耦合电路（精选5篇）
耦合电路 篇1
耦合电感是一种线性时不变双口元件,它由L1、L2和M三个参数来表征,它是一种动态电路元件。当耦合线圈的端口电压与电流采用关联参考方向时,两端口的伏安关系分以下两种情况。
(1)两端口电流参考方向从同名端流入。
电路模型如图1(a)所示,由基尔霍夫电压定律可得:
式(1)中,M前取“+”号。对正弦交流电路,式(1)可以用相量形式表示,对应的受控源去耦等效电路如图1(b)所示。
(2)两端口电流参考方向从异名端流入。
此时,是将电路模型图1(a)中L2的同名端标记在下端。同样可得基尔霍夫电压方程如式(1)所示,只是M前取“-”号。对正弦交流电路,其对应的受控源去耦等效电路,只需将图1(b)中受控源的极性反向标记即可。
用受控源去耦等效电路求解,虽然比较直观、容易理解,但需列写复杂电路方程,尤其对于不同连接形式的耦合电感,电路方程及解题过程更加麻烦。以下分析几种耦合电感在不同连接形式下的去耦等效电路,以方便简单计算。
1 耦合电感的串、并联等效去耦
1.1 耦合电感的串联
当两耦合电感异名端相接(即首尾相接)、且流过同一电流时,称为耦合电感顺串。当两耦合电感同名端相接(即首首相接或尾尾相接)、且流过同一电流时,称为耦合电感反串。可以证明,其去耦等效电感为:
式(2)中,2M前取“+”号为顺串;取“-”号为反串。
1.2 耦合电感的并联
当两耦合电感同名端分别相接(即首首相接和尾尾相接)时,称为耦合电感正并。当两耦合电感异名端分别相接(即首尾分别相接)时,称为耦合电感反并。可以证明,其去耦等效电感为:
式(3)中,2M前取“-”号为正并;取“+”号为反并。
2 耦合电感的T形连接等效去耦
电路模型如图2(a)所示,称为同名端相连的T形耦合电感电路,其去耦等效电路如图2(b)所示。
若将电路模型图2(a)中L2的同名端标记在左端,称为异名端相连的T形耦合电感电路,其去耦等效电路仍如图2(b)所示。
可以证明,其去耦等效电感为:
式(4)中,M前取上面的符号为同名端相连;取下面的符号为异名端相连。
3 空芯变压器等效去耦
空芯变压器的相量模型如图3所示。空芯变压器一、二次侧去耦等效电路如图4所示。
可以证明:
若改变空芯变压器中同名端的位置,应将表达式中的互感系数M变为-M即可。
4 铁芯变压器等效去耦
4.1 理想铁芯变压器去耦
理想铁芯变压器电路模型如图5(a)所示,其去耦等效电路如图5(b)所示。
可以证明:
式(6)中,当两绕组电压正极性端为同名端(如图5中所示)时,电压取“+”号,电流取“-”号;当两绕组电压正极性端为异名端(将图5中的同名端标记在下端)时,电压取“-”号,电流取“+”号。
4.2 普通铁芯变压器去耦
普通铁芯变压器的电路模型如图6(a)所示;其去耦等效电路如图6(b)所示,它由两个电感(Ls、Lm)和一个理想变压器组成。其中,Ls称为漏电感;Lm称为磁化电感。
可以证明:
由此可见,对k=1的全耦合变压器,可用一个电感L1和变比为n的理想变压器构成等效电路。
(2)若全耦合变压器再忽略铁芯损耗(即磁阻为零),则L1→∞,此时等效电路就变成一个理想变压器。
(3)在考虑导线电阻和铁芯损耗时,可以用图7所示电路模型作为铁芯变压器的去耦等效电路。
图(7)中,变压器二次侧电阻损耗和漏电感已折合到一次侧。
5 结语
对具有耦合作用的两电感线圈,在分析计算时,往往感觉无从下手。经以上分析,根据耦合线圈各种不同连接的情况,给出了获得去耦等效电路的方法,然后再按普通正弦电路列写方程,最后求解各电量即可。本文讨论的内容,可帮助学生理解耦合电感的特性,并能快速得到其去耦等效电路,便于学生掌握其计算方法。
参考文献
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介观耦合电路量子效应研究现状 篇2
介观物理学是一门新兴的科学, “介观 (mesoscopic) ”是Van Kampen于1976年在他关于随机过程的文章中首次提出的[1], 是指介于微观和宏观之间的尺度。由于介观物理所研究的物质尺度和纳米科技有很大的重合, 所以, 这一领域的研究常被称为“介观物理和纳米科技”。文献上一般把尺度相当于或小于粒子的相位相干长度 (phase coherence length) 的小尺度系统称为介观系统 (mesoscopic system) [2]。从根本上讲, 纳米器件或介观器件是量子效应器件, 因此, 在有的资料中, 把有些纳米器件又称之为介观器件;诺贝尔物理奖获得者、美国哥伦比亚大学教授施特默指出:毫无疑问, 21世纪是纳米技术世纪, 这也凸显了当今对介观物理学研究的重要性。
