信号通道

信号通道（精选7篇）

信号通道 篇1

引言

同频信号的相位差检测在卫星导航、激光测距、振动检测等领域中有着广泛的应用。在目前常见的相位差检测方法中, DFT频谱分析法对谐波和随机噪声干扰有较强的抑制能力, 且能够利用FFT快速算法, 因此常采用DSP芯片作为硬件平台。多点采样做DFT运算, 将有助于提高精度, 但大量的数据, 需要从外部AD芯片搬移到DSP芯片内存中去, 将是一项庞大的工程, 特别在需要对信号连续采集的工程应用中。若CPU同时还必须响应其他亟需处理的中断, 系统将不堪重负。为此, 拟采用一种DMA方式的数据搬移, 将大量数据从“后台”存储到DSP内存中。

1 通道设计

本文拟设计一种更高效的信号采集通道, 如图1所示, 待采集信号首先经过必要的放大和滤波处理。定时器Timer按固定时间间隔, 产生中断, 触发DMA事件, 将读取指令发通过McBSP的发送缓冲寄存器。McBSP可配置为时钟停止模式, 兼容SPI接口, 这样读取指令就在DMA的触发下, 成功发送到ADC芯片。McBSP同时将接收ADC的模数转换数据, 数据填满接收寄存器, 也可触发DMA事件, 随后DMA模块可将数据自动搬移到SARAM。整个过程, 通过事件触发DMA, 再通过DMA完成响应操作, 不需要CPU的参与。

2 电路设计

2.1 信号调理电路

后级ADC芯片的采样输入电压范围一般为0V至Vref, 所以打算将此正弦波适当放大, 并加一个直流基线电压, 将正弦波抬升至X轴上方。具体电路实现如图2, 先采用一个比例差分放大电路, Ui输入端通过电容C1“隔直通交”, R5、R6对负电压进行分压, 得到直流基线。

若R1=R2、R3=R4, 可导出Ut与Ui的关系式:Ut= (R4/R1) (Ui+5*R6/ (R5+R6) ) 。

可以看出, R4/R1的比值即为放大倍数, 可方便调整交流信号幅度。放大后的信号Ut再经二阶巴特沃斯低通滤波器平滑输出。

2.2 DSP接口设计

TMS320F28335是TI公司推出的最高时速150MHz、32位浮点处理器[4], 非常适合于做较为复杂的数学运算[5]。相位差检测通常对两路正弦波信号分别计算相位, 然后相减得到。多通道的AD转换器采集两路正弦信号, 必定需要在CPU的参与下切换通道号, 所以本设计决定选用AD7683作为独立ADC, 该芯片具有单一采样通道, 具有16位分辨率, 100Kbps转换速率, 满足系统设计需要。

TMS320F28335具有两个多通道同步缓冲串口McBSP-A和McBSP-B。MCLKX、MDX、MFSX用于数据发送, MCLKR、MDR、MFSR用于数据接收[3]。将McBSP配置为时钟停止模式后, MCLKX与MCLKR、MFSX与MFSR芯片内部连通, 并以MCLKX作为SCLK时钟信号引脚, MFSX作为SS选通信号引脚, 六引脚的McBSP变为4引脚的SPI接口[4]。可分别外接两路AD7683。

3 DMA数据传输

DMA数据传输分两部分:burst和transfer。Burst的数据量由BURST_SIZE寄存器决定, 最大可设置为一次burst传送32字节 (16bit) 。TRANSFER_SIZE寄存器可设置一次完整的transfer传送包含多少个burst, 最多可包含65536个burst。处理器首先需初始化配置DMA模块, 使能相应通道后, 一旦外设特定事件触发DMA传送, DMA模块将数据从源地址搬移到目标地址, 随后根据寄存器SRC/DST_BURST_STEP、SRC/DST_TRANSFER_STEP调整下次数据传送的地址偏移量, 地址可递增、递减或保持不变。

假设需要利用DMA通道2将McBSP-B数据接收寄存器中的数据逐次搬移到L6 SARAM区, 主要需对DSP寄存器进行如下配置:

CH2.SRC_ADDR_SHADOW= (Uint32) &McbspbRegs.DRR1.all;//源地址

CH2.DST_ADDR_SHADOW=0x00E000;//目标地址 (L6) 首地址

CH2.BURST_SIZE.all=0x0000;//一个burst含一个16bits

CH2.SRC_BURST_STEP=0x0000;//源地址不变

CH2.DST_BURST_STEP=0x0001;//目标地址逐次增1

CH2.TRANSFER_SIZE=0x1023;//传送1024个burst

MODE寄存器中ONESHOT应设置为0, 这样每当McBSP-B接收数据后触发DMA只传送一个burst, 触发1024次才能完成一次完整的DMA传送, 并产生DMA中断, 告知CPU可以处理这批数据。

4 结束语

本文设计的这种基于DMA的数据传输方案是一种快速的数据传输机制, 数据传输过程不需要CPU的大量干预, 特别是在需要对信号连续采集时, 需要大量存储模数转换数据的情况下, 优势更加明显, 有效的节约CPU资源, 提高系统实时性、可靠性, 具有很大的工程应用价值。

参考文献

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信号通道 篇2

中频模拟信号经过A/D采样后将数字信号送入FPGA进行基带数字信号处理，在FPGA和DSP内完成数字下变频、捕获、码跟踪、载波跟踪等过程，最终实现卫星信号的解扩解调。在实际应用中，需要设计多个通道对多颗卫星同时进行跟踪，才能获得解算结果。

1 硬件设计

硬件平台用FPGA芯片和DSP芯片作为主处理器，主处理器之间可以互相通信。经过AD采样后的信号直接进入FPGA，此后所有对信号的处理均由软件来实现。如此可以充分利用FPGA和DSP的重复烧写及在线调试能力，尽量减少对其他硬件的依赖程度，从而增加了平台的灵活性。另外，每片DSP都外接了Flash和SDRAM。由于Flash掉电数据不会丢失，可以在Flash内保存程序及数据，而外接的SDRAM是DSP的扩展Ram，当DSP运行大型程序以致DSP的内部Ram不够用时，可以将程序放到外接的SDRAM内运行。

2 软件设计

信号处理模块框图如图1所示，捕获模块和通道的跟踪环路占用FPGA和DSP。整个跟踪环路包括五个部分：FPGA内的下变频模块，通道模块，通道控制器和DSP接口模块，以及DSP内的码环、载波环。

AD采样后的信号首先进入数字下变频模块，下变频输出的基带I/Q信号直接进入捕获模块和各个通道(跟踪模块)。各个通道的数据通过DSP接口被送到DSP, DSP和FPGA之间的数据传输通过中断的方式来完成。DSP完成鉴频鉴相及滤波运算后将结果反馈回FPGA。图中各个通道通过通道控制器共用一个捕获模块。

