基带信号传输（精选7篇）
基带信号传输 篇1
在数字通信中, 来自计算机、电传机等数据终端的信号, 或者是模拟信号经数字化处理后的PCM信号等称为基带信号[1]。本文通过对常用基带信号码的波形分析, 得出了这几种常用基带信号码形之间的转换原理, 从而设计出数字基带信号传输码型发生器。在具体的实现方式上使用VHDL[2] (超高速集成电路硬件描述语言) 来描述, 传统的数字电路设计要将设计具体化到最底层的基本器件, 自下而上进行设计, 而VHDL语言主要用于描述数字系统的结构、行为、功能和接口, 有作其他硬件描述语言无法比拟的优势。与之相应的开发环境是Altera公司MAX+plusⅡ, 对设计进行仿真和验证。
1 数字基带信号的常用码型
见图1。
2 基带信号传输码型发生器设计
2.1 常用基带信号的码形转换原理
根据图1各种基带信号码所对应的波形, 可列出各码形的转换原理如图2。
”表式高低两种电平
2.2 常用基带码发生器原理方框图
在基带传输系统中, 基带码的双极性码形需要数字部分加模拟部分电路来实现[3], 在本文的基带码发生器设计中没有包含模拟电路部分, 输出信号为数字信号。对双极性的信号如双极性归零码 (RZ) 、极性交替反转码 (AMI) 码码形输出引入正负标志位, 而对双极性非归零码 (NRZ) 和差分码码形输出时由低电平表示负极性。基于这种规定和各基带码形转换原理图, 可画出它的原理方框图如图3。
2.3 采用VHDL语言实现基带码发生器
形成模块化[4]的基带码发生器如图4所示。
图4其端口定义如下:
2.4 仿真及分析
基带码发生器的波形如图5所示, 为了便于清楚观测各测试点的仿真波形, 图6进行了局部放大, 截取了仿真的前80ns所对应的波形。clk是系统时钟信号, start 是使能信号, dat为16位二进制数据, 在仿真过程中输入的clk信号周期是20 ns, 二进制数据码流dat信号的最初设置为00000110011000000, 栅格尺寸是20 ns, 每隔一个栅格dat信号增加1。产生的AMI、SRZ、CFM、CMI、DRZ、FXM、NRZ等基带码完全符合图1的码形输出。
3 结束语
传统的码形设计器需要数字部分与模拟部分相结合[5], 基带码中正负极性需要用模拟的部分完成, 而本文的创新点就在于对数字基带信号的传输码形发生器的设计, 引入了极性标志位, 不需要模拟部分就能完成设计;全数字式的设计采用了VHDL语言来进行描述, 其原因在于VHDL语言有作其他硬件描述语言无法比拟的优势, 大大的节省了设计周期。
摘要：探讨了在数字基带传输系统中, 基于VHDL语言的基带信号传输码型发生器的设计。简单介绍了几种常用的基带信号传输码型, 分析这几种码型的转换原理, 并利用MAX+PLUSⅡ软件进行了仿真和验证, 其功能符合基带传输码的要求。
关键词：VHDL,基带信号传输码,MAX+PLUSⅡ
参考文献
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基带信号传输 篇2
关键词：复用传输,同轴电缆,基带信号,射频信号
0 引言
在通信系统中, 天馈和收发信机中间有较长的馈线, 一般采用同轴电缆;有时需要在天线和收发信机之间传输一些信息, 这些信息一般数据量不大, 如果单独另外铺设一条线路, 则成本较高, 且复杂度增大。因此有必要研究以同轴电缆为传输媒介, 在传输射频功率信号的同时, 传输低数据速率的附加信息。
1 方案设计
从现有的技术来看, 低数据速率的基带信号作为附加信息, 要和射频信号复用同轴电缆进行传输, 有频分复用、时分复用、码分复用三种方式[1]。其中, 码分复用需要对两路基带信号进行正交编码, 对本应用来说, 需要将射频信号解调, 得到基带信号, 然后与附加信号进行正交编码, 进行传输。这样一来, 硬件复杂程度大大增加, 因此码分复用不合适。时分复用是将附加信号和射频信号分时传输, 每次传输基带信号的同时, 射频信号要被切断, 这个在绝大部分场合是不允许的, 因此, 时分复用也不适合。频分复用是在发送端将附加信息的基带信号调制到一个与射频信号所占频带相隔很远的较低的频带上附加信息量较少, 其基带信号调制后进行传输, 占用带宽也较小;在接收端, 采用滤波器将射频信号和调制后的附加信号分离出来, 再进行解调, 得到附加信息。
对本应用来说, 采用频分复用的方法, 主要是选取一种合适的基带信号传输方式, 这种传输方式需具备以下特点:电路简单, 容易实现;可靠性高;容易组网。
电力线载波通信[2]是典型的频分复用系统。由于电力线载波通信要进行高速率的通信, 因此将基带信号调制到远比工频高的频段上。本应用中, 数据传输速率较低, 不低于1 Kb/s即可, 且要求低成本、低复杂度, 传统的电力线载波通信的解决方案不适合本应用。从本应用的需求可以看出, 需要寻找一种较为简单的现场总线标准, 这种总线要满足上述的三种特点。通过研究和对比常用的现场总线, 最终选取C-MBUS总线标准作为基带数据传输方式。C-MBUS是优倍公司在M-BUS (MeterBUS, EN1434-3) 的基础上改进形成的[3], 与M-BUS标准绝大部分都相同。M-BUS是消费类仪表国际通行标准, 其拓扑结构为总线结构, 采用普通的两芯电缆连接, 同时提供表计电源和数据通信的功能。M-BUS系统是一个带有通信控制主机的系统, 包括一个主机和多个从机, 主机和从机通过2根线连接起来, 所有从机并接在2根线上, 并可通过总线获取一定功率的电源。C-M-BUS主机与从机之间的通信只有在主机发出询问的情况下才能进行, 从机之间不能互相交换数据。C-M-BUS主机到从机为电压传输, 总线上的传输波形如图1所示。
从机到主机为电流传输。在主机端具有采样电路, 因此总线上也有对应电压信号, 如图2所示。
之所以这样设计, 是因为主机到从机采用电压传输, 便于从机电路的实现, 从机的接收电路使用比较器即可识别数据, 有利于降低从机成本;从机到主机采用电流传输是为了增加抗干扰能力, 因为低阻抗的传输回路能有效地降低外部干扰[4]。
基带信号的传输方式确定后, 要解决的是如何将基带信号加到传输射频信号的同轴电缆上。要保证两种信号互相不干扰, 需要一个隔离网络将两种信号隔离开来。在本应用中, 两种信号频率相差很远, 隔离网络相对来说比较容易实现, 可以采用LC低通网络来进行隔离。射频链路上一般都存在耦合电容, 这些耦合电容的值一般较小, 对基带信号来说, 呈高阻状态。因此, 基带信号对射频信号不会造成大的干扰, 隔离网络主要的功能是防止射频信号干扰基带信号。