介观电路是介观物质系统的一部分, 通常把处于介观尺度的电子线路及电子器件称之为介观电路 (mesoscopic circuit) 。由于电子线路及电子器件处于介观尺寸, 此时电路及与元件中电子的波动性引的量子效应明显。因此, 量子效应就成为介观电路中不得不考虑的问题。近几十年来, 人们用量子力学方法研究了从真空态到压缩真空态、从线性元件到非线性元件、从电容 (或电感) 耦合到外磁场耦合等不同情况下的介观电路的量子效应, 在实际生产过程中已涉及到电子器件的小型化及其他多方面的实际应用, 因为量子力学效应在介观电路中将会普遍存在, 但在进行量子化处理和解释一些实验现象等方面也遇到一些困难。在20世纪90年代, 开始借助于自由S矩阵理论探究混沌腔中的介观输运, 并研究传播强度的分布及电导涨落和弱局域化等问题[3], 在其后的无序量子点的基态能量介观涨落的研究中发现其涨落的程度远大于原来用自由矩阵理论的预测[4]。在1998年, 法国的S.M.Cronenwett, S.M.Maurer, S.R.Patel和C.M.Marcus等人又对单通道量子点的介观库仑阻塞效应进行了研究, 并显示出单通道输运中在不同磁场强度下的一些新奇的特征[5], 随着新世纪新一代微电子器件的研制及新型材料的制造, 对电路及器件的小型化及高集程度的趋势越来越明显, 介观样品的制造和测量, 已为实验可及。所以, 对介观电路量子效应的研究, 为进一步设计和研发微电路、降低量子噪声的影响及提高电路中信号的稳定性和保真度, 都具有理论和实际指导作用。作为微电子技术发展的原理性基础, 电路及器件中的量子效应已成为微电子学及介观电子学所研究的关键课题之一。
通常意义上对介观耦合电路的理解是指两个或两个以上的电路元件或电网络的输入与输出之间存在紧密配合与相互影响, 并通过相互作用从一侧向另一侧传输能量的现象。顾名思义, 耦合电路就是指参与耦合过程的电路。由于实际应用中的微电路是比较复杂的, 往往有两个或多个介观电路之间也存在耦合。如介观尺度下的电容器, 由于两极板间的间距很小, 约为纳米数量级, 在如此小的尺寸内, 电荷的输运将有可能保持它们的相位记忆, 从而导致在电容器的两极板之间, 电子的波函数将发生相干叠加, 两极板之间的电子通过这种临近效应将形成弱藕合。
人们对耦合电路的研究, 也是在介观电路的基本模型的基础上, 从两网孔耦合电路逐步开始的。对两网孔介观电路的研究, 人们几乎都是沿着从简单的无耗散到有耗散、从零温到有限温度、从无源[7]到有源、从器件参数固定到器件参数随时间变化等这一由简到繁的路径进行。此外, 在对其研究的过程当中, 对不少于两网孔的介观电路耦合元件的种类和个数也在逐渐增多, 如图1所示。
2 量子化的基本方法
目前人们研究介观电路中量子效应的方法主要是采用与经典谐振子相类比[7]和在引入复正则电荷与电流的基础上, 借助于产生和湮灭算符将电路进行量子化[8]以及直接考虑电路量子化[9]三种方法。在对介观耦合电路量子效应进行研究的过程当中, 如何将系统的哈密顿量进行量子化是关键, 从现有的文献看, 主要是由变换法进行。
2.1 正则变换
在Lagrange理论形式中, Lagrange方程是一组由N个广义坐标表示的二阶常微分方程。这里的“坐标”的含义已经超出几何的范畴, 其真正含义就是“独立参量”。广义坐标包含着各式各样的“坐标”, 它可以是线量、也可以是角量或面积、体积、磁化强度、电极化强度等其他物理量, 广义速度可以是线速度、角速度或者其他物理量对时间的变化率等, 在系统的位置, 泛指系统的某种状态。即足以描述 (具有S个自由度) 系统位置的任意量q1, q2, …, qs叫做系统的广义坐标, 而其对时间的微商则是广义速度。若运动由广义坐标来描述, 则Lagrange函数对广义速度的微商 (i=1, 2, …, s) 称之为广义动量, 通常把广义坐标和广义动量这一对量称为正则共轭量。
利用广义坐标与广义速度表示Lagrange函数如下:
根据上面对广义动量的定义, 有
由Lagrange方程可知:
由式 (2) (3) 及 (1) 得:
又上式中有:
由式 (4) 及 (5) 整理后得:
又系统的哈密顿函数为:
由式 (6) 及 (7) 得:
对式 (7) 求微分, 即:
对比式 (8) 与 (9) 得:
式 (10) 就是哈密顿正则方程 (或称之为正则方程) 。与Lagrange方程相比较, 哈密顿函数H (qk, pk, t) 和Lagrange函数L (qk, pk, t) 都是描述系统状态的函数, 由这两个函数, 都可以建立有完整约束受有势力作用系统的运动微分方程。从这个意义上讲, 哈密顿正则方程与Lagrange方程是等价的。
我们知道, Lagrange方程的形式不会因为坐标的选择而异, 即对于从q1, q2…到任何另外独立变量Q1, Q2…的变化而言, Lagrange方程不变。新坐标Q与旧坐标q间满足如下关系
如式 (11) 所示的变换也称为点变换 (pointtransformation) 。在点变换之下, Lagrange方程形式的不变性, 也意味着哈密顿正则方程也保持自己的形式不变。实际上, 哈密顿方程允许更多种类的变换。在此, 动量p像坐标一样, 也起着独立变量的作用。因此, 这里变换这一概念可以扩大到2s个独立变量p和q到新的变量P和Q依照下面的公式变换[10]:
需要说明的是, 并不是说当进行式 (12) 变换时, 方程总是保持自己的正则形式, 还需要在一定的条件下, 在新的哈密顿函数为H′=H′ (P, Q) 时, 对新的变量P, Q, 运动方程仍能保持如下的正则形式:
满足正则方程形式不变的变换式 (12) 即为正则变换。在解决介观电路系统哈密顿量量子化的过程中, 正则变换也是常用的变换方法之一。
