的频率响应曲线分别如图2(a)和图2(b)所示。

3 仿真分析

为验证电压行波信号提取电路的正确性,利用仿真软件EMTDC构造一个500 kV双端电源三相输电系统,如图3所示。输电线路采用频率相关模型,且均匀换位。电压行波提取电路Em和En装于线路mn的两端,采样频率为1 MHz。R1和R2分别安装在线路两侧的保护。由线路参数可计算出线模行波传播速度为ν=2.924×108 m/s。设定故障,考查线路两端提取电路对暂态信号的提取情况。

3.1 提取电路对不同频率故障信号的暂态响应

若t=0.5 ms时发生故障起始角为90°的A相接地故障,接地电阻为50 Ω,只考虑故障相的电压提取情况。对于故障发生后1 ms内不同频率段(100 kHz,400 kHz)的电压信号,图4显示了提取电路Em和En的电压行波提取响应。

由故障点到m侧、n侧的距离分别为30 km和210 km及波速,理论计算可得电压初始行波到达m侧、n侧的时刻分别为0.603 ms和1.218 ms。从图4可知,仿真得到的时刻与理论计算结果基本一致。另外,随着信号频率的升高,初始行波到达测量点的时间减小,幅值降低,这是由于行波的频散特性引起的。文献[9]研究证明,模行波分量在线路上的衰减速度和传播速度随频率的升高而加快,其中波速度最终趋于行波在无损线路中的传播速度(等于光速),可见仿真结果是正确无误的。而初始行波幅值随频率的升高而减小,其理论分析如下。参考图3,假定在t=0时刻,f1点发生A相接地故障。根据叠加原理:故障点电压可以看成在故障发生时刻,故障前的稳态电压叠加了一个与稳态电压大小相等、方向相反的附加电压,可表示为:

$v{}_f(t)=v{}_{f\text{s}}(t)+v{}_{f\text{f}}(t)(3)$

式中:vf(t)为故障点的电压;vfs(t)和vff(t)分别为故障发生前该点的稳态电压和故障附加电压,其分别为:

$\begin{array}{l}v{}_{f\text{s}}(t)=\widehat{v}{}_{f\text{s}}\sin (\omega {}_{0}t+\theta )(4)\\ v{}_{f\text{f}}(t)=\{\begin{array}{l}0t<0\\ -v{}_{f\text{s}}(t)t\ge 0\end{array}(5)\end{array}$

ω0为系统角频率;θ为故障发生时该点的电压相角;$\widehat{v}{}_{f\text{s}}$为电压幅值。

当t≥0时,式(5)可表示为:

$v{}_{f\text{f}}(t)=-\widehat{v}{}_{f\text{s}}\sin (\omega {}_{0}t+\theta )(6)$

应用Laplace变换,式(6)的频域表达式为:

$v{}_{f\text{f}}(\text{j}\omega )=\widehat{v}{}_{f\text{s}}\frac{\omega {}_0\cos \theta +\text{j}\omega \sin \theta }{\omega {}^2-\omega {}_0^2}(7)$

式中:ω为信号的角频率。

对于电压初始角为90°时发生的故障,称为电压最大值故障,其值为:

$v{}_{f\text{f}\text{m}\text{a}\text{x}}(\omega )=\widehat{v}{}_{f\text{s}}\frac{\omega }{\omega {}^2-\omega {}_0^2}(8)$

当ω=ω0时,vffmax为无穷大。上述仿真时考查的信号频率为100 kHz和400 kHz,显然远远大于系统频率,故式(8)可简化为:

$v{}_{f\text{f}\text{m}\text{a}\text{x}}(\omega )=\widehat{v}{}_{f\text{s}}\frac{1}{\omega }(9)$

由此可知:在频域内,故障附加电压最大值与电压信号的频率成反比,即频率越高,附加电压越低。另外,行波的频散特性也表明,随着信号频率的升高,行波的衰减也越大。上述两方面是图4中行波幅值随频率的升高而降低的原因,因此理论分析与仿真结果也是一致的。