2 电路设计
2.1 隔离电路
C-MBUS总线上传输的是数字脉冲, 要与射频信号在同轴电缆上传输, 需要增加低通隔离网络, 避免射频信号对C-MBUS总线信号的干扰。尤其是在射频信号功率较高的时候, 如在直放站功放输出端, 射频信号功率高达数十瓦, 对隔离网络提出了较高的要求。在本设计中, 采用高阻线加4阶LC低通网络将射频信号和基带信号隔离。LC低通中的电容取值不能太大, 也不能太小, 电容值太小, 则对射频信号呈现的阻抗不够低, 导致对射频信号隔离度不够;电容值太大, 对C-MBUS来说, 总线负载电容过大, 特别是当多个从机并联的时候, 严重影响通信速度, 甚至导致不能通信。经过调整优化, LC隔离网络中, 电感取100 n H, 电容取47 p F。
2.2 主机收发电路
主机收发电路由CMT100和其外围电路组成, 见图3。
CMT100是优倍公司开发的C-MBUS总线控制端通信专用集成电路[5], 完成数字通信的调制、解调、总线控制、总线电源供给、总线故障检测功能。考虑到主机电路复杂, 为增加主机抗干扰能力, 控制器应将总线驱动与单片机系统隔离, TXD, RXD, 收发控制经光耦直接输入芯片, 系统使用24 V电源。图3中, 主机输出采用推挽结构, 可以提供给从机较大电流。根据从机数量的多少来选取功率对管, 本文选用TIP42和TIP41, 可以为总线提供最大1 A的电流。24 V电源经过2 A自恢复保险丝给系统供电。
2.3 从机电路
从机收发部分电路由CMT001及外围电路组成如图4所示。
CMT001是优倍公司开发的与CMT100配合使用的C-MBUS总线设备端通信专用集成电路[6], 完成数字通信的调制解调、总线极性识别、低功耗线性稳压功能。总线信号通过整流桥直接输入芯片, 芯片RXD、TXD信号可直接输入单片机或通过光耦与单片机连接。在本应用中, 由于使用同轴电缆做传输介质, 无需总线极性自动反转功能, 因此总线信号没有经过整流桥, 而是经过隔离网络后直接输入至CMT0012脚。CMT001的RXD为开漏输出, 须外接上拉电阻, 电容C25为储能电容, 在总线电平为低的时候, 给从机提供电源, 此电容取值与从机消耗电流有较大关系。在本应用中, 电容取1 000μF, 可以提供10 m A的电流, 足以供从机其他部分电路使用。
3 通信协议
3.1 链路层设计
要保证通信的稳定可靠, 必须有完备的通信协议支撑[7]。C-MBUS只规定了物理层, 因此必须自己设计数据链路层。本文采用单片机作为数据收发器件, 单片机串口与CMT-001, CMT-100相连。串口参数设置为:波特率:4 800;数据位:8;校验位:无;停止位:2;数据格式:16进制。
串口数据收发的基本单位为B, 因此, 以字节为单位设计报文8。报文格式如下:
前3个字节为前导符FEH, 发送三个前导符的目的是为了建立稳定的总线状态, 同时为了让从机做好接收准备;接下来是起始符68H;然后是2 B的地址和2 B的数据, 地址里面包含设备描述符和设备地址, 数据里面包含操作命令等信息;最后是1 B的校验和, 校验采用异或校验。
3.2 网络层设计
在建立了稳定的数据链路层后, 有时候需要多个从机和一个主机组成一个一对多的通信网络, 这个时候, 需要一个网络层协议来保证通信可靠性[9]。由于C-MBUS从机之间不能互相交换数据, 所有数据交换必须通过主机, 这也降低了协议实现的难度。协议设计的基本思想为:主机依次轮询每个从机, 从机收到轮询后, 判断是否在询问自己, 若是, 则对轮询进行回复;否则, 不响应主机的轮询。主机在轮询时, 同时开启超时定时器, 如果在规定的时间未收到指定从机的回复, 则判超时;若一个从机节点多次超时, 则判定从机出故障。
4 性能测试
4.1 测试条件
无线通信中使用最多的同轴电缆为1 2英寸和7 8英寸电缆, 对C-MBUS来说, 主要的线缆参数包括电缆内导体电阻、外导体电阻和分布电容[10]。电缆的参数如表1所示。
从表1可见, 同轴电缆内导体和外导体的直流电阻很小, 对基带信号来说, 其影响可以忽略不计, 主要影响因素为分布电容。测试中不使用真实的线缆, 因为线缆直径较大, 且很长, 不好操作, 因此在测试中, 使用RC网络来模拟电缆。R代表电缆内外导体电阻, C代表电缆分布电容。测试中, 内外导体电阻忽略不计, 不需要R, 仅使用2个33 n F电容并联在总线上来模拟1 km电缆。
射频信号由信号发生器产生, 经功率放大器放大后, 加至被测线路, 线路末端接衰减器。用调节信号发生器来改变线路上射频信号功率。
4.2 测试结果
1 km模拟电缆上, 射频信号功率为40 d Bm, 波特率为4 800 b/s, 每个从机消耗电流为8 m A时, 主机可以稳定地与三个从机通信。
5 结语
本文提出了一种在同轴电缆上射频信号和基带信号复用传输的新方法, 采用C-MBUS现场总线标准, 通过合理地设计主从机电路、信号隔离网络和通信协议, 在传输功率为40 d Bm, 长度为1 km的同轴电缆上, 实现了4 800 b/s的传输速率, 并支持多个从机自由组网, 具有较高的实用价值。
参考文献
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基带信号传输 篇3
光纤无线通信(ROF)传输系统是将无线通信和光纤通信技术相结合,用无线技术的移动性代替光纤通信的有线束缚,用大容量的光纤传输在空气中高损耗的无线信号。ROF系统的关键技术之一是毫米波的产生,而用载波抑制调制方式产生毫米波,可以增大接收端的灵敏度,减少频率利用率和射频波的带宽需求[1]。随着用户信息量的增加,光纤到户(FTTH)基带信号的运用也越来越普遍,将ROF信号和基带信号同时传输的技术,在未来大容量的传输系统中将得到广泛的应用。
本文先仿真验证了用四波混频(FWM)产生载波抑制毫米波的ROF传输系统[2],并在此基础上传输基带信号和上行链路信号,即在中心站运用高非线性光纤(HNLF)产生载波抑制边带,其中的一条边带承载基带信号,传输到基站后滤出另一条边带传输上行链路信号,根据结果比较出两种情况中下行链路信号的抗色散能力变化,并观察加入的两路信号的误码率曲线,分析它们的能量损耗。
1 传输混合信号的系统描述