2.2 幺正变换
在量子力学中, 同一个量子态或算符可以根据所讨论的算符在不同的表象中表示, 正如在解析几何中将这些不同的表示用坐标变换联系起来一样。在量子力学中, 态或算符的不同表示可以借助于表象变换联系在一起, 并且物理规律与所选的表示它们的坐标无关。量子力学中选用适当的表象, 或通过表象变换得到适当的表象, 对简化计算过程、提高计算效率非常重要。
在量子理论中, 根据态的叠加原理, 任何一个量子态Φ都可以看成是抽象的Hilbert空间的一个“矢量”, 而体系的任何一组力学量完全集F的共同本征态kΦkk构成此态空间的一组正交归一完备矢量:
以为基氏的表象, 称为F表象。体系的任意一个量子态可以表示为:
其中:
同理考虑另一组力学量的完全集F′, 有以下关系:
将式 (19) 左乘, 由正交归一性可得:
其中:
用矩阵的形式表示公式 (20) 得:
为简单起见, 记为:
可以证明[11]:
(其中I是单位矩阵) 及
满足公式 (25) 的矩阵称之为幺正矩阵, 所以, 从一个表象到另一个表象的变换是幺正变换。在研究介观耦合电路时, 在把系统哈密顿量量子化处理的过程中, 也常常要借助于幺正变换来实现。
在对介观耦合电路进行量子化的过程中, 除了用到幺正变换和正则变换) 外, 一般还要借助于如下形式共轭量的线性变换:
目前文献中对两网孔耦合的处理方法当中, 几乎都是通过类似的线性变换来实现的, 当网孔增加到三孔的时候, 很难再找到类似上述的线性变换, 这种方法的局限性会体现出来, 在对于三网孔介观电路量子化时[12], 一般采用了IWOP (有序算符内积分) [13]的知识。从目前的文献看, 研究介观电路的思路方法及研究的因素也日趋多样化, 无论是从网孔的数量还是耦合元件的个数上来讲, 日趋复杂化是当今介观电路研究发展的大势所趋, 而且还要考虑一些外加因素 (如温度、电场和磁场等) 的影响, 对这方面的研究具有待进一步深入。
3 耗散对耦合电路的影响
3.1 无耗散介观耦合电路中的量子效应
在介观耦合电路当中, 相对比较简单的是无耗散的单元件耦合电路, 以电容耦合电路为例, 如图2所示, 其中L1和L2分别是左右两个回路中的电感, C1是左回路中的电容, C为两个回路的耦合电容, ε (t) 是左回路中的电源。q1 (t) 和q2 (t) 分别为两回路中的电荷。借助于变换法对无耗散介观电容耦合电路进行量子化, 然后分析电路中的量子涨落[14]。研究表明:在量子化后的耦合电路未接电源时, 在其任意本征态下, 每个回路中的电荷和电流的平均值均为零, 但它们的涨落不为零。即每个回路都存在电荷与电流的量子涨落。从上面各式还可以看出, 两个回路中的电荷与电流的量子涨落是相互关联的。
当然, 随着人们对介观系统研究的不断深入, 相应的研究方法及研究对象也不断扩展。有的还借助于广义Hellmann-Feynman定理 (简称H-F定理) 对介观电感耦合电路中的能量涨落进行研究[15]。在量子力学中, 有不少定理是关于能量本征值的问题的, 其中应用最广泛的就是广义Hellmann-Feynman定理[16]。因为定理的本身就有关能量本征值及各种力学量的平均值随参数变化的规律。这样, 只要求出体系的能量的本征值, 借助于H-F定理就可以得到关于各种力学量平均值的许多信息, 从而避免了利用波函数去进行繁琐的计算, 更有利于分析一些复杂的问题。
3.2 耗散介观耦合电路中的量子效应
由于介观电路中电荷、电流的量子涨落具有一定的普遍性, 在最近也有文献对时间独立的粒子输运中瞬时涨落进行了研究[17], 在上部分中已经介绍了介观耦合电路在无耗散情况下的量子效应。由于在实际电路中都存在一定的耗散, 必然导致对电路有一定的阻碍作用, 所以, 我们将分析和研究在存在耗散的情况下的介观耦合电路中的量子涨落。一些文献对在耗散情况下的单元件耦合[18]、两元件耦合[19]及三元件耦合[20]进行了研究。
以三元件耦合电路 (如图3所示) 为例, 无论从电路的分回路部分还是耦合部分, 图3所示电路都比前面的相对要复杂些, 并且充分考虑到了各部分存在阻尼的情况。在图3中ε (t) 是在其中一个回路中的电源, qk (t) 、Ck、Lk和Rk (k=1, 2) 为分回路中的电荷、电容、电感和电阻, C、R、L是耦合部分电路中的元件。借助于变化, 将系统量子化后研究发现电路中电荷与电流的量子涨落不仅与自身电路器件的参数 (如L1和R1) 及耦合部分的参数 (L和C) 有关, 而且还受另外一个电路中的参数 (L2, R2) 的影响, 还可以看出, 两回路中的量子涨落相互影响。
通过对耗散介观电路中单元件 (电容) 耦合电路的分析, 结果显示:在量子化后的耦合电路未接电源时, 在其任意本征态下, 每个回路中的电荷和电流的平均值均为零, 但它们的涨落不为零, 即每个回路都存在电荷与电流的量子涨落;对耗散介观电路中两元件 (电阻和电感) 耦合电路的研究证明了其中的电荷和电流的量子涨落随时间呈指数减小, 而且长时间后会趋向于0, 这是阻尼系统空间的特点;对结构相对复杂的介观三元件耦合电路的研究是从经典运动方程出发, 运用正则变换和幺正变换的方法研究双孔耗散介观三元件 (电容、电阻和电感) 耦合电路中的量子涨落, 研究结果表明, 电荷和电流的量子效应不仅与其组成的元件有关, 还与其相耦合的回路有关, 即两回路中的量子涨落是相关联的。耗散介观耦合电路的研究将对人们在进一步研发微纳电路、特别是在介观体系的量子相干性纳米电路的设计过程中, 将会有重要的理论指导意义及学术参考价值。