3.2 不同故障初始角对提取电路的提取影响

故障初始角的大小影响着故障附加电压幅值的大小,关系着暂态电压行波信号的强弱。为研究不同故障初始角对提取电路的影响,仿真时设定故障如下:仍假定距离母线m为30 km处发生A相接地故障,故障初始角θ分别为90°,45°,30°,5°。选择提取电路的谐振频率为200 kHz。

从仿真数据中发现,随着故障初始角的减小,线路两端检测到的初始暂态电压行波的幅值也明显减小,此现象的理论分析如下。如前所述,式(7)是故障点故障附加电压的频域表达式,它有2种极值情况:① θ=90°时,式(7)有最大值vffmax(ω),如式(8)所示;② θ=0°时,有最小值vffmin(ω),如下式所示:

$v{}_{f\text{f}\text{m}\text{i}\text{n}}(\omega )=\widehat{v}{}_{f\text{s}}\frac{\omega {}_0}{\omega {}^2-\omega {}_0^2}(10)$

当ω=ω0时,式(8)和式(10)均为无穷大。当ω≫ω0时,式(8)简化为式(9),而式(7)、式(10)分别简化为:

$\begin{array}{l}v{}_{f\text{f}}(\omega )=\widehat{v}{}_{f\text{s}}\frac{\sin \theta }{\omega }(11)\\ v{}_{f\text{f}\text{m}\text{i}\text{n}}(\omega )=\widehat{v}{}_{f\text{s}}\frac{1}{\omega {}^2}(12)\end{array}$

从式(9)、式(11)、式(12)可以看出:在频域内,故障附加电压与故障初始角θ和信号频率ω直接相关。电压初始角等于90°的单相接地故障,其故障附加电压是初始角为0°时的ω倍。对于调谐频率为200 kHz的提取电路,当θ分别等于90°,45°,30°和5°时,表1给出了提取电路获取的各初始电压正的峰值及其与最大值的百分比(见括号中的数值)和sin θ的比较。

表1中仿真数据显示:提取电路的输出结果与上述理论分析结果基本一致。对于不同电压初始角的故障,提取电路均能正确地反映暂态电压行波信号。在实际应用中,为提高小初始角故障时暂态行波信号弱的现象,可以选择提取电路较低的谐振频率。

3.3 不同故障接地电阻对提取电路的提取影响

故障接地电阻也是影响暂态行波信号强弱的原因之一,为考查不同接地电阻对提取电路的提取影响,设定仿真如下:不失一般性,仍假定距母线m侧30 km处发生A相接地故障,电压初始角为90°,接地电阻Rf分别为0 Ω和500 Ω,图5是调谐频率为200 kHz的提取电路对A相电压行波的提取情况。

从图5可以看出,故障电阻为0 Ω时的初始行波幅值明显高于故障电阻为500 Ω时的幅值。但是即使故障电阻增大到500 Ω,在两侧提取的电压行波最大峰值仍达4.335 kV和1.858 kV。因此,故障电阻对电压行波的提取影响不大,提取电路能够正确反映各种故障电阻时的暂态电压行波。

4 结语

高压电网行波保护或暂态保护以及行波故障定位中,需要对暂态高频信号进行有效提取。由于常规的电容式电压互感器不能有效地传变高频电压信号,为此本文设计了一种电压行波提取电路,利用电容式电压互感器或电流互感器套管末屏电容,构造了调谐电路。理论分析和仿真数据表明:提取电路的调谐频率、故障初始角和故障电阻对提取电路的输出有一定的影响。在实际应用中可以根据对暂态电压信号不同的要求,选择提取电路不同的调谐频率。虽然上述因素对输出信号的强弱有所影响,但是对于特定带宽的暂态高频电压,提取电路均能准确地反应,为行波故障定位和行波保护或其他需求提供暂态电压行波信号。