3 多通道设计

多通道的设计总体包括两个部分：多通道的控制和各个通道数据的传输。一种简单的多通道控制方法就是采用多个并行通道的设计，各个通道有各自独立和完全一样的功能模块，包括捕获模块，这种并行结构的设计不需要额外的通道控制逻辑，各个通道独立工作，不受干扰，尤其在捕获时各个通道可以同时工作，减少捕获时间。但是这种方法需要很大的硬件资源，尤其是在捕获算法很复杂时，捕获模块的资源占用最大。因此，在硬件资源有限的条件下，这种方法资源分配的不合理性使得实现这种结构不实际。在实际设计时，由于捕获模块需要占用整个FPGA的资源，因此只能采用捕获模块共享的结构，如图1所示，各个通道通过一个通道控制器共用捕获模块。这种结构下，各个通道的捕获是串行的方式，因此捕获时间为并行结构的N倍。

4 中断处理设计

由于跟踪环路的鉴频鉴相算法都是在DSP内运行，因此FPGA需要将通道的累加值及时发送到DSP, DSP运算结束后又需要及时将结果反馈回FPGA，这个过程需要用中断的方式来实现。传统的中断处理方法分为独立请求法、菊花链法和软件轮询法3种。独立请求法的方式给每个设备一个中断请求线，当有几个设备同时请求时，经判优逻辑选择一个优先级最高的中断请求，并形成对应的中断向量，通过数据总线送到处理器。菊花链法和软件轮询法都只需要一个中断请求线，处理器检测到中断请求信号后，根据优先级，分别通过硬件和软件的方法来选择中断请求设备。本课题选用的DSP处理器只有4个外部中断，而FPGA共有多个通道。因此，给每个通道分配一个中断请求线的方法不可行。另外，多个通道的数据到达时间间隔虽然固定，但是各个通道之间的数据到达时间并没有固定关系。综合考虑，本课题采用每个通道在积分累加结束后将累加值存入对应的相关峰值寄存器，DSP每隔时间T响应中断，并读取多个通道的相关峰值，运算结束后依次写入FPGA内的反馈寄存器。相关峰值寄存器的更新率和中断速率相同，但是两者并不同步;另外12个通道的数据更新也不同步。这里相关峰值寄存器组有类似双口Ram的功能，所不同的是该寄存器组的所有寄存器可以同时写入数据。

5 结论

可以根据实际来增加或删减通道达到相应的功能需要，用此种方法可以同时多通道稳定跟踪卫星信号，为后续的解算提供稳定的数据。

摘要：在设计卫星导航接收机时, 需要同时对多颗卫星实时跟踪才能获得最终的导航结果, 这就要求对每颗卫星都要有一个处理通道。本文提出了一种在FPGA和DSP的硬件开发平台上设计多通道跟踪环路的方法, 以及设计中断控制器来实现FPGA和DSP数据交互接口, 从而实现卫星信号的跟踪。

关键词：多通道,卫星信号,跟踪,中断

参考文献

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[6]董在望.通信电路原理[M].高等教育出版社, 2003.

[7]郑君里, 杨为理.信号与系统[M].高等教育出版社, 2001.

双通道舰船信号发生仪的研制 篇3

关键词：双通道,舰船信号,信号发生仪,16位精度

0 引言

舰艇在海面上会受到风浪的作用而产生摇摆运动。雷达天线随同舰艇摇摆, 就会使雷达波束偏离目标, 降低作用距离, 加大测量误差, 甚至会丢失目标, 因此在工程实践中, 必须设法稳定雷达天线的波束。

舰载雷达天线波束的稳定方法大致分为机械稳定、电气补偿或两者相结合。常见的舰载雷达的机械稳定平台系统是由以舰船艏艉方向为轴向的横摇轴和在水平面上与之垂直的舰左右舷方向为轴向的纵摇轴叠加组成, 加上方位轴, 形成一个三轴系统。

在雷达装舰后, 由平台罗经为雷达提供横摇轴和纵摇轴的角度信号。而在雷达装舰前的生产、调试和各项试验中, 各型雷达稳定平台均需要1 台替代平台罗经的设备作为信号源, 才能进入工作状态。同时在调试中同时还需要提供航向 (原由导航提供) 、航速 (原由计程仪提供) 两种对外接口信号。随着技术改造对雷达精度要求的提高, 平台罗经、导航等设备从14 位精度单通道信号升级了16 位精度双通道信号, 相应的雷达也将接收模块升级为16 位精度双通道。因此, 原先的单通道舰船信号发生器已经无法满足需求, 于是, 设计研制多路输出多功能的双通道信号发生器的任务迫在眉睫。

1 总体设计

1.1 设计要求

双通道舰船信号发生仪在科研生产中的作用如图1所示。

雷达伺服分机在工作状态需要平台罗经提供舰船摇摆信号, 导航提供航向信号, 计程仪提供航速信号, 而这些对外接口信号只有在全舰所有系统联调时才能提供。因此在内部设备调试阶段中, 需要由双通道舰船信号发生仪来模拟这些对外接口信号。天线稳定转台对摇摆信号进行跟踪, 测试系统能够定量测试稳定平台跟踪精度, 并与相关考核指标比对。航向信号和航速信号也需要比对输入信号与解算出的显示值进行验证, 也有相关精度要求。

该仪表的设计要求如下:能够模拟自整角机, 产生纵摇、横摇、航向三路双通道模拟信号 (16 位有效数字量) 以及航速一路单通道模拟信号 (13 位有效数字量) , 便于相关产品的调试使用;要求纵、横摇摇摆信号周期1~99 s可调、幅值0°~180°可调, 具备暂停、复位功能;航向能0°~360°连续变化, 具备暂停在任一所需角度并保持稳定输出的功能;航速能连续变化, 0~55 节, 具备稳定在某一航速并保持稳定输出;所有参数的设定、实时数据通过LCD液晶屏显示;

根据以上设计要求和指标, 可以绘制出系统需求的基本功能框图, 如图2 所示。

工程实践中舰船信号的传输方式一般是三相自整角信号。双通道舰船信号发生仪主要作用在于产生纵横摇信号。纵横摇信号一般近似正弦信号, 根据不同的海况, 常见的周期幅值有纵摇3°, 周期5 s和横摇10°, 周期9.5 s等等。对于正弦信号发生器, 一般有函数发生器、单片机、PC/104、DDS相位叠加合成波形等几种实现方式。其中前两种方案缺陷较多, 技术相对落后, 无法满足本次项目的需求, 先予以排除。由于本项目需要产生的正弦波波形频率相当低, 对精度要求却较高, 最后一种方案却更适合高频率信号发生器的方案。对于接口输出方面, PC/104 方案易于实现数字信号和自整角信号的直接输出转换。另外PC/104 方案广泛应用在各型装备中, 软硬件功能实现相对成熟, 因此决定采用PC/104 嵌入式开发来实现本仪表的研制。

1.2 功能分解

双通道舰船运动信号发生器是一个软硬件相结合的系统, 系统主要需要完成的任务是产生正弦信号数字量以及将其转换为模拟量输出。按功能大致可以分为信号发生模块、数模转换模块、配电模块、显示模块和其他部分五个部分。