4 介观耦合电路研究趋势
对介观耦合电路的研究虽然已经有几十年了, 尽管在有些方面取得了一些成就, 对其的研究仍处于探索阶段, 到目前为止, 还没有出现一套完整的介观量子理论。这主要是因为人们对介观领域还缺乏足够的了解, 主要有以下几个问题制约着介观耦合电路研究的进一步发展。
4.1 介观尺度工具电极对加工过程的影响
作为准一维的量子系统的介观尺度工具电极, 量子效应及非线性表现显著, 通常输运的是有限个电子。此时需要研究由于工具尺寸的缩小引起的电场强度变化、电场分布和这些变化对加工过程的影响规律。
4.2 电路中的量子点耦合
在介观电路中除了研究回路之间的元件耦合外, 介观电路中量子点的混联也将使电子的输运显示出更为丰富的物理现象。此外, 量子点间的耦合在某些情况下必须给予考虑, 与独立双量子点相比, 耦合双量子点系统具有更丰富的物理特性。一方面, 它不仅可以作为理想的双杂质模型, 用于研究强关联系统;另一方面, 也可以考虑用作量子计算机中的量子门开关。因此, 对于耦合双量子点系统的研究也成为目前介观物理研究中的另一热门话题。
4.3 研究范围不断拓展
在对介观电路量子效应研究的基础上, 相关研究不断进行。A.Anthore等人也用实验在介观尺度银导线通过对偏电压的控制测量了磁场在能量释放过程中的影响[21], 他们用偏电压来控制磁通的变化, 使操作进一步具体化。对介观电路中通过量子点的输运情况[22]和一定条件下超导线中剧烈的量子涨落[23]以及介观干涉中的移相问题[24]的研究也相继展开。近几年来, 人们又进一步对介观超导体中的量子效应进行研究, 如对各向异性超导体中的介观无序涨落[25]和超导体纳米导线输运中的自旋的研究[26]及对其他一些特定状态下的介观超导体的研究[27]。目前国外已有对在电荷相互作用下的介观电容的动力学特征[28]、磁场中介观超导的研究[29]等, 如整个电路系统处于外场中将会对整个系统有怎样的影响。同时, 在对超冷量子气中的量子相位的介观效应[30]、耦合介观一维玻色气的量子自陷[31]、介观二维电子系统的反常效应[32]、介观环中的非平衡相变的转化[33]、特定绝缘子表面的介观自旋霍尔效应[34]、介观系统中随机电场的分布[35]、玻璃合金剪切带中的介观理论[36]和强相互作用下的介观电容的动力学特征等[37]的研究中, 得到了具有一定学术价值和指导意义的结果。
4.4 量子态的控制
缺乏一套完整的理论来描述在耦合过程中量子态对结果的影响。由于量子所特有的不确定性原理, 对量子的任何作用都会破坏其初始状态, 而且难以估测这种破坏干扰的程度和影响, 更有在介观世界中还存在着很多未知的现象及规律。
综上所述, 人们对介观耦合电路量子效应的研究已经取得了里程碑式的进步, 对介观世界的认识也进一步深入, 介观结构是介观物理的研究对象, 又是介观物理的验证结构[38], 虽然在科研前进道路上还有许多艰难险阻, 但是相信随着人们对微观世界认识的不断深入、经过不懈的努力, 一定能够形成一部完整的介观量子理论。为介观电子学的快速发展提供有力的理论支撑, 同时也促进对量子信息[39]及辐射场的研究[40]。因此, 这一领域的研究有重要的基础研究价值, 以及广阔的应用前景[41]。
摘要：在介观电路的基础上, 详细了介观耦合电路量子效应研究与进展, 并分析了耦合电路量子化的方法, 分析了耗散对电路的影响, 最后根据量子效应的研究趋势, 对其应用和发展前景进行了预测。
耦合电路 篇3
关键词：感应耦合,同步整流,损耗,效率,对比测试
随着电源技术的发展,低压大电流开关电源逐渐成为目前一个重要的研究课题。而效率问题始终是一个主旋律[1]。电源中的损耗很大一部分来自于整流电路。传统整流方式是使用整流二极管,其较高的导通压降使得系统效率低下。同步整流采用低导通电阻的功率MOSFET取代整流二极管,以降低整流损耗[2]。整流时,要求MOSFET栅极电压与被整流电压保持一定的相位同步关系。
感应耦合电能传输系统中应用同步整流时,需要特殊的控制方式以避免延时导致的整流失效问题。针对应用同步整流提高系统效率的问题,本文设计制作了同步整流控制电路以及应用同步整流技术的感应耦合传输系统。实验测试数据说明,该电路有效地避免了整流失效,显著地提高了系统效率。
1 整流损耗分析
1.1 二极管整流
二极管半波整流电路如图1所示。
整流二极管导通时,电流流经二极管产生导通损耗,其计算公式为:
其中,VD为二极管导通压降,ID为导通时流过二极管的电流,D为二极管工作占空比。二极管导通压降较高,快恢复二极管或超快恢复二极管可达1.0 V～1.2 V,即使采用肖特基二极管,也有大约0.6 V[2]。在大电流输出的情况下,损耗尤为突出,使得系统效率低下。
1.2 同步整流
同步半波整流电路如图2所示。
