扩频系统

扩频系统（通用10篇）

扩频系统 篇1

0 引言

扩频通信, 即扩展频谱通信, 它与光纤通信、卫星通信一同被誉为进入信息时代的三大高技术通信传输方式。扩频通信系统具备3个主要特征:载波是一种不可预测的, 或称之为伪随机的宽带信号, 载波的带宽比调制数据的带宽要宽得多, 接收过程是通过将本地产生的宽带载波信号的复制信号与接收到的宽带信号相关来实现的。

扩频通信是通信的一个重要分支和信道通信系统的发展方向, 具有抗干扰能力强、保密性好、易于实现多址通信等优点, 因此该技术越来越受到人们的重视。近年来, 随着超大规模集成电路技术、微处理器技术的飞速发展, 以及一些新型元器件的应用, 扩频通信在技术上已迈上了一个新的台阶, 不仅在军事通信中占有重要地位, 而且正迅速地渗透到 了个人通信和计算机通信等民用领域, 成为新世纪最有潜力的通信技术之一。本文结合相关工程实践, 简要说明了一种直接序列扩频信系统的实现。

1 实现模式

系统采用直接序列扩频方式实现, 仿真阶段采用扩频码速率2.5 Mbps (可根据需求进行相应改动) , 扩频码采用M序列, 长度为64, QPSK调制方式, 采用帧结构实现, 可用于遥控指令的数据通信等对抗干扰有一定要求的领域。

系统的硬件架构采用单片机+FPGA的实现架构。单片机完成系统指令的生成与控制、接收端指令的提取等工作, FPGA完成物理层传输的发送与接收。FPGA内部采用零中频的实现方式, 以降低对资源的使用。本文主要介绍FPGA内部的物理层传输体制的实现。

2 功能模块

2.1 发射部分

发射部分完成数据的串并转换、相位映射、成帧、扩频调制、数据内插等部分。原理框图如图1所示。

FPGA接收单片机发送的以字节为单位的数据, 以帧为单位进行存储。当完整接收一帧数据后, 将其进行由字节到并行符号数据的转换。转换后数据进行成帧模块, 按系统的帧结构进行组帧处理。最后经扩频调制及数据内插处理后, 经DAC发送至中频单元。

2.1.1 接口

通过此接口完成单片机向FPGA发送数据。数据以帧为单位发送。两者之间通过个信号完成一次帧数据的传递:

① 允许发送信号:由单片机查询FPGA状态寄存器, 当FPGA准备好接收数据时, 单片机开始一帧数据的发送;

② 帧起始信号:单片机告知FPGA一帧数据马上发送;

③ 帧数据:单片机发送至FPGA的帧数据;

④ 帧结束信号:单片机告知FPGA一帧数据发送完毕。

2.1.2 数据暂存

完成待发送数据的临时存储。以FIFO方式存储, 当完整一帧数据存储完成后, 将其读出, 送至字节/符号转换模块。

2.1.3 节/符号转换

将输入的数据拆分成比特数据流, 并将其分别映射至同相支路 (I路) 和正交支路 (Q路) , 即实现QPSK波形的星座映射。

2.1.4 成帧

系统采用帧结构方式, 由帧头 (CR码) 、独特码及数据组成。帧头用于进行信号检测, 并进行系统频偏的纠正, 独特码用于标识数据的起始。格式如图2所示。

系统中, 帧头由100全1序列组成;独特码由64M序列组成, I/Q路采用不同数据;数据部分采用固定长度的形式, 数据长度暂定为1 000, 即8 000 bit。

2.1.5 扩频调制

本系统采用64M序列作为扩频序列, 通过序列与数据的运算, 完成信号的频谱扩展。为方便系统设计, 帧头与数据扩频码采用相同序列, 如下:

1111110101011001101110110100100111000101111001010001100001000000。

2.1.6 数据内插

系统采用8倍复制内插的方式, 以提高数据速率。

2.2 接收部分

采用的接收端数据流程框图如图3所示。

2.2.1 信号检测模块

信号的检测采用匹配滤波器的方式实现。由于发送端采用8倍数据内插的方式实现, 因此, 在接收端采用了8路滤波器, 相邻的8个数据分别进入不同的滤波器, 即匹配滤波器0对编号为0、8、16的数据进行滤波, 滤波器1对点好为1、9、17的数据进行滤波, 以此类推。同时, 将滤波后的数据进行相加, 得到相邻八个数据的相关和。当接收数据与本地伪码完全对齐时, 相关值输出最大值, 表明信号捕获成功。数据流的匹配滤波方式如图4所示。

为了增加相关性, 帧头相关采用2个M序列连续相关的方式实现。仿真结果表明, 此种方式在没有明显增加计算量的情况下, 较大地提高了系统捕获准确性。

为了降低系统误捕获的概率, 系统设计时采用了门限与捕获间隔相结合的方式实现。由于PN码周期为64, 且系统采用8倍内插方式实现, 因此, 理想情况下, 相关峰值之间的间隔为512个数据。

2.2.2 频偏纠正

在完成信号的捕获后, 采用如下算法完成频偏的计算。

在CR段, I、Q 2路的信号不变, 即发送端信号的相位不变, 设为φ0。设波形在传输过程中引入的频偏为Δf, 相偏为Δφ, 则接收到的信号可以表示为:

Rx (t) =ejφ0*ej (2πΔft+Δφ) +N=

ej* (2πΔft+Δφ+φ0) +N=

cos (2πΔft+Δφ+φ0) +j*sin (j2πΔft+Δφ+φ0) +N, (1)

式中, N表示为传输过程中引入的噪声。

$\begin{array}{l}Amp\_{\rm I}(t)=\cos (2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0)*\cos [2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)+\text{Δ}\phi +\phi {}_0]+\\ \sin (2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0)*\sin [2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)+\text{Δ}\phi +\phi {}_0]=\\ \frac{1}{2}*\cos \left[2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0+2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)+\text{Δ}\phi +\phi {}_0\right]+\\ \frac{1}{2}*\cos \left[2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0-2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)-\text{Δ}\phi -\phi {}_0\right]+\\ \frac{1}{2}*\cos \left[2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0-2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)-\text{Δ}\phi -\phi {}_0\right]-\\ \frac{1}{2}*\cos \left[2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0+2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)+\text{Δ}\phi +\phi {}_0\right]=\\ \cos \left(2\text{π}\text{Δ}f{\rm T}s\right),(2)\end{array}$

$\begin{array}{l}Amp\_Q(t)=\cos (2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0)*\sin [2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)+\text{Δ}\phi +\phi {}_0]-\\ \sin (2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0)*\cos [2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)+\text{Δ}\phi +\phi {}_0]=\\ \frac{1}{2}*\cos \left[2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0+2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)+\text{Δ}\phi +\phi {}_0\right]-\\ \frac{1}{2}*\cos \left[2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0-2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)-\text{Δ}\phi -\phi {}_0\right]-\\ \frac{1}{2}*\cos \left[2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0+2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)+\text{Δ}\phi +\phi {}_0\right]-\\ \frac{1}{2}*\cos \left[2\text{π}\text{Δ}ft+\text{Δ}\phi +\phi {}_0-2\text{π}\text{Δ}f(t-{\rm T}s)-\text{Δ}\phi -\phi {}_0\right]=\\ -\sin \left(2\text{π}\text{Δ}f{\rm T}s\right),(3)\end{array}$

式中, Ts为符号率。

因此, 得到频偏结果表示为:

$\text{Δ}f=-\frac{\arctan \left(Amp\_Q(t),Amp\_{\rm I}(t)\right)}{2*pi*{\rm T}s}$。 (4)

将此结果补偿到本地NCO中, 以消除频偏对系统的影响。为了提高频偏的计算精度, 减少噪声的影响, 程序设计实现采用了连续32个符号的频偏计算取平均值。

2.2.3同步跟踪及解扩

在完成对信号的精确频率估计后, 进入码片的同步跟踪及解扩阶段。利用超前、滞后跟踪环路对信号进行跟踪, 从而完成频偏的精确纠正, 同时可以完成PN码的初步跟踪。超前、滞后环路结果如图5所示。

同步跟踪部分包含本地载波的相位跟踪。残余的相差中含有时变分量 , 可以通过载波跟踪将其合并到残余相差一起消除, 并将其补偿到本地NCO中, 从而跟踪发送端与接收端之间存在的相位差。

2.2.4 帧头检测

系统的帧头采用64 bit PN序列, 帧头的检测利用PN码的良好自相关及互相关特性, 采用滑动相关的方式进行。相关值的计算采用两路分别计算然后将相关值相加的方式实现, 此种方式可以方便的判断每路信号是否有相位翻转的现象, 以便于在后续处理中纠正。

2.2.5 数据解调输出

在对解调出的数据进行相位映射后可以得到正确的解调数据, 对解调数据按照相应的格式处理后得到完整的数据, 从而可以对数据进行误码率统计等操作。

3 性能仿真

仿真得到的系统性能曲线 (无编译码) 如图6所示。

由图6中可以看出, 系统的浮点性能较理论值有0.3 dB左右的差距, 定点化处理后, 由于定点差损及部分基于硬件实现方便考虑的实现损失, 定点性能较浮点性能有0.5 dB左右的损失。基于FPGA实现的仿真性能与定点性能相当, 无明显损失。

4 结束语

FPGA实现扩频系统是一个完全的硬件构架, 比传统的DSP实现方式, 处理速度快1.5～2倍, 且所有模块都集成在一个芯片中, 提高了系统的稳定性和可靠性。通过对直接序列扩频通信系统进行分析、建模及性能仿真, 可以看出直扩系统在相同信噪比下的抗干扰能力较强、误码率较小, 系统效能较高。

参考文献

[1]PYNDIAH R, GLAVIEUS A, PICART A, et al.Near Opti-mum Decoding of Product Codes[J].IEEE GLOBE-COM, 1994 (1) :339-343.