信号电压 篇5

电压互感器是电网正常运行和故障时提供可靠模拟量或数据信息的必备设备。目前主要有以下3类:①传统的电磁式电压互感器,与电子式互感器相比,主要缺点是保护环节和测量环节要分别进行[1,2];②电容分压式电压互感器,其变送原理是用电感并联到分压电容中的最后一级提取信号,易发生铁磁谐振,暂态响应特性较差,会导致继电保护装置误动作;③光电式互感器,其特点是无饱和、保护环节与测量环节一体化。但是,基于泡克尔效应的光电式互感器无法避免光纤的诱导线性双折射问题,温度稳定性和抗干扰性相对比较差,从而对外部环境和制造工艺要求比较高[3,4,5,6]。

本文提出了一种采用压电陶瓷材料和反射式光纤位移传感器的新型电压信号变送原理,并制作了基于该原理的电压互感器样机。基于该原理的电压互感器的特点是:无饱和,能实现测量与保护一体化,抗干扰能力强,采用光纤传输信号,利用非接触式结构有效解决了一次与二次的电气隔离问题。

1 压电陶瓷的电气特性

压电陶瓷是功能陶瓷的一种,在本文中的主要功能体现为分压和逆压电效应2部分。

1.1 压电陶瓷的电容特性

将压电陶瓷产生电荷的2个镜面封装上金属电极后,就构成了压电元件。2个电极之间是高介电强度的压电介质,使其又相当于一个电容器,其内部电容C为:

$C=\frac{\epsilon {}_{\text{r}}\epsilon {}_{0}S}{h}(1)$

式中:εr为压电材料的相对介电常数;ε0为真空的介电常数;S为压电元件电极的面积;h为压电元件的厚度。

当压电元件经过极化后,可等效为电荷源Q并联电容器Ca的等效电路,如图1所示。

若压电元件未经过极化的作用,则电荷源不存在,此时压电元件则等效为一个电容器Ca,电容值如式(1)所示。

1.2 压电陶瓷的逆压电效应

压电陶瓷是一种将电能转换成机械能或其逆过程的功能陶瓷材料。所谓压电效应,是指某些介质在力的作用下产生形变,引起介质表面带电;反之,施加激励电场,介质将产生机械变形,称为逆压电效应[7]。本文提出的新型电压互感器就是利用了压电陶瓷材料的逆压电效应,其原理如图2所示。

对于一个边缘固定的薄片型压电陶瓷,当有电压加到其两端时(如图2所示),根据其逆压电特性,将会产生一个垂直方向的位移量,这个位移量在一定范围内与加在其两端的电压成线性关系:

$\text{Δ}L=k\dot{U}(2)$

式中:ΔL为压电陶瓷片垂直方向的位移量;$\dot{U}$为加到压电陶瓷两端的电压;k为电压$\dot{U}$与位移量ΔL的比例系数。

根据以上线性关系,压电陶瓷动态位移量实时反映了其两端的电压矢量。

2 反射式光纤位移传感器

反射式光纤位移传感器是一种结构相对简单的测量微小位移的装置。反射式强度调制的基本原理是:发射光纤将光线射向反射面,再从反射面反射到另一根光纤中,被测信号通过控制反射面与接收光纤之间的相对位移,从而实现对反射光强的调制。原理如图3所示[8]。

假设从光纤射出的光锥内功率密度分布是均匀的,被测表面的反射系数为1,光纤轴线与被测面垂直,利用直边模型,可得到接收光纤接收到的光功率百分比(耦合效率)即光强度F为:

$F=ɑ\left[\frac{r}{r+2d\text{t}\text{a}\text{n}(\arcsin A{}_{\text{Ν}\text{A}})}\right]{}^2(3)$

式中:ɑ为发射光纤与接收光纤之间的间距;r为光纤的纤芯半径;d为光纤探头与反射面之间的距离;ANA为数值孔径。

当d>(ɑ+2r)/(2tan(arcsin ANA))时,接收光纤所接收到的光强度保持不变,得到:

$F\approx k^{\prime }d(4)$

式中:k′为d与F的比例系数。

由式(4)可知,接收光纤接收到的光强度与光纤探头距反射面的距离近似成正比,反射式位移传感器接收到的光强度矢量则动态反映了光纤探头与反射面之间的位移量[9,10]。

反射式位移传感器将光强度信号利用光生伏特效应转换为电压信号后,输出电压信号与一次信号所驱动的动态位移成正比。

3 新型电压互感器测量原理

将一定规格的压电陶瓷分压组件与薄片型压电陶瓷串联进行分压,相同配方的压电陶瓷极化前后的等值电容是不变的,所以该分压比例是完全线性的。反射式光纤位移传感器的光纤探头垂直固定在距离该薄片型压电陶瓷片约2 mm处,与地线连接。

由于薄片型压电陶瓷的逆压电效应,压电陶瓷片在电压的作用下,会产生相应的实时位移量,此时光纤探头与反射面的距离由原来的d变为动态的d+ΔL,由式(2)、式(4)可得:

$F=k^{\prime }(d+\text{Δ}L)=k^{\prime }d+k^{\prime }k\dot{U}(5)$

式中:k′d为固定值,反映了输出的直流分量;k′k$\dot{U}$反映了薄片型压电陶瓷分得的交流电压的信息。

新型电压互感器测量原理如图4所示。

设担任分压功能的压电陶瓷组件阻抗为Zc,具有逆压电效应的压电陶瓷阻抗为Zy。由式(2)可得出反射式光纤位移传感器的输出Uo与一次电压U1的线性关系为:

$U{}_{\text{o}}=k^{″}\frac{{\rm Z}{}_{\text{y}}}{{\rm Z}{}_{\text{c}}+{\rm Z}{}_{\text{y}}}U{}_1(6)$

式中:k″为线性系数。

通过反射式光纤位移传感器的非接触式测量,把该薄片型压电陶瓷片的逆压电效应产生的振动量转换为相应的出射光纤中光强度的实时变化量,光强度信号通过光纤传递到反射式光纤位移传感器的处理单元,转换为相应的输出电压信号Uo,以此来正确反映一次电压U1的大小和方向,从而完成了一次电压模拟参量的测量。

将以上模拟参量送入A/D转换单元转换为数字信号,完成电压测量数字化的全过程,同时实现了电压互感器的无源化。

4 实验结果

以额定电压10 kV的电压互感器样机为例,将压电陶瓷分压组件置于10 kV真空管内,用2个导电杆将其固定,根据IEC 60044-7标准,该电压互感器通过了工频耐压实验和雷电冲击电压实验。

4.1 误差及线性度实验

调节升压器的输出电压,使其加在电压互感器上的电压从0 V渐变至10 kV,测试电压互感器的误差和线性特性,结果见表1。

实验表明,新型电压互感器样机能如实地快速反映一次电压的波形,并且线性度较好,测量准确度满足IEC 60044-7标准0.2级测量和3P级保护电子式电压互感器的要求。

4.2 温度特性实验

将电压互感器放入温控室内,施以额定电压。在-20 ℃~ +50 ℃范围内调节,在5个温度点测试电压互感器的比差和角差,其值均有一定变化,结果见表2。

实验表明,压电系数对-20 ℃~ +50 ℃范围内的温度变化并不敏感。影响电压互感器温度特性的主要因素是:①固定薄片型压电陶瓷的外部组件对温度的敏感程度;②所选光源的功率;③电子电路电源的效率和对其散热的处理;④电子电路中元器件的选择。由表2可见,在-20 ℃~ +50 ℃范围内,比差和角差满足IEC 60044-7标准0.2级的要求,温度特性良好。

5 结语

通过原理样机的实验,基于新型电压信号变送原理的电压互感器一次与二次之间的耦合关系体现在动态距离上,这种非接触式结构在实现准确测量的同时也有效解决了电压互感器的一次与二次电气隔离问题。实验结果表明:

1)基于本文变送原理的新型电压互感器在实验室环境下的测量误差满足IEC 60044-7标准0.2级电子式电压互感器要求。

2)新型电压互感器所有的测量环节都不存在任何磁饱和问题,实现了测量环节和保护环节一体化;介质损耗小,运行时静态特性和动态特性良好。

3)新型电压互感器的所有信号接收、处理过程均在低压侧进行,通过光纤与高压隔离。

参考文献

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[9]陶红艳,余成波.传感器与现代检测技术.北京:清华大学出版社,2008.

信号电压 篇6

1 电力系统继电保护的特点分析

继电保护装置主要具有选择性、速动性、灵敏性和可靠性四个基本特点。其中选择性是指当电力系统中的设备或线路发生短路的时候, 继电保护将出现故障的线路或设备移出电力系统, 其切除可以由故障设备、线路保护或者断路器来执行。而当这些设备不能完成时可由相邻的设备或者线路来辅助执行。速动性主要是指故障的切除要快, 这样可以提高系统的运行稳定性, 并减少设备的损坏。灵敏性主要是指电气设备或线路在被保护范围内发生短路故障或不正常运行时, 保护装置的反应能力。而可靠性则是对继电保护最根本的要求, 正是这些特点才使电力系统能够正常运行[1]。

2 关于6KV低电压供电系统的工作原理和问题分析

总变6KV供电系统的接线方式采用单母线分段 (I、II段) , 两段母线的接线采用路断器645互为备用, 母线为外界提供电源, 其方式为单回路配电, 电源受体包括各个变压器、高压电机或厂外架空线路等。由此可见6KV高压电在实际生活中有非常广泛的应用, 具有分布广、电缆数量多的特点。电压互感器在三相电路中的常见接线方案主要有四种, 这四种接线方案各有特点, 类型分别为:一个单相电压互感器的接线、两个单相电压互感器的V/V形接线、三个单相电压互感器Y。/Y。形接线还有一个三相五芯柱三绕组电压互感器Y。/Y。/△ (开口三角形) 接线。其中第一种接线方式主要应用于三相线路上某两相之间线电压的测量, 用于连接电压表、频率表及电压继电器等。第二种接线方式不仅可以用于三个线电压的测量, 同时还可以用于供仪表、继电器接于三相三线制电路等进行线电压的测量。第三种接线方式主要用于仪表和继电保护装置中作为电压和线电压保护的形式, 并且在一定环境下还可以装用绝缘监察电压表[2]。第四种接线方式主要用于10k V中性点不接地系统中线电压的测量, 同时还可以供单相接地保护。当系统正常运行时开口三角形两端的电压接近于零, 而一旦发生异常则会使电压继电器吸合, 发出接地预告信号。

6KV电压互感器低电压保护系统的电压接线方式根据电力系统稳定性的需要而具有自身的特点, 一般线电压的接线方式主要选择图1所示的方法。在这个接线结构中, 如果供电系统处于正常运行的状态, 那么则有FV1/FV2/FV3电压继电器动作, 常闭点打开, 常开点闭合, 由高厂变低压侧经6KV共相母线通过工作段进线开关向工作段供电, 不启动电机跳闸回路。而KAI用于监视进线电压和提供同期用的电压信号、保护用的电压信号。如果某个分变的6KV电缆发生电压互感器一次侧熔断器有一相或两相熔断时, 一定会出现3~3.5倍额定电压的过电压, 励磁电流急剧增加。此时KA1动作, 其常闭点打开, 电机跳闸回路无动作[3]。而如果出现供电母线电压低于设定值的现象, 或者是电压互感器三相保险同时熔断的状况时, 则会引起该段主变压器低电压保护跳闸, 此时则有FV1/FV2/FV3的常闭点闭合, 常开点打开, 并延时发出变压器跳闸信号。这些事故的发生都会对电厂长周期稳定产生不良影响。因此必须要对6KV低电压保护和接地信号回路进行改进, 以预防事故的发生, 降低由于类似事故造成的经济损失和财产损失。

