ROF模型（精选7篇）
ROF模型 篇1
0 引言
近年来, 在RoF系统中, 毫米波信号的产生方法得到了较深入研究[1，2]。目前, 学术界已提出多种毫米波产生方法[3-6]:直接调制技术、光外差技术、上变频 (光学倍频) 技术、外调制技术。直接调制技术受激光器调制带宽和调制速率的限制, 只适用于低频系统;光外差技术对光源性能和调制技术要求较高。此外, 外差的两束光来自不同的激光器, 使得接收端接收到的毫米波的性能容易受到相位噪声的影响;上变频 (光学倍频法) 技术的基站需要毫米波本振源和混频器, 基站结构比较复杂, 成本高[7];外调制技术利用调制器的电光效应或电吸收效应调制光场, 能使输出的光信号随电信号的变化而变化。通过设置合适的电路结构和合理的参数, 能实现双边带 (Double Sideband, DSB) 调制、单边带 (Single Sideband, SSB) 调制和光载波抑制 (Optical Carrier Suppression, OCS) 调制[8-10]。
有关RoF毫米波信号的产生方法大致可分为两类。一类是利用光学器件搭建硬件实验平台, 利用实物仿真方法产生毫米波。搭建硬件实验平台需要大量光学器件和光学测量仪器, 高昂的价格增加了研究成本[11];另一类是借助VPI、OptiSystem等光学仿真软件设计仿真模型, 利用软件仿真的方法产生毫米波。VPI包含VPI Compo-nentMaker和VPItransmissionMaker, 只能分别模拟设计器件级和系统级模型。如用户想同时模拟设计器件级和系统级模型, 需购买全部模块, 研究成本较高。OptiSys-tem拥有丰富的器件库和仿真模型, 但自身没有语言接口, 不支持新算法和协议仿真。研究者如需改进算法或提出新的链路通信协议, 可以借助Matlab或SCILAB编程构造新组件来实现[12]。此外, 研究者在设计光通信系统时, OptiSystem利用Matlab的可扩展架构进行联合仿真、分析和设计优化。本文在前人工作的基础上, 详细给出了外调制产生RoF毫米波的方案。
1 外调制原理
外调制基本原理如图1所示。激光器输出的光波输入到调制器1, 基带信号通过调制器1调制到入射光波上, 从调制器1输出的光波在调制器2中经本振信号调制, 得到光载毫米波。通过对调制器2的偏置及本振信号相位的调节, 可以实现DSB、SSB、OCS调制, 从调制器2输出三种结构的毫米波信号。
假设激光器出射的光波为E0 (t) =Aexp (jωct) , A为光波幅值, ωc为光波频率, 则调制器1输出光波为Ea (t) = A (t) exp (jωct) , A (t) 为基带信号。本振为Vm (t) =Vmcosωmt, ωm为本振频率, Vm为射频幅值。假设调制器2上臂的射频电压为V1, 直流偏置电压为VD1;下臂的射频电压幅值为V2, 直流偏置电压为VD2;调制器的幅度衰减系数为α, 半波电压为Vπ;调制器分光比是1∶1, 作用于调制器2上下臂的射频信号间的相位差为θ。因此, 调制器2输出的毫米波信号为:
在不影响结论的前提下, 假设VD1=0, 两臂间的相对直流偏置电压VD=VD2-VD1=VD2, 利用第一类贝塞尔函数将式 (1) 中的复指数函数展开, 表示为:
在式 (2) 中, Jk (x) 为第一类K阶贝塞尔函数,
若调制器2的一个臂加载射频信号, 另一个臂加载直流偏置电压, 大小为V2π。式 (2) 表示为:
其中, φ0=tan-1J-10 (mh) , ak=αJ|k| (mh) /2, φk=|k|π/2, (k≠0) 。式 (3) 中有三个分量:ωc-ωm, ωc, ωc+ωm, 分别对应-1阶分量, 载波分量和+1阶分量, 因此它是一个DSB结构毫米波信号。
若调制器2两臂加载的射频信号幅度相同, 相位差为90°, 两臂间的直流偏置电压为V2/π。式 (2) 可表示为:
其中, mh为加载在调制器2两臂射频信号的幅值。式 (4) 中有两个分量:ωc, ωc+ωm, 分别对应载波分量和+1阶分量, 因此它是一个SSB结构毫米波信号。
若调制器2两臂加载的射频信号幅度相同, 相位差为180°, 两臂间的直流偏置电压为Vπ。式 (2) 可表示为:
式 (5) 中有两个分量:ωc+ωm, ωc-ωm, 分别对应于+1阶分量和-1阶分量, 因此它是一个OCS结构毫米波信号。
2 仿真模型
为了评估外调制法中3种方式产生的毫米波的传输性能, 本文采用如图2所示的外调制产生毫米波的RoF系统仿真模型。连续激光器产生中心频率为193.1THz、功率为0dBm、线宽很窄的连续激光作为光载波, 码速率为2.5Gbit/s的伪随机信号经过非归零后, 通过马赫-曾德尔调制器进行强度调制, 把基带信号加载到光载波上, 其中, 马赫-曾德尔调制器的消光比为30dB。若马赫-曾德尔调制器的两臂均加载幅度为V2/π、频率为20GHz、初相位为0°的射频信号 (Vπ是调制器的半波电压) , 两臂的直流偏置电压分别为V2/π和0时, 能实现以20GHz毫米波为载波的2.5Gbit/s基带非归零数据的光双边带 (DSB) 调制;若马赫-曾德尔调制器的两臂加载幅度为V2/π、频率为20GHz、初相位分别为0°和90°的射频信号, 两臂的直流偏置电压分别为V2/π和0时, 实现以20GHz毫米波为载波的2.5Gbit/s基带非归零数据的光单边带 (SSB) 调制;若马赫-曾德尔调制器的两臂加载幅度为V2/π、频率为20GHz、初相位分别为0°和180°的射频信号, 两臂的直流偏置电压分别为Vπ和0时, 实现以20GHz毫米波为载波的2.5Gbit/s基带非归零数据的光载波抑制 (OCS) 调制。
采用标准单模光纤 (SSMF) 作为传输介质, 光纤的损耗为0.2dB/km、色散系数为17ps/nm/km。毫米波信号经过标准单模光纤传输后, 由光电探测器将其进行O/E转换, 下变频为电信号, 得到中心频率为20GHz (DSB、SSB调制方式下) 或40GHz (OCS调制方式下) 的电毫米波信号。其中, 光电探测器的响应度为1A/W, 暗电流为10nA。电毫米波信号经过频率为20GHz (DSB、SSB调制方式下) 或40GHz (OCS调制方式下) 、带宽为3.75GHz的带通滤波器和截止频率为1.875GHz的矩形低通滤波器进行滤波后, 得到基带信号。
3 结果讨论
对于图2所示的系统模型, 为帮助分析, 在OptiSys-tem仿真环境中搭建模型, 进行仿真验证。
在B-T-B (back to back, 即光纤长度为0km) 条件下, 采用DSB、SSB、OCS三种调制方式。仿真执行后, A点的毫米波信号光谱图如图3所示;B点的毫米波信号频谱图如图4所示;C点的毫米波信号如图5所示。
图4 (a) 和图5 (a) 表明, 在DSB调制方式下产生了20GHz分量的射频信号, 且功率远大于其它分量。20GHz分量的射频信号由图3 (a) 所示的光载波与+1阶边带、光载波与-1阶边带拍频产生。因为在DSB调制方式下产生的光载毫米波信号, 光载波、+1阶边带、-1阶边带的功率比其他频率成分的功率要大, 所以由这三个分量拍频产生的20GHz分量的射频信号的功率要比其他频率的射频分量的功率大。
图4 (b) 和图5 (b) 表明, SSB调制方式下产生了20GHz分量的射频信号, 且功率远大于其它分量。20GHz分量的射频信号由图3 (b) 所示的光载波与-1阶边带拍频产生。因为在SSB调制方式下产生的光载毫米波信号, 光载波、-1阶的功率比其它频率成分的功率要大, 所以由这两个分量拍频产生的20GHz分量的射频信号的功率要比其它频率的射频分量的功率大。