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[3]KIM S, OH D.Reduced-search SOVA for Block Turbo-Codes[C]∥IEEEICC’03, 2003 (5) :3076-3079.

[4]朱光喜, 何业军, 王峰, 等.Turbo乘积码的两种迭代译码器的比较[J].电讯技术, 2004, 44 (6) :30-34.

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[8]胡捍英, 杨峰义.第三代移动通信系统[M].北京:人民邮电出版社, 2001.

[9]张蔚, 张宗橙.直接序列扩频捕获的门限调整技术与混合方案[J].江苏通信技术, 2000, 16 (2) :5-9.

[10]查光明, 熊贤祚.扩频通信[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2001.

扩频系统 篇2

长江两岸通信如何链接，怎样实现收费数据和监控管理图像的共享和统一监管?采用传统的布线方式是不现实的。因为要跨越几公里宽的长江江面进行布线、对长江两岸实现局域网络的联接和数据信号的传输几乎是不可能的;若采用租用专线，时间长、带宽窄、没有所属权，需永久支付费用;而监控图像的传输，所需的是高速带宽(1Mbps以上)线路，这样的线路月租费用非常高，使用者难以承受。若通过无线+有线的方案，便可以轻松地实现两岸的组网。无线部分主要是通过微波扩频技术实现两岸通信链路的联通，只要通过扩频设备的安装及无线天线的架设，便可实现两岸局域网络的联接和数据信号的传输。

3.2 在

运河监控及管理上的运用

运河上如何实现适时监控图像的多点共享和统一控制，通过组网对多事故发生地带进行监控、预警和报警?京杭大运河两岸城市诸多如苏州、无锡等这样的古城历史文化悠久，古建筑非常丰富，且很多地段贯城而过，无法采用传统的布线方式，也不宜用长期租用专线的方法。但若用微波扩频的无线组网，监控图像及数据的传输、共享便可轻松实现。即使链接中存在不能直通，同样可采用微波扩频通信的中继来实现通信线路的链接。所需做的也不过是微波扩频设备的选用、安装，调试，这可大大地节省时间和经费。

3.3 在不停车电子收费系统中的运用

不停车电子收费系统(ETC)，应该说是将来高速公路收费系统的主要收费方式。不停车电子收费系统(ETC)是指车辆通过收费站时无须特别的减速或停车，这将有效提高收费站的通行能力，解决因人工收费造成的收费站交通堵塞、车辆延误、工时损失、能源消耗和环境污染等问题;另一方面可以减少过往司机携带现金量和财务报帐手续，方便了车辆的出行，同时堵住了路桥收费中可能出现的漏洞，防止了舞弊现象。而这些功能的实现，采用传统布线形成的网络方式是无法做到的，目前唯有通过无线方案来实现，经过多个阶段的发展，应用微波扩频技术的电子不停车收费系统已成为欧美等发达国家普遍采用的收费方式：将无线微波扩频技术运用到应答器与收发器上，遵循TCP/IP协议，实现了网络的联通，从而达到数据共享。车辆与收费车道的数据通信通过两个装置来完成微波扩频读写，一个是安装在汽车挡风玻璃等处的应答器，另一个是安装在收费岛头等处的天线。特别要指出的是，不停车收费系统不仅适用于高速公路收费，还可以应用于停车场、加油站、公路规费的征收、车辆的年审检测等交通管理的综合一体化服务。

3.4 其他方面的问题

微波扩频技术在交通系统中的运用，不仅只限于上述几个方面，还能运用交通系统的其他方面，诸如客运公司无线移动售票、交通运输执法部门的现场办公、执法(通过无线联网终端共享数据)、50公里内的临时通信等等。当然在使用微波扩频技术时，必须考虑到相连单位距离不能太远，并且两点直线范围内不能有阻挡物。若存在阻挡物或更远距离，则要通过微波扩频技术传输中的中继转换来实现。同时，在无线通信方案的组织、设备的选型上都必须根据具体的情况作出相应的决策。

4 结束语

线性调频扩频技术的研究与分析 篇3

关键词：线性调频信号；线性调频扩频（CSS）；二进制正交键控（BOK）；误码率

中图分类号：TP311 文献标识码：A 文章编号：1671-864X（2016）10-0285-01

一、线性调频扩频技术

Chirp信号[1]即线性调频信号是研究最早且被广泛应用的一种脉冲压缩信号[2]，具有良好的自相关性和匹配接收特性。

线性调频扩频（CSS）技术即Chirp超宽带扩频技术[3]，其基本原理为脉冲压缩技术。扩频系统是用Chirp信号来表示欲传输的数据，因为Chirp信号扫过一定的带宽，所以欲传输的数据被扩展到很宽的一段带宽上。线性调频扩频技术除具有其它扩频技术的优点外，还具有自身的一些显著优点，即发射功率低、抗干扰能力强、抗多径效应能力强、抗频偏能力强等。

二、线性调频扩频系统的调制方式

（一）系统的调制方式。

CSS系统存在两种基本的调制方式即BOK调制和直接调制（DM）。本文主要讨论BOK调制方式。

（二）BOK调制。

在BOK调制中，用SAW器件产生Chirp载波信号。在发射端分别用UP-Chirp信号表示“1”和用DOWN-Chirp信号表示二进制信息“0”。UP-Chirp信号和DOWN-Chirp信号具有相同的时间周期T和带宽B。信号在信道中传输时会遇到很多的干扰，因此在接收时要用匹配滤波技术。在接收端，根据UP-Chirp信号与DOWN-Chirp信号比较好的相关性以及匹配滤波特性，用单位幅度的UP-Chirp信号作为脉冲响应[4]与DOWN-Chirp信号相结合，进行相干解调，同理用DOWN-Chirp信号作为滤波器的脉冲响应信号与UP-Chirp信号结合进行相干解调。在每个传输信号结束时进行抽样判决。

（三）BOK系统的性能分析。

在接收端，不仅能产生相互匹配的信号，同时也产生相互不匹配的信号。匹配信号的能量相对集中，不匹配信号的能量分散在带宽内，不匹配的信号即可认为时噪声信号。

通过上述分析，可以发现在接收端产生的是匹配信号和不匹配信号之和。当信号匹配时，能量是集中在很窄的范围内的一个脉冲。而不匹配时，能量被分散在比较宽的时间范围内，可以看做是噪声信号。

（四）误码率。

在接下来对误码率[5]的研究中，假设发射机与接收机同步，时间延迟τ是一个已知的量。通过匹配滤波器输出后，信号能量是一个压缩的脉冲，信号能量在t=τ+iT时刻集中输出，对输出信号进行抽样判决，nd、nu为噪声信号，即上面所说的非匹配信号，均值为0，方差为N0/2。

当bi=1时，，cUi=0；反之，当bi=0时，cDi=0，，为发射信号的能量。

误码率与信噪比的关系如下图所示。

误码率与信噪比的关系

（五）小结。

CSS系统主要有两种调制方式，BOK调制和DM调制。DM调制只使用一路Chirp信号来表达数据符号，因此，与BOK相比，将使用更少的SAW器件。本节主要就BOK调制展开讨论。详细阐述了BOK调制的过程，并对BOK系统性能加以分析，得出匹配输出与非匹配输出的差异。此外对BOK系统下的误码率进行分析，从而得出信噪比越大误码率越小。

