基带信号传输码（精选4篇）
基带信号传输码 篇1
在日常生活生产中, 经常需要传输低速的数字基带信号, 供现场监测、实时控制等需要信息传输的环境使用。在数字基带传输系统中, 因为信道往往存在隔直流电容或耦合变压器, 使得基带信号中的低频和直流成分难于通过, 为了使基带信号能在基带信道中传输, 期望将原始信息符号编制成适合于传输的码型, 所选码型的电波形适宜于在信道中传输[1,2,3]。典型的基带信号码型有AMI码、HDB3码、曼切斯特码、CMI码、密勒码等[3], 这些码型有各种的优点也有缺点, 可以针对不同的情况来选择不同的传输码型。
1 数字基带信号编译码原理
一般情况下, 在进行数字基带信号码型变换时应考虑以下原则:
(1) 低频和高频分量尽量少;
(2) 功率谱的主瓣宽度窄, 以节省传输频带;
(3) 编译码简单可靠;
(4) 具有内在的检错能力, 即码型有一定的规律性, 以便根据这一规律性来监测;
(5) 码型中应包含丰富的定时信息, 以便定时提取信号;
(6) 不受信息源统计特性的影响, 即能适应于信源的变化, 这种与信源统计特性无关的特性称为对信源具有透明性[3]。
以上几点并不是任何基带传输码型均能完全满足的, 常常是根据实际要求满足其中的一部分[3]。在单片机串行通信的基带信号中, 除了以上的考虑原则, 还应考虑传输一串数字信号所花费的时间, 因为这关系到功耗的问题, 用尽量少的波形传输尽量多的信号即低功耗是通信系统的方向[4]。
从以上原则出发, 提出一种适合于单片机串行通信的基带传输信号码型, 在此命名为Jack码, 同时常用的曼切斯特码、CMI码、AMI码、HDB3码等都可以用在单片机串行通信的基带传输信号码型中。
2 码型对比
Jack码是一种“0”和“1”用不同的持续时间表示并且不同电平持续翻转的一种编码方式。编码规则之一是:“0”码高或低电平持续时间为0.5T (假设T为对应信码的数据位长度) , “1”码持续时间为T, 并且“0”和“1”的高低电平不断地进行翻转。由此这是一种“0”和“1”不等长的编码方式, 可以在“0”和“1”长度比一定的情况下来减小各自的长度以降低功耗。
曼切斯特码是用一个周期的正负对称方波表示“0”, 而用其反相波形表示“1”。编码规则之一是:“0”码用“01”两位码表示, “1”码用“10”两位码表示。它适用于数据终端设备近距离的传输, 局域网常采用该码作为传输码型[3]。
CMI (Coded Mark Inversion) 码也称传号反转码, 以交替地用正电平或负电平表示“1”, 用固定相位的一个周期的方波表示“0”。编码规则之一是:“1”码交替地用“00”和“11”表示, 而“0”码则固定用“01”表示。由于CMI码编解码电路简单, 容易实现, 因此, 在高次群脉冲编码调制终端设备中广泛用作接口码型, 在速率低于8.448 kb/s的光纤数字传输系统中也被建议作为线路传输码型[3]。
AMI (Alternate Mark Inversion) 码, 即传号交替反转码, 编码规则是将信码“0”用低电平表示;信码“1”交替用“+1”和“-1”的归零码表示, 因此, AMI码具有正、负、零三种电平的脉冲序列, AMI码的缺点是, 当原信码出现长连“0”时, 信号的电平长时间不跳变, 造成提取定时信号的困难[3]。
HDB3 (High Density Bipolar-3) 码, 即三阶高密度双极性码, 是AMI码一种的改进型, 能克服多个连零码的位定时信息不易提取的缺点, 提取同步时钟方便, 并具有一定的检错能力。它的编码原理为:首先将信码变换为AMI码, 然后检查AMI码序列中连“0”的情况。当出现4个以上的连“0”时, 将每4个连“0”小段中的第4个“0”位变成一个非0的破坏位V, 其极性和前一个非“0”位同极性[1]。这样就破坏了“极性交替反转”的规律。可以在接收端很快发现破坏位, 使原信码得到恢复, 但也破坏了AMI码无直流分量的优点。为了保持无直流分量这一特点, 还必须保证相邻V码也应极性交替。这一点在相邻V码之间有奇数个非“0”位时, 可以得到保证。当有偶数个非“0”位时, 就得不到保证, 这时再将该小段第一个“0”位变换成+B或-B, B的极性与前一个非“0”位相反, 并让后面的非“0”位从V位开始再交替变化[3]。