传输混合信号的系统框图如图1和图2所示,两图中的细线部分为下行链路的传输系统,在中心站处,如图1中细线所示,先将两路信号进行耦合:一路是中心频率为f1的连续光波激光器(DFB-LD)与频率为10 GHz的射频信号(RF)经马赫-曾德调(制器MZM)调制形成20 GHz的载波抑制边带;另
一路是核心网传输来自中心频率为f2、经MZM调制后的下行链路信号。两路信号耦合后进入1 km的HNLF。由于光纤的非线性效应,传输后的信号在距频率f2的上下20 GHz处,形成了和中心频率相同、能量稍弱的信号。用一个高斯带通滤波器(BPF1)滤掉f1处的泵浦及混频信号,再用梳状滤波器(IL1)把频率为f2处的泵浦滤掉,剩下一个为射频信号4倍的载波抑制信号,经过标准单模光纤(SMF)传输到基站。如图2中细线所示,信号经过一个光/电(O/E)检测器后进行信号的解调分析[3]。LPF表示低通滤波器。
图1、图2中的粗线部分表示下行链路传输系统扩展传输了基带信号和上行链路信号[4]。在中心站处,如图1中粗线所示,把中心频率为f3的激光器输出端和f1、f2处的射频信号一起耦合,经过HNLF后,信号在f3对应中心频率的上下20 GHz处,也形成了光波;经过BPF1后滤掉f1处的信号,再经过IL1滤掉频率为f3处的中心泵浦后,形成了间隔为40 GHz的光载波抑制边带,此时,用BPF2、BPF3分别把f2和f3处的信号分离,将基带信号经过强度调制器(IM)调制到f3频段的上边带[3],与剩下的下边带、f2处的下行链路的信号一起耦合传输到基站(如图2中粗线所示),再用BPF4、BPF5分别把f2和f3处信号分离并解调[5];用BPF6将未调制信号的下边带滤出,调制上行链路信号,并传输到中心站进行解调分析。
2 系统仿真及结果分析
在传输下行链路信号的系统中,频率为f1=194.744 THz的信号与频率为10 GHz且振幅为2 V的RF信号调制,其中MZM1的偏置电压为-4 V,消光比为50 dB,生成了载波抑制边带;而f2的频率为195.25 THz,承载的下行链路信号是速率为2.5 Gbit/s的非归零码伪随机序列。频率为f1的泵浦信号与f2处的下行链路信号耦合后各自的功率分别为16和10 dBm,进入1 km的HNLF,其零色散波长为1 561 nm,色散斜率为0.02 ps/(nm2·km),非线性系数为10 W-1/km。由于核心网传输到中心站的距离很长,本文模拟为40 km[2]。
下行链路传输系统扩展传输基带信号的系统中,f3的频率为195.15 THz,且f1处的泵浦信号与f2、f3处的信号功率分别为16、-3和-3 dBm,基带信号是速率为4 Gbit/s的非归零码伪随机序列。如图2中粗线所示,BPF4和BPF5的带宽均为50 GHz,而BPF6的带宽为20 GHz。由于在实际仿真软件中不存在IL,为了达到同样的效果,采用两个3 dB带宽为25 GHz的BPF来代替。
借助Optisystem7.0软件对系统进行仿真,得到系统在加入基带信号传输前后的光谱图和误码率曲线图,并分析了系统的能量损耗变化。图3为考虑基带信号和上行链路前后的光纤链路上的部分光谱图。图3(a)所示为只传输下行链路信号时,中心站处进入SMF前的载波抑制双边带。图3(b)所示为传输基带信号后,中心站处包含基带信号的载波抑制边带与下行链路边带耦合后的光谱图,与图3(a)相比可发现,光谱中不仅有下行链路2.5 Gbit/s的信号,在频率为f3=195.17 THz处还有4 Gbit/s的基带信号。图3(c)所示为基站处滤波器
滤出的只包含有基带信号的载波抑制光谱,从图中可以看出,在光毫米波包含的两个边带中,上边带调制了基带信号,而下边带没有数字信号,所以上边带信号变得比下边带陡峭。图3(d)为基站处重复利用载波抑制下边带,调制上行链路之后的光谱图,由于调制了2.5 Gbit/s的信号,相比图3(c) 而言,在频率195.13 THz处光谱变得更饱满且陡峭。
图4是下行链路信号耦合基带信号进行传输前后的误码率曲线图,图中BTB1(back to back)表示只传输下行链路信号的情况,在经过20 km的SMF传输后,当误码率为10-9时,能量损耗为0.67 dB,约等于0.7 dB,此结果和图3中的光谱图均与现有文献中给出的实验结果相吻合[2]。图4中BTB2表示耦合了基带信号后传输的情况,从图中看出,在加入基带信号传输20 km后,虽然下行链路信号的接收端能量减少,但其能量损耗仍为0.72 dB,相比没有加入混合信号时0.68 dB的能量损耗,只增加了0.04 dB,这个数据是可忽略不计的。由此说明基带信号和上行链路的加入,对下行链路的信号传输和抗光纤色散能力并没有太大影响。
图5为加入两路信号的误码率曲线图,从图中可看出,基带信号(baseband signal,BB)对应的
BTB和20 km情况下的误码率曲线较接近。而上行链路(up)在两种情况下的曲线几乎重叠在一起了,这说明在传输了20 km之后,基带信号和上行链路信号的能量补偿很小,经过测量,基带信号和上行链路的能量补偿分别为0.48和0.1 dB,说明此系统传输这两种信号的性能较好。
3 结束语
本文讨论的ROF系统用1 km的HNLF和BPF代替多个调制器,减少了外调制器的使用。而进行仿真比较的两种ROF系统,一种只传输下行链路信号,另一种则在此基础上传输了基带信号和上行链路信号。不仅将两种不同类型的信号在一个系统内传输,还在基站重复利用边带传输上行链路信号,使得基站结构简化,成本降低。经过数据比较后发现,系统在传输20 km之后,增加传输的基带信号和上行链路信号的抗色散能力都较强,并且没有影响下行链路信号的传输和抗色散能力,说明此系统在混合信号传输中的抗色散能力好,适用于长距离的多信号混合接入传输。
参考文献
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蓝牙基带规范之逻辑传输 篇4
关键词：逻辑传输,包型,寄存器
一、概述
在一个微微网内,主/从设备之间需要建立不同类型的逻辑传输,蓝牙基带规范对于逻辑传输定义了五种类型,即:同步定向连接(SCO)逻辑传输;扩展同步定向连接(eSCO)逻辑传输;异步定向连接(ACL)逻辑传输;激活状态下的从设备广播(ASB)逻辑传输;驻留状态下的从设备广播(PSB)逻辑传输。
