基带物理层（精选7篇）
基带物理层 篇1
1 概述
在TD-LTE系统中,从脉冲信号到射频信号,至少要经过两次调制处理,如图1所示。
第一次为信息调制,也叫编码调制或基带调制,是将系统中原始传输的低速率二进制脉冲原始数字信号调制成可在不同物理信道中传输的高速率模拟信号,是一种数字基带调制技术。TD-LTE系统应用了BPSK、QPSK、16QAM、64QAM四种方式对数字信号进行基带调制,是因为系统中传输的低速率数字信号,虽然系统处理起来既简单又高效,但只能在系统的有线信道中短距离传输,在无线信道上能够远距离传输的普遍采用的是高速模拟信号,所以,系统在无线接口前端须将低速数字基带信号调制到高速的谐波载波上。
第二次为射频调制。其实,第一次调制后系统就可将信息通过天线发送出去,但占据了系统整个带宽的载波却只能传输一路信息,严重浪费了频域资源,还无法应用移动通信系统中的多用户多址技术。TD-LTE系统的射频调制在上行采用的是SC-FDMA调制方式、下行采用的是OFDMA调制方式,它们可以将占据整个系统传输带宽的载波划分成一系列正交的带宽为15k Hz的并行子载波,既可使每个子载波并行传输用户信息,也可使不同子载波在不同天线端口进入无线信道,从而在频域空载极大地提高系统的传输容量。
TD-LTE在物理层定义了9条物理信道作为系统信息传输的上下通道,其中上行链路有6条、下行链路有3条。在这9条物理信道中有6条是专门承载控制信息的控制信道,3条是专门承载用户信息的业务信道。由于所有物理信道上承载的系统信息都是二进制脉冲数据,必须将其调制到模拟载波上传输,这就是系统的第一次基带调制。所以TD-LTE系统的第一次基带调制十分重要,它决定了系统数据传输的速率和品质。本文认真地分析了TD-LTE系统各物理信道的特点,分析了4种基带调制技术,以及它们在物理信道上传输二进制脉冲数据的基本原理与过程,为广大工程技术人员全面了解TD-LTE系统提供了有益的帮助。
2 TD-LTE系统基带调制技术
由信源直接生成的信号,不管是模拟还是数字,都是基带信号。TD-LTE系统的源生基带信号是数字脉冲信号,也叫脉冲码字,见图1所示。这种数字脉冲基带信号的频率较低,信道中传输时极易衰减,不宜长途传输,更不宜在无线信道中传送,应调制在频率更高、更适合天线发送的模拟载波上才能有效地远距传输。将基带信号调制到载波上的调制技术叫基带调制技术,基带调制技术有许多种,TD-LTE系统在无线接口前端采用的基带调制技术有BPSK、QPSK、16QAM和64QAM四种,见图2所示。
BPSK和QPSK分别为二相移键控和四相移键控数字相位调制解调技术,是一种利用载波(谐波)的不同相位状态表征数字信号的调制方式。前者常用相位0和π分别表示“0”和“1”两种状态,后者常用相位0、π/2、π和2π/3分别表示“00”、“10”、“11”和“01”四种状态。图2所示中的基带是二进制“0”和“1”表示的归零脉冲数字信号,为了分析方便,取基带频率和载波频率都为1,当载波用BPSK方式调制时,数字信号以基带脉冲前沿变化参考,载波相位紧随脉冲前沿变化而变化;当载波用QPSK方式调制时,数字信号以两个脉冲作为参考,载波相位根据两脉冲值大小来确定,图2中有明确标识。
16QAM和64QAM分别为2相4幅度和2相8幅度正交幅度调制解调技术,是一种同时用载波相位和振幅状态表征数字信号的联合键控,可用载波振幅和相位作为两个独立参量同时调制基带信号。方法是先用串并变换将基带信号分为I、Q分量,再对I、Q分量进行电平变换完成振幅调制,又将I、Q调幅信号分别乘以相互正交的cosωct和sinωct载波完成相位调制。若变换电平支持±1和±3四个值,则I、Q分量有16个值,每个调制值可表示4位二进制数,叫16QAM;若变换电平支持±1、±3、±5和±7八个值,则I、Q分量有64个值,每个调制值可表示6位二进制数,叫64QAM。图2中QAM有明显的幅度调制,说明QAM调制以幅度调制为主、相位调制为辅,相位调制始终只有2个相位值,幅度调制则有4个值、8个值或更多的值。
波特率为每秒传送的调制符号数,是数字通信中信息传输的速率单位,也可叫符号率,或码元率。用BPSK、QPSK、16QAM和64QAM方式调制数字脉冲时,每个调制符号或码元分别是1、2、4和6比特,对应的波特率分别为比特率的1:1、1:2、1:4和1:6。若设BPSK的信息传输速率为1,则BPSK、QPSK、16QAM和64QAM的波特率分别为1、2、4和6。所以说用这4种基带调制技术调制同一载波时,该载波承载的信息数据率分别为1、2、4和6,它们的调制数据率一个比一个大。
由于BPSK、QPSK是用载波相位调制基带信号,不同相位差的载波越多,调制的数据率越大,传输的数据速度也越高,并能减小因信道特性引起的码间串扰,提高数字通信的有效性和频谱利用率,但相邻载波间相位差越小,对接收端的技术要求越高,因为误码率也会越高,从而降低了传输的可靠性。由于16QAM、64QAM主要用载波振幅调制数字信号,不同振幅电平值越多,调制的数据率越大,传输的数据速度也越高,但同样存在相邻载波间振幅差越小,幅度解调中的误码率越高的问题。图3所示为BPSK、QPSK、16QAM和64QAM四种调制技术在相同条件下的误码率曲线,不管是理论还是仿真,它们的误码率一个比一个大。
BPSK、QPSK、16QAM和64QAM基带调制技术的特点是,调制系统信息的调制数据率和误码率一个比一个高,在选择使用这些调制技术时,表现为一对不可调和、只能平衡的矛盾。
3 TD-LTE系统物理信道分析
TD-LTE系统传输的信息主要有用户数据、系统控制信息、导频信号和同步信号等,其中的用户数据与控制信息,TD-LTE系统在物理层专门定义了物理信道予以承载,分别为6条下行物理信道和3条上行物理信道,见表1所示。之所以下行链路的物理信道多于上行链路,一方面是支持下行链路的基站在电源能耗和设备成本等方面有足够的支撑能力,另一方面是下行物理信道必须面临多个用户UE。其中,虽然PUSCH和PDSCH同为共享信道, PUCCH和PDCCH同为控制信道,但它们各自为上下链路信道,职能差别较大。其它信道都是各自链路的特有信道,如PRACH是专门承载UE随机接入的上行信道、PMCH是UE接收多播媒体的下行信道。
物理信道最终还是要用子帧或时隙承载。TD-LTE系统在时域支持半帧5ms周期和无线帧10ms周期,在这两种调度周期中,物理信道与子帧的关系见图4所示,系统指定,在5ms周期中,子帧0承载PDSCH、子帧1为特殊子帧、子帧2承载PUSCH,其他子帧由系统根据配置可承载PDSCH或PUSCH;在10ms周期中,子帧5和子帧6承载PDSCH,即位于半帧1的特殊子帧可作常规子帧使用。特殊子帧分为Dw PTS、GP、Up PTS三个时隙,其中Dw PTS时隙前部可承载PCFICH、PHICH和PDCCH等,后部可承载PDSCH;Dp PTS时隙前部可承载PRACH。此外,其它物理信道可位于共享信道对应的子帧,不同的是它们所处的子载波不同。
在所有物理信道中,真正承载用户数据(用户通话、网页浏览和上传或下载、多播、信令、寻呼等)的只有PUSCH、PDSCH和PMCH三个物理信道,它们也是系统与用户关联最密切、对用户感知最强烈的3个业务信道。为了适应无线环境和用户业务需要,系统采用了3种基带调制方式供其自动选择。另外,虽然PUSCH和PDSCH都可承载用户数据和信令,但PDSCH实际上较PUSCH复杂,这不仅因为下行用户数据本来就多于上行用户数据,还因为下行发送的寻呼消息等也需要PDSCH承载。为此TD-LTE系统还支持特殊子帧中下行时隙Dw PTS的主同步信号PSS后面可以承载PDSCH。
所谓共享信道是指同一物理信道可由多个用户分时使用,因为它们具有较短的持续时间和较好的重复使用机制。由于共享信道可由系统预先建立,可以使得传输功率、PN码等资源统一利用,并能根据UE业务需要按照某种方式分配给某个UE使用,因而可以提高资源利用率。在TD-LTE系统中,UE在传输任何信息和系统需要传送高层信令时,都使用PUSCH或PDSCH物理共享信道,其原因就是它们具有的以上优点。显然,PUSCH和PDSCH虽然归为业务信道,但它们在承载业务信息的同时也可承载部分控制信息,如PBCH就包含在半帧或无线帧承载的PDSCH共享信道的不同子载波的子帧0中。