3 仿真与分析
3.1码型仿真
为更好地认识各种码型特点, 对曼切斯特码、CMI码、AMI码、HDB3码以及新Jack码在时域和频域上进行仿真分析。如图1所示为原码和各种编码码型的对比图, 如图2所示为原码和各种码型功率谱曲线对比图。
3.2 码型分析
由图1可知曼切斯特码和CMI码的信息传输速率都有所增加;由图2看出曼切斯特码频带加倍, CMI码的频带增加, 使频带利用率降低, 曼切斯特码和CMI码都有直流分量, 但低频分量小。曼切斯特码在每个码元间隔的中心点都存在电平跳变, 所以含有丰富的位定时信息。CMI码很容易提取位定时信号, 此外由于“10”为禁用码组, 不会出现3个以上的连码, 可以利用此规律来宏观检错[1]。
由图2可知AMI码和HDB3码无直流分量, 低频分量较小, 能量集中在频率为1/2码率左右处。虽然在A-MI功率谱中无定时脉冲的频率分量, 但只要对基带信号进行必要的非线性处理 (如全波整流) , 即可提取定时信号。AMI码还具有一定的检错能力, 因为信号是按交替规律进行传输, 若收端的码不符合这一规律, 就可能出现错码[3]。
由图2可看出, Jack码频带宽度取决于“0”和“1”的长度比和绝对长度, 比值越大频带越宽, 当比值一定时, 绝对长度越长低频分量越大, 频带加倍。当减小“0”和“1”的绝对长度时, 在传输一串数字信息时间缩短, 可以节约功耗, 并且此码编译码时都容易实现。Jack码可以根据电平的翻转来提取位信息, 它含有丰富的位定时信息, 还可以根据长度和是否翻转来确定接收到的波形是否出错。
4 实验与分析
4.1 实验硬件
用单片机和无线收发芯片组成无线通信系统, 如图3所示, 发射数据时单片机输出I/O管脚控制发射芯片的输入端以输入数字基带信号 (IO置0或置1并进行软件延时一段时间来输入数据) , 基带信号经无线发射芯片调制, 接收芯片解调输出基带信号波形输入单片机I/O管脚以解出数据 (定时采样I/O管脚的电平判断输入数据) , 如此构成单片机控制的软件编解码方式。
实验发射机硬件如图4所示, 主要包括电源模块、单片机STM8、射频发射芯片A7302C和PA (功率放大器) 和串口通信等。系统工作时, 通过电脑 (PC) 串口向单片机发送命令, 单片机控制射频发射芯片以串行方式输入数据波形, 经发射芯片调制后, 射频信号经PA放大通过天线发射到外界。
实验接收机硬件如图5所示, 主要包括射频接收芯片A7201A、电源模块、单片机STM8及串口通信等。系统工作时, 接收从天线来的射频信号, 经接收芯片解调送入单片机中, 经单片机处理电波形译码出信号后通过串口在PC上显示。
4.2 实验条件
因单片机I/O管脚输出电压只有高低电平之分, 所以AMI和HDB3码型不实际测试, 这里只进行CMI和Jack码的实验对比。两组实验测试要保证在同样的条件下进行, 包括硬件电路板、天线、收发环境等。如图6所示是发射和接收波形示意图, 由于存在噪声以及设备本身的影响, 接收波形的“0”和“1”的电平长度会产生变化, 并且伴有毛刺产生, 所以对原码进行编码是必要的。CMI码型的“1”码高电平或低电平持续时间为832μs, “0”码高电平持续416μs, 低电平持续416μs;Jack码的“1”码高电平或低电平持续时间为624μs, “0”码高电平或低电平持续时间为416μs。