在信号发生模块部分, 纵摇横摇信号由PC/104 根据设定值实时运算产生, 分时输出至双通道数模转换器即可实现数字量到模拟量的转换。对于航向, 提供固定值输出和航向匀速增大两种输出形式, 输出至双通道数模转换器。对于航速, PC/104 提供固定值输出, 输出至单通道数模转换器。

数模转换模块由3 块双通道数模转换器和1 块单通道数模转换器组成, 可以将数字信号直接转换成自整角信号输出, 输出幅值0~90 V, 无需外接放大器。

配电模块方面, 由于本系统各器件需要提供的电平信号种类众多, 对输入电平稳定性要求又比较高, 下文将详细叙述。

显示模块PC/104 一体化解决方案中推荐的6.4 寸64×480 分辨率显示屏。5 V电平, PC/104 内置显卡直接驱动, 无需其他电路辅助。

其他部分包括仪表结构、散热、接插件等等, 仪表机箱采用外购定制, 其他尽可能采用现有元器件配件, 并委托结构工艺及车间电装人员辅助完成相关设计安装工作。

2 硬件设计

2.1 主要元器件

本仪表拟采用的SCM/SPT2E (PC/104 模块) 是一款“all-in-one”模块。它在板集成了10/100 Base-T以太网接口和高性能图形处理器。采用X86 兼容处理器, 运行速度300 MHz, 在板内存支持最大128 MHz, 3.3 V SDRAM。图形处理器可支持各种LCD和TFT显示屏, 1M显存。同时在板支持PS/2 键盘、PS/2 鼠标、IDE接口、Floppy接口、两个串口一个并口、USB接口以及看门狗。

数模转换器SZZ双速系列数字-同步转换器是杰瑞公司生产的一种高精度的同步模拟输出装置, 该系列转换器输入数字角度量为16~19 位自然并行二进制数码, 兼容TTL/CMOS电平:输入参考信号为400 Hz频率的正弦波;输出轴角模拟信号为粗、精双路同步信号。

在电源模块选型阶段, 调研过同类仪表所用方案, 一般采用开关电源进行AC-DC转换, 特点是小型、轻量和高效率。然而在本仪表的应用中, 由于输入端电压特殊 (400 Hz) , 输出端电平种类多样且电流大, 对输出波形要求高要求电流稳定纹波小, 仪表本身工作环境严苛。完全没有符合条件的市售成品, 因此排除了使用开关电源的方案。相比而言, 线性电源的主要特点为线技术成熟, 定制成本较低, 高稳定度, 纹波小, 工作环境温度宽等特点几乎完全是为本仪表量身定做, 因此采用朝阳公司的4NIC-X定制型线性整流电源线性电源方案。

FPGA芯片采用XC2S100EPQ208, 这是Xilinx公司的一款100 万门的FPGA, 有208 个引脚, 核心电压3.3 V, 参考电压1.8 V, 用于信号处理电路。

2.2 信号发生与处理电路

信号发生与处理电路是一块四层印制板, 安装在机箱前部的上层。四层PCB的正面与背面走信号线, 中间层分别为电源和地线层, 信号与供电分离, 保证信号不受干扰。

本仪表的核心器件选用盛博公司的SCM/SPT2E型PC/104, 系统核心模块对外接口通过大量的跳线进行连接, 包括显示、键盘输入、串口、USB口。根据器件手册, 这些跳线定义见表1。

J8口通过一个扁平电缆与机箱前面板上的液晶显示屏连接。另外从线性整流电源提供一路5 V送给液晶屏的逆变器, 作为液晶屏的电源驱动。液晶屏采用的是盛博公司代理的台湾元太屏PD064VT5N1, 该液晶屏与盛博公司的PC/104 完美匹配, 使用中无需配置。J2口提供了一个集成了喇叭、复位键、键盘、鼠标四种功能的连接线, 提供输入输出功能。J3和J13分别通过随机电缆连接到机箱后面板, 为本仪表提供预留的串口输出和USB输出功能。

在印制板上设计了大量的发光二极管, 用于仪表调试阶段逐位分别显示纵摇、横摇、航向、航速的数字信号, 并且方便观察变化规律。由于PC/104 的数据位输出驱动能力有限, 因此需要将每一路数据输出到FPGA中转锁存。同时, 负责处理仪表的众多旋钮和按钮的按键响应以及与PC/104 的交互也需要FPGA分担一部分工作。

纵摇、横摇、航向、航速四路信号分别使用一块FP-GA芯片, 其中航向的FPGA芯片还负责与PC/104 通信以及采集前面板按键信息。由于FPGA本身特性是掉电后配置文件和程序会丢失, 因此每块FPGA需要配备一块对应的加载芯片, 以在重新上电时为FPGA加载配置文件和程序。

2.3 数/模转换电路

数/模转换电路板设计为4 层印制板, 安装在机箱前部的下层, 在信号发生与处理电路板下方。在信号发生电路产生纵摇、横摇、航向、航速数字信号后, 通过数据排线输出到数/模转换电路, 由3 块17 位双通道数字-自整角信号转换器, 1 块14 位单通道数字-自整角信号转换器分别进行数/模转换, 并以三相自整角信号形式输出。

以纵摇信号为例, 首先对17SZZ349B-S36 转换器的EN脚置高电平, 该转换器即开始工作。从PC/104 产生的16 位数字信号经FPGA锁存后送至转换器的1~16 脚 (17 脚无数据, 始终置0) , 转换器实时将数字信号转换成精粗双通道自整角信号, 由FS1/FS2/FS3 输出精通道数据, CS1/CS2/CS3 输出粗通道数据, 送至DB25 插头上, 经连接电缆送至机箱后面板输出。

航速数/模转换电路采用的是14SZZ349B单通道转换器, 航速数据只有单通道, S1/S2/S3 送到机箱后面板的XS4 输出。

2.4 配电部分

双通道舰船信号发生仪的配电部分由我单位自制的变压器和从朝阳公司定制的4NIC-X线性整流电源两部分组成。整个仪表需要供电的模块包括信号发生与处理电路、数/模转换电路、液晶显示屏、散热风扇。除数模转换电路上所需的400 Hz, 115 V交流电由变压器输出端提供外, 其他的直流电均由线性整流电源提供输出, 各路输出去向列表见表2。

3 软件设计

3.1 设计要求

设计双通道舰船信号发生仪的软件, 要求能在液晶屏上显示菜单界面, 实现纵摇、横摇、航向、航速分路输出 (可以独立输出也可以同时输出) :纵横摇设定周期和幅值后, 具备启动、暂停和复位功能;航向的输出提供固定值输出和顺时针匀速转动两种方式, 匀速转动时具备启动、暂停和回零功能;航速的输出提供固定值输出和匀速提速两种方式, 匀速提速时具备启动、暂停和回零功能。

3.2 开发环境

信号发生程序由PC/104 编译执行。 盛博SCM/SPT2E型PC/104 板载一片64M的固态电子盘, 最大可以扩充到1G容量。它可以安装操作系统, 使得PC/104无需挂接驱动器即可启动工作。该固态电子盘预装了MS-DOS 6.22, 内置Borland C 3.1。该开发环境相当成熟, 已应用多年。程序使用C语言编写。