列于R9协议中的物理多播信道PMCH,是一个承载多媒体与多播信息MBMS业务的专用物理信道。PMCH对应的是单天线模式,端口为PORT4,没有发射分集功能。当某子帧在某子载波同时支持PMCH和PDSCH传输,或当基站支持4个天线端口时,系统要求前2个OFDM符号不能承载PMCH传输。系统还要求PMCH不能在子帧0和子帧5上传输。在3GPP36.211-6.3中,PMCH的资源映射规则与PDSCH一样。另外,承载PMCH信道的子帧使用扩展循环前缀CP,因为多小区传输时延通常比单小区时延大,较长的CP有助于确保接收信号落在UE接收机的CP内,尽量减少符号间干扰,降低UE接收机上均衡器的复杂度。
在TD-LTE系统物理层的9个物理信道中,上下行链路共有6个物理控制信道,分别对应的基带调制方式固定不变,且仅PHICH使用BPSK方式,其他的都是用QPSK方式。由于PHICH用于承载针对PUSCH数据包中HARQ的应答信息ACK/NACK,而UE要根据该应答信息决定是否进行PUSCH数据包重传,PHICH的HARQ和PUSCH的对应关系又是TD-LTE系统独有,所以系统对PHICH的检测性能要求较高。又因ACK/NACK应答信息只1bit信令,信息长度短。为了提高传输效率和可靠性,TD-LTE采用了重复编码、BPSK调制、正交扩展、加扰和时频分集映射等方式,重点保证ACK/NACK信令的可靠性。TD-LTE系统的控制信息的数据量普遍很小,长度和内容又基本固定,所以系统采用了固定的低阶基带调制方式。
4 业务信道选择基带调制方式分析
从上面第2节可知,不同的基带调制方式有不同的特征,低阶调制可增加较多的冗余,却导致实际效率较低,但能够保证较高的可靠性;高阶调制具有较高的效率,但可靠性较差,对信道条件提出了较高的要求,因为只有在信道很好的环境下才能获得较高的增益。如图5所示,一般情况下e NB小区中心是信道环境优越的区域,e NB小区边缘则是信道环境相对较差的区域,为了确保用户高品质通信感知,采用不同阶数的基带调制方式具有重要的现实意义。TD-LTE系统采用的自适应调制与编码技术AMC,在给定数据传输质量要求的前提下,可根据无线信道的实际情况、平均信噪比、平均时延、通信中断概率和数据速率等来决定采用的基带调制方式,其中给定数据传输质量是指由终端UE测得的CQI报告交给e NB,供e NB使用AMC技术。
T D - LT E物理层的业务信道P U S C H、P D S C H和PMCH分别是1个上行业务信道和2个下行业务信道,它们的承载情况是:PUSCH在上行信道中承载的信息量最多,主要有上行数据信息、上行控制信息和上行参考信息三类;PDSCH是下行链路中最重要、最复杂的信道,主要有下行寻呼信息、下行广播信息、下行控制信息和下行业务数据信息;PMCH则是下行传输中的专用信道,专门用于承载UE进行视频会议、电视广播、视频点播、广告、网上教育和互动游戏等多播多媒体业务信息。所以,TD-LTE的业务信道不仅承载了系统业务信息,还承载了其他信息,也反映了用户的下行信息多于上行信息的不对称性。
从表1可知,6个控制信道都使用唯一的低阶基带调制方式,3个业务信道可以在QPSK、16QAM、64QAM三个基带调制方式中选择,说明TD-LTE系统采用的自适应调制技术AMC,只需服务于3个业务信道。事实上,在PUSCH的基带调制方式的选择中,系统除了参考无线信道CQI报告外,还依赖于手机终端的等级参数。PUSCH是系统的上行共享信道,手机终端是上行信号的发射端,由于终端设备的局限性,发射功率的大小和发射技术的高低完全因手机品质而定。3GPP协议将TD-LTE智能终端分为5个等级,并在通信协议中明确规定只有等级5的智能终端系统才能支持高阶基带调制技术64QAM。
TD-LTE使用自适应调制AMC技术时,系统需要参考由终端UE测量并上报给基站e NB的信道质量指示CQI报告,该报告用0~15的量化等级反映终端上行链路的信道质量,可以方便成为上行业务信道PUSCH选择基带调制方式时的重要参考。其实,CQI同样可以为PDSCH和PMCH下行业务信道选择基带调制方式提供参考,因为在基站与手机之间的无线信道既是上行信道,也是下行信道,但自适应调制功能只能在基站侧进行,所以在上行业务信道PUSCH的基带调制方式选择是来自基站的相关指示。
下行业务信道PDSCH和PMCH的基带调制方式的选择过程是:UE在寻呼到e NB后,先通过上行控制信道PUCCH发送由自己测量的CQI报告给e NB,e NB得到当前物理信道的CQI值后,再通过相关综合分析来确定PDSCH和PMCH的基带调制方式。解调时,由于UE并不知道自己收到的子帧中是否包含下行数据,只得对PDCCH信道盲检,查看每个PDCCH中是否承载有当前工作UE的下行资源时频位置和调制编码方式等信息,若有则根据盲检的信息确定对PDSCH信道上的数据的解调方式。其实,PDCCH中既包含有下行业务信道的解调方式选择信息,也包含有上行业务信道的调制方式选择信息。
最后需要说明的是,业务信道采用低阶基带调制方式QPSK,完全是为了考虑无线传输环境恶劣时,采用降低传输数据速率换取传输质量,从而保证用户传输信息的基本畅通和用户通信的良好感知。采用高阶基带调制方式64QAM,则是系统考虑某些有条件使用高品质高档次手机终端的专属性用户的业务需要,这些用户不仅有条件手持高档终端,业务使用位置也往往是在车站、商店、学校、酒楼、办公室等无线环境相对较好的网络全覆盖区域,良好的无线环境加上高阶基带调制技术完全可以满足他们的海量业务应用。
5 结束语
无线信道的时变特点使无线通信过程存在许多的不确定性。据移动通信理论,为了提高无线通信的吞吐量,系统在业务信道往往考虑采用传输速率较高的高阶基带调制,但当无线信道处于深衰落时又无法保障通信的可靠性;为了保证无线通信的可靠性,系统在业务信道往往采用传输速率较低的低阶基带调制,虽然可以保证无线信道深衰落时的可靠性,但却容易造成系统的资源浪费,影响业务信息的传输效率。TD-LTE系统采用AMC技术,根据CQI报告、终端等级和其他相关参数,对业务信道有选择性地使用QPSK、16QAM或64QAM基带调制技术,使得系统可以在数据传输率和可靠性方面取得最佳的平衡效果。
TD-LTE系统物理信道承载系统信息时,控制信道的数据量相对较少,而可靠性要求较高,但系统偏向于可靠性;业务信道的数据量巨大,而误码率不好掌控,但系统偏向于数据传输率。为此,系统一方面将所有控制信道都固定采用性能最好的低阶基带调制方式BPSK或QPSK,保证控制信息的可靠性;另一方面将所有业务信道确定在调制数据率相对较高的基带调制方式QPSK、16QAM和64QAM中选择,以适合业务数据的需要。显然,TD-LTE系统对物理信道基带调制采用的方略,是保证移动通信安全、可靠、稳定运营的重要前提。
PBSK、QPSK、16QAM、64QAM调制方式将1、2、4、6个比特映射为1个OFDM符号,反映它们每个OFDM符号承载的信息量越来越多,数据的传输速率也越来越快。TD-LTE系统若要继续提高用户业务数据的传输速率,一个重要的方法就是提高业务信道的基带调制速率。实践发现,16PSK的调制性能比16QAM差,采用更高阶的PSK基带调制方式不可取。所以,只能选择更高阶的QAM基带调制方式,如256QAM。目前,工程中已经应用的最高阶为1024QAM,该技术的每个调制值可以表示10位二进制数,在I、Q分量上每个振幅有32个电平值,因而可表示1024个状态。但32个电平幅度产生的误码率是非常高的,须在收发设备上使用性能更好的纠错体系补偿。
摘要：首先分析了TD-LTE系统的4种基带调制技术和相关特点,其次分析了TD-LTE系统中9条上下物理信道,再次分析了TD-LTE系统3条业务信道选择基带调制技术的基本原理,最后总结了TD-LTE系统提高业务数据速率的方法以及采用更高阶基带调制技术的相关要求。
关键词：TD-LTE,基带调制,物理信道
蓝牙基带规范之逻辑传输 篇2
关键词：逻辑传输,包型,寄存器
一、概述
在一个微微网内,主/从设备之间需要建立不同类型的逻辑传输,蓝牙基带规范对于逻辑传输定义了五种类型,即:同步定向连接(SCO)逻辑传输;扩展同步定向连接(eSCO)逻辑传输;异步定向连接(ACL)逻辑传输;激活状态下的从设备广播(ASB)逻辑传输;驻留状态下的从设备广播(PSB)逻辑传输。
SCO是在微微网内一主一从设备之间的点对点的连接。同步逻辑传输主要支持有时间限制的信息,如声音和一般性同步数据。主设备通过在固定的时间周期内利用预定的时隙保持这种同步逻辑连接。除了预定时隙,扩展逻辑传输还会再在预定时隙之后留有一个重传窗口。ACL也是一种主/从设备之间的点对点的连接。在给SCL逻辑传输预定的时隙外,主设备可以在每个时隙基础上与任一从设备建立连接,包括已经参加同步传送的从设备。ASB用于主设备与在网的从设备进行通信;PSB用于主设备与驻留的从设备进行通信。