SCO是在微微网内一主一从设备之间的点对点的连接。同步逻辑传输主要支持有时间限制的信息,如声音和一般性同步数据。主设备通过在固定的时间周期内利用预定的时隙保持这种同步逻辑连接。除了预定时隙,扩展逻辑传输还会再在预定时隙之后留有一个重传窗口。ACL也是一种主/从设备之间的点对点的连接。在给SCL逻辑传输预定的时隙外,主设备可以在每个时隙基础上与任一从设备建立连接,包括已经参加同步传送的从设备。ASB用于主设备与在网的从设备进行通信;PSB用于主设备与驻留的从设备进行通信。
二、逻辑传输
(1)网内的每个从设备都被指配了一个主逻辑传输地址(LT-ADDR),全0的LT-ADDR留做广播信息之用。主设备没有LT-ADDR,它通过与从设备的时间差来与从设备加以区分;副LT-ADDR分配给网内在用的进行eSCO逻辑传输的从设备。包头内带有LT-ADDR,它仅对网内在用从设备有效。从设备一旦脱网或进入驻留状态,LT-ADDR则不再有效。
(2)同步逻辑传输的SCO。它占有多个时隙,可以被认为是主从设备间的电路切换式连接。主设备可支持对同一从设备或不同从设备多达三个SCO连接;一个从设备可支持来自同一主设备的三个SCO连接,或者支持来自不同主设备的两个SCO连接。SCO包不做重传。
(3)第二种同步连接是eSCO。它也占有一定的时隙,可认为是主从设备之间以电路切换方式的连接。除已占有时隙外,eSCO在紧接占用的时隙后有一个重传窗口。占用时隙与重传窗口一起,构成完整的eSCO窗口。
(4)异步逻辑传输。在未指配给同步逻辑传输的时隙中,主设备可与任何一个从设备在单一时隙内交换数据包。ACL为主设备与所有在网的从设备提供包切换的连接,且同步、异步业务均支持。在主设备与从设备之间仅存在一个单一ACL逻辑连接。而对于大多数ACL包来说,包的重传是为了保证数据的完整性。没有定义特定从设备地址的ACL包被认为是广播数据,可被任一个从设备读取。如果在ACL逻辑传输上没有数据发送,且没有轮询要求,因而也就没有发送要求。
三、收/发过程
1.发射(TX)过程
TX是由同步和异步逻辑传输分别完成的。如图1所示,在TX过程中使用了同步和异步缓冲器(图中仅标出了一个同步TX缓冲器及一个异步TX缓冲器)。实际上在主设备中为每一个从设备均分配了一个TX异步缓冲器。此外,对每一个同步传输的从设备(不同的SCO.eSCO逻辑传输既可以重复使用同一个TX同步缓冲器,也可以每个逻辑传输有各自的TX同步缓冲器),也可能分配一个或多个TX同步缓冲器。每个TX缓冲器由两个FIFO (先入先出)寄存器组成:一个当前使用的寄存器供连接控制器访问并读取,以形成数据包;另一个供基带资源管理控制器访问以装载数据信息。开关S1和S2的位置决定了哪一个是当前在用的寄存器,哪一个是下一个要用的寄存器,开关是由连接控制器控制的。在FIFO寄存器输入和输出端上的开关不可同时接在同一个寄存器上。在ACL,SCO逻辑传输的公共包内,只有DMI包携带有在连接控制器与连接管理器之间交换信息的载荷;该公共包使用了异步缓存器。除DV包外,所有SCO及eSCO包均使用同步缓存器。DV包中同步数据部分由同步缓存器处理,而数据部分由异步缓存器处理。
(1) ACL交换。在异步数据情形下,只使用DM或DH数据包,其长度也不等,并标识在载荷头部。DM或DH包的选择,取决于连接质量。
在完成数据交换时,默认的包型为NULL (空)。这意味着如果没有数据要发送,或没有从设备需要选中,则发送NULL,以便向其他设备发送连接信息(例如,用来接受信息的ACK/STOP信息)。当没有收到连接控制信息时,也就没必要发送数据包了。
TX工作流程如下:基带资源管理器将新的数据信息装入开关S1a指向的寄存器,然后再向连接控制器发出指令,连接控制器令S1改变(S1a,S1b开关同步动作)。当需要发送载荷时,包合成器读取当前寄存器,并且依据包型建立一个附着在当前信道接入码及包头之后的载荷,并随后发送出。在应答包中(如果是主设备的发射,则在RX时隙中到达,如果是从设备发射的话,则在延迟几个RX时隙后到达)包含了发射结果。在收到ACK情形下,开关S1将改变位置,而在收到NAK情形下,开关S1保持不变。这时,在下一个TX过程中重发同一个载荷。
如果新的数据装进了下一个寄存器,则需要用FLUSH指令将开关S1切换至一个合适的寄存器。只要基带资源管理器在每个发射时隙前不停地将数据及包型装入寄存器,连接控制器将会自动处理这些数据。FLUSH命令也用于有时间限制(同步发生)的数据。在连接不好时,需要多次重发,也可按规定甩掉无法顺利发送的载荷。任何ACL类型的包都可以被用于向其他任何从设备发送数据载荷和连接控制信息。
(2) SCO数据交换。在SCO逻辑传输中,只使用HV和DV包。其同步端口可以将NEXT寄存器的内容连续装入同步缓存器中。开关S2可以根据TSCO周期变化(协商确定的)。在每个新的SCO时隙内,包合成器都要读取当前寄存器,之后开关S2会改变位置。如果SCO时隙被用来优先发送连接的控制信息包,那么包合成器将会丢掉SCO信息,转而使用控制信息。该控制信息会在DM1包中发送。主设备与SCO从设备之间也会使用DV或DM1包进行数据和连接控制信息交换。
(3)数据/语音混合交换。当包型为DV时,连接寄存器会将数据部分装入包内的数据区,而将语音部分装入包内语音区。而后,开关S2改变位置。然而,在ACL逻辑传输中S1的位置是由发送结果决定的,即:仅当收到ACK信息时,S1才改变位置。在每一个DV包内,声音信息可能是新的,但数据信息可能是旧的(重发信息)。如果没有数据发送,那么在进行数据/语音混发之前,SCO逻辑传送将自动从DV包转为当前使用的HV包。注意:在数据流操作中断时以及新的数据到来时,需使用FLUSH命令。如果信道容量允许,音/数混传也可使用分离的ACL逻辑传输完成。
(4) eSCO数据交换。在eSCO传输中,开关S2根据TeSCO周期改变(是协商确定的)。在每个eSCO时隙内,包合成器读取当前寄存器数据,此后,开关S2改变位置。如果eSCO时隙被用来优先发送有关的控制信息,或者ACL包,包合成器将会丢弃eSCO信息,转而使用控制信息。对eSCO从设备的控制信息是在DMI包上的初始LT-ADDR上发送的。
(5)默认的包型。在ACL连接中,无论对主设备还是从设备,默认的包型都是NULL包。这意味着,如果没有用户信息要发送,当收到ACK或者STOP信息时,要么发送NULL包,要么什么都不发送。该NULL包可以被主设备用于将下一个主-从时隙分配给某个从设备。然而,从设备不会被强制响应来自主设备的NULL包。如果主设备需要从设备响应,它会发送POLL包。