信号处理程序在FPGA中执行, 使用VHDL语言编写, 编辑和编译的环境是Xilinx公司推荐的ISE 7.0程序。

3.3 舰船信号发生程序

分析信号发生程序的设计需求, 纵摇、横摇、航向、航速四路信号产生在原理上类似, 代码复用率很高;在功能上又相互独立, 适合采用模块化设计的方法来简化设计。

程序的大致流程如下:首先采集纵摇、横摇、航向、航速设定值 (未设定的默认为零) , 随后监视按键 (键盘) 指令输入, 根据按键指令调用纵摇发生子程序、横摇发生子程序、航向发生子程序或是航速发生子程序的相应功能;然后统一将各子程序产生的数据送信号处理电路以及送液晶屏显示。根据设计思路, 画出流程示意图如图3所示。

以纵摇信号产生子程序为例。首先, 判断纵摇是否启动。启动键按下后, 向数/模转换电路的纵摇输出数/模转换器的EN位输出高电平。检测到暂停键被按下时, 输出锁存并保持。在暂停状态下, 检测到复位键被按下时, 将输出置零, 并等待启动信号。在暂停状态下, 检测到退出键被按下, 向数/模转换电路的纵摇输出数/模转换器的EN位输出低电平, 然后退出纵摇子程序。非暂停状态下屏蔽复位信号和退出信号。根据以上设计, 画出纵摇子程序系统框图如图4 所示。

航向发生子程序首先获取初始航向设定值, 向数/模转换电路的航向输出数/模转换器的EN位输出高电平。然后, 按设定值输出并保持。检测到启动键按下时, 航向按照每秒10°的速度匀速增大, 到360°归零并继续循环。检测到暂停键被按下时, 输出锁存并保持。在暂停状态下, 检测到复位键被按下时, 将输出置为设定值, 并等待启动信号。

在暂停状态下, 检测到退出键被按下, 向数/模转换电路的纵摇输出数模转换器的EN位输出低电平, 然后退出航向子程序。非暂停状态下屏蔽复位信号和退出信号。根据以上设计, 画出航向子程序系统框图如图5所示。

航速发生子程序与航向类似。不同之处在于检测到启动键按下时, 航速按照5 节/s的速度匀速增大, 最大值为55 节, 到55 节归零并继续循环。

PC/104 的中断控制由两片8259A芯片级联, 构成16 级的向量优先级中断系统。在本仪表中, 由于PC/104 的数据线只有16 位, 而纵摇、横摇、航向每路数据都有16 位, 航速数据有14 位, 不可能实现同时并行输出。同时需要监视按键信号, 读取外部数据, 因此必须利用中断服务程序, 配合使能中断和关断中断的函数, 来实现信号的分时输出。

3.4 信号处理程序

在本仪表中, 信号处理模块中的FPGA起着承上启下, 沟通内外信号的重要作用。它负责监听前面板按键信号, 实时传送给PC/104, 而PC/104 实时产生的大量数据也必须送到FPGA, 进行分配后分两路, 一路送数/模转换电路进行D/A转换成最终的自整角输出信号, 一路送到印制板的发光二极管, 以便于调试时自检数据输出的正确性。根据以上要求, FPGA输入输出信号流程图如图6 所示, FPGA程序的系统框图如图7 所示。

4 结语

本研制项目采用PC/104 嵌入式设计双通道舰船信号的发生, 用自整角数/模转换器实现了数/模转换与信号放大输出舰船信号, 完全满足设计要求, 完成了双通道舰船信号发生仪的设计开发, 及时填补了科研生产实践在该领域的空白, 并已投入使用。该仪表具有使用方便、操作简单、显示清晰明了、输出稳定可靠等优点, 在工程实践中应用表现良好。此外, 本仪表硬件电路不复杂, 硬件性能留有大量裕度, 软件程序模块化编写, 便于后期进一步开发, 增加功能, 提高仪表性能和适用性。

参考文献

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[5]卫强, 卞树檀, 曾吕锦.PC104通用外围接口电路没计[J].电子测量技术, 2006, 25 (4) :19-21.

信号通道 篇4

遥测模拟设备( 即PCM信号源) 能够完成遥测系统的基本测试,提供系统所需的外部检测信号。 信号源输出的模拟信号主要由帧同步码组加上各个通道的数据按照一定的格式组成,并通过并串转换, 实现PCM码流的串行输出,作为检测遥测设备的模拟信号发生器。

随着遥测技术在航天、 航空、 气象和卫星等领域的应用越来越多, 对遥测设备的测试要求也越来越严格,传统的单一、 低频、 定频和参数不可调的遥测模拟设备已不能满足日益复杂的应用需求[1,2,3,4]。 为了解决传统遥测信号源输出信号简单、 通道不可调的问题, 本文提出了一种基于FPGA的多通道输出可配置的通用PCM信号源。 利用FPGA内部丰富的RAM和ROM资源及其特点, 解决了使用外部EPROM输出PCM信号格式单一、固定的问题[5]。

该设计能够实现1 024 通道以内的任意通道数的参数配置, 参数包括正弦波、 方波、 三角波、 锯齿波、 随机数和固定值等六种波形, 固定值支持用户自定义, 每个通道支持8 位和16 位字长可选。

1 信号源设计

参数可调的PCM信号源框图如图1 所示,主要包括背板总线接口、LVDS通信模块、FPGA控制模块、输出驱动模块和电源模块。 LVDS通信模块实现指令数据流的高速接收和解串功能,包括高速串化器和高速解串器两部分。 FPGA则完成通道参数配置和数据存储等信号源基本功能实现的逻辑控制,电源模块提供信号源电路基本的电压信号, 信号源的输出驱动电路实现PCM码流的单端输出和差分输出。

信号源工作原理: 通过计算机配置每条通道的波形,并将配置后的参数进行打包,下发给PCM信号源卡;背板总线上的指令数据流经过LVDS解串后传输至FPGA逻辑控制单元, 由其对指令进行接收和处理, 并将数据流中的参数和用户定义的固定值写入内部RAM进行存储; 当写入完成时分别读取各通道参数, 根据参数值读取相应的波形数据;最后,将并行的波形数据并串转化,输出PCM串行码流。

在本设计中, 通道个数即为PCM码的副帧长度, 可定义范围为1~1 024。 PCM信号源波形参数支持6 种信号:正弦波、 方波、 三角波、 锯齿波、 随机数和固定值, 其中固定值的内容可在计算机软件上编辑。

1 . 1 指令流接收电路

在PCM信号源指令数据流的接收电路上,采用了低压差分接口技术(LVDS)。 通过连接背板总线,实现信号源与背板之间的高速数据通信。 LVDS是一种效率极高的技术, 具有低摆幅输出电压、 高传输速率和低功耗的优点,使得其在高速数据通信电路设计中经常被使用[6,7]。因此, 能够满足设计中对数据和指令的高速接收要求。在本设计中选用了集成高速串化器和解串器于一体的18 位DS92LV18 芯片, 其具有支持15 ~ 66 MHz时钟、 独立的发送器和接收器操作、 内部PLL、 线性回环和本地回环模式等特点。