图4 (c) 和图5 (c) 表明, 在OCS调制方式下产生了40GHz分量的射频信号, 且功率远大于其它分量。40GHz分量的射频信号由图3 (c) 所示的+1阶边带与-1阶边带拍频产生。因为在OCS调制方式下产生的-1阶边带和+1阶边带的功率比其它频率成分的功率要大, 所以, 由这两个分量拍频产生的40GHz分量的射频信号的功率要比其它频率的射频分量的功率大。此外, 与DSB调制和SSB调制相比, OCS调制产生的毫米波信号在接收端拍频后产生的射频信号频率是本振信号频率的2倍。这是因为拍频的两个光频率成分 (+1阶边带和-1阶边带) 的频率间隔是本振的2倍, 即40GHz。
采用DSB、SSB、OCS三种调制方式产生的毫米波, 经光纤传输后, 随着光纤长度的变化 (B-T-B到50km) , D点的基带信号眼图变化规律分别如图6 (a) 、6 (b) 、6 (c) 所示。
由图6可以得到, 随着光纤长度的变化 (从B-T-B到50km) , 在DSB调制方式下, 从光载毫米波信号中解调出来的基带信号的最小误码率分别为1.30×10-12、5.64×10-17、1.53×10-18、3.27×10-15、4.45×10-10、4.85×10-5;在SSB调制方式下, 从光载毫米波信号中解调出来的基带信号的最小误码率分别为7.90×10-36、5.32×10-35、1.32×10-30、2.81×10-25、2.09×10-11、6.56×10-5;在OCS调制方式下, 从光载毫米波信号中解调出来的基带信号的最小误码率分别为2.12×10-43、2.30×10-35、1.26×10-17、3.98×10-6、1.22×10-3、1.45×10-2。从眼图的变化情况和最小误码率数值中, 可以得出以下结论:①在DSB调制方式下, 随着光纤长度的增加, 基带信号眼图质量由坏变好, 再由好变坏。最小误码率数值由大变小, 再由小变大。波动较大, 总趋势变差;②在SSB调制方式下, 随着光纤长度的增加, 基带信号眼图逐渐闭合, 质量逐渐由好变坏, 误码率数值由小变大;③在OCS调制方式下, 随着光纤长度的增加, 基带信号眼图逐渐闭合, 质量逐渐由好变坏, 误码率数值由小变大。在光纤中传输时, DSB调制方式产生的毫米波信号存在功率周期性衰落效应, SSB和OCS则不存在。DSB调制方式产生的毫米波信号出现功率周期性衰落效应的定性解释为:光载波与-1阶边带拍频产生的射频分量和光载波与+1阶边带拍频产生的射频分量在光纤中传输时相干叠加, 使得毫米波信号时而加强, 时而减弱, 毫米波信号的功率表现出周期性衰落现象。
在不同调制方式下, 毫米波误码率随传输距离的变化情况如图7所示。当传输距离小于10km时, OCS调制方式产生的毫米波优于SSB调制方式产生的毫米波, SSB调制方式产生的毫米波优于DSB调制方式产生的毫米波;当传输距离在10~20km之间时, SSB调制方式产生的毫米波优于OCS调制方式产生的毫米波, OCS调制方式产生的毫米波优于DSB调制方式产生的毫米波;当传输距离在20km与50km之间时, SSB调制方式产生的毫米波优于DSB调制方式产生的毫米波, DSB调制方式产生的毫米波优于OCS调制方式产生的毫米波。
4 结语
本文围绕外调制法中DSB、SSB、OCS调制方式的仿真模型设计展开研究。鉴于实物研究成本高, 本文根据外调制方法产生毫米波的原理设计仿真模型, 运用OptiSys-tem软件模拟仿真, 并根据仿真结果评估传输性能。系统的仿真结果最终表明, 运用设计的仿真模型在OptiSystem上模拟仿真, 能有效地模拟实物环境, 仿真结果符合实际情况, 为RoF通信系统研究提供了有益参考。
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RoF技术应用探析 篇2
1、Ro F技术介绍
Ro F技术是应高速大容量无线通信需求, 新近出现的将光纤通信和无线通信相结合起来的无线接入技术。将射频信号调制到光波载波上实现基于光网络分布的无线通信技术即为Ro F技术。Ro F系统中直接利用光载波来传输射频信号, 运用光纤作为基站与中心站之间的传输链路。光纤仅起到传输的作用, 大部分功能, 如交换、控制和信号的再生都集中在中心站, 基站仅由光电转换器件和放大器构成。这样可以把复杂昂贵的设备集中到中心站点, 让多个远端基站共享这些设备, 更好地实现设备共享、动态资源分配和更有效的管理, 同时可以有效降低远端基站的功耗和成本, 并使其小巧宜于安装。
光纤传输的射频 (或毫米波) 信号提高了无线带宽, 但天线发射后在大气中的损耗会增大, 所以要求蜂窝结构向微微小区转变, 而基站结构的简化有利于增加基站数目来减少蜂窝覆盖面积, 从而使组网更为灵活, 大气中无线信号的多径衰落也会降低;另外, 利用光纤作为传输链路, 具有低损耗、高带宽和防止电磁干扰的特点。正是这些优点, 使得Ro F技术在未来无线宽带通信、卫星通信以及智能交通系统等领域有着广阔的应用前景。
2、Ro F系统技术特点
Ro F技术降低了天线的复杂度, 因而具有了以下几个优点:
首先, 从通信损耗和容量来看。光纤传输具有低损耗、大带宽的特点。目前商用的单模光纤在1550nm和1310nm波长的传输衰减分别小于0.2d B/km和0.5d B/km, 远低于同轴电缆的损耗, 因此通过光纤传输微波信号可以在减小传输功率的同时增大传输距离。同时, 光纤的三个低损耗窗口提供了高达50THz的带宽, 再结合密集型光波复用 (Dense Wavelength Division Multiplexing, DWDM) 等技术就可以使光纤传输容量利用率大为增加。射频信号在传输时伴随着较高的传输损耗, 如果采用同轴电缆传输则需要较多的再生中继设备, 将增加系统成本。利用Ro F技术则可以实现低损耗的毫米波传输因而不必采用再生中继设备, 同时也简化了远端天线单元 (remote antenna unites, RAUs) 的结构。
其次, 从成本角度看, Ro F技术可以降低安装和场地租赁成本、维护成本以及电子处理成本。采用Ro F技术时, 其信号处理等复杂设备均集中于中心站, 就大大简化了RAU的结构。这就带来两个优势:Ro F系统的电子器件的选择不必考虑天气等复杂环境因素;同时天线单元小巧轻便, 在场地受限制无法配备其他系统的地方仍然可以安装Ro F系统, Ro F技术成为许多情况下的必然选择, 同时由于设备简单环境温和也使维护成本降低。
再次, 从业务的角度看, Ro F系统具有动态容量分配功能、多业务操作能力、透明性等优势。Ro F链路实现了信号格式的透明化, 因此通过采用Ro F链路可同时传输多路不同频率的信号, 实现多操作、多业务的并行操作平台。由于交换机、调制设备等均位于中心站, 所以可方便地对系统进行升级等操作, 也实现了容量分配的动态化, 即将资源和容量配置到需求多的地方, 比如展厅、公交和班车车站等处。
最后, Ro F系统的抗电子干扰特性好, 良好的抗电子干扰特性对于无线微波通信是一个具有吸引力的优势。这是由于光纤具有良好的抗电磁干扰、防窃听等特性, 也基本上不产生电磁辐射环境和电磁辐射生物效应。同时, 天线单元的结构简化也带来了能耗和电磁辐射强度的降低。