当SCO或eSCO逻辑传输建立时,在LM层上就约定好了SCO和eSCO包型。该约定的包型也是预留给SCO和eSCO时隙的默认包型。
2.接收(RX)过程
接收过程是根据ACL逻辑传输和同步逻辑传输分别进行的。然而,与TX异步缓存器相比,所有从设备共享一个RX缓存。对于同步缓存器来说,同步逻辑传输的不同之处是根据是否需要额外的同步缓存器来区分的。图2标明了接收过程中所使用的同步和异步缓存器。RX同步缓存器也包括两FIFO寄存器,一个装满了刚刚收到的语音信息,而另一个可由语音处理单元读取。
由于在接收到的包头中带有的TYPE标识标明了载荷中是否含有数据或语音信息,包的解码合成器会自动指向合适的缓存器来传送信息。基带资源管理器每读取一次原有的寄存器,开关S1就会改变一次。如果RX寄存器还没来得及清空,下一个载荷就到来,那么接着返回的包头中就会包含一个STOP标识。只要RX寄存器被清空,STOP标识就会再次被清掉。在新的ACL载荷被存入异步缓存器之前,需要检查SEQN区域(在LLID区域内的FLUSH标识及广播信息会影响到对SEQN区域内容的解读)。
开关S2的变换分别对应SCO的TSCO以及eSCO的TeSCO周期。如果由于包头错误,没能收到新的同步载荷,开关S2仍然变换。同步数据处理单元会将该同步数据计入丢失的部分。
(1)流控制由于RX ACL的缓存器在收到新的载荷时可能会被填满,因而需要流控制。在回送的TX包内,头部区域的FLOW标识区可以用STOP或者GO来控制新数据的发送。
(2)目标控制只要没收到数据,就要发送STOP标识。该标识由连接控制器自动插入回送包的头部。只要基带资源管理理器没能清空RXACL缓存器,也要回送STOP标识。当可以再次接受数据时,则回送GO标识。GO的值是默认的。不含数据的包仍然可以接收,如语音通信就不受流控制的影响。虽然一台设备不能接收新的信息,但还可以继续发射信息。流控制是对不同方向分别进行控制的。
(3)源控制一旦收到STOP信号,连接控制器就会自动切换到默认的包型。ACL包在收到GO信号时会继续发射。当没有收到数据包时,GO信号会没有意义。注意,默认的包内含有接收方的连接控制信息(在头部),还可能含有同步数据(HV,EV包)。当收到GO信号时,连接控制器会继续发送还在TX ACL缓存器内的数据。在多个从设备的配置中,只是收到了STOP信号的从设备的发送被推迟。
(4)在网从设备的广播传输。用于向网内所有从设备进行L2CAP用户数据传输。所有从设备都连接在被ASB使用的物理信道上,并且没有应答协议。数据传输是在网内由主设备向从设备单向完成的。ASB逻辑传输只可用作L2CAP组传输,不可用于定向连接信道内的L2CAP、L2CAP控制信号、LMP控制信号传输。
ASB逻辑传输并不可靠。为改善其可靠性,每个包可以多发几次。使用一个特定可识别序列数,有助于过滤掉从设备的重发信息。ASB逻辑传输可由预留的全零的LT-ADDR (逻辑传输地址)加以识别。ASB逻辑传输包可由主设备在任何时刻发送。
(5)驻留从设备广播传输。用于向网内驻留的从设备传送信息。PSB (驻留从设备传输)比起其他的逻辑传输还要复杂。因为它包含了几个阶段,每个阶段都有不同的目的,分别是控制信息阶段(用于执行LMP逻辑连接)、用户信息阶段(用于执行L2CAP逻辑连接),以及接入阶段(用于发送基带信号)。PSB逻辑传输也是由保留的全零“LT-ADDR”加以识别的。
(6)驻留成员地址。一个驻留状态下的从设备可以由其“BD-ADDR”或者特定的驻留成员地(PM_ADDR)加以识别。后者是一个可以区分从设备的8位成员地址。PM_ADDR仅在从设备驻留状态下有效。一旦该设备被激活,就会失去其PM_ADDR而被分配一个LT_ADDR。从设备驻留期间,主设备再给其分配一个PM_ADDR。
(7)接入请求地址。供驻留的从设备在接入窗口中确定从-主发送半时隙用的。接入窗口是用来发送接入请求信息的。从设备进入驻留状态就会被分配一个AR-ADDR,并在驻留期间一直有效。每个丛设备的AR-ADDR并不一定是惟一的。例如,驻留的不同从设备它们的AR_ADDR可能是一样的。
四、结束语
基带信号传输 篇5
1 数字基带信号编译码原理
一般情况下, 在进行数字基带信号码型变换时应考虑以下原则:
(1) 低频和高频分量尽量少;
(2) 功率谱的主瓣宽度窄, 以节省传输频带;
(3) 编译码简单可靠;
(4) 具有内在的检错能力, 即码型有一定的规律性, 以便根据这一规律性来监测;
(5) 码型中应包含丰富的定时信息, 以便定时提取信号;
(6) 不受信息源统计特性的影响, 即能适应于信源的变化, 这种与信源统计特性无关的特性称为对信源具有透明性[3]。
以上几点并不是任何基带传输码型均能完全满足的, 常常是根据实际要求满足其中的一部分[3]。在单片机串行通信的基带信号中, 除了以上的考虑原则, 还应考虑传输一串数字信号所花费的时间, 因为这关系到功耗的问题, 用尽量少的波形传输尽量多的信号即低功耗是通信系统的方向[4]。
从以上原则出发, 提出一种适合于单片机串行通信的基带传输信号码型, 在此命名为Jack码, 同时常用的曼切斯特码、CMI码、AMI码、HDB3码等都可以用在单片机串行通信的基带传输信号码型中。
2 码型对比
Jack码是一种“0”和“1”用不同的持续时间表示并且不同电平持续翻转的一种编码方式。编码规则之一是:“0”码高或低电平持续时间为0.5T (假设T为对应信码的数据位长度) , “1”码持续时间为T, 并且“0”和“1”的高低电平不断地进行翻转。由此这是一种“0”和“1”不等长的编码方式, 可以在“0”和“1”长度比一定的情况下来减小各自的长度以降低功耗。
曼切斯特码是用一个周期的正负对称方波表示“0”, 而用其反相波形表示“1”。编码规则之一是:“0”码用“01”两位码表示, “1”码用“10”两位码表示。它适用于数据终端设备近距离的传输, 局域网常采用该码作为传输码型[3]。
CMI (Coded Mark Inversion) 码也称传号反转码, 以交替地用正电平或负电平表示“1”, 用固定相位的一个周期的方波表示“0”。编码规则之一是:“1”码交替地用“00”和“11”表示, 而“0”码则固定用“01”表示。由于CMI码编解码电路简单, 容易实现, 因此, 在高次群脉冲编码调制终端设备中广泛用作接口码型, 在速率低于8.448 kb/s的光纤数字传输系统中也被建议作为线路传输码型[3]。