两种码型发送相同的同步头, 通信频率都采用433.92 MHz通信, 调制方式采用ASK调制。发射机在相同的地方分别用两种码型发送8 B数据100次, 在相同的地方用接收机解码出数据并通过串口在电脑上打印出来, 统计出正确率、错误率和丢失率。
4.3 实验结果与分析
由表1可以看出用Jack码型和CMI码型传输数据时, 会有不同的接收效果。用示波器测试发现在地点1接收的波形毛刺多于在地点2接收到的, 噪声影响了两种码型传输效果, 由表1可以看出用Jack码传输的正确率更高。当然接收效果和译码方式有很大的关系, 好的译码方法可以有好的接收效果。实验中Jack码的编译码方法比CMI码型简单得多, 在单片机串行通信的基带传输码型中简单实用。Jack码不但应用在以上简单的实验中, 它还可以应用在其他无线通信、光通信中。
本文提出了无线通信中一种新的数字基带传输码型并在工程上得到了应用。通过和其他典型的数字基带码型进行仿真分析可知, 新传输码型频带宽度随着“0”和“1”的长度和长度比的变化而变化, 同时可以减小“0”和“1”的长度来降低功耗, 并且此码含有丰富的位定时信息。新码型和CMI码在单片机控制射频收发芯片的无线通信硬件平台上测试, 实验表明, 在串行通信基带传输中, 新码型编译码简单, 可靠性更强。
参考文献
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基带信号传输码 篇2
在数字通信中, 来自计算机、电传机等数据终端的信号, 或者是模拟信号经数字化处理后的PCM信号等称为基带信号[1]。本文通过对常用基带信号码的波形分析, 得出了这几种常用基带信号码形之间的转换原理, 从而设计出数字基带信号传输码型发生器。在具体的实现方式上使用VHDL[2] (超高速集成电路硬件描述语言) 来描述, 传统的数字电路设计要将设计具体化到最底层的基本器件, 自下而上进行设计, 而VHDL语言主要用于描述数字系统的结构、行为、功能和接口, 有作其他硬件描述语言无法比拟的优势。与之相应的开发环境是Altera公司MAX+plusⅡ, 对设计进行仿真和验证。
1 数字基带信号的常用码型
见图1。
2 基带信号传输码型发生器设计
2.1 常用基带信号的码形转换原理
根据图1各种基带信号码所对应的波形, 可列出各码形的转换原理如图2。
”表式高低两种电平
2.2 常用基带码发生器原理方框图
在基带传输系统中, 基带码的双极性码形需要数字部分加模拟部分电路来实现[3], 在本文的基带码发生器设计中没有包含模拟电路部分, 输出信号为数字信号。对双极性的信号如双极性归零码 (RZ) 、极性交替反转码 (AMI) 码码形输出引入正负标志位, 而对双极性非归零码 (NRZ) 和差分码码形输出时由低电平表示负极性。基于这种规定和各基带码形转换原理图, 可画出它的原理方框图如图3。
2.3 采用VHDL语言实现基带码发生器
形成模块化[4]的基带码发生器如图4所示。
图4其端口定义如下:
2.4 仿真及分析
基带码发生器的波形如图5所示, 为了便于清楚观测各测试点的仿真波形, 图6进行了局部放大, 截取了仿真的前80ns所对应的波形。clk是系统时钟信号, start 是使能信号, dat为16位二进制数据, 在仿真过程中输入的clk信号周期是20 ns, 二进制数据码流dat信号的最初设置为00000110011000000, 栅格尺寸是20 ns, 每隔一个栅格dat信号增加1。产生的AMI、SRZ、CFM、CMI、DRZ、FXM、NRZ等基带码完全符合图1的码形输出。
3 结束语
传统的码形设计器需要数字部分与模拟部分相结合[5], 基带码中正负极性需要用模拟的部分完成, 而本文的创新点就在于对数字基带信号的传输码形发生器的设计, 引入了极性标志位, 不需要模拟部分就能完成设计;全数字式的设计采用了VHDL语言来进行描述, 其原因在于VHDL语言有作其他硬件描述语言无法比拟的优势, 大大的节省了设计周期。