1 . 2 输出驱动电路

为了提高PCM信号源的通用性,设计了单端或差分两种输出方式。 单端输出之前,使用了一个ADu M1200 双通道数字隔离器对输出信号进行隔离。 其中ADu M120x系列隔离器支持低电压工作并能实现电平转换,具有很低的脉宽失真(<3 ns) 和直流校正功能, 自带的刷新电路保证了即使不存在输入跳变的情况下输出状态也能与输入状态相匹配的优点。 差分输出则通过采用DS26C31M单端转差分驱动芯片来实现, 该芯片是一个四路CMOS三态差分线驱动器,其满足RS-422 的EIA标准需求,支持将输入的TTL或CMOS电平转换为RS-422电平输出。

2 协议与软件实现

为了实现多通道输出波形可配置的PCM信号源的设计,需要将计算机下发的基本参数配置信息和固定值接收和存储,这一过程主要通过逻辑控制单元实现。 其中FPGA内部程序框图如图2 所示, 主要模块包括: 指令接收和处理模块、 参数信息存储模块、 波形数据存储模块、数据产生模块和PCM码并串转换输出模块。 当接收到指令数据流, 信号源首先完成基本PCM输出参数( 码率、 字长、 副帧帧数和同步字等) 的配置。 当各通道配置完成后, 输出的并行数据经过FIFO缓冲, 输入到PCM并串转换模块, 将并行的8 位数据信号转换为串行码流输出,此时转换时钟是FIFO读时钟的8 倍。

2 . 1 参数包协议

参数可调信号源设计的关键之一, 是设计一个信号源与计算机软件通信的协议。 在本设计中,为了方便底层硬件的接收和存储,将配置的通道参数和固定值数据按照一定的格式进行打包下发。PCM信号源则根据接收到的参数包起始和结束标志信号完成各个通道参数的接收和存储过程, 其主要下发的参数包格式如表1 所示,其中数据类型data[9:8]用二进制表示,data[7:0]用十六进制表示。

其中将数据的高两位data[9:8]作为区分数据(“00”)、地址(“01”)、 命令(“10”) 和参数(“11”) 的标志,data [7:0]则为具体的数值。 8 位波形参数范围为 “00~05”, 分别对应正弦波、 方波、 三角波、 锯齿波、 随机数和固定值六种类型。 信号源地址为 “01”, 起始命令为 “20”, 参数包结束命令为 “21”,固定值默认16 位。 波形ROM中偶数地址存16 位的高8 位,奇数地址则为低8 位,与固定值RAM相同。

2 . 2 数据包接收与存储

指令接收和处理模块首先记录下设置的副帧长度( 即通道数p_max ) , 作为判断参数存储完成的一个信号。在接收到通道配置数据包的起始命令(“20”) 后, 开始接收和存储通道参数进程。 当通道参数_RAM写地址(addra ) ≤ p_max以及包数据中高两位data [ 9 : 8 ] 为 “ 11 ” ( 参数标志)时, 将此时data[7:0] 写入参数存储模块。 同时, 判断参数类型, 如果当前通道参数为固定值, 则将参数后的两个低8 位数据写入固定值RAM模块中进行存储,其他波形参数后的固定值数据忽略。 这就保证了设置的通道固定值按顺序进行存储,便于数据产生单元读取。

如图3 所示, 数据包接收时保证固定值RAM和通道参数RAM读无效。 当完成一次接收后,将写使能置零并保持写地址不变,同时反馈给通道配置与数据产生控制单元一个写完成标志flag。 假设通道参数RAM中灰色部分为固定值参数, 则固定值RAM中两个地址对应1个通道。 为防止地址溢出,当写地址达到最大时,保持写地址最大,不执行加1 操作。

2 . 3 多通道配置

各通道数据能够正确输出的前提是写完成标志flag = ’ 1 ’ , 且读数据ROM或固定值RAM时通道参数已准备好。 取数据之前, 先按地址顺序访问参数RAM, 判断出对应的波形。 数据产生单元先输出帧头(EB 90 或9A BC B5 2C ) , 之后根据波形参数从对应的波形ROM中取出相应的数据。 当输出完一个副帧长度数据后,开始下一副帧的输出。 如果字长为16 位,则每一帧需从每个波形ROM或固定值RAM中顺序读出2 个数据, 即每条通道由2 个8 位数据组成。 字长为8 位时,读取波形ROM高8 位的数据或读取固定值RAM中的低8 位固定数。 图4 是多通道配置的基本时序图。

多通道参数可配置主要是利用RAM可读写和ROM只读的特性来实现的, 当参数或固定值写完之后, 使写无效,之后读取参数和固定值时,将固定值RAM和通道参数RAM作为ROM进行循环读操作。 此时, 这两个RAM相当于ROM 。

3 试验结果与性能验证

为了验证设计的PCM信号源的功能及其特性,将对应的PCM解码和传输卡插入背板,并将其数据输入与信号源的输出相连进行实验。 PCM信号源产生的PCM串行码流解码后传送到计算机,通过计算机软件进行数据分析、 波形显示和全帧显示, 从而验证设计的准确性和可靠性。 图5 是测试多通道输出可调的PCM信号源时计算机记录和存储的一段数据, 此时下发的配置参数为: 副帧长度( 通道数) 为100 , 帧头为EB90 , 副帧帧数( 行数) 为10 。 图6 为100 通道16 位字长时的一段数据,图7 为1024 通道8 位字长、 帧头为9A BC B5 2C的一段数据, 图示中14 6F和65 43 4A D3 为副帧帧结束的帧头。

可配置的通道数大小与FPGA内定义的p_max( 副帧长度) 信号有关, 在本设计中p_max为10 位, 通道参数_RAM深度为1K , 并且支持每个通道16 位数据输出。 通过多次进行不同设置的实验和计算机的分析,验证了所设计的多通道可调PCM信号源的正确性和可靠性。

4 结论

本文设计了一种多通道输出波形可调的PCM信号源, 该信号源在设计中充分利用了FPGA内部的RAM和ROM逻辑资源及其特点。 详细介绍了多通道可配置实现的协议及其软件设计方法, 该设计已能够实现高达1 024个通道参数的配置, 支持每条通道8 位或16位的数据输出, 码率范围为1 Mb/s~10 Mb/s 。这种设计方法使得其在复杂多样化信号源、多通道可配置设计和PCM模拟应用中具有很高的应用价值和参考价值。

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信号通道 篇5

水声学是一门实验科学,湖、海上试验一直是水声学的重要研究手段。在试验中,通常需要使用水声信号源、水声信号采集设备、脉冲应答器、目标信号模拟器等一系列水声试验设备,完成主要参试设备检验、目标数据获取等工作。其中水声信号能否高速精确的采集影响整个实验结果。采用DSP+FPGA架构的水声信号采集与数据处理系统显示出其在高速采集与信号流控制方面的优越性。