参考文献：

[1]张鹏.基于Chirp的宽带超宽带通信技术研究.成都：电子科技大学，2007

[2]李赛.基于Chirp信号的超宽带认知无线电（CUWB）技术研究.北京：北京邮电大学，2007

[3]宋毅峰.基于线性调频信号的超宽带定位研究.成都：电子科技大学，2010

[4]李晓彤. 基于Chirp超宽带系统干扰抑制设计与研究.山东：山东大学，2011

频域扩频水声通信系统研究 篇4

水声信道是稀疏、带限、时变、衰落的信道[1,2],其传输介质的特殊性,使其有别于陆地无线电信道。扩频水声通信可以在较低的信噪比下进行工作,因而可以实现低探测可能性通信和远距离通信[3,4,5]。并且其对有意或无意的干扰具有一定的容忍性,因而可以实现鲁棒和可靠通信。扩频通信的这些优良性能,使一些高效的扩频通信算法在水声领域得到了广泛应用[6,7,8]。传统的时域扩频水声通信系统通过时域上扩频序列和信息相乘来实现频谱扩展,抵御多径衰落和噪声的影响。传统时域扩频的通信速率和频谱利用率较低,需要一种更高效的方式对其进行替代和改善。

频域扩频水声通信,是将扩频序列放在频域上,将一个频点的脉冲扩展到其它频点的过程,和时域扩频相比,频域扩频容许系统设计出更平的频谱,并容许载波间的交叠,以期获得更高的频谱利用率。对于较高频谱利用率的系统,在同等的通信速率下,可以获得更高的扩频增益或更长的扩频码序列,这样就获得了更好的抗噪声能力。而更好的抗噪声能力则意味着系统可以在更小的发射功率下工作,这对于功率受限的水下通信节点之间的信息交互具有重要意义[9]。并且,频域扩频水声通信系统和传统的时域扩频水声通信系统相比,将更容易在频域对信号进行处理,很多高效的频域处理算法都可以被使用。

当然,频域扩频的水声通信系统可以看作是一种多载波水声通信系统,在引入较高的频域利用效率和频域处理算法的同时,也带来了系统PAPR的提高,对于正交载波的频域扩频水声通信系统,和正交频分复用(OFDM)相比,它可以通过改变频域扩频序列来达到更灵活的PAPR自由度,因为其所有载波传输的是相同的信息。从这个意义上说,基于正交载波的频域扩频系统又有着OFDM不能比拟的低PAPR。

这对于频域扩频水声通信系统设计提出了双重挑战,既要保证系统良好的抗噪声和衰落的能力,又要达到较低的PAPR。这种挑战最直观的表现就是伪随机序列的选择。基于m序列及其变形序列(如Gold和Kasami)等常被时域扩频水声通信系统所采用,它们有着良好的相关特性。但是在PAPR的标准下,则不是最优的。混沌序列拥有着巨大的数量,序列没有周期且不收敛,对初值非常敏感等[10],这些特性使混沌序列可以任意选择其长度(m序列及其变形序列的长度只能是2r-1,其中r为序列的阶数),这在频域扩频系统中非常有用,表现为系统可以自由选择序列的长度,也就是载波的数目。由于其巨大的数量,还可以获得一定的保密性,并且允许对其各种特性进行优选,得到最适合的序列。

本文对频域扩频水声通信的原理进行了阐述,给出了Logistic混沌序列的产生方法及其带来优势的理论依据。将频域扩频水声通信系统和传统的时域扩频,频域分集相比较,得到其误码率(BER)性能,并将基于Logistic混沌序列的频域扩频系统与传统序列相比较,在BER和PA-PR两个标准下进行了讨论。同时,本文研究了PACF特性和AACF特性对频域扩频系统的影响,并给出了结论。

1 频域扩频原理

1.1 频域扩频原理

频域扩频原理如图1所示。

发射信号可以表示为:

其中,Ai为发射信号的幅度,b为载有的信息比特,ci(t)为扩频序列,其中i为信号携带的载波数目,其中1≤i≤M,φi为每个频点载波的相位。

信号经过水声信道,可以得到:

其中,上式为较为简化的模型,s、n和y分别为N行、1列的发射信号向量,噪声向量和接收信号向量,H为信道矩阵,当它是单位阵时,信号不受到信道衰落的影响,系统简化为加性高斯白噪声(AWGN)信道。当H是以其反对角线对称的矩阵时(当H为一方阵,且H中的元素hij=h(n-j+1)(n-i+1),N为方阵的行和列),信道为时不变衰落信道。反之,信道为时变信道。信道的时变程度可以由H主对角线及与其平行的副对角线上的元素hi,i+s的变化剧烈程度决定,其中1≤i≤N,-N+1≤s≤N-1。

同样,接收信号也可以表示为:

其中,Ak,i为接收信号的幅度,τ为时延,k代表多径,1≤k≤L,L为可分辨多径的最大数目。最强路径k就是信号的主径,也是期望的信号,而其它路径,在没有使用Rake接收机的情况下,被视为干扰。n为噪声。当最强路径k=1时,经过的信道可以被称为最小相位系统。

在该扩频系统中,符号持续时间Ts,比特持续时间Tb和码片持续时间Tc三者相等。在完成时间同步和载波同步之后,系统的单位符号积分输出可以表示为:

其中,Ai为每一载波的主径幅度。L-1为对此符号产生影响的多径数目。Ak,i为各路多径和载波的幅度,影响它的是不同频点的信道冲激响应(CIR)。等式右端第一项为期望得到的信号,第二项为多径带来的干扰,第三项为噪声项。

1.2 Logistic混沌序列的产生与性质

基于Logistic混沌序列的映射函数为:

其中r为分型函数,当3.569 9<r≤4时,系统处于混沌状态中。Logistic混沌序列对其初始值非常敏感,当初始值发生微弱的变化,其映射函数产生的序列都是不相关的。因此,它可以产生数量巨大、长度任意且相关性很低的序列。下文将讨论非周期混沌序列和传统周期序列之间性能的差别。

通过比较周期序列和非周期序列相关度量的下界来衡量序列性能可能达到的理论极限。设Ram和Rcm为PACF和周期互相关函数(PCCF)。则对于任何一种函数而言,这两个函数的最大值是彼此相互制约的,设序列的长度为N,序列集的值为M,Rmax=max{Ram,Rcm},则周期序列的Welch下界为:

而对于非周期序列而言,其Welch下界为:

从以上两式中可以得到这样的结论:非周期序列的Welch下界低于周期序列。这说明,非周期序列拥有优于周期序列性能的机会。这为混沌序列优于传统周期序列提供了理论依据,混沌序列拥有数量较大,而所需要的序列可能只是其中一部分,这就存在着序列优选的过程。

2 仿真分析

2.1 频域扩频和传统时域扩频的BER比较

以下仿真参数为带宽6~10kHz,采用频域48kHz。时域扩频和频域扩频都采用码长为7的伪随机序列,其通信速率均为285.7bps。图2为仿真需要的信道冲激响应(CIR)。

此CIR是在真实海洋条件下测得,其时延扩展在几十毫秒的量级。两种方案的BER比较如图3所示。

从图3中可以看出,在AWGN信道下,频域扩频和时域扩频拥有基本相同的BER性能。但是在水声衰落信道下,无频谱交叠的频域扩频的性能要差于时域扩频。以10-3BER为标准,其抗噪声性能相差3dB左右。

以下是频谱交叠情况下的时域扩频和频域扩频的BER比较图,时域扩频的码长为7,频域扩频的码长为13,其频域扩频使用的载波相互正交,两者的通信速率均为285.7bps。

从图4可以看出,无论是在AWGN还是水声衰落信道下,基于频谱交叠的频域扩频的性能都要好于时域扩频。在AWGN信道下,频域扩频的抗噪声能力好于时域扩频2dB以上,在衰落信道下,其抗噪声能力相差1.5dB以上。综合图2和图3,基于频谱交叠的频域扩频的优势是频域扩频在频谱利用效率方面优势的体现。实际应用中基于频谱交叠的频域扩频与时域扩频相比,可以使用更长的伪随机序列,并获得更高的扩频增益。如果将PAPR定义为:

则此时频域扩频的PAPR为5.84dB。

2.2 频域分集和频域扩频比较

图5是频域分集和频域扩频的BER比较图,两种序列的码长均为7。

频域分集是抵御衰落常用的方法,在频域选择性信道下获得了良好效果,从图5可以看出,采用m序列的频域扩频方法的效果要好于频域分集的结果,可以将频域分集看成是频域扩频的一种特殊情况。此时,频域分集的PAPR为11.46dB,而频域扩频的PAPR为5.75dB。因为频域分集是将信号进行同向叠加,而频域扩频则克服了这个缺点。

2.3 基于优选的Logistic混沌序列的频域扩频系统

通过频域扩频和频域分集的比较,验证了频域扩频更好的PAPR性能,也证明可以通过改变频域扩频序列来调节PAPR。频域扩频系统的PAPR不同于OFDM系统,可以用互补累积分布函数(CCDF)来描述,因为频域扩频不同载波传输的是相同的信息,所以其PAPR在频域扩频序列选定时就是个定值。这里采用拥有巨大数量的Logistic混沌序列来对此进行分析。本文对这些序列进行优选,优选的准则是拥有较低的PAPR。以码长为13的Barker序列和混沌序列为例对BER性能作出比较,如图6所示。