二、逻辑传输
(1)网内的每个从设备都被指配了一个主逻辑传输地址(LT-ADDR),全0的LT-ADDR留做广播信息之用。主设备没有LT-ADDR,它通过与从设备的时间差来与从设备加以区分;副LT-ADDR分配给网内在用的进行eSCO逻辑传输的从设备。包头内带有LT-ADDR,它仅对网内在用从设备有效。从设备一旦脱网或进入驻留状态,LT-ADDR则不再有效。
(2)同步逻辑传输的SCO。它占有多个时隙,可以被认为是主从设备间的电路切换式连接。主设备可支持对同一从设备或不同从设备多达三个SCO连接;一个从设备可支持来自同一主设备的三个SCO连接,或者支持来自不同主设备的两个SCO连接。SCO包不做重传。
(3)第二种同步连接是eSCO。它也占有一定的时隙,可认为是主从设备之间以电路切换方式的连接。除已占有时隙外,eSCO在紧接占用的时隙后有一个重传窗口。占用时隙与重传窗口一起,构成完整的eSCO窗口。
(4)异步逻辑传输。在未指配给同步逻辑传输的时隙中,主设备可与任何一个从设备在单一时隙内交换数据包。ACL为主设备与所有在网的从设备提供包切换的连接,且同步、异步业务均支持。在主设备与从设备之间仅存在一个单一ACL逻辑连接。而对于大多数ACL包来说,包的重传是为了保证数据的完整性。没有定义特定从设备地址的ACL包被认为是广播数据,可被任一个从设备读取。如果在ACL逻辑传输上没有数据发送,且没有轮询要求,因而也就没有发送要求。
三、收/发过程
1.发射(TX)过程
TX是由同步和异步逻辑传输分别完成的。如图1所示,在TX过程中使用了同步和异步缓冲器(图中仅标出了一个同步TX缓冲器及一个异步TX缓冲器)。实际上在主设备中为每一个从设备均分配了一个TX异步缓冲器。此外,对每一个同步传输的从设备(不同的SCO.eSCO逻辑传输既可以重复使用同一个TX同步缓冲器,也可以每个逻辑传输有各自的TX同步缓冲器),也可能分配一个或多个TX同步缓冲器。每个TX缓冲器由两个FIFO (先入先出)寄存器组成:一个当前使用的寄存器供连接控制器访问并读取,以形成数据包;另一个供基带资源管理控制器访问以装载数据信息。开关S1和S2的位置决定了哪一个是当前在用的寄存器,哪一个是下一个要用的寄存器,开关是由连接控制器控制的。在FIFO寄存器输入和输出端上的开关不可同时接在同一个寄存器上。在ACL,SCO逻辑传输的公共包内,只有DMI包携带有在连接控制器与连接管理器之间交换信息的载荷;该公共包使用了异步缓存器。除DV包外,所有SCO及eSCO包均使用同步缓存器。DV包中同步数据部分由同步缓存器处理,而数据部分由异步缓存器处理。
(1) ACL交换。在异步数据情形下,只使用DM或DH数据包,其长度也不等,并标识在载荷头部。DM或DH包的选择,取决于连接质量。
在完成数据交换时,默认的包型为NULL (空)。这意味着如果没有数据要发送,或没有从设备需要选中,则发送NULL,以便向其他设备发送连接信息(例如,用来接受信息的ACK/STOP信息)。当没有收到连接控制信息时,也就没必要发送数据包了。
TX工作流程如下:基带资源管理器将新的数据信息装入开关S1a指向的寄存器,然后再向连接控制器发出指令,连接控制器令S1改变(S1a,S1b开关同步动作)。当需要发送载荷时,包合成器读取当前寄存器,并且依据包型建立一个附着在当前信道接入码及包头之后的载荷,并随后发送出。在应答包中(如果是主设备的发射,则在RX时隙中到达,如果是从设备发射的话,则在延迟几个RX时隙后到达)包含了发射结果。在收到ACK情形下,开关S1将改变位置,而在收到NAK情形下,开关S1保持不变。这时,在下一个TX过程中重发同一个载荷。
如果新的数据装进了下一个寄存器,则需要用FLUSH指令将开关S1切换至一个合适的寄存器。只要基带资源管理器在每个发射时隙前不停地将数据及包型装入寄存器,连接控制器将会自动处理这些数据。FLUSH命令也用于有时间限制(同步发生)的数据。在连接不好时,需要多次重发,也可按规定甩掉无法顺利发送的载荷。任何ACL类型的包都可以被用于向其他任何从设备发送数据载荷和连接控制信息。
(2) SCO数据交换。在SCO逻辑传输中,只使用HV和DV包。其同步端口可以将NEXT寄存器的内容连续装入同步缓存器中。开关S2可以根据TSCO周期变化(协商确定的)。在每个新的SCO时隙内,包合成器都要读取当前寄存器,之后开关S2会改变位置。如果SCO时隙被用来优先发送连接的控制信息包,那么包合成器将会丢掉SCO信息,转而使用控制信息。该控制信息会在DM1包中发送。主设备与SCO从设备之间也会使用DV或DM1包进行数据和连接控制信息交换。
(3)数据/语音混合交换。当包型为DV时,连接寄存器会将数据部分装入包内的数据区,而将语音部分装入包内语音区。而后,开关S2改变位置。然而,在ACL逻辑传输中S1的位置是由发送结果决定的,即:仅当收到ACK信息时,S1才改变位置。在每一个DV包内,声音信息可能是新的,但数据信息可能是旧的(重发信息)。如果没有数据发送,那么在进行数据/语音混发之前,SCO逻辑传送将自动从DV包转为当前使用的HV包。注意:在数据流操作中断时以及新的数据到来时,需使用FLUSH命令。如果信道容量允许,音/数混传也可使用分离的ACL逻辑传输完成。
(4) eSCO数据交换。在eSCO传输中,开关S2根据TeSCO周期改变(是协商确定的)。在每个eSCO时隙内,包合成器读取当前寄存器数据,此后,开关S2改变位置。如果eSCO时隙被用来优先发送有关的控制信息,或者ACL包,包合成器将会丢弃eSCO信息,转而使用控制信息。对eSCO从设备的控制信息是在DMI包上的初始LT-ADDR上发送的。
(5)默认的包型。在ACL连接中,无论对主设备还是从设备,默认的包型都是NULL包。这意味着,如果没有用户信息要发送,当收到ACK或者STOP信息时,要么发送NULL包,要么什么都不发送。该NULL包可以被主设备用于将下一个主-从时隙分配给某个从设备。然而,从设备不会被强制响应来自主设备的NULL包。如果主设备需要从设备响应,它会发送POLL包。
当SCO或eSCO逻辑传输建立时,在LM层上就约定好了SCO和eSCO包型。该约定的包型也是预留给SCO和eSCO时隙的默认包型。
2.接收(RX)过程
接收过程是根据ACL逻辑传输和同步逻辑传输分别进行的。然而,与TX异步缓存器相比,所有从设备共享一个RX缓存。对于同步缓存器来说,同步逻辑传输的不同之处是根据是否需要额外的同步缓存器来区分的。图2标明了接收过程中所使用的同步和异步缓存器。RX同步缓存器也包括两FIFO寄存器,一个装满了刚刚收到的语音信息,而另一个可由语音处理单元读取。
由于在接收到的包头中带有的TYPE标识标明了载荷中是否含有数据或语音信息,包的解码合成器会自动指向合适的缓存器来传送信息。基带资源管理器每读取一次原有的寄存器,开关S1就会改变一次。如果RX寄存器还没来得及清空,下一个载荷就到来,那么接着返回的包头中就会包含一个STOP标识。只要RX寄存器被清空,STOP标识就会再次被清掉。在新的ACL载荷被存入异步缓存器之前,需要检查SEQN区域(在LLID区域内的FLUSH标识及广播信息会影响到对SEQN区域内容的解读)。
开关S2的变换分别对应SCO的TSCO以及eSCO的TeSCO周期。如果由于包头错误,没能收到新的同步载荷,开关S2仍然变换。同步数据处理单元会将该同步数据计入丢失的部分。
(1)流控制由于RX ACL的缓存器在收到新的载荷时可能会被填满,因而需要流控制。在回送的TX包内,头部区域的FLOW标识区可以用STOP或者GO来控制新数据的发送。
(2)目标控制只要没收到数据,就要发送STOP标识。该标识由连接控制器自动插入回送包的头部。只要基带资源管理理器没能清空RXACL缓存器,也要回送STOP标识。当可以再次接受数据时,则回送GO标识。GO的值是默认的。不含数据的包仍然可以接收,如语音通信就不受流控制的影响。虽然一台设备不能接收新的信息,但还可以继续发射信息。流控制是对不同方向分别进行控制的。
(3)源控制一旦收到STOP信号,连接控制器就会自动切换到默认的包型。ACL包在收到GO信号时会继续发射。当没有收到数据包时,GO信号会没有意义。注意,默认的包内含有接收方的连接控制信息(在头部),还可能含有同步数据(HV,EV包)。当收到GO信号时,连接控制器会继续发送还在TX ACL缓存器内的数据。在多个从设备的配置中,只是收到了STOP信号的从设备的发送被推迟。