3、Ro F系统在网络融合中的应用
丰富的传输带宽、无缝的覆盖范围、大容量、低功耗等优点均使得Ro F系统光无线网络融合中有较大的发展空间。另外, 它对信号的调制格式具有透明性, 它只提供一个物理传输的媒介, 可以把它看成天线到中心控制局之间点到点的透明链路。通过它与各种网络 (2G、3G、4G、UWB、WPAN、WLAN、WIMAX、ITS、CATV等) 的融合, 可以达到集中控制、共享昂贵器件、动态分配网络容量、降低成本的目的。
(1) 与2G/3G移动通信网络的融合
在与现有的2G/3G移动通信系统的融合中, Ro F主要应用于微小区和室内覆盖, 作为现有移动通信网络的补充。
伴随着无线通信系统容量的快速增长, 小区半径越来越小, 微小区、微微小区数目迅速增加, 在需要较高容量的区域, 比如在人口比较密集的城市可以采用Ro F的微小区技术以获得较高的系统容量。利用Ro F技术在中心基站和一定数目的小区天线之间进行数据传输。
此外, 在大型购物中心、机场大厅、展览中心等大型建筑中, 如何解决建筑物内的无线高速数据传输和无线接入覆盖问题已成为迫切需要解决的技术关键。采用Ro F技术进行室内覆盖, 在室内建立无线基站并结合分布天线系统 (distributed antenna systems, DAS) , 可有效提高覆盖率并增加系统容量。DAS使用高频模拟传输系统将微波信号从中心站传输至各个分布天线。由于Ro F具有附加损耗低以及体积小重量轻等优点, 因此对于DAS传输系统, Ro F技术是一个理想的选择。目前Ro F技术已经占据了DAS传输系统市场的10%-20%份额, 但是, 相对昂贵的光器件使Ro F的成本增加影响了市场份额的进一步提高。随着新技术的采用, Ro F系统成本还会进一步降低, 它的市场份额也会进一步增加。
Ro F与2G/3G移动通信的融合在实际中已有一些应用实例。如2000年的悉尼奥运会, 利用Ro F技术建立了Tekmar Brite-Cell TM网络。该网络综合了3个GSM运营商的系统, 采用多标准的无线通信协议, 低射频功率分布式天线系统, 动态的分配网络容量, 解决了奥运会期间, 大量移动电话同时呼叫的连接问题, 实现了宽带传输, 避免了拥塞的发生。此外, 在日本, Ro F也已经应用在了现有的蜂窝系统——个人数字通信 (personal digital communication, PDC) , 系统和宽带码分多址接入 (Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA) 系统中。NTT Do Co Mo作为日本蜂窝系统运营商之一, 将Ro F技术运用于微蜂窝和微微蜂窝的信号传输微波链路中。它将很小的基站 (接入单元) 设置在室内天花板上, 然后通过光纤与一个主基站连接在一起。
(2) 与未来4G移动通信网络的融合
在未来的4G无线接入网中, 正交频分复用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 作为优选方案, 具有高频谱利用率和可靠性, 良好的抗多径衰落能力等优点, 适用于高速的数据传输。Ro F技术则充分结合光纤和高频无线电波传输的特点, 使基站简化, 将传统基站集中的天线结构变为分布式天线结构, 基站天线与中心站间使用光纤连接, 为基站与中心站之间提供低损耗、高带宽、可靠的信息传输, 能实现大容量、低成本的射频信号有线传输和超宽带无线接入。将Ro F技术与OFDM技术融合在一起构成的OFDM-Ro F系统, 具有这两种技术各自的优点, 既能有效降低系统成本, 又能大大增加通信系统容量, 如果天线单元采用多进多出技术, 还可进一步加大系统容量和提高传输速率。目前基于OFDM的Ro F技术是一个最近比较热门的研究领域, 它涵盖光纤通信和无线通信领域, 它具有其它系统无法比拟的优势, 比如受电磁波干扰小, 覆盖范围大, 容量大, 远端基站模块成本低, 系统部署灵活简单、延伸性好, 易于集中升级管理等等。
(3) 与无源光网络 (PON) 的融合
伴随着光纤敷设到户 (FTTH) 趋势的日益深入化, 无源光网络 (Passive Optical Network, PON) 以其低成本、高带宽等优势得到越来越广泛的应用, EPON、GPON和WDM-PON已经进入了接入市场。另外一方面, 宽带无线接入 (BWA) 技术正变得流行, 它们的优势在于更具拓展性和灵活性。为了进一步优化组合资源, 降低成本和提供更大带宽、更灵活的宽带接入业务, Ro F与PON融合成为一种很有前途的架构。该结构中, 无线和有线业务均在光纤上传输, 其中下行信号在远端接入点 (RN) 分别送到光网络单元 (ONU) 和无线接入点 (WAP) , 实现有线信号和无线信号的分离, 信号能同时传送到有线和无线用户处。在中心局端, 中心基站 (BTS) 和光线路终端 (OLT) 分别进行信号的集中处理。这种结构的优点是利用了目前FTTH已铺设的光纤, 降低了无线接入的成本并可以扩容。
(4) 与轨道交通系统的融合
Ro F在高速铁路交通的应用早有报道, 例如在日本该技术不仅用于轨道交通, 而且被应在高速公路的智能交通系统 (Intelligent Transport system, 简称ITS) 中。在轨道交通中运用Ro F技术, 利用沿路分布的天线, 可以形成沿铁道无缝覆盖的无线网络。在具体实现上可结合Wi Max等技术, 在每个大基站用Ro F技术实现射频拉远, 提高覆盖面积的有效利用率并且将切换问题简单化。现已有一些操作于微波波段的ITS通信系统, 能够宽带接入并提供多种业务, 同时具有安装简单、成本低的特点, 展示了Ro F接入网络的优势。
(5) 与有线电视系统的融合
有线电视 (CATV) 业务一直是促使光纤在本地环中应用的有力推动者, CATV网络在数字电视技术尚未发展的时期就开始采用光纤取代同轴。随着数字电视技术的发展和普及, 除了固定的CATV业务, 在很多地区也提出了移动CATV业务, 同时也不断开展其他宽带广播业务、提供便利的通信服务, 如话音和Internet接入。将Ro F技术与已有的CATV网络结合, 在利用原有光纤资源基础上, Ro F技术可以实现多种业务的接入, 并且具有接入设备简单、组网快捷的特点。随着Ro F的发展, 近来将CATV和微波射频信号同时加载在光纤中一起传输, 受到越来越多研究者的关注。
4、结束语
总的说来, 网络融合是未来的一大发展方向。在下一代网络中, Ro F具有诱人的应用前景, 尽管Ro F技术距离大规模的商用还有很长的路要走, 也有很多关键技术要攻克, 但是, 科学研究始终是走在技术产业化的前面, 同时, 光无线融合的大趋势是无法阻挡的, 无论在现在还是将来, Ro F都将是研究人员和运营商最为关注的一项技术。而对于Ro F技术的研究, 人们的目光也会由理论研究转向实际应用, 向更低成本、更高集成化努力。Ro F在未来光无线融合的潮流中必将扮演越来越重要的角色。
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ROF模型 篇3