此时频域扩频的PAPR为5.84dB,优选的混沌序列的PAPR为4.93dB。两曲线的BER在衰落信道,10-3量级下,基于Barker序列的抗噪声能力比混沌序列要高0.3dB。也就是基于混沌序列的频域扩频以0.3dB的抗噪声能力为代价换取了PAPR0.91dB的提高。这为频域扩频通信系统提供了一种权衡,在衰落信道下,可以一定的抗噪声能力为代价换取PAPR的降低。

在4kHz带宽下,基于全1序列、m序列和Logistic混沌序列的不同码长下PAPR比较如图7所示。

从图7可以看出,全1序列和最差混沌序列的曲线完全重合,全1序列的频域扩频系统就是频域分集,也就是在序列为全1的情况是PAPR最差的情况。两曲线重合说明混沌序列PAPR最差的情况就是全1的情况。在两种序列码长为1时,也即在单载波系统的情况下,PA-PR为3dB,这是载波调制带来的PAPR。在码长为7时,m序列和最优混沌序列两者的PAPR相同,可能是码长较短,优选的混沌序列就是m序列。在码长为15~127水声通信常用扩频序列码长下,优选的混沌序列的PAPR都要低于m序列,这种差距从最高的1.5 dB到最低的0.3dB。可以看出,优选的Logistic序列有着PAPR方面相当大的优势,在水声频域扩频系统中是一个强有力的备选方案。

2.4 频域扩频中周期自相关函数(PACF)特性和非周期自相关函数(AACF)特性比较

PACF特性和AACF特性是序列对单用户扩频水声通信系统影响的两个重要因素,以下对基于良好PACF特性和良好AACF特性序列的频域扩频通信系统进行比较。研究采用拥有良好PACF特性的m序列和具有良好AACF特性的Barker序列,两种序列的码长均为7。

从图8可以看出,基于m序列和基于Barker序列的频域扩频在AWGN信道下的抗噪声能力基本相同。在衰落信道下,基于m序列的系统拥有着更好的抗噪声能力。综上,可以得到如下结论:频域扩频可以更加灵活地设计信号的频谱,和时域扩频相比,载波交叠的频域扩频能获得更好的性能,频域扩频的抗噪声能力和PAPR特性要好于频域分集。基于混沌序列的频域扩频系统可以获得更好、更加灵活的PAPR性能。频域扩频的抗噪声能力更加依赖于序列的PACF特性。

3 结语

本文首先提出了频域扩频水声通信系统,对载波交叠和不交叠两种情况下提出的方法进行研究,得到如下结论:在载波不交叠的情况下,频域扩频和时域扩频在AWGN信道下具有相似性能;在载波交叠的情况下,频域扩频在AWGN和衰落信道下都要好于时域扩频系统。同时,本文验证了频域扩频系统和频域分集相比的优越性;提出基于Logistic混沌序列的频域扩频系统,验证了其在PAPR上可以取得更好的性能;混沌序列任意长度的选择和保密性也使其更加适合本文提出的方案;序列良好的PACF特性比AACF特性对本文提出的方法更加重要。

摘要：根据时域扩频水声通信较低的频谱利用率和时域信号处理较低的处理效率,提出频域扩频水声通信系统。验证了频域扩频水声通信系统和时域扩频与频域分集相比有着更好的性能,在抗噪声和衰落能力、峰均功率比(PAPR)的标准下,提出了基于Logistic混沌序列的频域扩频水声通信系统,并取得了良好效果。最后,验证了频域扩频水声通信系统相比于非周期自相关函数(AACF)特性,更加依赖于周期自相关函数(PACF)特性。

关键词：水声通信,频域扩频,混沌序列

参考文献

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[9]E M SOZER,M STOJANOVIC,J G PROAKIS.Underwater acoustic networks[J].IEEE Ocean Eng.,2000,25(1):72-83.

扩频系统 篇5

混沌码用作测控扩频码的可行性研究

阐述了混沌码的.基本特性,提出用混沌码作为测控扩频码的构想,并讨论了混沌码扩频测控体系构成,以及体系中的关键技术,从而论证混沌码扩频测控体制的可行性,研究表明混沌码比传统扩频码有更强的保密和抗多址干扰特性.

作 者：舒卫平王万斌 SHU Weiping WANG Wanbin 作者单位：北京空间飞行器总体设计部,北京,100094刊 名：航天器工程 ISTIC英文刊名：SPACECRAFT ENGINEERING年，卷(期)：17(4)分类号：V44关键词：混沌码 扩频测控体制 扩频码

扩频系统 篇6

扩频通信(即扩展频谱通信)，一般是指用比信号带宽宽得多的频带宽度来传输信息的技术。随着通信容量的不断增加，频率资源愈发紧张，为了缓解这一突出问题，通常在窄带通信系统中，主要是通过频率划分来防止各信道之间的干扰。但是，随着扩频通信的研究和运用，由于其对接收端要求强相关性，使得频率可以重复使用，提高了频率利用率。同时扩频通信的抗干扰能力强，现在已经广泛应用于移动电话、无线电微波通信、无线数据通信、跟踪和报警等系统中。

1 扩频通信的理论基础

信息论中关于信息容量的仙农(Shannon)公式为

其中C为信道容量;W为信号频带宽度;S/N为信噪比。

由式1可得到以下结论：在信道容量C不变的条件下，可用不同带宽W和信噪比S/N组合来传输。即可以通过增加信号带宽，实现在比较低的信噪比下传送信息。这样使得有用信号的功率接近噪声的功率甚至淹没在噪声之下，从而具有很好的隐蔽性。扩频通信就是用扩展频谱来换取信噪比要求的降低，这正是扩频通信的主要特点和理论依据。

扩频通信从早期用于军事保密通信，到现在广泛用于民用通信系统中，并成为现代通信主要发展的方向，是因为它具有窄带通信系统无法比拟的优良性能。

1)抗干扰性强，误码率较低。接收机必须采用相关检测才能对PN码相同的扩频信号进行解扩，同频信号或其他干扰经解扩后，带宽被展宽，具有良好的抑制能力。因此误码率也比较低，一般可低于l0-10，完全能满足国内相关系统对通道传输质量的要求。

2)可以实现码分多址。因为在扩频通信中是采用扩频码序进行扩频调制，可以利用不同的扩频码序列之间较强的自相关性和较弱的互相关性，在接收端利用相关检测技术进行解扩。可以通过给不同的用户分配不同的用户扩频码型，实现在一宽频带上许多对用户可以同时通信而且互不干扰。

3)抗多径干扰。由于扩频系统中利用不同的PN可以很容易从多种路径传输来的信号分离和提取出有用信号。同时可以把不同路径来的不同延迟、不同相位的信号在时间和相位上重新对齐，形成用多个频率的信号传送同一个信息，从而提高了系统传输的可靠性。

可以使用不同技术对所传的信息进行扩频处理，因此扩频通信的方式可分为：直接序列扩频工作方式(DS),跳变频率工作方式(FH)，跳变时间工作方式(TH)和宽带线性调频脉冲(CHIRP)以及以上几种方法的组合。本文根据扩频通信的原理，利用MATALB对扩频通信中最常用的直接序列扩频系统进行了仿真。

2 直接序列扩频系统

直接序列扩频系统又称为直接序列调制系统或者伪噪声系统(PN系统)，简称直扩(DS)，是当前应用较为广泛的一种扩频通信系统。要传送的信息经过伪随机序列(或称伪噪声码)扩频后再对射频载波进行调制。伪随机序列的码元速率远高于传送信号的码元速率，因而调制后的信号频谱宽度远远大于原始信息的频谱宽度。直扩技术广泛地应用于民用通信系统以及导航、自控等其他领域方面，比如美军的国防卫星通信系统(AN-VSC-28)、全球定位系统(GPS)、航天飞机通信用的跟踪和数据中继卫星系统(TDRSS)、码分多址卫星通信系统等。

2.1 直扩系统模型

直扩系统的模型如图1所示，信源信息经过编码后为码元速率为Ra的信息码，扩频码发生器产生伪随机码(PN码)，每个伪随机码的码元速率为Rc(Rc

在接收端，接收到的信号经过变频处理后为中频信号。然后用与发送端同步的伪随机码对中频信号进行解扩，将信号的频带恢复为原始信息的频带，然后再进行解调，恢复出所传送的信息。

对于信道中的干扰，这些干扰有窄带干扰、多径干扰、多址干扰等。由于它们与伪随机码不相关，接收机的相关解扩对这些干扰相当于又一次扩频，将干扰和噪声的频谱展宽，降低了功率谱密度，经滤波后就大大降低了进入信号通频带内的干扰功率，使解调器的输入信噪比得到提高，从而提高了系统的抗干扰能力。