(4)在网从设备的广播传输。用于向网内所有从设备进行L2CAP用户数据传输。所有从设备都连接在被ASB使用的物理信道上,并且没有应答协议。数据传输是在网内由主设备向从设备单向完成的。ASB逻辑传输只可用作L2CAP组传输,不可用于定向连接信道内的L2CAP、L2CAP控制信号、LMP控制信号传输。
ASB逻辑传输并不可靠。为改善其可靠性,每个包可以多发几次。使用一个特定可识别序列数,有助于过滤掉从设备的重发信息。ASB逻辑传输可由预留的全零的LT-ADDR (逻辑传输地址)加以识别。ASB逻辑传输包可由主设备在任何时刻发送。
(5)驻留从设备广播传输。用于向网内驻留的从设备传送信息。PSB (驻留从设备传输)比起其他的逻辑传输还要复杂。因为它包含了几个阶段,每个阶段都有不同的目的,分别是控制信息阶段(用于执行LMP逻辑连接)、用户信息阶段(用于执行L2CAP逻辑连接),以及接入阶段(用于发送基带信号)。PSB逻辑传输也是由保留的全零“LT-ADDR”加以识别的。
(6)驻留成员地址。一个驻留状态下的从设备可以由其“BD-ADDR”或者特定的驻留成员地(PM_ADDR)加以识别。后者是一个可以区分从设备的8位成员地址。PM_ADDR仅在从设备驻留状态下有效。一旦该设备被激活,就会失去其PM_ADDR而被分配一个LT_ADDR。从设备驻留期间,主设备再给其分配一个PM_ADDR。
(7)接入请求地址。供驻留的从设备在接入窗口中确定从-主发送半时隙用的。接入窗口是用来发送接入请求信息的。从设备进入驻留状态就会被分配一个AR-ADDR,并在驻留期间一直有效。每个丛设备的AR-ADDR并不一定是惟一的。例如,驻留的不同从设备它们的AR_ADDR可能是一样的。
四、结束语
基带物理层 篇3
在TD-SCDMA无线接入网中, 将Node B分为基带池单元BBU (Base Band Unit) 和远端射频单元RRU (Remote Radio Unit) [1]。BBU和RRU之间的接口为光接口, 两者之间通过光纤传输IQ数字基带信号和OAM信令数据, 这种连接方式称为射频拉远。BBU和RRU的划分方式如图1所示, 基带、传输和控制部分在BBU中, 射频部分在RRU中。多个基带处理单元作为资源池, 可以灵活分配给本地和远程各站点不同扇区的载波。多个射频单元可以组成本地站点或多个远端站点。
以中兴的ZXTR B328为例, 具有容量大、集成度高的特点, 最大支持72载扇配置, 单层机框支持36载扇配置, 并可支持在线软件平滑升级, 支持从单载扇到72载扇的连续平滑扩容;通过光纤接口完成与RRU连接功能, 完成对RRU控制和RRU数据的处理功能, 包括信道编解码及复用解复用、扩频调制解调、测量及上报、功率控制以及提供同步时钟;通过Iub接口与RNC相连, 主要包括NBAP信令处理、FP帧数据处理、ATM传输管理;通过后台网管 (OMCB/LMT) 提供配置管理、告警管理、性能管理、版本管理、前后台通信管理和诊断管理等操作维护功能;提供集中、统一的环境监控, 支持透明通道传输;支持所有单板、模块带点插拔;支持远程维护、检测、故障恢复, 远程软件下载;提供N频点小区功能[4]。ZX-TR B328的系统组成如图2所示。
2. 常见故障告警处理
(1) BBU IR光模块收发异常告警
BBU与下级射频单元之间的光路的光信号收发异常, 导致下级射频单元RRU的光路中断, 承载的业务中断, 具体处理方法如下:如果是光路问题则现场检查BBU与下级射频单元RRU之间的光路, 重点排查两端的光纤、光模块是否存在问题;如果是电源问题则现场检查BBU链接的下级射频单元RRU是否掉电;如果是RRU问题则不排除RRU软件或硬件故障导致, 可尝试先复位RRU观察告警是否恢复, 不行则尝试更换。由于需要逐步排除光纤、光模块、RRU故障, 所以上站处理前建议携带上述备件, 其中特别注意光模块的型号与厂家要与现场情况一致。
(2) BBU IR接口异常告警
BBU与下级射频单元之间的光路的数据收发异常, 导致下级射频单元RRU的光路中断, 承载的业务中断, 具体处理方法如下:如果是光路问题则现场检查BBU与下级射频单元RRU之间的光路, 重点排查两端的光纤、光模块是否存在问题, 如果是RRU问题则不排除RRU软件或硬件故障导致, 可尝试先复位RRU观察告警是否恢复, 不行则尝试更换。由于需要逐步排查光纤、光模块、RRU故障, 所以上站处理前建议携带上述备件, 其中特别注意光模块的型号与厂家要与现场一致。
(3) BBU IR光接口性能恶化告警
BBU的IR端口上的光模块的接收或发送性能恶化, 严重时导致光路承载的业务质量严重下降或导致下级射频单元RRU的业务中断, 具体处理方法如下:现场检查BBU与下级射频单元RRU之间的光路, 重点排查两端的光纤、光模块是否存在问题, 如重新插拔故障端口上的光模块和光纤接头、更换光模块、光纤。由于需要逐步排查光纤、光模块, 所以上站处理前建议携带上述备件, 其中特别注意光模块的型号与厂家要与现场一致。
(4) 光模块混插告警
光纤两侧光模块规格不匹配, 可能导致接口通信异常甚至无法承载业务数据。此故障可能存在的原因及处理方法如下:更换光模块, 使同一光纤两端光模块两两配对。上站处理前可先在后台远程执行DSP OPINFO查询同一条光纤两端的光模块各类参数 (包括光模块支持的距离、传输码速率和工作波长) 是否相同。
(5) 单板心跳检测失败告警
主控板与其他业务单板 (包括射频单元RRU) 通信异常, 导致单板承载的业务中断。出现此类故障的可能原因及处理方法如下:上站处理前建议携带单板备件, 近端拔出并重新插紧告警的单板, 观察告警是否恢复, 然后近端拔出并重新插紧故障单板所在框内的主控板, 观察告警是否恢复, 近端更换故障单板, 近端更换故障单板所在框内的主控板。
(6) 单板硬件故障告警
单板重要器件故障, 导致单板无法正常工作, 承载的业务中断。出现此类故障的可能原因及处理方法如下:观察是否有单板温度异常告警, 按相关告警的处理建议排除故障, 然后远程下电复位故障单板, 观察告警是否恢复, 近端更换故障单板。上站处理前携带相应备件, 如需复位WMPT和UBBP单板, 有可能中断业务, 需在话务量较小时处理。
(7) 单板温度异常告警
单板长时间温度过高或过低可能导致单板无法正常工作, 当单板温度持续升高达到阈值 (95度) , 可能会引起单板下电, 单板承载业务全部中断。出现此类故障的可能原因及处理方法如下:有可能由于BBU风扇堵转导致, 近端拔出风扇清理粉尘, 插回后观察告警是否恢复;远程下电复位故障单板, 观察告警是否恢复;近端更换故障单板。上站处理前携带相应备件, 如需复位WMPT和UBBP单板, 有可能中断业务, 需在话务量较小时处理。
(8) 单板时钟输入异常告警
单板检测到输入时钟无信号时, 无法正常工作, 承载的业务中断。出现此类故障时, 首先与网管确认是否同时存在“单板硬件故障告警”, 如有, 则先处理该告警, 然后近端拔出并重新插紧告警的单板, 近端更换故障单板, 近端拔出并重新插紧故障单板所在框内主控板;近端更换故障单板所在框内的主控板。上站处理前携带相应备件, 如需插拔、复位或更换主控板, 会中断业务, 需在话务量较小时处理。
(9) BBU单板维护链路异常告警
主控板与框内其它单板管理链路异常, 故障单板可能无法正常工作。导致此类故障的可能原因与处理方法如下:上站处理前建议携带单板备件, 首先近端拔出并重新插紧告警的单板, 观察告警是否恢复;近端拔出并重新插紧故障单板所在框内的主控板, 观察告警是否恢复, 近端更换故障单板, 近端更换故障单板所在框内的主控板。
3. 结论
TD站点的常见故障有BBU IR光模块收发异常, IR接口异常告警, 光接口性能恶化告警, 光模块混插告警, 单板心跳检测失败告警, 单板硬件故障告警, 单板温度异常告警, 单板时钟输入异常告警和BBU单板维护链路异常告警等, 此类故障在处理时首先需要处理告警单板, 然后再对故障单板所在框内的主控板进行重启复位, 一般情况下故障都能得到解决。
参考文献
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[2]彭木根, 王文博.TD-SCDMA移动通信系统[M].北京:机械工业出版社, 2006.