AMI (Alternate Mark Inversion) 码, 即传号交替反转码, 编码规则是将信码“0”用低电平表示;信码“1”交替用“+1”和“-1”的归零码表示, 因此, AMI码具有正、负、零三种电平的脉冲序列, AMI码的缺点是, 当原信码出现长连“0”时, 信号的电平长时间不跳变, 造成提取定时信号的困难[3]。
HDB3 (High Density Bipolar-3) 码, 即三阶高密度双极性码, 是AMI码一种的改进型, 能克服多个连零码的位定时信息不易提取的缺点, 提取同步时钟方便, 并具有一定的检错能力。它的编码原理为:首先将信码变换为AMI码, 然后检查AMI码序列中连“0”的情况。当出现4个以上的连“0”时, 将每4个连“0”小段中的第4个“0”位变成一个非0的破坏位V, 其极性和前一个非“0”位同极性[1]。这样就破坏了“极性交替反转”的规律。可以在接收端很快发现破坏位, 使原信码得到恢复, 但也破坏了AMI码无直流分量的优点。为了保持无直流分量这一特点, 还必须保证相邻V码也应极性交替。这一点在相邻V码之间有奇数个非“0”位时, 可以得到保证。当有偶数个非“0”位时, 就得不到保证, 这时再将该小段第一个“0”位变换成+B或-B, B的极性与前一个非“0”位相反, 并让后面的非“0”位从V位开始再交替变化[3]。
3 仿真与分析
3.1码型仿真
为更好地认识各种码型特点, 对曼切斯特码、CMI码、AMI码、HDB3码以及新Jack码在时域和频域上进行仿真分析。如图1所示为原码和各种编码码型的对比图, 如图2所示为原码和各种码型功率谱曲线对比图。
3.2 码型分析
由图1可知曼切斯特码和CMI码的信息传输速率都有所增加;由图2看出曼切斯特码频带加倍, CMI码的频带增加, 使频带利用率降低, 曼切斯特码和CMI码都有直流分量, 但低频分量小。曼切斯特码在每个码元间隔的中心点都存在电平跳变, 所以含有丰富的位定时信息。CMI码很容易提取位定时信号, 此外由于“10”为禁用码组, 不会出现3个以上的连码, 可以利用此规律来宏观检错[1]。
由图2可知AMI码和HDB3码无直流分量, 低频分量较小, 能量集中在频率为1/2码率左右处。虽然在A-MI功率谱中无定时脉冲的频率分量, 但只要对基带信号进行必要的非线性处理 (如全波整流) , 即可提取定时信号。AMI码还具有一定的检错能力, 因为信号是按交替规律进行传输, 若收端的码不符合这一规律, 就可能出现错码[3]。
由图2可看出, Jack码频带宽度取决于“0”和“1”的长度比和绝对长度, 比值越大频带越宽, 当比值一定时, 绝对长度越长低频分量越大, 频带加倍。当减小“0”和“1”的绝对长度时, 在传输一串数字信息时间缩短, 可以节约功耗, 并且此码编译码时都容易实现。Jack码可以根据电平的翻转来提取位信息, 它含有丰富的位定时信息, 还可以根据长度和是否翻转来确定接收到的波形是否出错。
4 实验与分析
4.1 实验硬件
用单片机和无线收发芯片组成无线通信系统, 如图3所示, 发射数据时单片机输出I/O管脚控制发射芯片的输入端以输入数字基带信号 (IO置0或置1并进行软件延时一段时间来输入数据) , 基带信号经无线发射芯片调制, 接收芯片解调输出基带信号波形输入单片机I/O管脚以解出数据 (定时采样I/O管脚的电平判断输入数据) , 如此构成单片机控制的软件编解码方式。
实验发射机硬件如图4所示, 主要包括电源模块、单片机STM8、射频发射芯片A7302C和PA (功率放大器) 和串口通信等。系统工作时, 通过电脑 (PC) 串口向单片机发送命令, 单片机控制射频发射芯片以串行方式输入数据波形, 经发射芯片调制后, 射频信号经PA放大通过天线发射到外界。
实验接收机硬件如图5所示, 主要包括射频接收芯片A7201A、电源模块、单片机STM8及串口通信等。系统工作时, 接收从天线来的射频信号, 经接收芯片解调送入单片机中, 经单片机处理电波形译码出信号后通过串口在PC上显示。
4.2 实验条件
因单片机I/O管脚输出电压只有高低电平之分, 所以AMI和HDB3码型不实际测试, 这里只进行CMI和Jack码的实验对比。两组实验测试要保证在同样的条件下进行, 包括硬件电路板、天线、收发环境等。如图6所示是发射和接收波形示意图, 由于存在噪声以及设备本身的影响, 接收波形的“0”和“1”的电平长度会产生变化, 并且伴有毛刺产生, 所以对原码进行编码是必要的。CMI码型的“1”码高电平或低电平持续时间为832μs, “0”码高电平持续416μs, 低电平持续416μs;Jack码的“1”码高电平或低电平持续时间为624μs, “0”码高电平或低电平持续时间为416μs。
两种码型发送相同的同步头, 通信频率都采用433.92 MHz通信, 调制方式采用ASK调制。发射机在相同的地方分别用两种码型发送8 B数据100次, 在相同的地方用接收机解码出数据并通过串口在电脑上打印出来, 统计出正确率、错误率和丢失率。
4.3 实验结果与分析
由表1可以看出用Jack码型和CMI码型传输数据时, 会有不同的接收效果。用示波器测试发现在地点1接收的波形毛刺多于在地点2接收到的, 噪声影响了两种码型传输效果, 由表1可以看出用Jack码传输的正确率更高。当然接收效果和译码方式有很大的关系, 好的译码方法可以有好的接收效果。实验中Jack码的编译码方法比CMI码型简单得多, 在单片机串行通信的基带传输码型中简单实用。Jack码不但应用在以上简单的实验中, 它还可以应用在其他无线通信、光通信中。
本文提出了无线通信中一种新的数字基带传输码型并在工程上得到了应用。通过和其他典型的数字基带码型进行仿真分析可知, 新传输码型频带宽度随着“0”和“1”的长度和长度比的变化而变化, 同时可以减小“0”和“1”的长度来降低功耗, 并且此码含有丰富的位定时信息。新码型和CMI码在单片机控制射频收发芯片的无线通信硬件平台上测试, 实验表明, 在串行通信基带传输中, 新码型编译码简单, 可靠性更强。
参考文献
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[3]樊昌信, 曹丽娜.通信原理[M].第六版.北京:国防工业出版社, 2008.