2.2 扩频通信常用的伪随机码

常用的伪随机码主要有m序列、GOLD序列、WALSH码和OVSF码。

其中最常见的是m序列，由n级移位寄存器所能产生的周期最长的序列。由于m序列容易产生，规律性强，有许多优良的性能，在扩频通信中最早获得广泛的应用。

m序列虽然性能优良，但同样长度的m序列个数不多，且序列之间的互相关值并不都好。R·Gold提出了一种基于m序列的码序列,称为Gold码序列。GOLD码是m序列的复合码，是由两个长度相同，码速率相同的m序列优选对模2加得到的，每改变两个序列相对位移就可得到一个新的GOLD序列。GOLD序列有较优良的自相关和互相关特性，且地址数远远大于m序列地址数，结构简单，易于实现，因此得到了广泛的应用。

3 程序仿真及结果

3.1 仿真模型

本文是采用MATLAB软件对直接扩频通信系统进行仿真。仿真模型如图2所示。信息源由随机整数发生器随机产生的二进制信号，伪随机码采用的是31位GOLD序列，射频调制采用的是M-PSK调制方式，传输信道为加性高斯白噪声信道。

3.2 仿真结果

图3为示波器显示波形。上图为随机信号发生器产生的输入信号的波形。下图为输入信号经过扩频、调制、解扩和解调后获得的输出波形。从图中看出，扩频后误码率非常低。

图4为该仿真系统对抑制信道噪声的仿真结果。信噪比越高，误码率趋近为零。说明扩频通信系统具有良好的抗干扰性能。

4 结束语

本文主要阐述了扩频通信的理论和实现方法，利用MATLAB提出建立了扩频通信系统仿真模型，在给定仿真条件下，运行并验证了其正确性。结果表明，扩频通信系统具有很强的抗干扰性能，误码率低，因此其广泛用于保密通信系统。

摘要：扩频通信系统具有的较强的抗干扰能力,保密性好、易于实现多址保密通信等特点,正从军事应用向民用通信发展。本文主要介绍了直接序列扩频系统的模型,并利用MATLAB对直扩系统实现仿真。

关键词：扩频通信系统,直接序列扩频,伪随机码,仿真

参考文献

[1]邵保华.软件无线电在扩频通信发射中的应用研究[D].哈尔滨工程大学,2004.

[2]张蕾,郑实勤.基于MATLAB的直接序列扩频通信系统性能仿真分析研究[J].电气传动自动化,2007(3).

扩频系统 篇7

扩频通信与光纤通信、卫星通信一同被誉为进入信息时代的三大高技术通信传输方式,它是指发送的信息被展宽到一个很宽的频带上,在接收端通过相关接收,将信号恢复到信息带宽的一种系统[1]。采用扩频信号进行通信的优越性在于用扩展频谱的方法可以换取信噪比上的好处,即接收机输出的信噪比相对于输入的信噪比有很大改善,从而提高了系统的抗干扰能力。

1 直接序列扩频通信

1.1 理论基础

直接序列调制扩展频谱通信系统,是将要发送的信息用伪随机序列扩展到一个很宽的频带上去,在收端再用与发端扩展用的相同的伪随机序列对接收到的扩频信号进行相关处理,从而恢复出扩频调制以前的信息[1,2]。

1.2 系统设计

系统采用m序列作为扩频序列伪随机码,用其对基带信号进行扩频,然后采用QPSK进行信息调制,再由射频调制将信息发出。在接收端,首先将接收的信号变频至中频信号,再用QPSK进行解调,将解调信号和与发端相同的伪随机码进行解扩恢复出原始信号。直扩系统发射端和接收端框图如图一和图二所示:

1.3 扩频码的同步

当输入信号中的扩频码和本地产生的扩频码在结构、频率和相位上完全一致即同步的情况下,输入信号才能通过解扩单元完成扩频码的解扩功能。因此同步是扩频通信系统的关键技术,也是系统中的一个难点。在扩频通信中,PN码同步包含了两个过程:捕获和跟踪。

直扩信号的捕获方法有很多种,包括顺序搜索法、滑动相关法、匹配滤波器法、序贯估值捕获法等。本文采用匹配滤波器法。匹配滤波法的捕获原理如图三所示。

采用一个固定不变的本地PN码序列与接收信号进行连续的相关处理,任何时刻的相关值均与一门限比较,大于该门限则确定为捕获,然后触发本地PN码序列发生器,同时转入跟踪状态。通常,匹配滤波器法最快只需一个伪码周期就可以完成捕获。

2 扩频系统仿真

系统在发射端利用随机发生函数在0.1s内产生40个二进制信息码源,对每个码元采样100次,即信息速率Rb-40kbps。m序列采用n=7级移位寄存器产生周期N=127的伪随机序列,即扩频码的速率为RC=127×40k=5.08Mbps,如图四所示。

信息码源经过串并转化为I、Q两路信号与m序列进行扩频得到I、Q两路扩频信号,两路扩频信号再与载频为f0=3kHz的正弦信号进行QPSK调制后得到已调信号,如图五所示。

对发射端信号添加AWGN=20dB的噪声,接收端使用与发端相同载频的正弦信号进行QPSK解调。解调信号经过低通滤波滤除高频分量后用整形器转化为基带信号,如图六所示。

系统采用数字匹配滤波器法对接收信号进行捕获,捕获成功后PN序列发生器产生与接收信号相位相同的伪随机序列,随后转入跟踪阶段,输出解扩序列,最后对两路解扩序列做并串转化得到原始序列,如图七所示。

3 结束语

扩频通信系统的仿真大部分采用Si mul i nk、Syst em Vi ew等模块化通信仿真工具进行仿真,此类仿真降低了仿真编程难度,使得系统仿真简单、易实现,但降低了使用者对扩频通信系统的理解度。本文采用Mat l ab语言编写仿真程序,实现了对直接序列扩频系统的仿真。

参考文献

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[2]光明,熊贤祚.扩频通信[M].西安:西安电子科技大学出版社,1999.

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[4]范伟,翟传润,战兴群.基于MATLAB的扩频通信系统仿真研究[J].微计算机信息,2006,(19).

扩频系统 篇8

所谓高动态环境就是指通信系统中接收机/发射机等信号载体具有非常高的绝对速度 (通常高于3马赫) 、加速度 (通常大于30g) 、加加速度 (通常大于10g/s) 。由此带来的影响就是接收/发射的信号会带有很大的宽带多普勒频移, 且此多普勒频移同时具有很大的一次变化率和二次变化率。值得注意的是, 高动态环境下产生的多普勒频偏和普通多普勒频偏的一个重要区别就是这种频偏是时变的, 在频域的角度来看即多普勒频偏具有一定的带宽。这种宽带多普勒频移会附加到载波上, 对接收机正确解调信号带来很大的挑战。

针对高动态环境下的扩频系统提出了一种快速同步方案, 通过优化接收机的环路结构, 混合使用FLL和PLL;并使用自相关PN序列进行码同步。从而达到快速、精确的捕捉和解调信号。通过仿真发现, 本文设计的同步方案具有较高的动态性能和较好的同步精度。

1 系统描述

1.1 宽带多普勒频移及其影响

多普勒频移是由于发射机和接收机之间存在不为0的相对速度而导致接收信号频率与发射信号频率存在频差。其反映的是发射机与接收机之间相对速度的变化。一般来说, 其计算公式为:

$f{}_d=f{}_r-f{}_s=-\frac{v{}_{s,r}}{c}f{}_0=-\frac{v{}_{s,r}}{\lambda {}_0}$

其中, fd为多普勒频移, vs, r是发射机和接收机之间的速度差, λ0为载波波长。

在高动态环境下, 由于相对速度具有较高的一次变化率和二次变化率, 所以vs, r实际上是时间的函数, 从而fd也是时间的函数, 即

$f{}_d(t)=-\frac{v{}_{s,r}(t)}{c}f{}_0=-\frac{v{}_{s,r}(t)}{\lambda {}_0}$

这样fd (t) 便具有较宽的频谱, 也可以称其为宽带多普勒频移。

宽带多普勒频移会对接收机的频率捕获造成很大影响, 这就对接收机提出了以下的要求:

同步模块中由捕获阶段过渡到跟踪阶段的速度一定要快。

载波提取环路失锁后重新捕获的时间一定要短。

同步模块的高动态性和高精确度不可兼得。因此必须在速度和精度上做出折衷。

1.2 叉积鉴频器

在初始捕获时, 实现频率锁定比实现相位锁定要容易。叉积自动频率跟踪算法CPAFC (Cross Product Auto Frequency Tracking) 为常用的FLL鉴频器算法。作为一种差分跟踪的方法, CPAFC对于同相和正交分量的180度相位反转不敏感。