MOSFET导通时,电流流经漏源产生导通损耗,其计算公式为:
其中,RON为MOSFET导通电阻,IDS为导通时流过MOSFET的电流,D为工作占空比。功率MOSFET属电压控制型器件,它在导通时的伏安特性呈线性关系[3l。随着功率MOSFET工艺技术的进步,如今MOSFET的性能大大提高,导通电阻越来越低,一些功率MOSFET仅有几毫欧[3]。使用同步整流可减少整流电路的导通损耗。在低电压大电流情况下,可大大提高系统效率。
2 感应耦合电能传输的同步整流
2.1 感应耦合电能传输基本原理
感应耦合电能传输方法是一种基于电磁感应耦合理论,现代电力电子能量变换技术及控制理论于一体的新型电能传输模式[4],其基本原理如图3所示。电源提供的直流电经逆变电路转换后供给原边电感。副边电感通过电磁感应得到交流电。整流后由功率处理电路将其转换为所需的电流/电压,供给用电设备,完成电能的无线传输[5]。
2.2 同步整流控制
在感应耦合电能传输中,发射和接收电路在物理上隔离。整流控制电路只能从副边电感上取得信号。电路的延时导致整流逻辑与被整流电压在相位上无法同步。其中关断延时Δt会造成整流电路的失效。波形示意如图4所示。
在感应耦合电能传输系统中,控制电路需提前发出关断信号,一种可行方案的控制电路原理如图5所示。通过调整电路外围参数,使得积分电路得到的三角波波峰高于比较器1输出的方波波峰ΔV。使输出信号的下降沿超前At,以抵消关断延时。波形示意如图6所示。
3 实验结果
为了验证同步整流控制电路,测试同步整流对系统效率的提升效果,本文设计了半桥逆变电路、同步整流电路、二极管整流电路进行对比测试。测试电路原理如图7所示。
Tc1与Tc2同轴绕制,保证控制信号与副边电感信号同步。原边电感采用棒状磁芯,副边电感绕在管状骨架上,线圈匝比1:1。整流二极管采用MUR1660双管并联,同步整流MOSFET采用IRF3205单管。逆变MOSFET采用两只FQA38N30单管,工作频率20 kHz。
3.1 同步整流控制电路
在无滤波电容、接200Ω纯阻性负载的情况下测试负载两端电压波形。测试电路及波形如图8所示。
从图8可以看到,负载两端波形为正的半波方波,没有负电压的出现。控制电路提前发出关断信号,避免了延时的影响,保证了整流电路的有效性。
3.2 系统效率
在整流后端接入滤波电容,分别使用二极管整流,同步整流对系统输入/输出参数进行测试。测试时保证两组整流电路负载相同。在输出电压分别为5 V和3.3 V时,系统效率如图9所示。
从图9可以看到,输出电压为5 V时,效率提升幅度在输出电流1 A时达到峰值,为14.75%,随后随着输出电流增加而下降。输出电压为3.3 V时,效率提升幅度随输出电流增加而降低,在电流为100 mA时达15.51%。同步整流技术可明显提高感应耦合电能传输系统的效率。随着输出电流增加,耦合电感的效率降低,系统整体效率下降,效率提升幅度也下降。
输出功率相同的情况下,同步整流时系统的输入功率与二极管整流时系统的输入功率的差值,即为同步整流电路减少的损耗。测试输出分别为5 V和3.3 V时减少的功耗值,结果如图10所示。
从图10可以看到,同步整流比二极管整流减少的损耗,随输出功率的增加而同步增加。输出5 V/10 A时,损耗减少了10.16 W,占输出功率的20.32%。输出3.3 V/10 A时,损耗减少了11.15 W,占输出功率的33.79%。可见,在输出低压大电流的情况下,应用同步整流技术可以显著提高感应耦合电能传输系统的效率,大大减少整流损耗。
整流二极管较高的导通压降,使得整流损耗较大。在输出低电压大电流的情况下,损耗尤为突出。本文系统分析了二极管与同步整流的导通损耗,并设计了针对感应耦合电能传输系统的同步整流控制电路,避免整流电路的失效。实际电路测试验证了控制电路的有效性。并且,通过二极管整流与同步整流的对比测试,得到了在低压大电流时,同步整流电路对系统效率的提升。输出电压为5V时可提高14.75%;输出电压为3.3 V时可提高15.51%。输出5 V/10 A时,损耗减少了10.16 W;输出3.3 V/10 A时,损耗减少了11.15 W。
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耦合电路 篇4
传统模拟信号线性隔离的方法有很多种类,利用光电耦合器(简称光耦)实现电信号的线性隔离在体积、成本、抗干扰能力和电路复杂度等方面都具有一定的优势,因此得到了广泛的应用[1,2,3]。它的作用一是为了避免输入端(信号端)和输出端电路因接地点不同所带来的误差;二是为了保护输出端电路免受输入端电路故障的影响;三是为了提供强抗干扰能力。采用光耦实现的隔离,分为数字信号隔离和模拟信号隔离[4,5,6,7]。数字信号的光耦隔离方法比较简单,模拟信号的光耦隔离方法就复杂得多,既要达到隔离效果,又要尽可能地保证模拟信号不失真,即尽量保证信号的线性传输。
应用光耦传输模拟信号的最大问题就是非线性失真问题。由光耦实现信号传输的物理本质是电流传输,任何光耦的电流传输特性中肯定存在一线性段,只是对于不同的光耦来说,其线性段的大小和线性度有所不同。所谓“线性光耦”是指在其传输特性曲线中,电流传输比(输出电流与输入电流的比值)的线性段所占的比例较大,线性度较好。这里的任务就是要找到光耦的线性段,并设法提高其传输模拟信号的线性度。线性段通过实测很容易得到,而提高线性度的问题一般只能通过合理地设计电路来解决[8,9,10]。