基带信号传输 篇6
在某些传输距离相对较近的数字通信系统中, 信号一般无需经过调制和解调, 可以直接在其中传送, 这样的通信系统称之为数字基带系统[1]。数字基带系统中传送的信号就称为数字基带信号 (Digital baseband signal) , 数字基带信号的码型种类很多, 有些比较简单, 适合在设备内部进行传输, 有些相对较为复杂, 更适合在通信线路中传送[2,3]。因此, 在教学过程中, 有必要让学生了解常见的数字基带信号的时域和频域特征, 以便于他们能够正确认识和使用这些信号, 为后面的数字基带传输系统、数字带通传输系统的学习乃至于实际的工程应用打下良好的基础。
若想了解数字基带信号各类码型的特性, 最好的方法莫过于制作一个实际的系统, 用实验设备对其进行实际的测试和分析。但是, 这样做的代价是成本太高并且时间又长。由于计算机仿真的好处就是相当于把大多数实验设备或器件都搬进了计算机, 通过软件模拟的方法可以让实验人员能够比较直观地观察到实验结果, 节省了很多的人力、物力和财力[4,5]。因此, 本文即采用计算机仿真的方式, 利用M ath Works公司的MATLAB软件设计出几种常见的数字基带信号[6], 分别从时域波形和功率谱密度两个角度对其进行研究分析。
1 实验原理
数字基带传输系统中常用的数字基带信号有单极性非归零码 (NRZ:Non-Return to Zero) 、单极性归零码 (RZ:Return to Zero) 、双极性非归零码 (BNRZ:Bipolar Non-Return to Zero) 、双极性归零码 (BRZ:Bipolar Return to Zero) 、交替传号反转码 (AMI:Alternate Mark Inversion) 和三阶高密度双极性码 (HDB3:High Density Bipolar 3) 等。
1.1 基带信号的时域波形
NRZ码和RZ码只具有单向极性电平, 可以简单的看成信号有脉冲时为“1”, 而无脉冲时则为“0”, 两者的差别在于脉冲的占空比不同, NRZ码的占空比为100%, 而RZ码的占空比小于100%, 所谓占空比即脉冲宽度与码元宽度Ts之比。BNRZ和BRZ是具有双向极性电平的脉冲信号, 其他与NRZ码和RZ码的编码规则一致。一般来说, 这四种码型只适用于在设备内部或短距离的传输, 不适合在通信线路中传送, 因为它们往往存在直流分量和较丰富的高频分量, 占用了较宽的频带。
AMI码的编码规则也比较简单, 可以看成将NRZ码中的“1”交替的以“+1”和“-1”进行变换, 而“0”则保持不变。这样编码最大的好处在于有效地消除了直流分量, 并且高、低频分量很少, 实现起来也比较容易。HDB3码可以看成是AMI码改进型, 解决了AMI码中易出现的连0问题, 其编码规则参见文献[1]。HDB3码虽然编码比较复杂, 但是解码非常容易, 并且该码型无直流成分、高、低频分量少, 长连0时仍能提取出同步信号。因此, HDB3码在通信系统中得到了广泛的应用[7]。
1.2 基带信号的功率谱密度
设g1 (t) 和g2 (t) 分别表示基带脉冲序列中码元的符号“0”和“1”, 它们在码元周期Ts时间内出现的概率分别为P和1-P, 并设前后码元统计独立, 则该数字基带脉冲序列s (t) 可表示为:
其中
s (t) 可以分解成稳态波v (t) 和交变波u (t) 两部分, 其中v (t) 为s (t) 的统计平均分量, 可以表示为:
而
un (t) 是u (t) 的第n个码元, 有, 可写成:
其中
根据傅里叶级数和周期信号功率谱密度的关系式[8], 可算得稳态波v (t) 的功率谱密度为:
其中:
u (t) 的功率谱密度为
其中
由于, 所以数字基带脉冲序列s (t) 得功率谱密度为:
2 仿真实验
2.1 不同极性的基带信号及功率谱对比
数字基带信号有单极性码和双极性之分, 单极性码极性单一, 易于用TTL、CMOS电路产生, 而双极性码则有正负两种电平。本实验中以相同码字的NRZ码和BNRZ码为实验对象, 对其时域波形和功率谱密度进行对比, 从图1的实验结果中可以看出, 两种编码的时域波形除了极性外波形是相同的, 功率谱密度也非常相似, 但NRZ码在零频处明显可以看出存在着直流分量, 而在BNRZ码中则没有, 所以验证了NRZ码不适合在有交流耦合电路的远距离传输, 只适合在计算机内部或短距离信号传输。
2.2 不同占空比的基带信号及功率谱对比
基带信号的不同极性对功率谱有影响, 不同的占空比有哪些影响呢?本实验利用两组码字, 分别对 (1) 占空比为100%的NRZ码和占空比为50%的RZ码 (如图2) ; (2) 占空比为100%的BNRZ码和占空比为25%的BRZ码 (如图3) 进行对比研究。设信号带宽为功率谱的第一个过零点, 从实验结果分析, 随着占空比的减小, 信号的带宽在减小, 两者成反比关系。图2中RZ码占空比为50%, 其带宽为NRZ码的2倍, 图3中BRZ码的占空比为25%, 其带宽为BNRZ码的4倍。从图2中RZ码功率谱和图3中BRZ码功率谱对比我们还可以发现, 单极性RZ码中含有定时分量, 而“+1”、“-1”等概率的双极性RZ码中没有直流分量和定时分量。
2.3 AMI与HDB3码分析
由于通信系统中传输节点和信道的复杂性, 对线路码有较高的要求, 如不含直流、低频分量要少、含有定时信息、占用带宽尽量窄以及编译码要简单等, 一般的码型不能满足要求。AMI码和HDB3码有三种电平, 属于三元码, 具有很多优点, 比较适合在通信线路中传输。图4所示为占空比为50%的AMI码时域波形和功率谱图, 与图2中的NRZ码的功率谱相比, 不仅没有直流分量, 明显能看出AMI码低频分量明显减少了。
AMI码虽然有很多优点, 但是它有一个重要缺点, 即当码型中连0过多时无法提取定时分量。HDB3码除了具有AMI码的全部优点之外, 还克服了它的缺陷, 其波形和功率谱如图5所示。图5中上图显示的是NRZ码和HDB3码两种时域波形以作对比, 可以看出NRZ码中的连0码在HDB3码也进行了编码, 不会出现3个以上的连0成分。
3 结语
通过对不同极性、不同占空比的数字基带信号功率谱密度进行实验分析, 很容易将各种时域中容易混淆的信号区分开来, 能够深入了解它们的有关特征, 方便工程人员在实际应用中合理选择有关码型。同时, 还能看到利用MATLAB软件对通信系统中的信号进行研究, 方便快捷, 易于调整相关参数, 实验结果一目了然, 有助于学生的学习和理解。
摘要：数字基带信号是通信系统中最基本的信号之一, 为了更好地学习和掌握该类信号, 利用MATLAB软件从时域和频域两个角度对其展开研究。首先介绍了几种常用的数字基带信号, 而后分别从信号的不同极性、不同占空比等方面对其功率谱密度进行对比分析, 同时对AMI和HDB3两种线路码也做了实验比对。通过该实验能够比较清晰地对数字基带信号有了认识, 为今后的学习打好基础。