符号确定的叉积自动频率跟踪算法CPAFC与一般的叉积鉴频器相似, 但消除了输出量的符号模糊。在实际信号中, 数据符号不可能连续不变, 所以在多数设计中采用此种有符号的叉积自动频率跟踪算法。令

Dot (k) =I (k-1) I (k) +Q (k-1) Q (k)

Cross (k) =I (k-1) Q (k) +I (k) Q (k-1)

CPAFC的控制量可以表示为:

Δf (k) =sign[Dot (k) ]·Corss (k) =

sign[Dot (k) ]·A2D (k) ·D (k-1)

sinc2 (Δfd·πT) ·sin (ϕk-ϕk-1) +n (k)

若连续测量的输出量不变, 则D (k) ·D (k-1) =1, Δfd=Δfd[k]-Δfd[k-1]ϕk=Δfd·t+ϕ0

ϕk-ϕk-1=[Δfd[k]-Δfd[k-1]]T=ΔfdT

当$|\text{Δ}f{}_d\cdot \text{π}{\rm T}|＜＜\frac{\text{π}}{2}$时, sinc (Δfd·πT) →1, sin (ϕk-ϕk-1≈ϕk-ϕk-1)

输出与单位时间间隔内相位变化成正比, 可以用此输出量控制载波NCO调整频率产生, 达到频率跟踪的目的。

1.3 四相鉴频器

一般来说, 在码捕获 (时间粗同步) 后, 载波多普勒频移范围被牵引到一个频率搜索单元范围, 而此时频率估计误差仍然较大, 有可能超出叉积鉴频器的线性跟踪范围。因此首先用四相鉴频器将误差降低到叉积鉴频器的可跟踪范围内, 将频率进一步牵引到CPAFC跟踪频带的线性范围内。

鉴频通过比较两个连续时间同相正交分量获得, 若在连续两次积分清洗过程中多普勒频差不变, 则有:

I (k) -I (k-1) =-Fdsin (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) sin (πΔfd[k] (N-1) /2)

Q (k) -Q (k-1) =Fdcos (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) sin (πΔfd[k] (N-1) /2)

Fd=AR[ρ (k) ]sin (πΔfd[k]N)

为保证鉴频结果的符号仅受到鉴频项sin (πΔfd[k] (N-1) /2) 的影响, 需要确保鉴频项之前的部分Fdcos (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) 和-Fdsin (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) 的符号为正。可以观察到:

Fdsin (πΔfd[k] (N-1) /2+ϕk-1) =Fdsin (ϕk-πΔfd[k] (N-1) /2)

因此鉴频项之前部分的符号由ϕk决定。

根据上述讨论, 可将载波相位 (频率) 误差分割成4个区间, 设校正量为β, 则有

$\begin{array}{l}\beta =\{\begin{array}{l}\mathrm{sgn}[{\rm I}(k)]\cdot \text{Δ}Q,|{\rm I}(k)|\ge |Q(k)|\\ -\mathrm{sgn}[Q(k)]\cdot \text{Δ}{\rm I},|{\rm I}(k)|＜|Q(k)|\end{array}\\ \text{Δ}{\rm I}={\rm I}(k)-{\rm I}(k-1)\\ \text{Δ}Q=Q(k)-Q(k-1)\end{array}$

同时也可以得出, 只有当$|\text{π}\text{Δ}f{}_d[k]({\rm N}-1)/2|＜\frac{\text{π}}{4}$时, ϕk-πΔfd[k] (N-1) /2才不会影响鉴频项之前的符号。这也表明了四相鉴频器可以工作的频率范围。

1.4 扩展卡尔曼滤波器

卡尔曼滤波器是一种高效率的递归滤波器, 它能够从一系列包含噪声的测量中估计动态系统的状态。卡尔曼滤波器的一个优点是:由于整个过程是一个递归的估计, 因此不需要记录观测值的历史信息。其另一个优点是, 卡尔曼滤波器是一种纯粹的时域滤波器, 不需要像低通滤波器或频域滤波器一样在频域上设计并转换时域上实现。

在非线性条件下, 同样可以抽象出扩展卡尔曼滤波器的模型, 表征其过程和观测值的方程为非线性随机微分方程

xk=f (xk-1, uk-1, wk-1)

zk=h (xk, vk)

与基本卡尔曼滤波器相同, 扩展卡尔曼滤波器也分成预测过程和校正过程两部分。整个滤波器的运行过程如下。

在本系统中, 卡尔曼滤波器对载波多普勒频移及其一次变化率和二次变化率进行状态预测。

卡尔曼滤波器的整个运行过程可以抽象为:

预测过程

fc[k+1]=Afc[k]+wk

Pk+1=APk+1AT+Q

校正过程

Kk+1=Pk+1H${}_{k+1}^{{\rm T}}$ (Hk+1Pk+1H${}_{k+1}^{{\rm T}}$+R) -1

fc[k+1]=fc[k+1]+Kk+1ak+1

Pk+1=Pk+1-Kk+1Hk+1Pk+1

由于载波多普勒频移的时变特点, 可将其用泰勒公式展开表示为:

$f{}_d(t)=f{}_d({\rm T})+f^{\prime }{}_d({\rm T}){\rm T}+\frac{1}{2}{f}^{″}{}_d({\rm T}){\rm T}{}^2$

同理:f′d (t) ≈f′d (T) +f″d (T) T

则卡尔曼滤波器有下列状态方程:

$\begin{array}{l}\overrightarrow{f}{}_d[k]=[f{}_d[k]f^{\prime }{}_d[k]f^{″}{}_d[k]]{}^{{\rm T}}=\mathit{A}\overrightarrow{f}{}_d[k-1]+\overrightarrow{w}{}_{k-1}\\ \mathit{A}=\left[\begin{array}{ccc}1& {\rm T}& \frac{1}{2}{\rm T}{}^2\\ 0& 1& {\rm T}\\ 0& 0& 1\end{array}\right]\end{array}$

其中, A为状态转移矩阵, $\overrightarrow{w}{}_k$为过程噪声。

设过程噪声$\overrightarrow{w}{}_k$的协方差矩阵为Q, 可推导出:

$\mathit{Q}=\left[\begin{array}{ccc}\frac{q{\rm T}{}^5}{20}& \frac{q{\rm T}{}^4}{8}& \frac{q{\rm T}{}^3}{6}\\ \frac{q{\rm T}{}^4}{8}& \frac{q{\rm T}{}^3}{3}& \frac{q{\rm T}{}^2}{2}\\ \frac{q{\rm T}{}^3}{6}& \frac{q{\rm T}{}^2}{2}& q{\rm T}\end{array}\right]$

其中, q为过程噪声w3的功率密度。

滤波器运行过程中可以认为观测方程满足:

yk=Hkfc[k]+vk

观测噪声vk是协方差矩阵R=σ2的高斯白噪声, 且Hk=[1 T T2/2]。由于输入到卡尔曼滤波器的是鉴频器观测到的多普勒频差, 可将校正过程中使用fd[k]来代替残差。 记为fd[k]≈yk-Hkfc[k]≜ak。

一般来说, 滤波器状态输出是一个趋于稳定的震荡过程。如果不人为的干预滤波器的初始输出, 则震荡过程稳定过程较为缓慢, 且震荡的峰值幅度较大;而若人为的将状态输出的初始值设置为已知的频率信号fc, 则震荡稳定的较快且震荡围绕在载频fc附近, 震荡峰值幅度较小。这说明如果能实现知道有关频率环路的相关信息, 则可明显提高环路性能。

2 系统方案

本文中所使用的扩频系统为WCDMA下行物理信道, 通过对数字基带信号的处理来实现同步方案。整体方案分为捕获和跟踪两个阶段。

捕获阶段的完成的功能主要为:通过码相关检测使接收码和参考码相位差小于一个码片的长度, 从而对齐WCDMA信号的时隙;之后载波提取环路闭合, 利用四相鉴频器和辅助频率牵引环路将频率牵引到误差在几百赫兹的范围内, 再利用叉积鉴频环路进一步缩小频率误差, 使载波相互对准;同时收发时钟频率基本一致。锁定后转入跟踪阶段。

跟踪阶段完成的主要功能是:利用的辅同步码进一步得到当前的Slot信息;此时鉴频环路转入Costas环路进一步进行载波相位的精确估计。

2.1 方案框图

系统运行时, 接收机的功能框图如图1所示。

当信号刚被捕获时, 系统使用四项鉴频器进行粗频率牵引后, 鉴频环路转入叉积鉴频。最终当频率误差小于叉积鉴频范围时转入PLL鉴相环路进行精细的相位纠正。可以看出, 频率同步的过程对每一对I, Q信号均进行鉴频运算, 因此整个系统的频率校正是实时发生的。这也是本方案有别于一些传统同步方案的地方。