摘要：探讨了在数字基带传输系统中, 基于VHDL语言的基带信号传输码型发生器的设计。简单介绍了几种常用的基带信号传输码型, 分析这几种码型的转换原理, 并利用MAX+PLUSⅡ软件进行了仿真和验证, 其功能符合基带传输码的要求。
关键词：VHDL,基带信号传输码,MAX+PLUSⅡ
参考文献
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基带信号传输码 篇3
近年来,人们对语音、数据和多媒体业务的需求越来越高,传统的无线传输技术已无法满足日益增长的带宽需求,因此涌现出ZigBee、UWB(超宽带)无线通信和毫米波等新型的短距通信技术。UWB通信是一种高速短距无线通信技术,在学术界、工业界都得到了广泛的应用[1]。FCC(美国联邦通信委员会)规定UWB的频段为3.1~10.6GHz,功率谱密度小于-41.3dBm/MHz,其一部分频谱与现有的无线通信共享信道。IR-UWB(脉冲超宽带)由于其低复杂度、低成本和低功率损耗的特点,受到广泛关注。60GHz毫米波通信是另外一种短距通信解决方案,采用全球无需许可即可使用的7~9GHz频带宽度,室内传输速率可达数Gbit/s[2]。由于IR-UWB的功率密度限制以及60GHz波段在自由空间传输时衰减严重,长距离传输时需要用光纤作为载体,即UWB-over-fiber(光载超宽带)和RoF(光载射频)技术,如何在光域生成毫米波信号和UWB信号是光载UWB和RoF的关键。
毫米波光学生成技术大致分为光外差调制技术、上变频和外部调制技术[3]3类。目前常用的方法是基于外调制器结构的毫米波光学生成,该方法结构简单、成本较低。使用MZM(马赫-曾德调制器)或PM(相位调制器)作为外部调制生成倍频毫米波的方法已经相当成熟[4,5,6],相对于MZM,PM不需要复杂的电路提供偏置电压,系统结构更加简单[7]。光域生成UWB脉冲信号的方法也有很多,常用的有基于相位调制/强度调制的转换、半导体光放大器的非线性效应[8]、频谱整形和频域到时域映射以及通过改变MZM的调制点来产生一阶或二阶UWB脉冲信号[9]。文献[10]提出了一种时分复用和频分复用相结合的方法共同传输毫米波和UWB信号,文献[11]实现了一种毫米波、UWB和基带信号共同传输的密集波分复用系统。为了更好地利用有限的频谱资源,本文设计了一种在一个波长内,通过频分复用和偏振复用共同传输60GHz毫米波、UWB和基带信号的光纤通信系统,并通过Optisystem光子仿真软件验证了其可行性。
1 系统设计及原理分析
1.1 系统设计
图1所示为本文所提出的系统结构框图。在中心站侧,CWL(连续激光器)产生的光载波通过分光器均分为3路,第1路和第2路光载波分别注入两个并联的PM,10GHz的RF(射频)信号经过分束器后分别调制这两个PM,生成的三阶边带间隔为60GHz。再经过MZM将基带信号调制到边带上。第3路光载波通过PBS(偏振分束器)分成两路偏振态正交的光载波,其中一路光载波由基带信号经MZM直接调制,另一路由高斯脉冲调制MZM,生成二阶高斯脉冲。然后经合波器将3路信号合成一路信号,经光纤传输到基站。在基站侧,首先通过反射型FBG(光纤布拉格光栅)分离出载波和三阶边带。其中分离出的三阶边带经过PD(光检测器)拍频生成60GHz毫米波信号;分离出的载波经过PBS分离出两个偏振态正交的光载波,这两路信号经过PD实现光/电转换,分别恢复出基带信号和UWB信号。
注:PBC为偏振合束器。
1.2 60GHz毫米波和UWB信号生成原理
设PM输入光场为Ein(t)=Ecexp(-jωct),RF信号为V(t)=VRFcos(ωmt+θ),式中,Ec、ωc分别为光载波振幅和角频率;VRF、ωm、θ分别为RF信号的振幅、角频率和初始相位。光载波和RF信号注入PM后的输出光场为