由发光二极管和光电晶体管组成的光耦,其转换效率较高,广泛应用于频率要求不高的场合,比如市电50 Hz交流电压或电流信号的检测。本文提出了一种新的利用普通光耦和运算放大器(简称运放)实现线性隔离的方法,具有电路结构简单、精度高、线性度好、成本低和安全性高等优点。
1 电路设计
实际电路设计如图1所示,充分体现了利用负反馈改善输出信号线性的新思路。
隔离电路设计的思路如下:
(1) 由于输入端通常有高压,因此抛弃传统的在输入端使用运放和独立隔离电源的做法,可提高安全性,降低成本;
(2) 负反馈[11]直接采用反馈光耦PC3的光电晶体管输出端与信号输入端(LL-N)并联,通过调节电流使输入/输出光耦PC1的实际输入电流I1发生变化,以满足输出电流Io与实际输入信号电流I呈比例线性变化的要求;
(3) 负反馈实际上是利用了差值补偿,与传统的利用输入端运放实现负反馈有本质的不同,即将实际输入信号电流I的一部分通过PC3旁路。
图1中PC1~PC4是4个普通光耦,采用同一批次单一封装的PC817光耦即可,但若PC1与PC2,PC3与PC4分别采用双光耦封装的TLP521-2效果更好,或者直接使用四光耦封装的TLP521-4。其中,PC1为输入/输出光耦,PC2为采样光耦,PC3为反馈光耦,PC4为比较光耦。普通运放U1,U2和U3采用三片单运放、或两片双运放(比如LM358)、或一片四运放均可(比如LM324)。12 V电源可以采用15 V或更高,有利于提高线性度。L1-N端是交流220 V市电输入端。可调电阻R9与电阻R10串联作为比较光耦PC4的光电晶体管发射极负载,调节R9可以补偿全部电阻值的不匹配,以及光耦的电流传输比的不匹配。电容C1和C2可以防止由于光耦与运放的响应速度不匹配引起的自激振荡。
2 非线性补偿算法[12]
设输入输出光耦PC1的输入电流为I1,输出电流为Io,电流传输比为k1;
采样光耦PC2的输入电流为I2,输出电流为Iq,电流传输比为k2;
反馈光耦PC3的输入电流为I5,输出电流为I3,电流传输比为k3;
比较光耦PC4的输入电流为I5,输出电流为I4,电流传输比为k4。
从图1可知,Vo=IoR5, Vq=IqR3,Vx=I2R4,Vs=I4×(R9+R10),运放单元U2实现减法功能,有Vy=Vo-Vx;运放单元U1实现跟踪功能,有Vo=Vq。设k1=k2,即PC1与PC2匹配,则Voq的大小总使等式I2=I1成立,实现了I2对I1的跟踪。运放单元U3也实现跟踪功能,有Vs=Vy。设k3=k4,即PC3与PC4匹配,则Vz的大小总使等式I3=I4成立,实现了I3对I4的跟踪。
令R3=R4=R5=R9+R10=1 kΩ,则有如下等式成立:
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所以:
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因为:
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所以必有:
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I3实际上是对I分流,使进入光耦PC1输入端的电流为I1,通过光耦的电流放大作用(k1=Io/I1)使Io=I,从而实现了线性隔离传输,该设计的惟一限制条件是光耦PC1必须工作在k1>1的区域,这对于利用光耦PC817或TLP521隔离测量交流市电来说容易满足。
由于PC1与PC2,PC3与PC4不可能完全匹配,电阻R3~R12的阻值都有一定的误差,因此R9采用可调电阻,通过调整R9的阻值,可以补偿所有误差,只是Io∶I不再是严格的1∶1的关系了,但是线性度仍然很好。
3 实验结果
实测电路负反馈线性化效果如表1所示。PC1+PC2=TLP521-2,PC3+PC4=TLP521-2;调节电位器R9=2 kΩ,使Vo-Vi呈线性关系。
表1中,Vi是从L1-N端交流输入电压的有效值,Vo是输出信号电压的10位A/D转换值,由于随着输入电流的增加,光耦的电流传输比逐渐增大的变化趋势是一致的,因此只需调节电位器R9,使Vi=130 V,200 V,260 V时的Vo/Vi的三个值接近,则线性就调好了,因此调整线性是很容易的。
表1中的绝对误差包括了万用表的测量误差、整流二极管D1的导通压降为常数引起的非线性误差和PC1的输入发光二极管导通压降为常数引起的非线性误差等,可见线性度非常理想。A/D转换的参考电压约为4.4 V,可以将表中的电压值换算成对应的电流值,求得平均值Io∶I≈0.56∶1,该比值关系取决于光耦电流传输比的不对称性、电阻值对图1中标称值的偏离、电容C1和C2的影响等因素,理想情况下应该为Io∶I=1∶1。