2.2 主同步码结构

在码同步阶段, 所讨论的方案使用主同步码 (PSC) 和辅同步码 (SSC) 来进行信号的时隙同和帧同步。

WCDMA标准的主同步码 (PSC) 为256个码片长度, 由两个已定义的长度为16的矢量求Krone-cker积得到:

$\begin{array}{l}\overrightarrow{a}=<1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1>\\ \overrightarrow{g}=<1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1,1,1>\\ C{}_{{\rm P}SC}=\overrightarrow{a}\otimes \overrightarrow{g}\end{array}$

由于WCDMA主同步头的限制, 为了能获得更快速的计算时间, 可以采用互相关的方法来减少相关运算中乘法的次数。因此修改主同步码的结构, 将标准的256个码片取前128个, 复制拼接成新的256长度的码片。

C′PSC=[CPSC (1to128) , CPSC (1to128) ]

接收机同步时采用下面的自相关算法:

时间同步所采用的算法可以分为2个部分:时隙同步和帧同步。

时隙同步阶段, 设时域上接收到的信号是r (n) , 则具体的时隙同步算法如下。

(1) 取一段256点的信号, 将前半段128点与后半段128点分别对应共轭相乘, 即求这两段信号的互相关值。

$R{}_k={\displaystyle \sum _{n=0}^{128}r}(n+k)\cdot r{}^{*}(n+k+128)$

(2) 求此256点信号的能量, 也就是该段信号的自相关值。

$E{}_k={\displaystyle \sum _{n=0}^{256}r}(n+k)\cdot r{}^{*}(n+k)$

(3) 将以上两者相除, 求出互相关系数。

Pk=|Rk|/Ek

(4) 数据分析窗口向后滑动, 不断地接收新的256点的数据段, 重复步骤 (1) - (3) , 求出每段数据的相关系数, 当Pk最大时, 该段数据的起始位置即为所寻找的时隙边界。

在帧同步阶段:利用已知的16组辅同步码 (SSC) 对已经时隙定位的信号进行相关, 找到16个相关运算器中的最大值即可以确定该Slot的序号。

2.3 捕获性能

2.3.1 仿真数据

仿真采用的数据由Matlab生成的WCDMA基带数据, 码片速率3.84Mcps, 残留的多普勒频移由2.4节中描述的方式人为产生。

2.3.2 时间同步结果

图2为仿真的时间同步结果, 左边是时隙同步的结果, 右边是帧同步的结果。

2.4 跟踪性能

跟踪阶段主要对载波多普勒频率进行跟踪校正。

在跟踪测量高动态的目标时, 为了更加精确的跟踪载波多普勒的变化, 本文选择了多普勒频移及其一次变化率, 二次变化率作为环路滤波器最终输出的状态变量。

在仿真时, 假设高动态信号具有如图3的特性。

由卡尔曼滤波器的稳态特征可以知道, 在滤波器运行一段时间后, 即经过若干次预测——更新运算后, 滤波器的输出将达到一个较为稳定的值。于是, 滤波器运算次数的选取会关系到整个滤波器的性能。如果在滤波器输出两次状态之间的过程中迭代运算次数很高, 可以保证滤波器的输出稳定, 且更可能接近真实值, 但这样的代价则是增加了运算上的开销, 更重要的是, 在高动态环境下可能会跟不上真实状态变化的速率;而迭代次数选的较低则滤波器输出不容易稳定, 结果也可能离真实值较远, 但好处则是响应速度更快。

采用的仿真中, 设置卡尔曼滤波器状态更新的时间为2ms, 在此时间间隔内, 当滤波器做1000次预测更新运算和500次预测更新运算时, 在上述高动态信号下, 滤波器输出的结果图4所示。

从图中可以看出, 环路滤波器预测更新次数越高则可以较好的跟踪出信号的多普勒变化, 次数变小了因此跟踪频移变化的精度也相应的减少了。

类似于前面的分析, 若可以添加有关多普勒频移的相关先验信息则可以相应的提高环路的跟踪性能。

从图5可以发现, 本文所设计的频率跟踪环路可以较好的跟踪到环路的动态多普勒频率变化。

一个值得注意的问题是滤波器的稳定性问题:在设计卡尔曼滤波器时, 状态方程和预测方程都是人为设定的, 这种设定可以较为精确的建模, 而观测噪声和状态模型的噪声 (即方差矩阵Q, R) 的统计特性却比较难以实时捕捉。本文在滤波器运行过程中根据前面的推导将其设为常数。但高动态环境下即使Q, R矩阵的初始设置正确, 在运行过程中产生的摄动都有可能导致滤波器不稳定。解决这个问题的一个办法是采用具有自适应能力的卡尔曼滤波器, 在运行过程中根据观测值不断的来修订预测值;另一个办法是可以采用一些先验的有关该高动态环境的辅助信息。但详细的改进方法并不在本文的讨论范围内。

3 结束语

针对高动态环境下的扩频系统提出了一种接收机软件同步方案, 并采用WCDMA下行物理信道作为验证系统。接收机采用数字基带信号。帧同步利用了WCDMA帧结构中PN序列的良好自相关特性;频率同步时, 有别于传统的载波提取环路, 本文采用了一种PLL与FLL并存的环路结构, 根据当前环路的状态灵活的在PLL和FLL之间进行切换, 利用四相鉴频器将较大的多普勒频移牵引至较小的范围, 利用叉积鉴频器进一步缩小频率误差, 而相位误差则由Costas环来校正。同时, 本文提出的同步方案中利用卡尔曼滤波器作为PLL和FLL共用的环路滤波器, 一方面避免了使用多个环路滤波器带来的复杂性, 另一方面卡尔曼滤波器的特性也使得它非常合适在计算机上实现, 不需要耗费过多的储存空间, 某种程度上也能为系统带来良好的实时性。

经过理论分析和仿真验证, 可以看出本文设计的此种同步方案在高动态环境下具有良好的同步性能。

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扩频系统 篇9

在实际的工程应用中有时需要改进传统的扩频系统,重新设计符合工程要求的扩频系统。新设计的系统是否可行,能否达到预期的性能,这都有待于实验的验证。传统的方法只有构建一个实验系统,采用各种仪器进行测量得到所需的数据,这样不仅需要花费大量的资金用于实验系统的构建,而且系统的构建周期长,系统参数的调整也十分困难。这种方法对于工程领域的应用显然是不可行的。SystemView的出现使得通信系统的仿真能够用计算机模拟实现,免去了构建实验系统的不便,缩短了产品的开发周期,节约了产品的成本。

ELANIX公司的SystemView是一个用于电路与通信系统设计、仿真的动态系统分析工具,它可以构造各种复杂的模拟、数字、数模混合及多速率系统,可用于信号处理、滤波器设计及复杂的通信系统数学模型的建立等不同层次的设计和仿真。

SystemView在界面友好而且功能齐全的Windows操作平台上,为用户提供了一个嵌入式的模块化分析引擎。软件的嵌套功能保证了系统设计规模可以任意地大,用户可以自己用高级语言(C/C++语言)编写库中没有的模块,因此该软件功能强大,使用方便,是迄今为止专用于动态系统仿真的优秀软件,特别适用于通信系统分析和设计领域。

2 扩频通信

2.1 扩频通信定义

扩频通信,即扩展频谱通信,最早主要应用于军事通信,防止敌方干扰和窃密,后来开始用于民用。它与光纤通信、卫星通信,一同被誉为进入信息时代的三大高技术通信方式。

扩频通信是一种信息处理传输技术。扩频通信技术是将一位码元扩展为n位长的码序列,使之占有远远超过被传送信息所需的最小带宽。在接收机中利用相同的码序列对接收信号进行同步相关处理以解扩和恢复数据。

扩频信号具有以下3个特性:

(1) 扩频信号是由伪随机序列产生的宽带信号;

(2) 扩频信号带宽远大于欲传输数据(信息)带宽;

(3) 接收机中必须有与发送端相同的扩频码序列用于解扩。

由于扩频信号的上述特性,使扩频通信系统具有抗干扰性强、抗多径衰落、高保密性、低功率谱密度、隐蔽性好、低截获、多址复用、任意选址、高精度测量等优点。

2.2 扩频通信的分类

按扩频方式的不同,可以将扩频通信系统分为:直接序列扩频(DS)、跳频扩频(FH)、跳时扩频(TH)和线性调频(Chirp Modulation)4种基本方式。其中目前比较常用的有DS和FH两种。本篇主要讨论直接序列扩频的原理、特点以及仿真实现。

2.3 直接序列扩频通信原理

直接序列扩频(Direct Sequence Spread Spectrum,DSSS)是直接利用具有高码率的扩频码序列在发端对发送信号进行编码,从而将占用频带较窄的原始信号扩展为占用频带较宽的信号;而在收端,用相同的扩频码序列进行解码,把扩展宽的扩频信号还原成原始的信息。它是一种数字调制方法,具体说,就是将信源与一定的PN码(伪噪声码)进行模二加。例如,在发射端将“1”用11000100110代替,而将“0”用00110010110去代替,这个过程就实现了扩频,而在接收端处只要把收到的序列11000100110恢复成“l”,00110010110恢复成“0”,就完成了解扩。这样信源速率就被提高了11倍,同时也使处理增益达到10 dB以上,从而有效地提高了整机信噪比。