DSP+FPGA架构结构灵活,有较强的通用性,适于模块化设计。同时其开发周期较短,系统易于维护和扩展,适合于实时信号处理[1]。DSP+FPGA架构能够正确应用的前提是实现DSP和FPGA之间的数据通信,即接口设计。本文将分为软件和硬件阐述DSP和FPGA的数据通信机制,介绍FPGA控制AD7606采集水声信号过程。

2 硬件设计方案

硬件设计分为三部分:FPGA、DSP和AD采集卡。硬件总体设计方案如图1所示。系统硬件的水声信号采集部分包括水听器组、A/D转换模块、FPGA控制模块、DSP处理模块。水听器组接收功率放大电路发出的工作频段覆盖500Hz~40k Hz的水声信号,通过FPGA控制AD7606采集水听器信号,DSP处理模块通过外部存储器接口(External Memory Interface,EMIF)访问FPGA内部双口RAM读取采集到的水听器水声信号,并对采集到的信号进行处理。

2.1 FPGA硬件设计

本设计采用Xilinx公司的Spartan6系列的FPGA器件,在该器件内部集成有块存储器资源,该存储器资源可配置成单口RAM、简单双端口RAM、真正双端口RAM,数据位宽也可以根据不同的应用场合配置为8位、16位、32位、64位。本设计将FPGA内部的块存储器配置为真正的双端口RAM,真正的双端口RAM具有两个完全独立的端口(端口A和端口B)用于访问共享的存储空间。双口RAM的每个端口有各自的数据线、地址线、读写控制线,允许不同的系统同时对其共享的存储空间进行访问。本文就是基于此原理,实现了DSP和FPGA同时对FPGA内部的双口RAM共享的存储空间进行访问和数据通信[2]。

2.2 DSP硬件设计

TMS320C6748是一个基于C674x DSP核心的低功耗应用处理器[3],提供了丰富的外设接口,拥有DSP高速数据处理和低功耗的特点,CPU内部集成了强大的多媒体处理单元,拥有EMIF、u PP、USB 2.0 OTG等接口,同时支持VPIF视频输入和视频输出。处理器主频高达456MHz[4]。本文通过TMS320C6748的EMIF接口访问外部存储器,即FPGA内部的双口RAM。DSP端通过对FPGA内部双口RAM的读写,读取FPGA通过AD7606采集的水声信号。EMIF接口与FPGA内部双口RAM连接图如图2所示。

2.3 AD采集卡

采集的水声信号主要来自水声换能器发出的复杂信号,包括:单频信号、扫频信号以及任意谱形状的宽带信号。单频信号频率范围:500Hz-40k Hz,扫频干扰范围:500Hz-40k Hz(分段)。设计中采用如下方法生成宽带噪声:将高斯白噪声经过带通滤波后,再经过成形滤波器,最终生成所需要的宽带噪声。成形滤波器的设计需要考虑相应功放和换能器的频响特性,如图3所示。

AD采集卡部分兼顾水声信号采集、脉冲应答两种功能的使用,由球形压电水听器接收上述特定水声信号,连接到AD采集板转换成数字信号,该压电水听器的主要指标如下:工作频带:200Hz-40k Hz;接收灵敏度:-186d B±2.5d B(ref:1V/u Pa,2k Hz-40k Hz);水平指向性:360°(起伏小于3d B);垂直指向性:≥270°(-3d B点)。

AD7606是ADI公司的16位同步采样AD芯片,采样率高达200k SPS。片上集成模拟输入箝位保护、二阶抗混叠滤波器、跟踪保持放大器、16位电荷再分配逐次逼近型ADC内核、数字滤波器、2.5V基准电压源及缓冲、高速串行和并行接口[5]。

AD7606采用5V单电源供电,并支持真正±10V或±5V的双极性信号输入。所有的通道均能以高达200k SPS的速率进行采样,同时输入端箝位保护电路可以承受最高达±16.5V的电压。传统的逐次逼近(SAR)型ADC,由于其采样电容的设计,模拟输入前端一般需要运算放大器(简称运放,Operation Amplifier)实现内部采样电容的驱动。此电容的存在,其等效输入阻抗与采样频率相关,而且在一些高采样率的应用中,使得前端驱动运放的选择十分苛刻。在AD7606内部的信号调理电路中,包含低噪声、高输入阻抗的信号调理电路,其等效输入阻抗完全独立于采样率且固定为1Mohm。同时输入端集成具有40d B抗混叠抑制特性的滤波器,简化了前端设计,不再需要外部驱动和滤波电路。因此,二次互感器输出的信号无需再经过运放缓冲就可以直接接入AD7606[6]。

AD7606还提供过采样和数字滤波功能。通过管脚OS[2∶0]可以设置过采样倍数(OSR)为x2,x4,x8,x16,x32,x64。过采样打开后,内部的过采样控制电路和1阶Sinc数字滤波器会自动被使能,同时-3d B带宽也会相应改变[7]。

项目中采集的水听器信号包括:单频、调频以及任意谱形状的宽带噪声信号的最高工作频率为40KHz,采样率远大于最高工作频率的二倍,而经验数据表明,至少使用4倍于信号最高频率的采样频率才能保证不会丢失信号的任何信息,此采样板仍然满足。FPGA与AD7606采集板接口如图4所示。

2.4 数据流走向图

数据流走向是多通道水声信号采集方案设计的核心部分,实现AD、FP-GA、DSP三者数据流的控制,FPGA需要兼顾考虑DSP的接收时钟以及AD的采样速率,使数据流按照既定的要求完成传输[8]。

为了实现水声信号数据在DSP和FPGA之间高速传输,将FPGA内部双口RAM分成两块存储区域RAM1和RAM2。双口RAM存储FPGA控制AD7606采集到的水声信号数据,DSP从双口RAM读取水声信号数据[9]。如图5所示,FPGA控制AD7606将采集的水声信号数据先存储到RAM1中,当数据存满,返回一个RAM1存满标志,通过数据选择器改变数据流向,将水声信号数据存到RAM2中。在RAM1存满,RAM2开始存储数据的过程中,DSP通过EMIF读取RAM1中的数据。当RAM2存满后,返回一个RAM2存满标志,通过数据选择器改变数据流向,将水声信号数据存到RAM1中。在RAM2存满,RAM1开存储数据的过程中,DSP通过EMIF读取RAM2中的数据[10]。水声信号数据的读取通过外部中断控制,DSP和FPGA每次访问固定的地址,读取固定长度的水声信号数据,并通过DSP向FPGA发送开始采集和停止采集指令,控制数据系统的工作[11]。

3 软件设计方案

软件设计分为DSP和FPGA。FPGA控制AD完成对水听器水声信号的采集。DSP通过EMIF接口接收FPGA采集的水声信号并进行数据处理。

3.1 DSP软件设计

DSP作为系统的核心控制器,如图6所示,负责给FPGA发送数据转换启动指令,通过外部中断,查询FPGA的双口RAM中的RAM1或者RAM2是否写满数据。有一个写满,则给出一个中断信号,并判断是RAM1数据写满还是RAM2数据写满,然后关闭中断,读取相应地址的由FPGA控制AD7606采集到的水听器水声信号数据。进行数据处理、存储显示后,开启中断,准备下一组数据的读取。