电阻R2的取值大小关系到反馈光耦PC3的输出晶体管集电极与发射极之间的电压值,因此对电路的线性度也有一定影响,当然调节R9即可得到补偿。实验表明,当R2分别取值0.5 kΩ,1.0 kΩ,2.0 kΩ,4.0 kΩ时Io∶I的平均值会略有变化。实际电路中尽量取较小的值更利于安全。
实验表明,输入交流电压在60~350 V的变化范围内,Io/I的线性度可以保证1%;在100~300 V的变化范围内,Io/I的线性度可以保证0.3%;在160~280 V的变化范围内, Io/I的线性度可以保证0.1%。
4 结 论
该电路设计结构简单,算法新颖,直接采用光耦的输出三极管对输入端进行分流,补偿输出的非线性。全部采用常用的普通器件,成本极低,线性范围和线性度满足大多数常规需要。不再使用输入端隔离电源和运算放大器,高压输入场合的安全性大大提高。线性度可达千分之一,与传统的高成本隔离电路相当。
注:本电路设计已经申请发明专利,专利公开号:200910041402.5。
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耦合电路 篇5
医院病房每个床位都会配置一个呼叫用的信号铃。当患者不舒适,有需要帮助、需要更换补液等需求时,都会按信号铃,请求护士的帮助。现如今,临床使用的信号铃均为单一声音的信号铃,无论什么需求,患者打信号铃后,护士因为弄不清状况,都会急忙过去。有时是患者确实不舒服等紧急情况,有时却是患者只需喝口水或者想起身。很多时候,对于正在输液的患者,护士听到铃声都要带一瓶补液过去,而有时患者的补液还剩余很多,只是身体不适,需要医生的诊治,护士须再折回医生办公室向医生汇报。因此,多种声音(需求)的病房信号铃有很大需求。
传统的一个床头一条专线模式的病房呼叫系统被普遍采用。但其布线安装维护烦琐、不方便,如果要更换病房位置时必须重新进行布线[1],原有的线路就浪费掉,因此,利用率很低。为了解决布线问题,我们可以采用无线式呼叫系统模式,但其可靠性差,而且无限电波会给周围的医疗仪器设备带来干扰,所以目前该系统在医院中很少使用[2]。电力线网络目前是世界上最大的有线网络,近年来,人们在电力线载波通信方面作了大量的研究工作,电力线通信(power line communication,PLC)技术得到迅速发展。利用它进行数据通信,传递各种信息,不需要架设专用通信网络,省工、省钱;不占用无线频道资源,同时PLC调制解调模块的成本也远低于无线模块,有着广阔的应用前景[3],无疑也成为了解决病房呼叫系统数据传输的最佳方案。利用电力线网络通信优势明显[1]:利用现有的电力线资源,对于已经装修好的而没有进行布线的病房,不需要在墙面施工布线;通过电力线载波技术,电力线资源可再利用,对新病房无需布线,符合现代化医院发展的趋势。
基于多种声音需求和利用电力线载波这2个问题,我们研发了名为用于病区按需呼叫的系统,并提出了专利申请。如图1所示,用于病区按需呼叫的系统包括电力线、多个呼叫装置和显示装置。呼叫装置分别置于各病区的各床位。每个呼叫装置按照需求等级编制包含相应病区、床位和呼叫等级(呼叫内容)的呼叫编码信号(模拟信号),经由电力线以载波通信方式传输给显示装置。显示装置对接收的呼叫编码信号解码,得出相应病区、床位和需求等级信息并显示。显然,呼叫编码信号需要经过一定处理才能经由电力线以载波通信方式传输。同时,显示装置接收到以载波通信方式传输的呼叫编码信号以后,需要进行一定的预处理才能进行解码等操作。所以,设计利用低压电力线实现可靠的载波通信的接口电路,对呼叫编码信号预处理以使其能通过电力线载波通信方式传输,同时对接收自电力线的呼叫编码信号进行预处理,以方便后续操作,是解决问题的关键。
1 电路设计
PLC是以电力网作为信道,进行载波通信的一种有线通信方式。但是,低压电力线传送着220 V/50 Hz的电能,此工频信号会给载波通信系统带来太大的干扰;另外,在低压电力线上并接了许多不同阻抗的用电器,会影响载波信号的加载效率。所以说低压电力线通信是一种通信环境非常恶劣的信道。显然,这一固有特点使得低压电力线通信面临很大的困难[4]。因此,低压电力线通信必须首先解决如何进行强电隔离和确保较高的载波信号加载效率这2个难题[4,5]。
我们设计的载波耦合输出、接收电路较好地解决了上述低压电力线通信的接口技术问题,现对其电路实施方式介绍如下。
1.1 载波耦合输出电路
如图2所示,根据本电路的一种实施方式[6],载波耦合输出电路接收模拟信号(呼叫编码信号),包括第1~第4电容C1~C4、变压器T1、电阻R1、三极管Q1、第1电感L1、第2电感L2和电源VCC1。其中,R1的一端接收模拟信号,另一端连接Q1的基极。Q1的发射极接地,集电极连接T1的二次绕组。C1的一端连接VCC1,另一端接地。T1二次绕组的一端连接VCC1,另一端通过C2连接VCC1。T1一次绕组的一端依次通过L1和C3连接电力线,另一端依次通过L2和C4连接电力线。