式中,Δφ为PM相移常量。式(1)取实部并根据雅可比-安格尔恒等式可得:
调节相移常量使J1(ΔφVRF)=0,即可抑制一阶边带。设置第1路RF信号的初始相位为0,第2路RF信号的初始相位为180°,两路信号经减法器相减,同时忽略三阶以上边带,可得:
式(3)只包括上下三阶边带,如果RF信号为10GHz,则上下三阶边带经过PD拍频后即可生成60GHz毫米波。
采用电高斯脉冲调制双极型MZM,经MZM调制后生成的二阶高斯脉冲如图2所示,当MZM的偏置点位于最小偏置点略微偏左侧时,高斯脉冲在上升沿会先经过小段下降,再上升到最大点,下降沿则相反。调制后生成类似正极性二阶微分高斯脉冲,在基站侧经PD转换即可恢复出UWB信号。
2 仿真实验及分析
2.1 仿真设置
根据图1所示的系统框图,采用Optisystem光子模拟软件,设计出了同时传输60GHz毫米波、二阶UWB信号和基带信号的仿真系统。在中心站,设置CWL的输出频率为193.1 THz,功率为0dBm,线宽为10 MHz。设RF本振频率为10GHz,加到PM上的两路RF信号相位差为180°,PM相移常量取439°,双极型MZM的Vπ设为5V,两臂直流偏置电压分别为0和4V。基带信号速率为2.5Gbit/s。单模光纤衰减量为0.2dB/km,色散为16.75ps/(nm·km),PMD(偏振模色散)系数为PD响应率为1A/W,暗电流为10nA。
2.2 仿真结果
在基站侧,通过反射型FBG分离出光载波和边带。载波经PBS分离出基带信号和UWB信号。一路偏振光经光/电转化后恢复出调制在其上的基带信号,基带信号的眼图如图3所示。
另一路偏振光经光/电转换后生成UWB信号,其时域和频域图如图4所示。可见UWB信号的中心频率为5.5 GHz,在-10 dB带宽时达到5.4GHz,相对带宽达到98%,符合FCC标准。
图5所示为上下三阶边带经PD拍频生成的60GHz毫米波频谱图,产生的60GHz毫米波信号峰值为-10dBm,同时还包含载波和其他边带成分,这是由于高阶边带并不能完全忽略,反射型FBG无法完全滤除载波的缘故。图6所示为解调60GHz毫米波上的数据所得到的眼图。
2.3 偏振复用对误码率的影响
图7所示为毫米波单独传输、毫米波和UWB、毫米波和基带信号以及3路信号共同传输时的毫米波信号的误码率曲线图。由于前3种情况没有加入偏振复用,误码率曲线几乎重合。信号速率为2.5Gbit/s,传输20km,在保证误码率不大于10-9时,4种情况下接收灵敏度分别为-27.6、-27.2、-27.5和-25.9dBm。偏振复用带来的功率代价约为1.7dB。
3 结束语
本文提出了一种单波长共同传输60GHz毫米波、UWB信号和基带信号的系统方案。采用两个并行PM即可生成6倍频毫米波,电高斯脉冲调制单个双极型MZM生成二阶UWB信号,采用偏振复用实现基带信号和UWB信号的共同传输。仿真得到60GHz毫米波,中心频率为5.5GHz,相对带宽为98%的二阶UWB。调制在60GHz毫米波和光载波上的2.5Gbit/s基带信号,经20km单模光纤传输后眼图清晰。所提系统方案的特点是系统只采用一个波长,利用高阶边带产生高倍频毫米波,利用偏振复用将基带和UWB共同调制在载波上,结构简单,能实现无线信号(毫米波、UWB)和有线信号(基带信号)的混合接入,在未来光接入网中具有广泛的应用前景。
参考文献
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基带信号传输码 篇4
光纤无线通信(ROF)传输系统是将无线通信和光纤通信技术相结合,用无线技术的移动性代替光纤通信的有线束缚,用大容量的光纤传输在空气中高损耗的无线信号。ROF系统的关键技术之一是毫米波的产生,而用载波抑制调制方式产生毫米波,可以增大接收端的灵敏度,减少频率利用率和射频波的带宽需求[1]。随着用户信息量的增加,光纤到户(FTTH)基带信号的运用也越来越普遍,将ROF信号和基带信号同时传输的技术,在未来大容量的传输系统中将得到广泛的应用。