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[6]杨丰瑞, 文凯, 李校林.TD-SCDMA移动通信系统工程与应用[M].北京:人民邮电出版社, 2009.
体域网基带验证平台设计与实现 篇4
随着无线通信技术的不断发展,无线体域网在健康监测、慢性病防治、老人看护等可穿戴设备中有着广泛的应用[1]。国际电子电气工程协会(IEEE)于2012年2月发布IEEE 802.15.6无线体域网(WBAN)标准,对其物理层(PHY)和无线媒体介入控制层(MAC)进行了规范[2]。该标准为穿戴式及植入式设备而设计,满足短距离近人体无线通信的低功耗、高安全性、高可靠性的要求[3]。随着可穿戴式设备的大规模应用,体域网将具有广阔的应用空间。在此背景下,开发一款支持IEEE802.15.6协议的So C基带芯片将具有巨大的市场价值。
随着电子系统集成度的大幅提高,So C的设计规模也在不断扩展,因此So C的验证工作也越来越复杂。统计表明,So C流片一次的成功率大约为35%,其失败的主要原因是验证工作不够充分[4]。为了提高芯片的良品率,在体域网基带开发的同时,必须做好验证平台的设计工作。
可穿戴式So C主要用于健康医疗设备,需要对体温、血氧、血压、心率、心电等信号进行采集和传输,这对人体健康检测及疾病预防有重要作用,其需要较高的传输性能。同时由于信号的传输速率不同[5],在接收端会产生不同的延时及成功收包率。因此在验证平台的设计中需要考虑以下需求:(1)基带协议一致性验证,协议帧格式正确是保证基带完成通信的基础。(2)传输可靠性验证,尽可能地为数据提供一个高质量通信链路。(3)多种健康信息的服务质量(Qo S)验证。针对体域网传输信号的多样性,模拟发送不同速率的测试向量,验证其服务质量是否满足可穿戴设备要求。
目前,研究人员大多使用传统的商业软件无线电平台对基带的功能进行验证,例如USRP、blade RF及HackRF等。与使用FPGA硬件电路实现协议处理的体域网基带不同,此类平台通过上位机软件算法实现协议的处理与开发,并且接口封闭不便于进一步开发,因此不能满足体域网基带So C验证需求。
结合IEEE802.15.6标准中窄带通信物理层电路设计规范,本文设计并开发了包含FPGA、射频前端、混合信号前端、电源管理等模块的硬件系统。结合穿戴式健康应用的特殊需求,设计并实现了体域网数据流状态机,对多输入向量进行自动加载,实现了体域网基带在不同速率下,对延时、功耗的自动测量。针对自主开发的IEEE802.15.6的基带IP核设计了精准的时序采集模块,实现了协议帧的提取,验证了协议的一致性。同时,为控制节点数据传输,便于直观地进行测试,设计并实现了上位机软件,对测试结果和中间过程进行实时追踪。
1 平台总体结构设计及硬件实现
如图1所示,验证平台硬件系统由高集成度FPGA、收发机电路及电源管理电路组成[6]。
1.1 收发机电路
收发机电路按照IEEE802.15.6标准中物理层窄带通信收发机标准设计,包括混合信号前端及调制解调前端。
本设计采用图2的零中频结构收发机,与传统超外差收发机相比只需要一次变频,结构简单具有较高集成度,符合体域网可穿戴设备小型化、便于携带的要求。但是由于本振频率较高,需要性能较高的压控振荡器及频率合成器,因此使用集成的零中频调制解调芯片MAX2837及混合信号前端芯片MAX19712。
MAX2837是一款零中频收发前端,包括压控振荡器(VCO)、晶体振荡器、频率合成器、混频器、低通滤波器、功率放大器及低噪声放大器等。通过SPI接口配置内部寄存器。内部资源丰富仅需要几个简单的外围元件即可以组成一个完整的电路。
MAX19712是超低功耗、高集成度的混合信号模拟前端(AFE),内置10位数模转换(DAC)及模数转换器(ADC),全双工工作模式,最大工作速度22 MHz,使用SPI接口配置寄存器。
考虑到平台功能的扩展性,基带数据接口按照高速信号布线规则设计[7],以满足其他高速信号基带的验证需求。
1.2 电源管理电路
由于线性稳压器(LDO)效率低、发热大、不符合体域网低功耗特点,本文选择使用开关电源(DCDC)进行电源管理。系统前端使用9 V适配器供电,两款集成DCDC芯片产生3.3 V和2.85 V电压,分别为MAX2837和MAX19712供电。图3为电源结构拓扑图。
2 验证需求分析
针对体域网基带在可穿戴式设备的健康监测、疾病预防等方面的特殊应用,提出以下验证需求。
2.1 协议一致性验证
根据ISO/OSI-IEEE802参考模型,节点间的通信过程即为PHY帧及MAC帧的交换传递过程。确保协议帧格式的一致是基带验证的基本需求。
(1)物理层协议帧
物理层协议帧由物理层汇聚协议(PLCP)前导码、PLCP帧头和数据单元组成。
前导码用于接收机进行同步定时和载波偏移恢复。PLCP帧头则包括能够成功译码的必要信息,如图4所示。
(2)MAC层协议帧
MAC层帧由帧头、可变长度帧体及帧尾校验码组成。帧头包含了控制和地址信息,帧体为所负载数据,帧尾为16位的CRC校验序列。
2.2 传输可靠性验证
高可靠性的收发链路是体域网基带验证的基础,体域网可穿戴设备的健康医疗的特殊性也对收发可靠性提出了较高的要求。通过分析发送和接收的射频信号和基带信号在时域及频域波形参数,验证其是否符合IEEE802.15.6窄带物理收发机标准。
2.3 多种健康信息服务质量验证
穿戴式体域网设备主要用于人体生理信号数据的采集、传输,如体温、血氧、计步、血压、心率、心电等。不同信号需要不同的传输速率。表1列出了几项常用的人体生理信号传输速率。
验证平台需要模拟出不同速率的数据流,对信号接收延时及成功收包率进行统计,得出基带对多种信号的服务质量(Qo S)。
3 体域网数据流状态机
根据上述需求,本文针对体域网基带So C设计了一个基于FPGA的体域网数据流状态机状态机,作为验证的综合激励信号发生单元,如图5所示。
4 上位机软件
为了显示收发数据、确定参考时间,便于计算成功收包率及延时,并对验证过程进行实时的跟踪,本文设计了基于Lab VIEW的上位机人机交互程序。图6为软件流程图。
5 结果与分析
5.1 传输可靠性验证
验证时发送固定的二进制数序列“00001111000101-0111011”,测量信号时域及频域信号参数。图7为发送的射频和基带信号,图8为射频信号的频谱,图9为载波的频谱。接收端解调后的基带信号如图10所示,经比较可知,信号与发送的一致。表2为具体收发性能参数。
5.2 多种健康信息服务质量验证
在不同速率下发送长度固定的100个连续数据。使用上位机对收发数据比较,得出成功收包率及延时。经过多次测量计算平均值,得出表3结果。
结果表明数据发送速率越高,其成功收包率越低。接收延时随着发送速率增加呈减小趋势,但变化不明显。
6 结束语
本文针对穿戴式健康So C的设计验证需求,设计并实现了一套集成有硬件系统、含穿体域网数据流状态机、支持IEEE802.15.6基带信号信号采集的IP及上位机用于控制、跟踪的测试软件。该平台针对自主开发的IEEE802.15.6基带信号处理IP核进行了大量的测试验证,基本满足了体域网基带芯片的设计验证需求。同时也可以扩展应用到其他近距离无线通信芯片的设计验证应用中。
摘要：测试验证是SoC设计过程中的重要步骤,针对穿戴式体域网基带SoC在验证中的测试向量复杂、射频可靠性要求高、结果多样化等挑战,设计并实现了体域网基带测试验证平台。在硬件设计上,采用高集成度FPGA(Altera Cyclone Ⅲ)、射频芯片(MAX2837)和混合信号前端芯片(MAX19712),提高了系统的可靠性;在软件上,设计了体域网数据流状态机,对体域网基带自动加载多种速率的数据流,验证其对多种健康信息的服务质量(QoS)。该验证平台已经针对自主开发的IEEE802.15.6基带进行了大量的测试验证工作,主要指标满足体域网基带芯片的验证需求,同时也可以扩展应用到其他近距离无线通信芯片的设计验证应用中。
关键词：无线体域网,SoC验证,IEEE802.15.6基带,状态机,服务质量
参考文献
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[4]李辉.TD_LTE基带芯片验证系统信号完整性研究[D].南京:南京理工大学,2013.