3 改进措施以及改进之后的效果

针对上面所说的继电保护中存在的问题, 我们对6KV低电压保护和接地信号回路进行改进。其改进措施为在6KV电压互感器柜上个增加一个电压型中间继电器, 符号定为KA3, 采用DZ-15型中间继电器, 与报警铃HA并联在一起[4]。见图1虚线所示, 接地信号回路的改造也与之相同。改进之后, 当供电系统中发生单相接地时, 若有两相熔断器同时熔断, 或者三相熔断器同时熔断的状况, 那么FV1/FV2/FV3的接点以及变压器的接地信号继电器全部动作, 常闭接点闭合, 常开接点打开, 接地继电器FE1的常开点闭合, 启动预告信号回路, 电流从正极到达负极, 并使FP1接点闭合, KA2动作闭合。进而使报警铃HA通电报警, 中间继电器KA3线圈带电, 继电器KT1所在的回路切断。这样一方面是为了避免KA5带电, 另一方面是为了避免该段高压电机误跳闸[5]。另外, 在跳闸回路中, 当回路切断的时候, KA1的另一对常闭接点也动作, 这样就可以有效防止主变压器误跳闸。KA1作为常开点, 其线圈保持带电, 这样可以有效防止维修人员在更换FV1/FV2/FV3的接点动作后KA1线圈失电造成变压器和高压电机跳闸。经过改造之后, 我厂没有再发生过继电保护系统低电压误动的事故, 没有再在这方面出现经济损失, 供电系统的稳定性、安全性和可靠性得到了有效的提高, 为企业的稳定生产以及人员生命、财产安全提供了良好的保障, 改造效果显著[6]。

4 总结语

在今后的发展中, 企业要充分利用先进的计算机技术, 并将其运用于电力系统继电保护中, 使其具有计算机化、网络化、智能化等特点, 更好地为未来继电保护技术发展提供服务。总的来说, 6KV低电压保护和接地信号回路的改进效果很好, 随后还要认真观察其电压互感器的运行情况, 对其中存在的问题要及时发现, 并探讨相应的解决方式, 以提高低电压保护改造的运行效率和运行质量。

摘要：随着社会的发展和进步, 我国大型工业也获得了较快的发展, 人们的用电需要也日益增加, 而由于电力系统稳定性不足而导致的大面积停电问题也越来越受到人们的重视, 需要进一步完善电力系统的继电保护系统。电力系统继电保护是保证电力系统安全运行、提高经济效益的有效技术, 在实际应用的过程中要求保护动作要具有选择性、灵敏性、可靠性以及快速性等特点, 只有这样才能够为电力系统的安全运行提供技术支持。而在这个过程中保护一旦误动, 将会打破电力系统的安全性和稳定性, 可能会造成企业大面积停电, 给人们的生活带来不便。而在化工企业甚至还会因为处理不当而引发爆炸, 这些都将会对企业造成巨大的经济损失, 严重的甚至还会导致人员的伤亡。本文主要分析了电力系统继电保护的特点以及6KV低电压供电系统的工作原理和存在的问题, 并提出相应的改进措施。

关键词：6KV,低电压保护,接地信号回路,改进措施

参考文献

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信号电压 篇7

在电力系统中,电压互感器绝缘故障引起的主要原因之一就是局部放电]。在线监测并提取放电特征是故障研究的一项重要工作,由于局部放电信号非常微弱,而变压器现场运行环境下存在较大的噪声干扰,消除噪声并提纯放电信号是局部放电在线监测中的主要问题之一。