关键词：数字基带信号,MATLAB,占空比,功率谱
参考文献
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基带信号传输 篇7
1 软件无线电组成结构
软件无线电的基本思想是以一个通用、标准、模块化的硬件平台为依托,通过软件编程来实现无线电台的各种功能,从基于硬件、面向用途的电台设计方法中解放出来。功能的软件化实现势必要求减少功能单一、灵活性差的硬件电路,尤其是减少模拟环节,把数字化处理(A/D和D/A变换)尽量靠近天线。软件无线电强调体系结构的开放性和全面可编程性,通过软件的更新改变硬件的配置结构,实现新的功能。软件无线电的组成结构如图1所示。
软件无线电主要由天线、射频前端、宽带A/D-D/A转换器、通用和专用数字信号处理器以及各种软件组成。
天线一般要覆盖比较宽的频段,要求每个频段的特性均匀,以满足各种业务的需求。
射频前端在发射时主要完成上变频、滤波、功率放大等任务,接收时实现滤波、放大、下变频等功能。
模拟信号进行数字化后的处理任务全由DSP软件完成。为了减轻通用DSP的处理压力,通常把A/D转换器传来的数字信号,经过专用数字信号处理器件(如数字下变频DDC)处理,降低数据流速率,并把信号变至基带后,再把数据送给通用DSP进行处理。
2 调制信号产生
任何一个无线电信号均可以表示为:
式中,a(t)、ϕ(t)分别表示该信号的幅度调制信息和相位调制信息,f0为信号载频(中心频率),而频率调制信息也反映在相位调制信息中,即:
对(1)式进行数字化,可得:
式中Ts=1/fs为采样间隔,(2)式通常简写为
式中ω0=2πf0sT为数字角频率,取值0～π。为了便于进行信息调制,把(3)式进行正交分解:
调制的方法是先根据调制方式求出I(n)、Q(n),然后分别与两个正交本振cos(ω0n)、sin(ω0n)相乘并求和,即可获得调制信号s(n)如图2所示:
对任何一种调制方式,都可以计算出与之对应的两个正交分量I(n)、Q(n),例如对调幅信号ϕ(n)=,0a(n)=1+mAm(n),则有:
式中,mA为调制度,m(n)为调制信号。
对于调频信号:
上面ϕ(n)的表达式实际上是模拟调频公式:
的数字表达式。则:I(n)=cosϕ(n),Q(n)=sinϕ(n)
对于QPSK信号:
在图2的调制模型中,两个正交基带信号I(n)、Q(n)的采样率与输出信号的采样率是一样的,而要求输出信号的采样率是最高载频的两倍以上,而两个正交基带信号I(n)、Q(n)的带宽仅为信号带宽与载频相比要小得多,也就是I(n)、Q(n)并不需要产生如此高速数据流,只需要输出大于2倍信号带宽的数据流就行了,否则如果用软件(DSP)来产生基带信号将会对处理速度提出过高的要求。但是为了使产生的基带信号与后面的采样速率相匹配,在进行正交调制之前必须通过内插把低数据率的基带信号提升到采样频率上,实现过程如图3所示:
3 基于数字上变频器ISL5217的通信基带信号产生方法
3.1 ISL5217介绍
ISL5217可以产生QASK数字调制信号,包括QPSK,BPSK,和QAM。芯片内部具有FM调制器,可以实现模拟调频和FSK;芯片内部集成有可编程的256阶FIR滤波器,可以控制输出信号带宽;32位相位累加器载波NCO,16位相位偏置控制字,使得频率分辨率和相位分辨率非常高。当输入数据流速率达到6.5MSPS,输出采样频率为104MSPS时,QPUC的输出频谱纯度超过100dB。图4是ISL5217的结构框图。
3.2基于ISL5217的通信基带信号设计方案
通信基带信号的产生方案如图5。除数字上变频器芯片ISL5217外,还包括D/A变换器、滤波器、放大驱动以及与计算机的接口电路,接口电路由FPGA和CPLD可编程电路构成。为与数字上变频器匹配,D/A变换器选双路12位高速DAC。
ISL5217的最高输出采样频率fclk为104MHz,在本方案中由变频组件产生的80MHz作为时钟,考虑到滤波器矩形系数等因素的影响,常取ISL5217的输出频率fout≤0.4fclk,所以取ISL5217的f0ut=20MHz。
D/A选用ISL5217兼容的12位数/模变换器HI5828。HI5828是双12bit,130MSPS的高速、低功耗数/模变换器。该数/模变换器在5V工作消耗312mW,3V工作消耗46mW(在6MSPS)。除了低功耗,该数/模变换器在fs=50MSPS,fOUT=2.51MHz时的无杂散动态范围(SFDR)为76dBc。
以下是利用ISL5217产生的8PSK、64QAM、4CPFSK、QPSK等调制信号的频谱和星座图。(图6、7、8、9)
ISL5217是四通道可编程上变频器(QPUC),每个通道都由整形和内插滤波器,复调制器,定时和载波数字振荡器等组成。每个ISL5217有四个FDM(频分多路复用)信道,多个ISL5217可级联使用,可以在多信道应用中提供多达16个FDM信道。所以,在不增加硬件电路的情况下,使用一片ISL5217可以产生最多四路的频分信号。
同时,ISL5217的外围接口电路采用图4中的方式的优点就是可以实现多路的并行控制。当ISL5217、FPGA和SRAM被配置完成,除嵌入计算机外的系统可以独立工作,不需要嵌入计算机实时控制。这样我们就可以用一个嵌入计算机控制一个ISL5217产生最多四路的频分信号,或者同时控制多个ISL5217产生多于四路的频分信号。
图10和图11分别是是由ISL5217产生的两个和四个载波的GSM信号。
4 结语
本文介绍的利用ISL5217数字上变频器件进行通信基带信号设计的方法,可以产生点频、CPFSK、BPSK、QPSK、QAM、FM等多种调制信号,当输入数据流速率达到6.5MSPS时,输出采样频率可以达到104MSPS,失量调制器支持IS-136、EDGE、IS95、TDSCDMA、C D M A-2 0 0 0-1 X/3 X、W-C D M A和U M TS,F M调制器支持AMPS、NMT和GSM,从而验证了该设计方法的可行性。基带信号产生以后可以根据实际任务需要,增加射频上变频组件,将信号频率变换到需要的频段,经过功率放大以后通过天线辐射出去。
采用本文设计的通信基带信号产生方法,可以有效减小设备体积,降低生产成本,并且对一致性、稳定性、可靠性以及批生产都有利。由于软件无线电采用了标准化、模块化的结构,该设计中的电路硬件可以随着器件和技术的发展而更新或扩展,信号产生软件也可以随需要而不断升级。
摘要：本文主要介绍了软件无线电技术原理,并提出了一种基于ISL5217数字上变频器件产生各种通信基带信号的设计方法。该方法经过试验验证,满足设计指标要求。
关键词：软件无线电,ISL5217,基带信号
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