在Q1和前级运放之间通过R1耦合载波信号,R1和Q1构成功率放大电路,将模拟信号放大。这个电阻有2个功能:一是增加放大器的负载阻抗,二是避免后级电路产生自激振荡。C1~C4、T1、L1、L2和VCC1构成载波耦合电路,将放大后的模拟信号耦合进电力线,从而使模拟信号能通过电力线载波通信方式传输。Q1和T1组成调谐功率放大电路。信号经C3、C4、L1、L2组成了带通滤波器,耦合至电力线上。这里谐振T1有耦合载波信号并使通信电路与220 V/50 Hz的强电隔离这2个方面的作用。为了最大限度地将信号耦合到电力线上,耦合变压器的设计好坏是利用电力线载波实现可靠的通信的一个很重要的因素。设计时要求选择合适的变压器匝数比,这就必须做到阻抗匹配。设T1的匝数比为n、初级匝数为N、初级自感为L、总损耗电阻为R,电力线的阻抗为Z,带通滤波器的中心频率为F0、带宽为BW,则有[7]
当阻抗匹配时,可按照下式计算n:
1.2 载波耦合接收电路
如图3所示,根据本电路的一种实施方式[8],载波耦合接收电路外接电力线,从电力线接收模拟信号,包括第1~第8电容C1~C8、第1~第3电感L1~L3、变压器T1、第1~第3电阻R1~R3、第1~第3二极管D1~D3、三极管Q1和电源VCC2。其中,T1一次绕组的一端依次通过L1和C1连接电力线,另一端依次通过L2和C2连接电力线。T1二次绕组的一端通过C4连接Q1的基极,另一端接地。C3接在T1二次绕组的两端之间。D1的阴极接Q1的基极,阳极接地。C5的一端接Q1的基极,另一端接地。R2的一端接Q1的基极,另一端接地。Q1的发射极接地,集电极通过L3接电源VCC2。R1的一端接VCC2,另一端接Q1的基极。C6与L3并联。R3的一端接Q1的集电极,另一端通过C7连接D2的阳极。D2的阴极作为输出端。D3的阴极连接D2的阳极,D3的阳极接地。C8的一端接地,另一端接D2的阴极。
C1、C2、L1、L2、T1以及C3、C4构成载波耦合电路,对接收自电力线的模拟信号进行耦合。C5~C8、L3、R1~R3、D1~D3、Q1和VCC2构成滤波放大电路,由Q1将耦合后的信号模拟放大,再由D2、D3滤波后送至后续电路(例如解码装置)进行相应操作。信号从电力线上经L1、L2、C1、C2组成的带通滤波器,耦合到T1。低压电力线阻抗R具有时变特性。耦合T1有耦合载波信号和使通信电路与220 V/50 Hz的强电隔离这2个方面的双重作用。也就是说T1从电力线上接收载波信号并滤除来自电力线上的干扰噪声,将电力线与耦合电路的其余部分相隔离。D1起限幅作用,用来保护后续电路。
2 应用效果
评价接口电路耦合性能的一项重要指标是频率特性。我们通过大量的实验和数据统计分析得知:低压电力线的统计阻抗一般在5~15Ω之间,中心频率可通过载波耦合电路中的变压器初级绕组的电感量来调节;选取适当的接口电路的通频带宽度,可使信号的耦合性能较好,同时兼顾较好的选择性[[4,9],[4,9]。若将中心频率选为460 k Hz,电容取值为22 n F/450 V,电感量在5~6μH之间,可使通频带达到最佳。我们所设计的载波耦合输出电路可满足载波发射高阻抗的要求,提高载波的加载效率;同时还兼顾对频率选择性的要求,从而提高系统的抗干扰能力。
最大限度地抑制来自电力线上的噪声干扰,提高频带内的信号接收功率,是耦合电路接收端的设计目标。我们可以用点对点的通信成功率来测试本电路耦合性能的好坏。医院低压配电网中众多医疗设备的随机接入和断开会产生各种类型的干扰。参照国家电网DL/f 698.31、DL/T 698.35等信息采集规范[10],我们以数字万用表、直流稳压电源、模拟示波器、信号发生器为主要测量工具,在实验室和医院病房模拟诸多恶劣环境,比如高压、高温、低压、低温、强静电、群脉冲等,并长时间运行来对接口电路进行系统测试,检验其稳定性。多次实验的测量结果说明,呼叫信号通过本接口电路后,呼叫信号的幅度、频率等参数都保持稳定,不偏移,且有效滤除了信号中的干扰信号。在传输距离200 m以内的验证成功率达到99%,高于国家电网95%的标准,完全满足一般医院的要求。
我们用本次设计的接口电路应用于自行开发的病区按需呼叫系统,取得了很好的通信效果。完全克服了利用低压电力线通信的困难,能确保较高的加载效率和较好的幅频特性,并有效滤除了工频信号。
3 结语
以上所述仅是本专利的一种实施方式,根据实际需要,还可以做出若干相似的变形和改进。本电力线载波耦合电路在保证安全性、可靠性的前提下,能满足高频宽带信号的传输要求,提供足够宽的带宽,具有良好的频率、阻抗及相位特性,克服不利的电力线信道特性、复杂多样的电网网络特性及开放式的网络结构,提供高效而稳定的耦合效果以及较小的工作衰减等[11],简易、经济、有效,非常适合应用于病区按需呼叫系统,并且便于安装使用。
摘要：目的:为解决医院现有呼叫系统的弊端,研制一种用于病区按需呼叫系统的载波耦合输出和接收电路。方法:利用最经济、简便的电力线载波数据传输方式,采用复合耦合技术设计。该电路由滤波器、耦合变压器、保护电路等部分组成。结果:该电路可满足系统检验技术规范,在现场环境中通信成功率超过99%,最大通信距离为200 m,能够满足一般医院的要求。结论:该电路的性能完全能满足病区按需呼叫系统,省略了复杂布线,且简单有效,能以较低成本实现。
关键词：呼叫系统,电力载波,编码解码,载波耦合输出电路,载波耦合接收电路
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