近年来,RoF(光载无线电)中的半导体激光器非线性问题得到了较深入的研究,这些研究大体上可概括成两类。一类是设法克服激光器的非线性影响,如采用预失真技术、前向反馈技术或二者结合的技术。预失真技术需要准确预测激光器非线性失真模型,而且处理射频信号给电路设计也会增加一定的困难。前向反馈技术需增加较多的光学处理元件,不仅成本上升、光信号的插损增大,而且也会引入新的非线性。另一类是利用激光器固有的非线性输出特性来改善其本身的非线性特性。工作中的半导体激光器存在自相位调制和弛豫振荡,对外部微扰十分敏感,易产生非线性动力学动态输出。因此,有人[1,2,3]研究利用外部光注入扰动方法提高半导体激光器的调制带宽,具有一定效果。归纳起来,后者用不复杂的光学技术实现了前者需复杂电路处理和模型设计才能完成的目标,值得深入研究。然而,目前针对第二类方法的研究大多集中在讨论激光器外部光注入理论模型和改善单通道性能方面,对于改善多通道传输特性的研究还较少。
因此,本文关注光外注入方法改善激光器多通道传输特性问题。首先阐述光外注入基本原理,然后根据光外注入激光器的调制特性设计基于Optiwave System仿真工具的RoF仿真模型,接着讨论分析仿真结果,最后总结全文。
1 光外注入原理
光外注入基本原理如图1所示。通信用途的光学外注入一般至少需要3个关键器件来完成,
即两个激光器和一个单向传输光束的器件。两只激光器中,被注入的一只激光器称为从激光器,另一只施予注入光的激光器则称为主激光器。激光器可以选择任意类型单模激光器,比如分布式反馈激光器、分布式布拉格反射激光器或法布里-珀罗激光器。主从激光器工作波长之间应保证一定的失谐量,从激光器处于注入锁定状态,这是光外注入发挥作用的必要条件。主激光器发出的激光Pi通过单向传输光束的器件,如光环行器或光隔离器,注入到从激光器。A点是已调制电流信号。从激光器输出受注入作用的光信号,再由单向传输光束的器件C从B点导出,馈送至系统光纤进入传输环节。
关键器件一旦确定,光外注入系统的传输特性即由从激光器决定。从激光器的特性可以用半导体激光器的速率方程来描述,据文献[4]、[5],其瞬时光场S(t)和瞬时相位ϕ(t)可以通过求解微分方程(1)、(2)和(3)获得。
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式中,Γ为光束缚因子;g0是微分增益因子;N(t)为从激光器的瞬时载流子浓度;Nom为透明载流子密度;τp为光子寿命;β为自发辐射因子;τn为载流子寿命;Kc为外部注入的耦合系数;Sinj为外部注入的光子密度;α为线宽增强因子;Δω=ωm-ωs为两只激光器的频率失谐量;I(t)为注入电流;e为电子电荷;V为有源区的体积。
由于A点调制电流信号相对于从激光器的偏置电流而言属于小信号,因此本文考虑采用文献[4]提供的小信号分析模型来讨论光外注入系统的调制特性。
假设调制信号电流为ΔI,偏置电流为I0,且ΔI≪I0,则从激光器的注入电流可以写为
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与此相对应,从激光器的瞬时光场、相位和载流子浓度可以分别写为
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式中,S0、ϕ0和N0分别是微分方程(1)～(3)解的稳态项;ΔS、Δϕ和ΔN分别是微分方程(1)～(3)解的交变项。如果忽略稳态和高阶的因素,由方程式(4)～(7)可以产生一组有关ΔS、Δϕ和ΔN的线性方程组[2,3,4,5]
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式中,
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通过求解方程组(8)可获得ΔS/ΔI关于角频率ω的表达式,见式(9),该式表征了外注入系统的调制响应特性。
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2 仿真模型
为了评估光外注入方法对激光器多通道传输特性的改善,本文采用如图2所示的直接调制多通道RoF系统仿真模型。仿真使用3个载波,
即S0、S1和S2,频率分别是1.2 GHz、30和60 MHz 。S0分别与S1和S2的载波混频,产生5路射频信号(图中C点),频率分别为1.14、1.17 、1.20、1.23和1.26 GHz。10 Mbit/s伪序列M基带信号被调制到这5路射频载波上。已调射频信号在A点(与图1中A点相同)再调制外注入激光光源,然后从B点(与图1中B点相同)送出已调光信号。光信号经过10 km单模光纤传输后,由光电探测器将其下变频到电信号(D点)。外注入激光光源是一种自定制的Matlab元件。该元件是根据方程组(8)获得ΔS/ΔI关于角频率ω的表达式设计而来,它被嵌入到仿真软件Optiwave System环境用以模拟外注入激光光源。解方程(9)所采用的相关参数如表1所示。
3 结果讨论
仿真执行后D点的频谱和E点的眼图分别如图3和图4所示。从图3(a)可以看出,在没有外注入的情况下,入的情况下,以1.2GHz为中心的5通道传输系统会由于交调失真引起边带效应,导致图4(a)所示较模糊的眼图,此时误码率为6.167e-10。而图3(b)在有光外注入的情况下,互调失真现象明显减少,使得对应的图4(b)的眼图质量较好,此时误码率为2.249e-12。可见光外注入方法有利于改善系统传输性能。
为进一步了解光外注入方法对更高频率信号的多通道传输性能的影响,本文考查了载波S0的频率为10 GHz(>普通半导体激光器驰豫振荡频率)的情况下的误码率,其他参数保持不变。我们发现,无外注入时的系统误码率为0.98,而有外注入时的系统误码率为4.282e-11。由此可见,光外注入方法对高频信号的多通道传输性能有更好的改善效果。
4 结束语
本文采用仿真方法围绕光外注入方法能否改善激光器直接调制多通道传输性能问题展开了研究。鉴于仿真工具Optiwave System环境缺少外注入光源器件,本文通过求解半导体激光器速率方程的稳态解,借助小信号分析模型获得了光外注入激光器的调制特性表达式。然后在此调制特性表达式的基础上,用Matlab编码实现了外注入光源器件,并将其嵌入Optiwave System仿真环境。系统仿真的最终结果表明,光外注入方法有利于改善激光器直接调制多通道传输性能,且对高于普通半导体激光器驰豫振荡频率的多通道微波信号传输性能有更好的改善效果。
参考文献
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ROF模型 篇4
已有的研究表明,分布式天线系统中的天线拉远主要是通过电缆承载射频信号实现的射频拉远,如在GSM(全球移动通信系统)、CDMA(码分多址)1x、WCDMA(宽带码分多址)等系统中均使用射频拉远方式。在未来宽带无线通信系统中,智能天线技术的应用导致这种射频拉远方式面临很大困难。射频电缆数量增多,带动其他辅材数量增加,导致网络规划与建设成本升高。相比传统的射频拉远,基于光纤无线电(RoF)技术的中频拉远具有线缆数量少、传输距离远、组网灵活和成本低等特点。数字中频技术作为软件无线电技术的应用基础,已经广泛地应用在数字化接收机的设计中。本文结合RoF技术与数字中频技术的发展,提出一种利用光纤承载数字中频信号实现天线拉远的方案,阐述了该方案的工作原理,分析了数字下变频核心模块的功能划分,介绍了利用现场可编程门阵列(FPGA)芯片实现这种模块的方案,并给出了仿真测试结果。该方案为分布式天线系统中的天线拉远的实现方法提供了新的设计思路。
1 分布式天线系统