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[6]陆许明,温伟杰,谭洪舟.基于FPGA的OFDM基带软硬件联合验证平台的设计[J].电子技术应用,2013,39(3):30-36.
余弦响应基带成形滤波器的设计 篇5
1、基带成形滤波器原理
通过采用合适的滤波器对码流进行滤波生成基带信号的过程又称“基带成形滤波”。升余弦滤波器[2]作为基带成形滤波, 频率响应为升余弦响应函数Hrc (f) 。发送端与接收端的频率响应均采用根升余弦HT (f) 与HR (f) 。
理想的升余弦滚降滤波器的传输函数是:
其中, fN是奈奎斯特采样频率, sT是调制后的符号周期, sR为符号速率, α为滚降因子。
根升余弦滚降滤波器的传输函数的幅度响应为[3]:
由奈奎斯特定理可推出, 脉冲响应hT (n) 与幅频响应Hrc (f) 的关系:
2、升余弦滚降基带成形滤波器的软件实现
2.1 R_cosine () 函数
R_cosine () 函数是MATLAB中自带函数。
输入的变量为f、alpha、T, 分别对应于其中公式 (1) 中的输入信号的频率f、滚降系数α和采样间隔sT。
输出的F_R即公式中的表示为滤波器的幅频响应。
2.2 RRC () 函数
RRC () 函数为自定义函数, 根据公式 (3) , 调用R_cosine () , 得到一个对称线性相位的根升余弦滚降滤波器的脉冲响应hT (n) 。
输入端参数为k、N、T、alpha, 其中k是每个符号周期内的采样率, 一般取得4即可满足奈奎斯特准则;N是为滤波器阶数 (奇数) , 也即是冲激响应序列的长度;T是输入数据符号周期;alpha为滚降系数α。
3、基带成形滤波器仿真与分析
3.1 滤波器的波形图仿真与分析
根据滤波器的性能分析方法, 设置的参数每符号周期采样K为4个, 信号源码元符号周期T为1/1000, 对脉冲响应、幅频响应图、相频响应图进行分析。
3.1.1 α=0.25, N=33时脉冲响应图分析
根据图1可以看出, 在N=33时, 冲激响应的序列长度也为33, 抽头系数是设计值 (33) , 脉冲响应的波形图也很近似sinx/x的图形。
3.1.2 α=0.25, N=33时耗损函数曲线分析
从图2得到, 在频域上当频率小于0.2rad/s时, 幅度衰减很小, 可以看作是0;在0.2rad/s时开始明显衰减, 从0.2rad/s到0.3rad/s衰减了约19dB;在0.3rad/s时急速衰减, 到0.325rad/s时已经衰减了37dB;从0.2rad/s到0.325rad/s。仿真计算得到根升余弦滚降滤波器的3dB带宽为0.25rad/s, 通带的最大衰减为0.083dB, 阻带最小衰减为38dB。通带边界频率为0.195rad/s, 阻带边界频率0.318rad/s, 过渡带宽为0.123rad/s, 波纹幅度为37.917dB。计算得到过渡比约为0.613。
3.1.3α=0.25, N=65时耗损函数曲线分析
观察图3得到, 在频域上当频率小于0.2rad/s时, 幅度衰减很小, 可以看作是0;在0.2rad/s时开始明显衰减, 从0.2rad/s到0.3rad/s衰减了约18dB;在0.3rad/s时急速衰减, 到0.32rad/s时已经衰减了37d B。3d B带宽为0.25rad/s, 在通带的最大衰减为0.035dB, 阻带最小衰减为42dB。通带边界频率为0.192rad/s, 阻带边界频率0.316rad/s, 过渡带宽为0.123rad/s。波纹幅度为41.965dB。计算得到过渡比约为0.607。
3.1.4α=0.15, N=65时耗损函数曲线分析
根根据据图图4得得到到, , 在在频频域域上上当当频频率率小小于于0.23rad/s时时, , 幅幅度度衰衰减减很很小, 可以看作是0;在0.23rad/s时开始明显衰减, 从0.23rad/s到0.28rad/s衰减了约19dB;在0.28rad/s时急速衰减, 到0.31rad/s时已经衰减了43d B。3d B带宽为0.24rad/s, 通带的最大衰减为0.041dB, 阻带最小衰减为40dB。通带边界频率为0.215rad/s, 阻带边界频率0.305rad/s, 过渡带宽为0.09rad/s, 波纹幅度为39.049dB。计算的到过渡比约为0.705。
3.2 结语
根据以上分析得到表1如下:
由于通带的最大衰减越小越好, 阻带最小衰减描述它阻碍该阻碍的波段的能力的高低 (理想状态是100%衰减) , 阻带最小衰减越大, 则能力越好。过渡比为通带边界频率比阻带边界频率, 越接近1说明过渡带越窄, 选择性越好。运用本设计的方案, 调整N与α, 可设计出满足指标要求的余弦响应基带成形滤波器。
摘要：利用MATLAB的基本函数Rcosine () , 编程设计自定义函数RRC () 。对余弦响应基带成形滤波器进行了仿真计算, 给出了三组参数下的部分性能曲线, 提供了部分相关计算结果。其仿真计算方法可用于无线城域网的基带成形滤波器的具体设计。
关键词：基带成形,滤波器,设计
参考文献
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基带物理层 篇6
CMMB (中国移动多媒体广播, China Mobile Multimedia Broadcasting) 是国家广电总局2006年颁布的中国移动多媒体广播行业标准 (GY-T220) , 其传输系统物理层的核心部分是STiMi信道传输技术。STiMi技术体系采用了两级前向纠错编码技术RS和LDPC, 正交频分复用OFDM调制技术。CMMB广播信道通过OFDM调制和LDPC编码保证可靠接收, 通过时隙划分支持终端节电, 通过逻辑信道适配多业务传输, 其中运用了信标技术、导频技术、同步技术、调制技术、信道编解码技术、信道估计技术和单频网技术等关键技术。
1 CMMB广播信道编码调制过程
基于CMMB协议第1 部分:广播信道帧结构、信道编码和调制[1], 其发送端的主要功能模块RS和LDPC两级编码, 星座映射, OFDM调制如图1所示。
2 CMMB基带信道的解码解调器
针对基带信道发送端的STiMi技术, CMMB接收端的解码解调技术更加复杂, 首先接收端经过无线信道的噪声影响, 解调之前需要采用同步技术消除误差, 包括频率同步, 时隙同步, 符号同步和采样时钟同步。其次要进行信道估计和均衡, 估计出无线信道的频域响应, 还原初始发送端数据。最后LDPC为软译码, 较之发送端编码器的输出01比特流不同, 接收端译码器的输入是星座逆映射求出的比特流的最大对数似然比。CMMB基带信道物理层传输系统框图 (接收端) 如图2所示。
2.1 同步模块
CMMB系统物理层的调制方式是正交频分复用OFDM结构, 用并行低速子载波流来实现高速率通信, 其优点众多, 如提高频谱复用率, 有效抵抗信道的频率选择性衰落和脉冲噪声。而其最大的缺点则是要求时刻满足各个子载波的正交性, 当受到各种同步误差的影响时, 系统性能下降很大。因此同步技术是基带接收端的关键。
本文CMMB系统同步模块包括三类:时隙同步、符号同步和频率同步。
2.1.1 时隙同步和符号同步
时隙同步和符号同步又称粗符号同步和细符号同步, 目的是为了找出OFDM符号FFT正确的开窗位置。CMMB节目业务是时分传输的, 属于突发传输模式, 所以要在新时隙来临时快速检测出时隙前端的同步信息, 确定本时隙的起点 (时隙同步) , 并在此基础进行符号同步, 确定53个OFDM符号数据的FFT窗起始位置 (符号同步) 。