3.2 FPGA部分软件设计

FPGA是采集模块的控制部分,接收DSP发出的数据转换启动指令,启动AD数据转换,通过检测BUSY信号检测AD转换是否完成。接收DSP发出的数据的读取指令,上传AD转换结果,清零内部寄存器[12]。软件流程图如图7所示。

4 仿真测试结果

本文测试部分首先通过FPGA控制AD7606采集信号,存储到双口RAM中,然后DSP端读取采集到的信号,最后通过UART2在PC机上显示。如图8所示为使用调试软件Chip Scope采集到的AD7606的结果。AD7606采用并行模式,独立CS和RD脉冲,在CONVST时序转换期间读取信号。采集到的BUSY、RD等信号与时序图一致,并且能够准确的采集到信号。

FPGA控制AD7606采集水声信号并存储到RAM中后,不论是RAM1还是RAM2数据写满,将给DSP发送外部中断信号,使DSP开始接收FPGA双口RAM的数据,仿真结果如图9所示。为了便于观察采集结果,使用信号发生器发出单频信号,FPGA控制AD模块采集,并将采集结果通过UART2串口和上位机两种方式显示,显示结果如图10、图11所示,可以看到传输给DSP的结果与FPGA采集到的结果相一致。

5 结束语

本文分别介绍了DSP和FPGA水声信号采集的硬件系统描述和软件流程图,并通过仿真测试验证AD采集与DSP与FPGA传输的准确性。该DSP+FPGA设计方案应用于水声信号采集,兼顾了DSP的高速运算和FPGA并行处理的优点,在需要处理的数据量大,处理速度要求高的设计中有很大的优势。EMIFA接口的设计使用与传统的使用串口、SPI接口相比,具有传输速度快,占用时序少,操作简单的特点,在使用DMA优化时,最快可达到40M/S的传输速度,为高速数据采集与处理提供了良好的方案。在高速信号采集中有广阔的应用前景。

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信号通道 篇6

图像质量评价方法可以分为主观评价方法和客观评价方法, 国际公认的是主观评价方法。随着可视电话、图像通信、电视会议、视频邮件等多媒体业务的发展, 基于视觉特性的数字压缩技术等得到了充分的应用, 传统的客观评价方法无法反映这些系统的视觉感受效果, 为了降低主观评价方法的复杂度, 满足系统设计、优化和度量的要求, 需要研究符合视觉标准的实时客观评价方法。目前, 已有不少图像质量的评价方法被提出[1,2,3,4], 基于视觉感知的评价方法, 依据HVS (Human Visual System) 的3个基本模型 (非线性视觉感知、多通道分解和视觉掩盖效应) 考察图像, 是目前图像质量评价方法的主流。其中多通道分解模型用于描述图像空间尺寸对主观视觉感受的影响, 已有对比度视觉函数、离散余弦变换、离散小波变换等相关评价方法已提出。文献[5-6]依据CSF (Contrast Sensitivity Function) 特性, 采用DCT变换结合量化掩膜矩阵考察视觉感受的权重。文献[7]利用小波变换频带的伸缩特性, 研究了小波分解带通特性加权系数与视觉感受的关系。文献[8]采用CCIR颁布的亮度加权网络时域频率标准, 将亮度加权网络由时域频率扩展到空间频率, 考察图像空间尺寸对视觉感受的影响。在研究图像质量评价的过程中, 图像测试信号设计是理论检验的一个关键环节, 是图像质量评价过程的必要步骤。文献[9]给出了一种基于三要素的测试信号设计方法, 验证了彩色图像亮度、色调和饱和度对视觉感受的影响程度。文献[10]依据电视原理色度的定义, 给出了一个与亮度、色调和饱和度相关的数字视频测试信号设计方法, 以及部分典型测试信号的设计示例和实验结果。文献[11]采用向量范数和夹角等参量, 给出一种与空间结构相似性相关的测试图像设计方法, 该方法有利于结构相似性的标准测试信号的建立, 以及结构化图像质量评价实验的考察。为了考察多通道分解客观评价模型的正确性, 有利于客观实验结果与主观视觉感受相比较, 下面给出一种与多通道分解模型相关的测试图像设计方法, 以及对应的设计实例和实验结果。

2 信号设计方法

多通道图像测试信号设计的关键, 是如何获得信噪比相同但视觉感受截然不同的一对测试图像。设计思路如下:产生一个白噪声, 经正交变换、掩模量化矩阵和正交反变换获得误差图像, 其中通过调整掩膜量化矩阵控制误差图像高频和低频成分, 最后由误差图像和标准图像组成测试图像信号。测试图像信号产生的基本结构框图参见图1。

具体分析如下:

1) 白噪声是指功率谱密度在整个频域内均匀分布的噪声。对白噪声信号进行正交变换到频域, 只要保持频域两幅图像面积相等, 则它们的信噪比基本相等。

3 信号设计示例

实验选择多种正交变换和不同的量化掩膜矩阵, 对30多种标准测试图片进行反复测试, 均获得了相同的视觉感受和稳定的度量参数。这里以典型图片标准lena女郎头像作为样本进行说明, 正交矩阵选择DCT和DWT, 掩膜量化矩阵选择对角矩阵和对角矩阵。实验结果图见表1, 图中显示分别保留高频、低频分量的误差图像及其加权前后信噪比的对应参数。其中加权后的信噪比由文献[8]多通道评价方法提供。从实验图像和数据可以看出, 当加权前信噪比基本相同时, 采用低频量化掩膜矩阵保留的噪声对应空间尺寸较大的物体, 而高频量化掩膜矩阵保留了噪声对应空间尺寸较小的物体, 由于噪声空间尺寸越大人眼越易于觉察, 因此损伤图像保留低频分量图像质量明显低于保留高频分量的图像, 误差图像中保留低频分量的噪声视觉感受明显高于保留高频分量的图像。采用多通道加权评价方法考察视觉加权后的结果, 高频量化图像较低频量化图像得到明显提高, 正确表述了对应两幅图像的质量。由于对角掩膜矩阵获取的噪声低于对角矩阵, 图像质量优于对角掩膜矩阵, 此外DWT与DCT变换有相同的作用。

4 结束语

基于多通道分解的图像测试信号设计方法, 具有简单方便的特点, 通过在DCT频域定义一个与视觉感受相关的加权系数, 考察了图像空间尺寸对主观视觉感受的影响。该方法与基于MOS标准图像库的方法比较, 一是给出了特定误差参数的测量方法, 二是减少了试验数据受主观生理和心理因素的影响。

摘要：HVS中多通道分解模型用于度量误差图像空间尺寸的视觉感受, 为了降低主观评价实验方法的条件要求, 建立了一种基于多通道分解的图像测试信号设计方法。该方法通过控制白噪声在频域存在的区间, 即白噪声经正交变换、掩膜量化矩阵, 产生信噪比相同且空间尺寸不同的测试图像信号。分析和实验表明, 多通道分解测试图像信号产生一对与高频和低频对应的误差图像, 其信噪比基本相等但其空间尺寸的视觉感受不同, 有利于考察与视觉感知相吻合的图像评价方法。