3 直接序列扩频2FSK系统的SystemView仿真

本文采用31位PN码进行扩频,信息码元“0”用PN码的原码代替,码元“1”用PN码的反码代替,将每一位信息源码扩展成31位,这样理论上可获得31倍的处理增益。系统框图如图1所示,图2为系统的仿真图。

数据信号源使用了一个较低速率(300 b/s)的脉冲序列(图符0)。扩频用的PN码采用了31位9 300 b/s的m序列,这样就能将每一位信息码扩展成31位。扩频调制使用了模2加法运算,扩频后的信号通过f1=20 kHz,f2=30 kHz的2FSK调制模块(图符44)进行调制,射频调制是用100 kHz的载波与2FSK信号直接相乘实现的。为了观察扩频2FSK系统的抗干扰性能,使用了一个90～120 kHz的宽带扫频脉冲信号模拟传输信道中的干扰。

接收端,通过本地载波和2FSK解调模块(图符56)解调后的扩频信号与原扩频PN码相乘解扩,中间省略了有关本地PN发生器和相关码同步电路。因为直接使用原PN码,所以理论上可认为收发两端是完全同步的。

31位的PN码由图符1生成,图符1为31位PN序列生成模块,如图3所示,该仿真电路是由5级串联双态器件(图符38,39,21,22,40)、时钟脉冲产生器(图符17)、全0启动电路(图符29)和模2加法器(图符30)构成,生成多项式为x5+x3+1,反馈抽头为3(图符21)、5(图符40),初始状态为00001。该仿真电路产生的m序列an=0000 1001 0110 0111 1100 0110 1110 101。

图4为各级仿真示波器的输出波形,其中图4(a)所示为扩频后的信号波形,图4(b)是2FSK调制后的输出波形,图4(c)是解扩、解调整形后的输出信号波形图。可以十分明显地观察到解扩后的信号与输入的原信号基本一致,因未超过噪声容限,故能正确接收。若不断加大噪声或干扰的幅度,超过噪声容限时,则不能准确地恢复原始波形。在仿真中加大模拟噪声后(在此噪声加大扫频信号至200 kHz),输出信号与原始信号波形就相差很大。

4 结 语

本文首先描述了Systemvie软件的特点,接着介绍了扩频通信系统中直扩系统的特点,最后介绍了利用该软件实现直接扩频2FSK通信系统的实例,试验证明采用Systemvie可以很好地仿真一个通信系统,验证了该系统的实际可行性,而且该仿真方便快捷,周期短,成本低,灵活性强。

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扩频系统 篇10

扩频通信系统具有容量大、抗干扰能力强、保密性好等优点。但是如果收发两端PN码的频率和相位不同步,解扩后的数据只是一片噪声。扩频通信系统的关键技术之一PN码同步包含捕获和跟踪两个过程,本文只对捕获过程做重点研究[1,2]。

最简单的串行捕获方法是滑动相关法,本文在原有方法上加以改进,使得捕获的速度更快,实时性更强。

1 滑动相关的基本原理

滑动相关法是利用PN码良好的相关特性,在接收端与发送端相位不对齐时相关值很小,而当它们相位对齐时做相关运算会输出一个很大的峰值[3,4,5,6]。

如图1所示,接收信号与本地产生的PN码做相关运算,如果计算结果小于预设门限值,则门限鉴别器会控制PN码移位控制时钟,在此时钟驱动下,码产生器产生的伪随机序列移动一个相位继续和接收信号做相关运算。直到计算结果大于某一门限值时,表示完成对接收信号的捕获,门限鉴别器就不再控制PN码移位,而给跟踪单元使能信号,让跟踪单元开始工作。

这种方法最大的优点是实现简单,但是如果接收信号和本地PN码不对齐,需要不断对本地码移位并重新计算判决,速度慢,实时性不好,本文对滑动相关法进行改进,系统性能提高明显。

2 改进滑动相关法的FPGA实现

改进滑动相关捕获法的FPGA实现包括以下模块:信号存储模块、PN码存储模块、乘法器模块、积分器模块和门限鉴别模块。原理框图如图2所示。

采样得到的接收信号存于信号存储器中,本地PN码不再由PN码产生器生成,而是事先存于FPGA内部的存储器中。相关运算时不滑动本地PN码,直接由存储器中读取,每采样一次滑动一次接收端存储单元数据,通过后续单元并行计算并完成一次相关判决,这样可以提高运算速度,发端发完一组完整PN码就可以完成信号的捕获。算法每个单元具体实现过程将在下文具体阐述。

2.1 信号存储器

信号存储单元由一个双口RAM构成,在采样时钟驱动下,接收信号按地址顺序存于RAM中。RAM的读取时钟是做乘法的计算时钟,在采样速率不是很快时,计算时钟可以是采样时钟的数十倍,可以达到上百兆,而读取数据宽度也可以扩展为接收数据宽度的整数倍,一次读取多个接收数据参与运算,这样串行运算变为并行运算,极大提高了处理速度。如图3所示,接收到的数据按从地址0到地址7的顺序存储,读取数据宽度是接收信号的4倍,那么每存储4个数据后读取地址滑动一次,一次并行读取4个数据和本地PN码做乘法。

如果PN码周期是127,读取宽度为40,那么4个计算时钟就可以完成乘法计算,但是读取宽度太宽会增加FPGA内部逻辑单元的使用量,需要在资源和速率方面做权衡。

2.2 PN码存储器

在传统的滑动相关法中,PN码如果选取m序列可由FPGA做反馈移位产生,顺序读取,这样会影响运算效率。本文将PN码由Matlab工具软件生成,然后按一定格式存储于FPGA内部存储器,可选取ROM存储,读取宽度和信号存储器的读取宽度相同。PN码存储器不滑动,每次都按地址递增顺序读取数据,操作和信号存储器类似,不再赘述。

2.3 乘法器和积分器

这两个模块主要是实现接收数据和本地PN码进行相关累加功能。接收到的数据首先和本地码相乘,然后将相乘结果累加完成积分功能。

乘法并不需要FPGA器件内部的硬件乘法器,如果PN码为1则将接收数据取正号,PN码为0则将接收数据取负号。每个乘法器时钟完成一个读取地址中一组数据的乘操作,乘完将一组相乘结果求和后输入到积分器进行每一组数据的累加。如果每组参与乘加的数据很多,一个时钟不能完成加法运算可以采用流水线方法优化算法。

积分器累加的次数由PN码长度和每次参与乘法运算的数据个数有关(即读取数据的宽度),数据个数越多需要累加的次数越少。累加结束后将计算结果输入到门限鉴别器做后续判决,同时积分器清零。

2.4 门限鉴别器

门限鉴别器的功能是对判决积分器的计算结果进行最大值检测。检测值超过门限预设值,则给跟踪单元使能信号,启动跟踪功能,否则不作任何操作。

门限值的设定需要通过Matlab工具软件仿真得出。m序列有很好的相关特性,当接收信号与本地码同步时积分器会输出一个明显高于不同步时的峰值,在实际应用的场合由于噪声大小不同峰值也不是固定值,要根据情况进行仿真设定一个比较适合的数值。数值过大会出现漏警现象,即已经同步但受噪声影响积分器输出值小于门限值而使系统无法正常工作。数值过小会导致不同步时启动跟踪单元。一般多次仿真,并把门限值设置稍大有利于系统正常运行。

3 FPGA仿真结果与分析

本系统设计时选取的是Xilinx公司Virtex系列的XC4VSX35芯片,该芯片含有34 560个逻辑单元,可用I/O脚448个,192个18×18 XtremeDSP,18kb Block RAM 192个,最高工作频率500M。以Xilinx公司的ISE 10.1开发软件为平台,运用Verilog语言作为输入,并编译、仿真、下载验证了同步捕获系统。图4为系统仿真图,clk_1是数据采样时钟,每次时钟上升沿接收数据由data_in输入,clk_2为计算时钟,每次采样一个数据后4个计算时钟相关值由he输出,由图可以看出并行相关运算速度很快。本系统的门限值设置为125,如图he值没有超过门限值则下一个时钟清零,如果系统捕获成功he超过门限则输入给跟踪单元的使能信号enable保持一个周期的高电平,从而启动跟踪单元工作。

4 结论

本文提出的改进滑动相关算法运算速度快,捕获时间短,实现起来比较简单。利用FPGA设计并实现了算法,仿真结果满足系统要求,该方法成功应用在扩频通信解扩端,使用效果良好。

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