局部放电信号的消噪方法有很多种,其中小波分析由于其良好的时频分辨特性,非常适合于处理非平稳信号,在局部放电信号消噪中得到了广泛的应用.小波消噪方法主要有阈值法和模极大值法。模极大值法的实现过程较为复杂,重构信号误差较大,而阈值法算法简捷,在局部放电信号消噪中应用比较广泛。利用小波多尺度变换对局部放电信号进行消噪处理,得到了信号的不同频率分量在小波分解各尺度上的分布规律,该方法能够有效的去除混杂在局部放电信号中的各种干扰。根据局部放电信号在小波域的分布特点,利用逐层最优小波方法对放电信号进行消噪,使得消噪后的信号具有较低的波形畸变率和较小的幅值误差,有效去除了局部放电信号中的噪声。将小波自适应阈值算法用于局部放电信号的消噪,该方法与传统Donoho软阈值法相比,消噪后信号失真度较小,能够更好的去除局部放电信号中的白噪声。

但在上述小波变换的去噪方法中,在奇异点的邻域内会表现出伪吉布斯现象,其重构信号在奇异点附近出现较大的人为干扰,处理起来有一定困难。

本文提出的平移不变的小波去噪方法,对放电信号进行循环平移,消除了小波基的平移依赖性.对比普通小波去噪, 更能有效抑制局部放电噪声干扰,使去噪后的信号更光滑和逼近真实信号,消噪效果优于传统小波消噪方法。

2局部放电信号与白噪声的小波变换特性

局部放电信号的脉冲电流持续时间极短,一般只有几纳秒,一般有两种数学模型指数型衰减型和振荡衰减型

对于局部放电信号而言,在变换区域内,信号能量集中在少量小波系数上,它的主要特点是小波系数集中在某个层,因此,逐步进行分解。在分解尺度增大的过程中,小波系数幅值也相应增大,这是局部放电信号小波变换的一个重要特性。

局部放电信号的持续时间和上升时间非常短暂,是非平稳随机信号,而白噪声信号为零均值平稳随机信号,其特征是均值、均方值和方差是常数并与时间无关,它们的小波变换特性也不同。

设n(t) 是一个服从N(0,σ2) 分布的白噪声,WTjn(t) 为n(t) 的小波变换,则WTjn(t) 也为随机过程,WTjn(t) 的方差为

可以看出随j的增大,σj2减小,并且在同一层中,方差不变,在变换区域内均匀分布。在小波分解过程中,随尺度增加分解系数均明显变小。

对李氏指数的分析可以得出这样的结论:局部放电信号李氏指数 α > 0 ,而白噪声的李氏指数 α < 0 ,两者的模极大值在分解尺度j变大时,表现出相反的特性,白噪声与局部放电信号的小波系数随着尺度j的增加被明显地区分开。

3小波阈值去噪的原理

根据白噪和局部放电信号的小波分解特性的分析可以看出,局部放电信号和白噪在不同分解深度上的分布规律不同:低尺度高频系数中包含了绝大部分白噪分量,高尺度系数中则主要聚集了局部放电信号能量。

假设信号序列为阈值去噪方法的优点是几乎所有的噪声都可以被消除,并且目标信号的特性可以保持较好。

阈值去噪方法一般步骤是:

(1)首先进行小波变换,以获得小波分解系数wj(k)

(2)选择合适的阈值算法规则来选择阈值 λ ,然后做阈值法对各尺度的小波分解系数。

(3)在阈值法得到去噪信号后,重建小波系数,从而获得去噪信号y'

假设一个信号包含白噪声干扰:

{y(i)} 是序列包含噪声信号,{n(i)} 是随机高斯白噪声序列的方差 σ2,并对y做小波变换

如果用正交小波,则小波变换是一种线性运算,白噪声经小波变换后仍然是白噪声,用式5表示:

可以得到

wni是不确定的,它需要通过阈值 λ 来估计

因为yi是数字信号,其小波算法表达式为

dj(i) 为第j层小波系数, yj(i) 是第j层尺度系数,g是小波函数 ψ(x) 的高通滤波器,h是尺度函数 φ(x) 的低通滤波器。

重复分解后可以得到一系列的小波系数,利用阈值来估计小波系数,d'j(i) 表示小波系数后处理,然后用式(10)重建信号,y'是去噪以后的信号。

4 平移不变小波去噪算法

在上述小波变换的去噪方法中,在奇异点的邻域内会表现出伪吉布斯现象[21],其重构信号在奇异点附近交替出现较大的峰值,这些峰值并不是原始信号本身包含的,而是在去噪过程中产生的人为干扰. 其振荡幅度与奇异点的位置密切相关,确切地说,如果能通过平移含噪信号来改变不连续点的位置,对平移后的信号进行阈值法去噪处理,则不会产生所不希望的伪吉布斯现象. 由于信号中可能包含多个不连续点,它们之间会相互干扰,为避免这种可能,不采用单一平移,而是采用n次循环平移,并将每次平移去噪后的结果再进行平均,即所谓“平移——去噪——平均”的平移不变小波去噪法.

对一个信号xt,0 ≤ t ≤ n ,用Sh表示对信号xt进行h的时域平移,即

令S-h= Sh-1,用T表示对信号用阈值法进行去噪处理

Ave表示“平均”, x̂表示采用平移不变小波包去噪后的信号,则对给定平移范围H的平移不变小波包去噪方法可以用式(12)表示

为计算(12)式,需要计算原信号xt所有可能的循环平移信号的小波变换,然而这样做是不必要的事实上,任意奇数平移信号的小波系数集与循环平移1 位的信号的小波系数集相同;而任意偶数平移信号的小波系数集与循环平移0 位的信号的小波系数集相同。这意味着计算原信号及其循环平移1 位的信号离散小波变换,并在每个分解级重复这一小波变换过程即可得到平移不变量小波算法中的所有可能的小波系数,这就是平移不变量的快速算法。具体步骤如下:首先对原始放电信号进行平滑滤波得到序列xt,再将xt循环平移n位得到新的信号序列xt(n),并将信号序列xt(n)小波分解,然后进行平移不变小波反变换,重构信号信号序列,最后循环反平移,得到相应的局部放电信号。

5 仿真实验分析

现场检测到的局部放电信号多为衰减型振荡脉冲信号,可用以下两种模型等效

阻尼单指数振荡模型

阻尼双指数振荡模型

其中A是峰值,τ 是阻尼系数,fc是信号的振荡频率

下面给出了一种用于去噪和提取局部放电信号的去噪方法的实验结果。

以db5小波为基础,分解层数为5。如图1所示

从一个20ms交流周期记录中获得样本,采样率为125k Hz。图2是具体获得的实验结果。

上图表明平移不变小波去噪效果优于传统的小波阈值去噪。数据清楚地显示,通过小波平移提取到的局部放电脉冲波形具有更好的脉冲细节,并具有较少的噪声。

6结论

平移不变小波信号的去噪方法有效消除了奇异点的人为干扰,使小波变换产生的伪吉布斯现象得到抑制,使去除噪声后的信号更加接近原来局部放电信号,较好地保持了原始放电信号特征,其效果优于传统小波消噪方法。当然,其方法还依赖于基小波的选择与分解层数,阈值的选择对去噪效果也有很大的影响。

摘要：针对电压互感器局部放电检测中存在较多干扰的问题,分析了电压互感器的在线监测的局部放电信号和白噪声的小波变换特性。根据白噪声和局部放电信号的不同特性,采用平移不变的小波去噪方法,对放电信号进行循环平移,从而消除小波基的平移依赖性.对比普通小波去噪,该方法能有效地消除人为振荡现象,使去噪后的信号更光滑和逼近真实信号.仿真数据表明,基于平移不变小波消噪方法可以有效抑制局部放电噪声干扰,成功提取出有效的局部放电信号,消噪效果优于传统小波消噪方法。

关键词：局部放电,平移不变小波,消噪

参考文献

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