分布式天线系统改变了传统基站中基带与射频信号集中处理的方式,使基站和天线由传统的集中放置改变为分开放置。分布式天线系统将传统的基站系统分拆为基带处理与射频传输两部分,二者放置在不同的物理位置,基站的无线覆盖小区可由多个分散放置的天线组成[3],如图1所示。基站处理单元(BBU)完成信号处理功能,负责用户接入管理与无线资源管理。远端射频单元(RRU)保留最少的硬件模块,仅具有功放、低噪声放大(LNA)和上下变频、信号预处理等简化功能,BBU与RRU之间通过光纤连接。核心单元控制器(CUC)用于管理和控制多个BBU设备,负责网络管理和用户管理等。
2 基于RoF的数字中频拉远方案
利用RoF技术实现的数字中频拉远技术已成为下一代分布式基站研究设计的关键技术之一。位于室内的BBU包含基站控制软件、无线资源管理模块、服务质量(QoS)保证模块、基带信号处理模块和数字上下变频模块等,而RRU与天线子系统相邻,包括发射功率放大器、射频收发信元、本振和校准射频收发信元。RRU与BBU之间通过光纤链路连接, “光纤到塔顶”只需敷设1根光缆,解决了天馈施工的难题。RRU具有体积小、重量轻、安装简单方便的特点,可以直接安装于靠近天线位置的金属桅杆或墙面上,减少了对机房的需求。
软件无线电技术和超大规模集成电路技术已得到广泛应用。利用FPGA实现的数字中频模块在整个通信系统中起到承上启下的作用。在上行链路方向,天线接收无线信号交给射频(RF)模块处理得到模拟中频信号,再经过模/数(A/D)转换得到数字中频信号,并在电/光转换后,通过光纤传送给BBU。BBU的光/电转换器恢复出数字中频信号,并将其交给数字下变频模块进行处理以得到基带信号。在下行链路方向的处理流程与上行链路方向相反。
3 数字中频模块的设计
数字中频模块包括数字上变频与数字下变频,二者对信号的处理流程相反,本文重点讨论数字下变频的FPGA设计与实现。其主要功能为:将电/光转换器输出的数字信号通过混频、抽取和低通滤波等信号处理过程,降低其采样频率,转变为基带信号并传送给基带处理模块进行后续处理。如图2所示,数字下变频的基本结构包括数控振荡器 (NCO)、混频器和低通抽取滤波器。
本文主要从可实现性角度出发,提出了一种将级联积分梳状滤波器(CIC)与多相滤波器结合的低通抽取滤波算法,并对各模块的设计与仿真进行描述。针对未来移动通信系统的性能需求,本文采用的与数字中频模块(其基带调制方式采用OFDM(光频分复用))相关的主要技术指标如表1所示。
3.1 NCO的设计
产生NCO样本的方法有查表法和实时计算法[4]。实时计算法的设计思路简单,运算量大,对计算速度要求高[4]。查表法是事先根据各个NCO相位计算出对应的正余弦值,并以相位作地址存储所得的计算结果。系统工作时通过当前的相位信息访问存储器,得到对应的正余弦值。查表法实现效率高,硬件电路设计简单,它的计算速度只取决于访问存储器的时间,特别适合于产生工作频率较高、工作带宽较宽的载波样本[5]。
为了提高NCO模块的无杂散动态范围(SFDR),可采用的方法包括压缩只读存储器(ROM)存储量以增大寻址位数和随机抖动技术。
(1) 压缩ROM存储量,增大寻址位数W。
舍位位数B每减少1位,能改善杂散约6 dB。但同时需要增加寻址位数W,需要更大的存储容量。数据压缩可以大幅减少对ROM存储空间的需求。方法一是利用正弦波的对称性,仅储存1/4周期的幅度数值,再利用对称性恢复其他象限的幅度值;方法二是将ROM表读数分解为粗读和细读之和等方法,改善杂散性能。
(2) 随机抖动技术。
相位截断误差和幅度量化误差引起的杂散分量比较大,如果给误差信号加上一个特定的随机序列,则可以破坏误差信号的周期性,也破坏了杂散信号的相关性,误差的功率谱就由原来的离散谱线变成了均匀分布的宽带噪声,从而提高了SFDR。
图3 给出了基于查表法的NCO模块实现框图。
3.2 混频器的设计
数字混频器可以利用乘法器来实现,它将采样样本与对应的正余弦值相乘。信号经混频后,输出到低通滤波器以滤除倍频分量和带外信号,然后进行抽取处理。为了达到建立时间和保持时间的要求,应该尽量利用片内专用乘法器来实现混频器。
3.3 CIC滤波器的设计
CIC滤波器是一类非常适合硬件实现的用于整数抽取和插值的数字滤波器,包括积分级和梳状级两部分。积分级由N个单极点理想数字积分器串联构成,每个积分器的传输函数为H1,梳状级由N个差分延迟为D的梳状滤波器串联构成,每个梳状滤波器的传输函数为HC,则CIC滤波器总的传输函数为
undefined
其频率响应为
undefined
式(1)、(2)、(3)中,R为抽取因子;D为梳状滤波器的差分延迟;N为级联滤波器的级数。
由多级CIC滤波抽取器结构可知CIC滤波器只做了加法和减法。这正是CIC滤波器处于中频接收模块第一级的原因。CIC滤波器结构中的积分器实际上就是一个累加器,利用Xilinx公司的Virtex系列FPGA芯片中专用的快速进位逻辑,可以使其实现起来最简单,各个积分级的延迟没有显著的差别,采用流水线结构可使每个时钟都能处理一个输入。CIC滤波器在实际调试中,有很陡的衰减幅度(主瓣),如果控制好信号带宽,其滤波效果还是不错的。
根据Hogenauer对CIC滤波器性能的分析[5]并参考前述性能指标,本系统采用整数抽取因子为5、差分延迟为1的5级CIC滤波器。N级CIC滤波器的旁瓣抑制αundefined为
undefined
式中,A0为主瓣电平;A1为旁瓣电平;N为级联滤波器的级数。当N=5时,αundefined=77.30 dB。
图4是5级CIC滤波抽取器的设计框图。
图5为CIC滤波器的时序仿真图,通过仿真验证了CIC滤波器已达到设计要求。
实现图4所示的5级CIC滤波抽取器只需要198个可配置逻辑块(CLB),如果采用传统的有限冲击响应滤波器(FIR)结构,要达到同样的性能指标,至少需要13 800个CLB。
3.4 多相抽取滤波器的设计
设计多相抽取滤波器的第一步是设计原型FIR滤波器,可采用的设计方法包括窗函数设计法、频率采样法、最小均方误差设计法和基于切比雪夫逼近的等纹波设计法等。由于基于切比雪夫逼近的等纹波设计法得到的滤波器通带纹波较小,且可以设定任意的边带频率,所以本文采用此方法来设计多相滤波器的原型滤波器。
传统FIR滤波器结构中,系统的处理速度由一次乘法和N个乘法结果求和运算所消耗的时间决定,因而运算速度很低。为了提高运算速度,更为了多相结构的有效设计,本文采用如图6所示的改进的FIR滤波器结构。输入数据同时送到所有乘法器,并以分散的方式完成延时和相加。这种流水线结构使运算速度由一次乘法运算的时间来决定,因而速度大大提高。这种结构是由一系列相同的处理单元级联而成,每一级处理单元由乘法单元,加法单元和延时单元组成。因此在系统设计中,可以在保证计算结果不溢出的前提下,只改变处理单元的数目便可方便地调整滤波器级数。虽然实现这种以乘加为主的处理单元很消耗硬件资源,但其系数灵活可变的特点却给应用带来极大的方便,而可编程逻辑器件在速度和规模上的飞速发展,使得用FPGA来实现它变得可行。
若假设原型滤波器的长度为N,则多相滤波结构是由D(D为抽取倍数)组按一定方式抽取而成的常规结构的通用FIR滤波器组成。设计多相抽取滤波器的步骤是:首先依照抗混叠滤波器的参数要求,按一定的设计准则(此方案中选择切比雪夫一致逼近法)设计一长度为N的FIR滤波器h(n);然后根据hk(n)=h(nD+k)(k=0,1,… ,D-1)抽取成D组FIR子滤波器。本系统中,多相滤波器要实现间隔为3的抽取,抽取滤波器的阶数为12,经多相抽取拆分为3个分支滤波器。