如果时隙起点判断失误, 则可能漏过53个有效OFDM数据, 故而CMMB一个广播信道帧的每个时隙信标处有很长两段相同的同步序列, 以保证时隙同步的准确性。现有的时隙同步算法都基于这两个同步序列的自相关。本文使用一种基于反向共轭对称的改进算法[2]。
时隙同步后, 把接收到的时域信号去除保护间隔和循环前缀后, 经FFT变换从时域变到频域信号, 然后按发送端离散导频的插入规则提取出对应子载波上的离散导频, 找到最佳FFT开窗位置, 反馈回去以调整下一个时隙的FFT起点[3]。
2.1.2 频率同步
CMMB频率同步是由频偏粗估计、频偏细估计和追踪频偏三大模块求得的总频偏量进行频率纠正来实现[4]。
频偏细估计, 即小数倍频偏估计, 利用发送端的两同步信号和循环前缀来计算。由于CMMB一个时隙内有两同步信号各53个OFDM符号, 所以共1+53次频偏细估计。
频偏粗估计, 即整数倍频偏估计, 两同步信号进行2048点FFT变换到频域后, 进行本地相关。本文沿用文献[4]实验所得最佳相关长度的值64。
追踪频偏。当在时域完成频偏粗细估计之后, n倍和小于1倍频偏已得到纠正, 此时频偏很小, 大部分情况小于0.1个子载波间隔。此时利用的是CMMB帧结构中53个OFDM符号每个插入的连续导频数据来实时追踪并纠正此微小频偏。
2.2 信道解调
OFDM是一种高效的数据传输方式, 它在频域内将给定的高速串行数据信号转换成低速并行子数据流, 分散到多个正交的子载波上, 并行传输。其优点是抗时延抗突发错误, 频谱利用率高, 其最大缺点就是频偏敏感。因此OFDM解调之前一定要先同步。
OFDM调制解调是用FFT/IFFT来实现的。本文针对8k带宽, 4096点FFT的硬件实现采用如图3所示结构:基4FFT, 六级流水线, 两块单口RAM乒乓操作, 32位数据处理 (16位实+16位虚) 。
2.3 信道估计与均衡
接收机在获得OFDM解调之后的数据, 经解扰提取导频得到有效数据Y。同时还需要进行信道估计, 得出无线信道的频域响应H, 再利用信道均衡技术, 检测出发送的符号X=Y/H。
2.3.1 信道估计
OFDM解调之后, 每时隙含384个离散导频和82个连续导频。CMMB信道估计的基本思想[5]:
首先利用基于LS准则的信道估计算法, 估计离散和连续导频处的频率响应。
然后利用线性内插算法, 在时域上对信道响应进行等间隔插值。
最后在频域上利用已知的导频处响应, 内插恢复所有3076子载波的信道响应。
2.3.2 信道均衡
得到完整的信道响应之后, 就可以在每个子载波上做一个单抽头的复数除法来恢复发送符号。所以CMMB信道均衡器用除法器实现。W为信道中迭加的高斯白噪声。
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2.4 信道解码
这里信道解码对应发射机RS编码+字节交织+LDPC编码+比特交织+星座映射。
2.4.1 星座解映射
由于LDPC译码采用的是软判决译码, 即根据P (x=0) 和P (x=1) 的概率来判断为1为0。它的输入是对数似然比值。而星座解映射就是软解调, 根据不同的调制方式BPSK, QPSK和16QAM, 求得每一个比特位为0为1的最大对数似然比LLR, 将它作为LDPC译码的输入。
2.4.2 比特解交织
传统的比特解交织针对发送端比特流行入列出的方式 (384行360列) , 逆序进行, 即列入行出。然而如果等一次交织块处理完再处理下一块, 则时延较大;若用两路解交织器则存储面积太大。本文采用文献[6]中所用的技术, 只用一个384*384阵列块即可实现无时延的解交织器。即在行写入后, 列读出的同时进行对空列的写入, 当完成列的写入后, 在进行行读出的同时又进行对空行的写入。当然此时读写地址的生成和控制模块非常重要。
2.4.3 LDPC软判决译码
LDPC译码模块接收解星座映射后的似然比值, 再经6比特量化, 比特解交织后, 进入正式译码状态。本文采用Normalized MSA[7]进行译码, 其译码过程如下:
首先LLR信息初始化。
其次校验节点更新, 变量节点更新, 变量节点LLR的更新, 变量节点的01判决。
undefined
最后判断迭代次数是否达到最大或者H*c=0。
上式中系数的最佳取值为0.8, 为了便于移位实现, 取值为0.8125[8]。
根据校验矩阵的变量节点和校验节点的个数, 确定VNU36个, CNU18个。
LDPC的译码过程可分以下几个状态。
Idel:空闲状态, 在此状态下不进行任何操作, 输入信号不起作用。
Load:将星座逆映射后的初始llr值作为译码器的输入, 拼接成36*6=216位llr值, 传给36个VNU作为初始变量节点的llr值。
CNP: 接收6个6位信息进行校验节点的更新, 即行更新模块 (校验矩阵行度为6) ;同时接收6个6位硬判决比特, 随时判断是否满足校验方程, 以决定是否终止迭代。
VNP:列更新模块, 进行变量节点的更新。该模块用1块RAM存放从Load传出的初始llr值, 用3块RAM存放校验矩阵更新过程中不断被刷新的信息值 (校验矩阵列度为3) , 按列读入校验节点信息和初始llr值, 按列输出变量节点信息和硬判决比特。
Unload:本次译码完成, 从RAM输出硬判决比特值。
2.4.4 RS译码和字节解交织
RS码是一种纠错编码, 即在数据码流 (信息字节, 长度为k) 中人为添加冗余数据 (校验字节, 长度为240～k) 来监督信息数据。接收端利用校验字节还原初始信息字节, 保证正确译码。RS编码和字节交织在发送端是一同实现的, 以字节为单位按列入列出字节交织器进行行编码。因此译码和解交织在接收端也是同时实现的, 以字节为单位列入列出行解码。
本文采用基于riBM的RS译码:
首先根据接收到的码字多项式计算伴随式, 又称校正子S的计算;其次用基于改进的BM迭代算法riBM[9]完成对错误位置多项式和错误值多项式的计算;再次用钱氏搜索试根法来求得错误位置多项式的根, 即出现错误的位置;然后用Forney算法求错值多项式的根, 即误差大小;最后进行错误纠正, 即在出错位置上减去误差的影响, 还原初始二进制比特流。
3 解码解调技术实现分析
3.1 同步技术
CMMB发送帧包含发射机标识符, 同步信号, 有效数据, 循环前缀, 离散导频和连续导频。而同步的实现, 正是利用发送端隐含的信息来完成 接收端的 同步。出于仿真的实现困难, 本文没有考虑采样时钟同步。
3.2 硬件复用技术
由于CMMB同步模块中要用到2048点FFT, OFDM解调模块中要用到4096点FFT, 因此可以考虑最后1级根据不同点数采用基4或基2处理, 从而使两种变换能够共用以节约资源。
4 结束语
本文基于CMMB协议标准第一部分GYT220.1-2006《广播信道帧结构、信道编码和调制》给出了接收端基带信道的完整解调解码流程。同时具体研究信道解码与解调各个功能模块, 综合考虑手机电视移动终端的具体应用环境, 采用当前最新最优算法, 结合可行性、可靠性、性能要求和硬件资源, 设计出适合CMMB传输系统的最佳实现方案。
参考文献
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一种北斗接收机基带处理设计方案 篇7
对于卫星导航系统接收机小型化、集成化及低成本的研究, 直接影响到北斗卫星导航系统终端产品的市场应用和产业化发展, 有利于北斗卫星导航接收机向低成本、便携式、通用型产品转化, 促进北斗卫星导航接收机的市场化和产业化发展, 对未来市场应用领域的推广也奠定了良好的技术基础。