本文先仿真验证了用四波混频(FWM)产生载波抑制毫米波的ROF传输系统[2],并在此基础上传输基带信号和上行链路信号,即在中心站运用高非线性光纤(HNLF)产生载波抑制边带,其中的一条边带承载基带信号,传输到基站后滤出另一条边带传输上行链路信号,根据结果比较出两种情况中下行链路信号的抗色散能力变化,并观察加入的两路信号的误码率曲线,分析它们的能量损耗。
1 传输混合信号的系统描述
传输混合信号的系统框图如图1和图2所示,两图中的细线部分为下行链路的传输系统,在中心站处,如图1中细线所示,先将两路信号进行耦合:一路是中心频率为f1的连续光波激光器(DFB-LD)与频率为10 GHz的射频信号(RF)经马赫-曾德调(制器MZM)调制形成20 GHz的载波抑制边带;另
一路是核心网传输来自中心频率为f2、经MZM调制后的下行链路信号。两路信号耦合后进入1 km的HNLF。由于光纤的非线性效应,传输后的信号在距频率f2的上下20 GHz处,形成了和中心频率相同、能量稍弱的信号。用一个高斯带通滤波器(BPF1)滤掉f1处的泵浦及混频信号,再用梳状滤波器(IL1)把频率为f2处的泵浦滤掉,剩下一个为射频信号4倍的载波抑制信号,经过标准单模光纤(SMF)传输到基站。如图2中细线所示,信号经过一个光/电(O/E)检测器后进行信号的解调分析[3]。LPF表示低通滤波器。
图1、图2中的粗线部分表示下行链路传输系统扩展传输了基带信号和上行链路信号[4]。在中心站处,如图1中粗线所示,把中心频率为f3的激光器输出端和f1、f2处的射频信号一起耦合,经过HNLF后,信号在f3对应中心频率的上下20 GHz处,也形成了光波;经过BPF1后滤掉f1处的信号,再经过IL1滤掉频率为f3处的中心泵浦后,形成了间隔为40 GHz的光载波抑制边带,此时,用BPF2、BPF3分别把f2和f3处的信号分离,将基带信号经过强度调制器(IM)调制到f3频段的上边带[3],与剩下的下边带、f2处的下行链路的信号一起耦合传输到基站(如图2中粗线所示),再用BPF4、BPF5分别把f2和f3处信号分离并解调[5];用BPF6将未调制信号的下边带滤出,调制上行链路信号,并传输到中心站进行解调分析。
2 系统仿真及结果分析
在传输下行链路信号的系统中,频率为f1=194.744 THz的信号与频率为10 GHz且振幅为2 V的RF信号调制,其中MZM1的偏置电压为-4 V,消光比为50 dB,生成了载波抑制边带;而f2的频率为195.25 THz,承载的下行链路信号是速率为2.5 Gbit/s的非归零码伪随机序列。频率为f1的泵浦信号与f2处的下行链路信号耦合后各自的功率分别为16和10 dBm,进入1 km的HNLF,其零色散波长为1 561 nm,色散斜率为0.02 ps/(nm2·km),非线性系数为10 W-1/km。由于核心网传输到中心站的距离很长,本文模拟为40 km[2]。
下行链路传输系统扩展传输基带信号的系统中,f3的频率为195.15 THz,且f1处的泵浦信号与f2、f3处的信号功率分别为16、-3和-3 dBm,基带信号是速率为4 Gbit/s的非归零码伪随机序列。如图2中粗线所示,BPF4和BPF5的带宽均为50 GHz,而BPF6的带宽为20 GHz。由于在实际仿真软件中不存在IL,为了达到同样的效果,采用两个3 dB带宽为25 GHz的BPF来代替。