本设计中数字滤波器位于抽取器之后,即滤波是在降速后进行,这样就大大降低了对处理速度的要求,提高了实时处理能力。另外,假设数字滤波器的长度为N,则这种多相滤波结构的另一个好处是每一分支路滤波器的系数由原来的N个减少为N/D个,可以减少滤波运算的累积误差,提高计算精度。其每一个支路的硬件原理结构如图7所示。
信号经过CIC滤波器滤波后,将各个支路的数据分别按时序送入相应的分支滤波器。由于FPGA的逻辑资源和寄存器资源有限,而乘法器的实现(尤其是位数较高时)比较多地耗费FPGA内部的寄存器资源,同时用逻辑和寄存器资源实现的乘法器运算速度比较慢,常常达不到建立时间和保持时间的要求,因此应该尽量利用片内专用乘法器来实现。
图8是多相抽取滤波器的时序仿真结果,其中clk信号的频率为36 MHz。由于运用了片内硬件乘法器,运算速度大为提高,滤波器输出的数字信号完全满足建立时间和保持时间的要求。
4 结束语
基于RoF光纤拉远技术的分布式天线系统在未来宽带无线通信系统中有广泛的应用前景。本文使用数字中频技术,提出一种在BBU和RRU之间利用RoF技术实现数字中频信号传输的解决方案,解决了采用射频拉远时需要敷设数十根射频电缆带来的成本问题与施工难度问题。该解决方案对未来宽带无线通信系统的架构设计研究提供了新的思路,具有参考意义。本文还给出了一种利用FPGA实现数字下变频模块的设计方案,该方案具有消耗资源少,处理能力强的特点,符合未来移动通信系统的性能要求。
摘要：针对基于光纤无线电(RoF)的分布式天线系统的结构特点,提出了一种利用光纤承载数字中频信号实现天线拉远的方案,并从节约资源与提高性能两方面,给出了在FPGA中实现数字下变频模块的设计方案,分析和仿真结果表明:该设计减少了资源消耗,性能达到了未来宽带无线通信系统的性能要求。
关键词：分布式天线系统,多输入多输出,数字中频拉远,级联积分梳状滤波器,多相抽取滤波器
参考文献
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ROF模型 篇5
光纤无线通信(ROF)传输系统是将无线通信和光纤通信技术相结合,用无线技术的移动性代替光纤通信的有线束缚,用大容量的光纤传输在空气中高损耗的无线信号。ROF系统的关键技术之一是毫米波的产生,而用载波抑制调制方式产生毫米波,可以增大接收端的灵敏度,减少频率利用率和射频波的带宽需求[1]。随着用户信息量的增加,光纤到户(FTTH)基带信号的运用也越来越普遍,将ROF信号和基带信号同时传输的技术,在未来大容量的传输系统中将得到广泛的应用。
本文先仿真验证了用四波混频(FWM)产生载波抑制毫米波的ROF传输系统[2],并在此基础上传输基带信号和上行链路信号,即在中心站运用高非线性光纤(HNLF)产生载波抑制边带,其中的一条边带承载基带信号,传输到基站后滤出另一条边带传输上行链路信号,根据结果比较出两种情况中下行链路信号的抗色散能力变化,并观察加入的两路信号的误码率曲线,分析它们的能量损耗。
1 传输混合信号的系统描述
传输混合信号的系统框图如图1和图2所示,两图中的细线部分为下行链路的传输系统,在中心站处,如图1中细线所示,先将两路信号进行耦合:一路是中心频率为f1的连续光波激光器(DFB-LD)与频率为10 GHz的射频信号(RF)经马赫-曾德调(制器MZM)调制形成20 GHz的载波抑制边带;另
一路是核心网传输来自中心频率为f2、经MZM调制后的下行链路信号。两路信号耦合后进入1 km的HNLF。由于光纤的非线性效应,传输后的信号在距频率f2的上下20 GHz处,形成了和中心频率相同、能量稍弱的信号。用一个高斯带通滤波器(BPF1)滤掉f1处的泵浦及混频信号,再用梳状滤波器(IL1)把频率为f2处的泵浦滤掉,剩下一个为射频信号4倍的载波抑制信号,经过标准单模光纤(SMF)传输到基站。如图2中细线所示,信号经过一个光/电(O/E)检测器后进行信号的解调分析[3]。LPF表示低通滤波器。
图1、图2中的粗线部分表示下行链路传输系统扩展传输了基带信号和上行链路信号[4]。在中心站处,如图1中粗线所示,把中心频率为f3的激光器输出端和f1、f2处的射频信号一起耦合,经过HNLF后,信号在f3对应中心频率的上下20 GHz处,也形成了光波;经过BPF1后滤掉f1处的信号,再经过IL1滤掉频率为f3处的中心泵浦后,形成了间隔为40 GHz的光载波抑制边带,此时,用BPF2、BPF3分别把f2和f3处的信号分离,将基带信号经过强度调制器(IM)调制到f3频段的上边带[3],与剩下的下边带、f2处的下行链路的信号一起耦合传输到基站(如图2中粗线所示),再用BPF4、BPF5分别把f2和f3处信号分离并解调[5];用BPF6将未调制信号的下边带滤出,调制上行链路信号,并传输到中心站进行解调分析。
2 系统仿真及结果分析
在传输下行链路信号的系统中,频率为f1=194.744 THz的信号与频率为10 GHz且振幅为2 V的RF信号调制,其中MZM1的偏置电压为-4 V,消光比为50 dB,生成了载波抑制边带;而f2的频率为195.25 THz,承载的下行链路信号是速率为2.5 Gbit/s的非归零码伪随机序列。频率为f1的泵浦信号与f2处的下行链路信号耦合后各自的功率分别为16和10 dBm,进入1 km的HNLF,其零色散波长为1 561 nm,色散斜率为0.02 ps/(nm2·km),非线性系数为10 W-1/km。由于核心网传输到中心站的距离很长,本文模拟为40 km[2]。
下行链路传输系统扩展传输基带信号的系统中,f3的频率为195.15 THz,且f1处的泵浦信号与f2、f3处的信号功率分别为16、-3和-3 dBm,基带信号是速率为4 Gbit/s的非归零码伪随机序列。如图2中粗线所示,BPF4和BPF5的带宽均为50 GHz,而BPF6的带宽为20 GHz。由于在实际仿真软件中不存在IL,为了达到同样的效果,采用两个3 dB带宽为25 GHz的BPF来代替。
借助Optisystem7.0软件对系统进行仿真,得到系统在加入基带信号传输前后的光谱图和误码率曲线图,并分析了系统的能量损耗变化。图3为考虑基带信号和上行链路前后的光纤链路上的部分光谱图。图3(a)所示为只传输下行链路信号时,中心站处进入SMF前的载波抑制双边带。图3(b)所示为传输基带信号后,中心站处包含基带信号的载波抑制边带与下行链路边带耦合后的光谱图,与图3(a)相比可发现,光谱中不仅有下行链路2.5 Gbit/s的信号,在频率为f3=195.17 THz处还有4 Gbit/s的基带信号。图3(c)所示为基站处滤波器
滤出的只包含有基带信号的载波抑制光谱,从图中可以看出,在光毫米波包含的两个边带中,上边带调制了基带信号,而下边带没有数字信号,所以上边带信号变得比下边带陡峭。图3(d)为基站处重复利用载波抑制下边带,调制上行链路之后的光谱图,由于调制了2.5 Gbit/s的信号,相比图3(c) 而言,在频率195.13 THz处光谱变得更饱满且陡峭。
图4是下行链路信号耦合基带信号进行传输前后的误码率曲线图,图中BTB1(back to back)表示只传输下行链路信号的情况,在经过20 km的SMF传输后,当误码率为10-9时,能量损耗为0.67 dB,约等于0.7 dB,此结果和图3中的光谱图均与现有文献中给出的实验结果相吻合[2]。图4中BTB2表示耦合了基带信号后传输的情况,从图中看出,在加入基带信号传输20 km后,虽然下行链路信号的接收端能量减少,但其能量损耗仍为0.72 dB,相比没有加入混合信号时0.68 dB的能量损耗,只增加了0.04 dB,这个数据是可忽略不计的。由此说明基带信号和上行链路的加入,对下行链路的信号传输和抗光纤色散能力并没有太大影响。