1 工作原理
北斗接收机设备系统包括天线组件、接收机组件、控制显示组件三部分。接收机组件包括射频通道单元、基带信号处理单元、导航信息处理单元、电源单元及数据总线。射频通道单元为基带信号处理单元提供稳定的中频模拟信号, 以进行采样和离散处理。主要包括:本振, 频率综合器, 下变频器, 滤波器, 放大器和自动增益控制等。基带信号处理单元主要对射频通道输出的中频模拟信号的采样数据实现数字正交下变频, 完成捕获、跟踪, 并对可见卫星信号进行解扩解调。导航信息处理完成导航测量, 并且提取导航电文中的导航信息, 进行差分处理、完好性监测、导航解算, 实现高精度、高可靠性的导航 (PVT) 功能。
在接收机组件中, 卫星信号通过射频通道单元的处理, 中频模拟信号由A/D模块进行采样输入至基带单元进行数字正交下变频处理, 原理框图如图1。
在基带信号处理单元内, 数字正交下变频主要是将高速数字中频信号经数字下变频器 (DDC) 的变频、抽取和低通滤波处理之后变为低速的基带信号, 生成I路、Q路两路数字零中频信号, 交由相关通道进行捕获、跟踪处理。
基带信号处理器内有12个并行的独立数字相关通道同时进行双正交变换, 解扩、解调, 伪距测量、载波多普勒频率提取。基本观测量通过总线接口送入导航信息处理单元, 用于后续的导航定位解算。
每一个卫星相关通道处理方法和结构基本相同, 主要包括:载波NCO (数控振荡器) , 码NCO, 码生成器, 相关器, 积分清零等。相关通道可以分成捕获和跟踪两个功能模块, 主要实现三个功能:卫星信号的捕获, 跟踪, 测量。
2 基带信号处理方案
2.1 C码捕获
扩频码的捕获是一个二维搜索过程, 本地信号必须同时在扩频码相位和载波频率二维空间中进行搜索以实现卫星信号的捕获。传统的扩频码捕获方式有串行载波搜索方式和并行载波搜索方式, 其内部按照扩频码搜索方式的不同又各不相同。串行搜索方式硬件资源比较少, 捕获速度慢;并行搜索方式则以大量的硬件资源换取了较快的捕获速度。
北斗接收机接收信号采用QPSK调制[10], 信号上调制有C码扩频码。本方案中, 采取了分段匹配滤波+FFT频率估计的捕获方式[4,5]。
该算法的基本原理是:读取本地扩频码分成k个数据段, 每段M位, 预置到k个M位的匹配滤波器中;接收数据逐位输入到匹配滤波器中与预置的本地扩频码进行分段相关运算[8];相关运算的结果送入到FFT运算器中进行FFT变换, 从FFT周期图中进行捕获判断并读出载波频率参数并反馈到载波NCO进行载波频率校正;从而在进行码相位搜索的同时也进行了载波搜索, 将捕获的二维搜索变成了码相位上的一维搜索, 大大提高了捕获速度。
FFT变换的意义是从频域上对信号进行分析[4]。一个固定频率的正弦 (余弦) 信号在频谱图上是一条单一的谱线;高斯白噪声含有所有的频率, 因而FFT变换后是无限宽的频谱。当本地扩频码和接收序列扩频码相位对齐的时候, 完成扩频码的剥离;剥离扩频码之后的信号是基带数据符号调制的近似固定频率的正弦 (余弦) 信号, 且此时信噪比由于经过了解扩处理, 其值较高, 则该信号经过频谱变换后在频谱图上是一条单一的谱线, 非理想情况下, 是一束窄带谱线;由于信噪比较高, 该谱线的幅度明显超过了其他噪声谱线。根据谱线的幅度峰值就可以进行码相位对齐和载波频率的估计, 完成扩频码的捕获。
本地扩频码数据段划分需考虑多个因素并折衷处理。扩频码捕获是在低信噪比环境下进行, FFT变换很难估计到正确的载波频率[3];为提高信噪比以得到近似正确的载波频率估值, M值取得越大越好, 对应于积分时间越长;如果不改变硬件资源量, M值增大则会使k变小, 从而降低频率分辨率;k和M的取值需在两者间进行折中。在强信号下, M值取得小一些以获得较高的频率分辨率;弱信号下, M值应该大一些, 牺牲一些频率分辨率以提高信噪比进行载波频率估计。如果M值增大同时保持k值不改变, 则会使用较多硬件资源, 从而趋近于并行搜索的方式。
Tong搜索算法是一种次最佳搜索算法。在检测到初始捕获信号之后, 进入捕获验证。此时在一个搜索单元内进行相关检测并进行比较, 如果超过门限则计数器增1, 否则计数器减1;然后将计数器与计数门限 (0或者A) 比较, 如果等于A则判断为捕获, 如果等于0则判断为没有捕获。
2.2 码和载波跟踪
2.2.1 码跟踪
码和载波的跟踪环路就是跟踪卫星到接收机的动态视距所引起的载波多普勒和码相位的变化, 保证在时变情况下接收通道的处理增益, 从而能够正确解调出导航电文数据[5]。此外, 在正常的跟踪状态下, 对码相位的测量可用于确定码伪距, 而载波环则可以给出更加精确伪距测量和多普勒频率。因此, 码和载波跟踪是电文正确解调和基本观测量精密提取的重要保障[2]。
卫星信号搜索捕获之后, 剩余工作交由二个主环路进行:码跟踪环路、载波跟踪环路。在二个环路并行交替作用下, 通道完成信号的解扩解调, 并实现码伪距及多普勒频率的测量。
码跟踪环路 (DLL) 用于使本地码相位跟踪并对准接收信号的伪码相位, 以实现被选卫星发射扩频信号的解扩和伪距的测量。伪码延时锁定环路工作时并不要求接收信号载波的相位、频率被精确跟踪锁定, 在较大的范围内 (几百赫兹) 就可以工作, 这种延时锁定环路称为非相干环。
2.2.2 载波跟踪
载波跟踪的目的是跟踪输入载波并产生载波相位测量值, 通常有两类载波跟踪环:相干跟踪环, 用于实现载波的相位锁定, 即锁相环 (PLL) ;非相干跟踪环, 用于实现载波的频率锁定, 即锁频环 (FLL) 。PLL通常适合低动态环境, 而FLL可以提供更好的动态性能, 鲁棒性以及抗干扰能力。
为了满足高动态应用环境的要求, 载波频率的跟踪采取了2阶FLL辅助3阶PLL的载波跟踪环形式。其工作过程是:首先闭合FLL, 断开PLL, 在较宽的范围内搜索载波频率, 将载波频率牵引到PLL跟踪环路的线性范围内;然后断开FLL, 闭合PLL, 对于载波信号的相位进行精确的调整, 实现载波环路的精确跟踪。环路一旦失锁, 则重新闭合FLL, 重复上述过程。
此外, 在实现载波锁定的情况下, FLL的频率输出用于辅助码跟踪环, 使其适应接收机的动态变化。3阶环的主要特点是对加速度应力不敏感, 但对于加加速度敏感。
载波跟踪的时候首先进行混频, 经过滤波, 去掉接收信号与本地复现载波信号的和频信号, 获取其差频信号, 再经过鉴频鉴相获得频率差和相位差信息[9]。本方案中, 由于去掉标称载波频率后的信号中只含有载波多普勒频率, 其值比较小, 而如果不滤除该信号, 则会对扩频码捕获和跟踪造成包络调制影响。这里采取了双正交变换, 利用三角函数的变换公式, 成功地去除了该信号, 获得差频信号。
3 结语
本文分析了北斗接收机基带信号处理的工作原理, 确定了基带信号处理的设计方案。针对基带信号捕获, 本文运用分段匹配滤波+FFT频率估计的捕获方式进行设计实现;信号的跟踪, 包括伪码跟踪环和载波跟踪环两个模块, 码跟踪环采用非相干延迟锁定环方式, 载波跟踪环采用相干跟踪环+非相干跟踪环结合的方式, 从而实现了对导航观测量信息的提取, 并完成导航观测量提取设计和实现。
通过接收机基带信号处理的研究, 为研制北斗卫星导航系统接收机提供了相关基带信号处理的理论参考, 同时也为北斗接收机模块化、小型化提供了一个参考方案。
参考文献
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