借助Optisystem7.0软件对系统进行仿真,得到系统在加入基带信号传输前后的光谱图和误码率曲线图,并分析了系统的能量损耗变化。图3为考虑基带信号和上行链路前后的光纤链路上的部分光谱图。图3(a)所示为只传输下行链路信号时,中心站处进入SMF前的载波抑制双边带。图3(b)所示为传输基带信号后,中心站处包含基带信号的载波抑制边带与下行链路边带耦合后的光谱图,与图3(a)相比可发现,光谱中不仅有下行链路2.5 Gbit/s的信号,在频率为f3=195.17 THz处还有4 Gbit/s的基带信号。图3(c)所示为基站处滤波器
滤出的只包含有基带信号的载波抑制光谱,从图中可以看出,在光毫米波包含的两个边带中,上边带调制了基带信号,而下边带没有数字信号,所以上边带信号变得比下边带陡峭。图3(d)为基站处重复利用载波抑制下边带,调制上行链路之后的光谱图,由于调制了2.5 Gbit/s的信号,相比图3(c) 而言,在频率195.13 THz处光谱变得更饱满且陡峭。
图4是下行链路信号耦合基带信号进行传输前后的误码率曲线图,图中BTB1(back to back)表示只传输下行链路信号的情况,在经过20 km的SMF传输后,当误码率为10-9时,能量损耗为0.67 dB,约等于0.7 dB,此结果和图3中的光谱图均与现有文献中给出的实验结果相吻合[2]。图4中BTB2表示耦合了基带信号后传输的情况,从图中看出,在加入基带信号传输20 km后,虽然下行链路信号的接收端能量减少,但其能量损耗仍为0.72 dB,相比没有加入混合信号时0.68 dB的能量损耗,只增加了0.04 dB,这个数据是可忽略不计的。由此说明基带信号和上行链路的加入,对下行链路的信号传输和抗光纤色散能力并没有太大影响。
图5为加入两路信号的误码率曲线图,从图中可看出,基带信号(baseband signal,BB)对应的
BTB和20 km情况下的误码率曲线较接近。而上行链路(up)在两种情况下的曲线几乎重叠在一起了,这说明在传输了20 km之后,基带信号和上行链路信号的能量补偿很小,经过测量,基带信号和上行链路的能量补偿分别为0.48和0.1 dB,说明此系统传输这两种信号的性能较好。
3 结束语
本文讨论的ROF系统用1 km的HNLF和BPF代替多个调制器,减少了外调制器的使用。而进行仿真比较的两种ROF系统,一种只传输下行链路信号,另一种则在此基础上传输了基带信号和上行链路信号。不仅将两种不同类型的信号在一个系统内传输,还在基站重复利用边带传输上行链路信号,使得基站结构简化,成本降低。经过数据比较后发现,系统在传输20 km之后,增加传输的基带信号和上行链路信号的抗色散能力都较强,并且没有影响下行链路信号的传输和抗色散能力,说明此系统在混合信号传输中的抗色散能力好,适用于长距离的多信号混合接入传输。
参考文献
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[2]Yu Jianjun,Huang Ming-Fang,Jia Zhensheng,et al.Polarization-Insensitive All-Optical Upconversion forSeamless Integration Optical Core/Metro/Access Net-works With ROF Systems Based on a Dual-PumpFWM Scheme[J].Journal of Lightwave Technology,2009,27(14):2 605-2 611.
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[4]Lin Chun-Ting,Chen J,Peng Peng-Chun,et al.Hy-brid Optical Access Network Integrating Fiber-to-the-Home and Radio-Over-Fiber Systems[J].IEEE Pho-tonics Technology Letters,2007,19(8):610-612.