图5为加入两路信号的误码率曲线图,从图中可看出,基带信号(baseband signal,BB)对应的
BTB和20 km情况下的误码率曲线较接近。而上行链路(up)在两种情况下的曲线几乎重叠在一起了,这说明在传输了20 km之后,基带信号和上行链路信号的能量补偿很小,经过测量,基带信号和上行链路的能量补偿分别为0.48和0.1 dB,说明此系统传输这两种信号的性能较好。
3 结束语
本文讨论的ROF系统用1 km的HNLF和BPF代替多个调制器,减少了外调制器的使用。而进行仿真比较的两种ROF系统,一种只传输下行链路信号,另一种则在此基础上传输了基带信号和上行链路信号。不仅将两种不同类型的信号在一个系统内传输,还在基站重复利用边带传输上行链路信号,使得基站结构简化,成本降低。经过数据比较后发现,系统在传输20 km之后,增加传输的基带信号和上行链路信号的抗色散能力都较强,并且没有影响下行链路信号的传输和抗色散能力,说明此系统在混合信号传输中的抗色散能力好,适用于长距离的多信号混合接入传输。
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ROF模型 篇6
毫米波生成技术在ROF通信系统中具有本振源和发射源的作用,毫米波发生器的性能是影响ROF系统能否成功应用的关键因素之一。目前电学毫米波发生器由于成本较高、调谐范围较窄、相位噪声较大的原因不实用,但是基于光学方法产生的毫米波频率可达到360 GHz,相位噪声可低到140 d B/Hz,连续调谐范围可达到90%[1],所以光生毫米波技术目前已成为国际上ROF技术研究的热点。文中对几种主流的毫米波产生方法进行了总结,并介绍了近年来在这几种主流的毫米波产生方法的基础上的改进方法。
1 直接调制法
直接调制法[2]是直接将毫米波电信号调制到光载波上,基站用光探测器检测毫米波[3],属于最简单的调制方式。其原理[4]如图1所示,首先将数字信号加载到本地振荡信号上以生成低频无线电信号,然后用低频无线电信号调制激光器的驱动电流,通过驱动电流的变化来改变输出的光载波功率,实现光信号的强度调制,从而将数据信息间接地加载到光载波上[5]。
直接强度调制产生光学毫米波是最简单的方式,但是由于激光器调制带宽受限,同时光学毫米波的性能受激光器的性能限制,因此不适合产生高速率光毫米波,只适合短距离、低频副载波的传输。
2 外部调制法
在外部调制法[6]中,激光器工作在连续波模式,使用外部调制器,如马赫-曾德尔(Mach-Zehnder)型调制器、电吸收调制器等,利用电光效应和电场吸收效应调制光强,使输出光的信息随电信号变化。基于Mach-Zehnder调制器的外调制法如图2所示[7],载有信息的射频信号V(t)与偏置电压进行混频,Light为激光器产生连续的光波,该光波在Mach-Zehnder调制器受混频信号的外调制。在该调制方式中,通过设置不同的直流偏置电压和相位差,就可以实现不同的调制格式(双边带调制(DSB)、单边带调制(SSB)、抑制载波调制(OSC))下的毫米波传输,在接收端通过带通滤波器和光电检测器得到微波毫米波。
DSB、SSB和OCS三种调制方式产生毫米波信号的性能各有优缺点。这三种调制方式中,DSB调制方式配置最简单,但受光纤色散严重的影响,毫米波信号衰减很快、传输距离较短[8,9];SSB调制方式在传输距离上优于DSB方式,但由于中心波长处的直流分量较高,因此接收机的灵敏度低[10];OCS调制方式可以产生双倍甚至六倍于驱动信号频率的毫米波信号,而且接收机灵敏度高,但由于色散引起的走离效应导致其加载的数据信号波形退化很快[11]。
由于DSB调制方式配置比较简单,如果能降低光纤色散对其影响,可以节约很大的经济成本。近年来,人们提出了很多基于DSB调制方式的改进技术。文献[12]提出了一种改进的双边带调制产生光毫米波的方案,其模型如图3所示。马赫-曾德尔干涉型调制器的2个臂长相等,半波电压为V∏。幅度为Vac,角频率为ωRF=2πfRF的射频电信号加到相位差为θ=π的两个电极上,如果一个电极的直流(DC)偏压为Vdc1,而另一个直流偏压为Vdc2。经分析,最后得到的射频分量是一个携带了基带信息,频率为2ωRF的毫米波信号。可以看到,经光纤传输后的毫米波信号,色散的影响仅仅导致载波相位的一些变化,而基带信号只是产生了一定的时延,没有出现传统的上下边带都加载数据情况下的码间干扰。因此可以看出,利用光毫米波的一个边带加载基带信号,而另外一个边带不加载基带信号,可以抵抗色散所带来的影响,功率代价小,增加了基带信号的传输距离。
文献[13]提出了一种采用单个相位调制器产生毫米波的方法,其原理如图4所示。该方案采用电混频器将射频(RF)信号与基带信号混频后再利用相位调制器产生双边带调制(DSB)信号,经光纤传输到基站后用一个光交叉复用器(IL)分离一阶边带和中心载波,一阶边带经过光电(O/E)检测器拍频产生两倍频于射频频率的毫米波,而中心载波可以作为上行链路载波重新利用。该方案产生的毫米波虽然会受到色散影响而限制其最大传输距离,但是在小于20 km的传输距离内,其功率代价小于0.2 d Bm。采用单个相位调制器加滤波技术产生毫米波可以简化光纤无线通信系统结构,而且相位调制器不需要直流偏置电压,对其线性调制带宽要求低,并且分离出来的中心载波可以作为上行链路载波重新利用,这样可以进一步减少系统的复杂度,降低成本。
文献[14]提出了采用电光调制器产生光毫米波的全双工通信光纤无线通信系统。在中心站采用电混频器产生电毫米波,然后再利用电光制器产生双边带信号。利用光交错复用器将中心载波和双频一阶边带信号分离。双频一阶边带用于产生2倍射频信号的光毫米波,而中心光载波用来作为上行链路的光载波。实验显示采用频率为20 GHz射频信号产生光毫米波的频率为40 GHz,而且将下行链路和上行链路中2.5 Gbit/s的数据在单模光纤中传输距离达20 km,而功率代价均小于0.5 d B。文献[15]提出了一种新型的基于调制边带技术的光生毫米波方法,它主要利用高非线性光纤的四波混频效应将中心站频率较低的信号在基站上转换到毫米波射频信号。
3 光外差方法
光外差方法[16,17,18,19]的原理是指传输两个频率差等于所需要的毫米波频率的窄线宽光波,其中之一携带了需要传输信息的基带数据,在基站通过外差产生毫米波载波信号。在传输光纤中两光波的光谱都很窄,色散效应很小。因此,光外差方法既可以克服光纤中的色散问题,又可以简化基站的结构和成本,成为近年来ROF发射机研究工作的热点。图5为光外差方法原理图,图5中采用2个半导体激光器(LD1和LD2),把基带信号直接调制到其中一个激光器产生的光波上,与另一个激光器产生的光波耦合进行光纤传输,在光电探测器拍频产生毫米波信号。
因为采用的是2个相互独立的半导体激光器,初始相位不相关,所以产生的毫米波信号带宽很宽,同时伴随着随机的相位噪声;另外,传输过程中外界因素的影响也会对光纤中传输的两束光相位产生影响,使得相位噪声累积变得更加复杂,这将对系统性能造成很大的影响,必须消除。为此,近些年人们提出了光注入锁定法(optical injection locking,OIL)[20]、光学锁相环法(optical phase locked loops,OPLL)[21]和光注入锁相环法(optical injection phase lock loop,OIPLL)[22]等方法以减少激光器的随机相位噪声的影响。