信号通道 篇7

1 对象与方法

1.1对象2010年2月—2013年11月选择在我院进行急诊的180例失血性休克患者,纳入标准:伴有不同程度的休克,休克严重程度均与失血量呈正相关;预计生存期大于1个月;创伤指数(TS)均为10~15分,损伤严重度评分(ISS)均为10~16分;休克后急诊8 h内入院;年龄20~70岁。其中男98例,女82例;年龄最小27岁,最大69岁,平均年龄(45.34±2.19)岁;致伤原因: 交通伤117例,坠落伤33例,挤压伤16例,爆炸伤10例,其他4例;主要损伤部位分类为:重症胸部损伤88例,腹部创伤42例,四肢、骨盆伤30例,颅脑创伤15例,其他5例;休克程度:轻度休克102例(失血量占血容量15%~30%),中度休克58例(失血量占血容量30%~45%),重度休克20例(失血量占血容量>45%)。伤后4 h内就诊者122例,4~8 h就诊者58例。根据随机数字表法分为治疗组与对照组各90例,两组的性别、年龄、致伤原因、损伤程度与急诊时间的差异均无统计学意义(P>0.05)。

1.2复苏方法两组都积极进行急诊早期液体复苏, 治疗组采用4.5%氯化钠+6%羟乙基淀粉作为复苏液体,对照组采用3.0%氯化钠+6%羟乙基淀粉作为复苏液体。 在使用过 程中 ,以5 ml/kg剂量、速度0.4 ml/(kg/min)输入。两组同时在护理干预中,积极保持气道通畅,采用吸氧和(或)呼吸机辅助通气维持良好呼吸,建立静脉通道维持循环系统,紧急实施确定性手术。

1.3观察指标血气指标分析:所有患者于复苏开始后0与60 min时进行自动监测收缩期动脉血压(SBP) 和血氧饱和度(Sa O2)。复苏成功标准:心跳恢复,维持在1 h以上;面色转红润,意识恢复或好转;出现自主呼吸或呼吸机辅助呼吸[7]。电解质指标分析:所有患者于复苏开始后0与60 min抽取静脉血,选择GEM3000型全自动血气分析仪进行电解质分析,观察的指标为血清中K+、Na+含量。炎症因子的表达分析,所有患者于复苏开始后0与60 min抽取静脉血,抗凝后分离血清, -80℃冰存,采用ELASIA法测定血清炎症因子(IL-6、IL-8)的含量,检测试剂盒来自于由北京中杉生物技术有限公司。

1.4统计学分析选用SPSS 18.0统计软件作统计学处理,结果中的计量资料均数之间对比采用t检验,以P<0.05为差异有统计学意义。

2 结 果

2.1复苏成功率对比经过观察,治疗组的复苏成功率为97.8%(88/90),对照组为90.0%(81/90),治疗组的成功率明显高于对照组,差异有统计学意义(χ2=3.298, P<0.05)。

2.2血气指标对比经过观察,两组复苏开始时的SBP与Sa O2值比较,差异无统计学意义(P<0.05),复苏60 min后上述值都明显上升,在组内与组间比较,差异均有统计学意义(P<0.05)。见表1。

注:SBP—收缩期动脉压,Sa O2—血氧饱和度。

2.3电解质指标对比经过观察,复苏后对照组的血清中Na+含量有明显上升,在组内与组间比较,差异均有统计学意义(P<0.05)。而两组的血清中K+含量变化不明显,组间对比也无明显差异。见表2。

2.4炎症因子指标对比经过观察,两组复苏后的血清IL-6和IL-8含量都明显下降,在组内与组间比较,差异均有统计学意义(P<0.05)。见表3。

注:IL-6—白细胞介素-6;IL-8—白细胞介素-8。

3 讨 论

失血性休克是严重创伤常见而严重的并发症,多为外伤引起,病情凶险,如果不积极有效的治疗,严重的可导致死亡。从病理上分析,失血性休克是一个复杂的病理生理过程,共同的表现是低血压状态,导致各脏器组织细胞氧供不足及能量代谢障碍,从而导致严重的预后[8,9]。

在失血性休克的急诊干预治疗中,需要积极进行复苏,传统的复苏方式主张即刻快速大量输注液体,但是临床应用不合理的液体复苏方法足可影响到后续救治的效果[10]。我们认为,合理的心肺复苏采用晶体液维持血压,以保证重要组织器官的血液供应为根本,维持机体基本需要。此方法能较少地扰乱机体内在环境及组织细胞的代谢障碍,减少并发症的发生,从而有效提高复苏成功率[11]。近年来高渗盐水在实验研究和临床中取得了满意成绩并展现了良好前景。而使用超过血浆容量10%的高渗液复苏会导致凝血、血小板聚集障碍, 同时血清钠浓度明显升高,引起严重的预后[12]。我们认为,采用4.5%氯化钠+6%羟乙基淀粉组作为高渗盐水能维持重要脏器的基本需要,有利于改善凝血功能障碍及止血。本文治疗组的复苏成功率明显高于对照组, 差异有统计学意义(P<0.05)。两组复苏开始时的SBP与Sa O2值对比差异无统计学意义,复苏60 min后上述值都明显上升。

同时,复苏后对照组的血清中Na+含量明显上升, 在组内与组间的差异都有统计学意义(P<0.05)。而两组的血清中K+含量变化不明显,组间对比也无明显差异。可能的原因是高浓度的氯化钠进入外周血后即刻因渗透压差使细胞内水进入循环,进而稀释了离子浓度,从而保障了机体健康[13,14]。

PKC广泛分布于机体各器官、组织和细胞并发挥重要的生理功能,它由单一多肽链组成,包括2个功能区,即与磷脂、二酰甘油(DGA)及TPA结合的疏水性调节区和与ATP及底物结合的亲水性催化区。PKC参与多种正常和异常细胞的增殖和分化,PKC亚型的异常表达和活性增高在调节细胞生长、分化和转移等过程中均起着重要作用[15]。而在失血性休克患者中,出血量增加以及血液稀释后肠出血可导致肠道细菌/内毒素移位,致使全身内皮细胞活化,激活PKC信号通道相关因子,使得炎症介质和细胞因子释放,造成广泛的组织损伤。而高渗盐水复苏可以逆转这些炎性因子产生的效应,恢复或者部分恢复炎症因子的生成,进而恢复被抑制的T细胞的功能,减少创伤失血性休克后并发症的发生[16,17]。本文两组复苏后的血清中IL-6和IL-8含量都明显下降,在组内与组间的差异都有统计学意义 (P<0.05)。同时,失血性休克的液体复苏疗法是一个较为复杂的过程,需要正确判断及全面分析,采用合理的护理干预措施,在挽救患者生命的同时尽量避免并发症与不良反应的发生。

总之,在心肺复苏中采用高渗盐水进行干预能有效改善机体内的血气、电解质指标,从而保障了复苏效果,其作用的发挥与降低PKC信号通道相关因子的表达有关。