虽然OIL、OPLL、OIPLL能减少相位噪声,但是这几种技术都需要复杂的设备和系统结构,从经济成本来考虑,希望找到既能减少相位噪声又能降低成本的技术。由于光外差方法需要两束用于拍频的光波,可以用特定的器件将一个激光器输出的光波分为两束,由于用于拍频的两束光波是同一激光器发出的,所以相位噪声较小。文献[19]提出了一种新型双均匀光栅结构产生毫米波的方法,原理如图6所示。从连续波激光器到带通滤波器的这一部分起到了产生高频信号源的本地振荡器的作用。激光器发出的连续波经过coupler1分成均匀的两路,通过光纤环行器入射到2个中心频率差为60GHz的光纤布拉格光栅,并被其反射回到环行器,从环行器的另一个端口输出两束频率差为60 GHz高功率、高谱纯度和稳定度的光波,在coupler2处耦合输出到光电检测器。经光电探测器拍频产生毫米波信号,后用频率60 GHz,带宽10 MHz的四阶贝塞尔带通滤波器滤出60 GHz毫米波。并将此60GHz毫米波应用于ROF通信系统下行链路,在接收端没有采用去除相位噪声和码元走离措施的情况下,可以传输毫米波副载波信号30 km。
文献[23]提出了一种基于扰偏器和保偏光纤的毫米波产生方法,如图7。扰偏器将激光器产生的激光脉冲进行充分扰偏后,激光的2个偏振分量的电场强度大小一样。扰偏器把充分扰偏的激光送入保偏光纤,保偏光纤中光场由基模的2个正交的偏振态构成,X偏振态的光场和Y偏振态的光场分别对应保偏光纤的两个主轴X方向和Y方向。这两个偏振态分量中每一分量由于光纤的延迟、色散以及非线性效应,光谱会发生相对频移。最后发生相对频移的2个偏振态分量在光电探测器发生拍频产生毫米波。作者通过理论推导和仿真分析了在不考虑光纤非线性和损耗的情况下,系统所产生的微波毫米波频率受光纤色散系数、保偏光纤长度、群时延差、输入脉冲的宽度以及输入脉冲的啁啾系数C的影响。适当地调整参数,就可以得到所需要的微波毫米波信号,频率最高可达120 GHz。
4 其他新型光学生成毫米波方法
文献[24]提出了一种采用光纤光栅滤波器获得具有一定间隔双波长成分的光脉冲光谱实现毫米波副载波光信号产生的方法。其基本思想是利用一个具有双峰值波长的光纤光栅滤波器,将入射的单一峰值、光滑包络的光脉冲,转换为一个以毫米波频率调制的光脉冲。其利用逆工程算法,设计了一种变迹叠栅光纤光栅滤波器,给出了相应的模拟结果;并在实验上初步制作了相应的光纤光栅滤波器,拍频产生了60 GHz的毫米波,验证其可行性。
2001年,荷兰学者Ton Koonen提出了一种新的毫米波光学生成技术——光学倍乘法[25]。其主要原理[26]是用扫频光信号和周期滤波器产生毫米波;在中心站产生一个扫频光波,同时在基站中配置梳状滤波器,基站利用梳状滤波器频率响应的周期起伏特性,将频率变化的光波转变成强度变化的光波,然后通过光探测器得到射频微波电流。
5 结论
文中对作为ROF中关键技术之一的毫米波产生技术进行了总结,主要包括直接强度调制、外部调制、光外差方法,以及在此基础上的改进方法,最后还介绍了一种采用光纤光栅滤波器获得具有一定间隔双波长成分的光脉冲光谱实现毫米波副载波光信号产生的方法以及光学倍乘法。
ROF模型 篇7
Radio-over-Fiber系统即光纤无线电通讯系统,它结合了光钎通讯远距离传输和无线电通讯大带宽的优点,正成为国内外广泛关注的焦点和研究的重点。获得高质量的毫米波是Radio-over-Fiber技术的关键,决定了通讯的质量。本文从目前国内外产生毫米波的几种常用方法分析入手,研究毫米波的产生技术,指出现有技术手段中存在的问题,并提出运用平衡探测技术获得高质量毫米波的方法,为提高Radioover-Fiber系统的通讯质量奠定了基础。
2 毫米波产生的方法
目前国内外产生毫米波的常用方法有直接调制法、外部调制器调制法、上变频法、光外差法以及光学倍乘法等几种,其各自的原理和优缺点如下:
(1)直接调制法。直接调制法是直接利用半导体激光器或发光二极管将基带信号加载到本振信号上,通过本振信号驱动电流变化来该表光纤输出波的功率,实现毫米波信号的生成和基带信号的传输。采用直接调制法可减少基站设备建设,基站只负责光电检测和收发信号,简单且经济,易于实现。但由于半导体激光器和发光二极管存在驰豫振荡和频谱不稳定,导致所产生的毫米波信号的带宽有限,只能产生40~60GHz的毫米波,光电元器件和光纤传输的非线性和色散使得该方法只适用于低频系统。
(2)外部调制器调制法。外部调制器调节法,顾名思义就是采用外部光学调制器将射频信号调制到光波上,从而获得信号传输的毫米波的方法。目前常用的外部调制器为Mach-Zehnder调制器,可实现不同频谱结构信号的调制,产生双边带、单边带和载波抑制等不同的毫米波信号。但用该方法产生的毫米波信号由于受到光纤色散效应、传输速度不同以及码元缩窄效应的影响,不能进行长距离传输或者信号接收灵敏度低、信息数据丢失。
(3)上变频法。上变频法是利用作为副载波的中频信号直接调制光波,在光电转换和带通滤波之后就和获得载有基带信号的毫米波信号。但该方法需要在基站中设置毫米波本振源和混合器,增加了基站设备的复杂程度。
(4)光外差法。光外差法是利用中央基站产生两束存在频率差的激光束,并采用外部调制器将基带信号调制到其中一个光波上,然后由光探测器拍频产生高频率的毫米波。由于拍频的两束激光的不相干,导致产生的毫米波信号会存在相位噪声。因此,要获得高质量的毫米波信号,对光源性能和光电技术的要求很高。
(5)光学倍乘法。光学倍乘法的原理是利用低频信号驱动激光器产生扫频光载波,然后通过周期滤波由光电探测器生产毫米波。该方法的优点在于避免了设备的集中,简化并降低了组网成本。但该方法受到扫频速率和滤波器延时的影响,不易调整到最佳状态,且相位噪音不能抵消,影响毫米波的宽度。
3 基于平衡探测技术产生的毫米波
平衡探测的原理类似于光外差法,但与光外差法不同的是,它利用了两个光电探测器来调制基站产生的两束存在相位差的激光束,使其成为具有相干性的两束光信号,然后经由减法器耦合消去基站产生的两束激光信号的相位噪音,从而获得高质量的毫米波信号。
经两个光电探测器出来后,获得具有相关性的两束光信号为:
然后经减法器耦合得到的毫米波信号为:
当采用平衡探测技术获得毫米波信号时,尽管由于引入了两个光电探测器,可能引入光电元件噪音n1(t)和n2(t),但与光信号的相位噪音相比要小得多。而且通常采用的两光电探测器的类型是一样的,引入的元器件噪音信号也很接近,再经由减法器处理后基本能完全消去引入的这一噪音。
因此,可将平衡探测技术应用于Radio-over-Fiber系统中毫米波信号的获取上,能够有效的抑制信号传输过程中产生的过剩强度噪声,提高系统的信噪比和通讯质量。
4 结束语
毫米波的产生是Radio-over-Fiber系统的关键技术之一,对于系统的通讯质量至关重要。尽管当前国内外有多种方法获得毫米波信号,但都存在着其局限性或不足。本文针对于此,结合平衡探测技术的优势,提出将其应用于毫米波信号的产生技术中,可获得高质量的毫米波信号,为提高Radio-over-Fiber系统的通讯质量奠定了基础。
参考文献
[1]杜慧舰,方晓惠,白静.Ro F系统中毫米波生成技术[J].光通信技术,2011,06:54-56.