平行耦合线

2024-10-23

平行耦合线（精选5篇）

平行耦合线篇1

0 引言

平行耦合线带通滤波器在微波集成电路中是一种被广为应用的带通滤波器。其结构紧凑, 寄生通带的中心频率比较高。传统的平行耦合线滤波器的设计规定平行耦合线的镜像阻抗等于输入输出的终端阻抗, 一般是50 Ω。这样当使用介电常数高的或低的基板材料进行设计时, 实现合适的微带线宽以及合适的微带间隙就比较困难。尤其在20～30 GHz波段, 大多选用低损耗的低介电常数的基板或选用高介电常数的陶瓷基板。因此, 在20～30 GHz波段为了得到合适的微带线宽和合适的微带间隙, 以减轻加工的难度, 本文提出了新的任意镜像阻抗的平行耦合线滤波器的设计公式。

1 设计理论

1.1 平行耦合线滤波器节

首先分析使用奇偶模阻抗及电长度θ表示的一对平行耦合线如图1 (a) 所示。此平行耦合线可以使用等效的导纳变换器J以及两段电长度为θ特性导纳为Y1单传输线表示如图1 (b) 所示。

当电长度θ≈90°时, 图1中的两电路是等效电路。耦合微带线奇、偶模特性阻抗Z0o、Z0e可以表示为:

Z0e=Z1[1+JZ1+ (JZ1) 2]。 (1)

Z0o=Z1[1-JZ1+ (JZ1) 2]。 (2)

1.2 平行耦合线滤波器公式推导

在图2 (a) 中, 平行耦合线滤波器有N+1个耦合线段级联组成, 因为每个耦合线段的等效电路形式如图1所示, 所以其等效电路如图2 (b) 所示。任意2个倒相器之间, 有一个等效长度为2θ的传输线。这条线在滤波器通带中心频率附近近似为λ/2。

在图2 (b) 中向源方向看去的输入导纳为:

$\begin{array}{l} Y_{i n} = Y_{1} \frac{Y_{0} + j Y_{1} \tan θ}{Y_{1} + j Y_{0} \tan θ} = Y_{1} \frac{\frac{Y_{1}}{Y_{0}} + j \frac{π}{2} \frac{ω - ω_{0}}{ω_{0}}}{1 + j \frac{Y_{1}}{Y_{0}} \frac{π}{2} \frac{ω - ω_{0}}{ω_{0}}} |_{ω \approx ω_{0}} = \\ \frac{Y_{1}^{2}}{Y_{0}} + j Y_{1} X (1 - A^{2}) 。 \end{array}$

式中,

$A = \frac{Y_{1}}{Y_{0}} ‚ X = \frac{π}{2} \frac{ω - ω_{0}}{ω_{0}}$ 。 (3)

在图2 (b) 中, 向阻抗变换器看去的导纳为:

$\begin{array}{l} Y_{A} = \frac{J_{01}^{2}}{Y_{1} A + j Y_{1} X (1 - A^{2})} = \frac{J_{01}^{2}}{Y_{1} A} [1 + j X (A - \frac{1}{A})] = \\ \frac{J_{01}^{2}}{Y_{1} A} + j B_{A} (ω) 。 (4) \end{array}$

通过式 (4) 可以将图2 (b) 等效为图2 (c) , 其为由分布参数构成的谐振器与阻抗倒置变换器构成的耦合谐振器滤波器。

在图2 (b) 中, 电长度为2θ=λ/2特性阻抗为Z1的传输线等效为图3中的jB1, 等效原理为并联谐振电路。在传输线的一端并联电阻ZL, 则从另一端看去的阻抗为:

$\begin{array}{l} Ζ_{i n} = Ζ_{1} \frac{Ζ_{L} + j Ζ_{1} \tan β l}{Ζ_{1} + j Ζ_{L} \tan β l} = \\ Ζ_{1} \frac{Ζ_{L} + j Ζ_{1} π \frac{ω - ω_{0}}{ω_{0}}}{Ζ_{1} + j Ζ_{L} π \frac{ω - ω_{0}}{ω_{0}}} |_{ω \approx ω_{0}} = \\ \frac{1}{j Y_{1} π \frac{ω - ω_{0}}{ω_{0}}} |_{ω \approx ω_{0}, Ζ_{L} ＞＞ Ζ_{1}} 。 (5) \end{array}$

则:

$B_{1} (ω) = Y_{1} π \frac{ω - ω_{0}}{ω_{0}}$ 。 (6)

同样可以得到2θ=λ/2特性阻抗为Z1的传输线的电纳斜率参数为:

$b = \frac{ω_{0}}{2} \frac{d B (ω)}{d ω} |_{ω \approx ω_{0}} = \frac{1}{2} Y_{1} π$ 。

由于jBA的存在, 图2 (c) 中第一个谐振器的导纳为:

$\begin{array}{l} B_{r 1} (ω) = B_{A} (ω) + B_{1} (ω) = \\ \frac{J_{01}^{2}}{Y_{1}} X (1 - \frac{1}{A^{2}}) + Y_{1} 2 X 。 (7) \end{array}$

谐振器的电纳斜率参数为:

$b_{1} = \frac{ω_{0}}{2} \frac{d B_{r 1} (ω)}{d ω} |_{ω \approx ω_{0}} = \frac{π}{4} Y_{1} [\frac{J_{01}^{2}}{Y_{1}^{2}} (1 - \frac{1}{A^{2}}) + 2]$ 。 (8)

根据由导纳变换器和并联型谐振器构成的带通原型可得到新的任意阻抗平行耦合线滤波器的设计公式为:

$\frac{J_{01}}{Y_{1}} = \frac{J_{n, n + 1}}{Y_{1}} = \sqrt{\frac{\frac{π}{2} A W}{ω_{1}^{´} g_{0} g_{1} - \frac{π}{4} A W (1 - \frac{1}{A^{2}})}}$ 。 (9)

$\frac{J_{12}}{Y_{1}} = \frac{J_{n - 1, n}}{Y_{1}} = \frac{π W}{2 ω_{1}^{´}} \sqrt{\frac{\frac{1}{2} [\frac{J_{01}^{2}}{Y_{1}^{2}} (1 - \frac{1}{A^{2}}) + 2]}{g_{1} g_{2}}}$ 。 (10)

$\frac{J_{j, j + 1}}{Y_{1}} = \frac{π W}{2 ω_{1}^{´}} \sqrt{\frac{1}{g_{j} g_{j} + 1}} j = 2, \dots, n - 2$ 。 (11)

式中, $\frac{ω^{´}}{ω_{1}^{´}} = \frac{1}{W} \frac{ω - ω_{0}}{ω_{0}}$ ; $ω_{0} = \sqrt{ω_{2} ω_{1}}$ ; $W = \frac{ω_{2} - ω_{1}}{ω_{0}}$ ; $A = \frac{Y_{1}}{Y_{0}} ； g_{j}$ 为原型滤波器元件值;ω′, ω′1属于原型低通滤波器的归一化角频率。

2 设计公式的应用与验证

设计一个Chebyshev型滤波器。滤波器的参数:中心频率f0=14.1 GHz, 相对带宽W≈0.06, 谐振器个数:N=5, 通带纹波:0.01 dB。介质基板选用Taconic公司的TLY系列:εr=2.2, tanσ=0.000 9, h=0.508 mm。

根据式 (9) ～式 (11) , 计算出不同镜像阻抗下耦合线的奇偶模阻抗, 然后应用平行耦合微带线的计算模板, 计算出不同镜像阻抗下耦合线的线宽与线间的缝隙如表1所示。

根据表1, 本滤波器使用镜像阻抗为80 Ω的微带线进行设计。EM软件仿真结果如图3所示。 EM仿真结果验证了设计公式的正确性与准确性。

根据表1中数据, 可以看出随着镜像阻抗的增大, 耦合线的线宽逐渐减小, 耦合线的缝隙却逐渐增大。尤其是第一段耦合线的缝隙绝对值比较小, 当选择小的阻抗时, 就会由于缝隙过窄而无法进行滤波器的实际制作。因此在一定的加工工艺下, 必须选择合适的阻抗, 以取得合适的线宽与缝隙。

3 结束语

任意镜像阻抗平行耦合线滤波器的设计公式可以很好的指导设计者合理的选择镜像阻抗以获得合适的线宽与线间缝隙。从而使滤波器易于加工实现并很好的保证成品率。本文从理论上推倒了任意镜像阻抗平行耦合线滤波器的设计公式, 并通过实例分析了合理阻抗的选择, 最后通过EM仿真验证了公式的正确性与准确性。

参考文献

[1]吴万春.集成固体微波电路[M].北京:国防工业出版社, 1981:138-139.

[2]MATTHAEI G L, YOUNG L, JONES E M T.Microwave Filters, Impedance Matching Network, and Coupling Structure[M].Norwood:Artech House, 1980:472-474.

[3]HONG J S, LANCASTER M J.Microstrip filter for RF/Microwave application[M].NewYork:John Wiley&Sons.Inc., 2001:127-133.

[4]刘立浩, 杨志国, 江肖力.C波段抽头发夹线微带滤波器设计[J].无线电通信技术, 2005, 31 (4) , 28-30.

平行耦合线篇2

定理：平面外一条直线与此平面内的一条直线平行，则该直线与此平面平行。

【判断直线与平面平行的方法】

(1)利用定义：证明直线与平面无公共点;

(2)利用判定定理：从直线与直线平行得到直线与平面平行;

(3)利用面面平行的性质：两个平面平行，则一个平面内的`直线必平行于另一个平面。

【平面与直线平行的性质】

定理：一条直线和一个平面平行，则过这条直线的任一平面与此平面的交线与该直线平行。

此定理揭示了直线与平面平行中蕴含着直线与直线平行。通过直线与平面平行可得到直线与直线平行。这给出了一种作平行线的重要方法。

注意：直线与平面平行，不代表与这个平面所有的直线都平行，但直线与平面垂直，那么这条直线与这个平面内的所有直线都垂直。

本题就用到一个关键概念：重心三分中线

设E为BD的中点，连接AE，CE

则M在AE上，且有AM=2ME

N在CE上，且有CN=2NE

在三角形ACE中，

因为，EM:EA=1:3

EN:EC=1:3

所以，MN//AC

AC属于平面ACD，MN不在平面ACD内，即无公共点

所以，MN//平面ACD

本题就用到一个关键概念：重心三分中线

设E为BD的中点，连接AE，CE

则M在AE上，且有AM=2ME

N在CE上，且有CN=2NE

在三角形ACE中，

因为，EM:EA=1:3

EN:EC=1:3

所以，MN//AC

AC属于平面ACD，MN不在平面ACD内，即无公共点

平行耦合线篇3

光子晶体的概念最早是在1987年提出[1,2]。光子晶体是一种按照晶体的结构对称性制备的周期性微介电结构材料,其最基本的特性就是具有光子禁带[3]。频率在光子禁带频率内的光不能在光子晶体中传播。当在光子晶体中引入缺陷时,光子禁带中会出现一个缺陷模,使原本不能在光子晶体中传播的光能在缺陷中传播,这就形成了光子晶体波导。基于光子晶体的光电器件最近得到了广泛的研究开发,相较于其他的光电器件,光子晶体器件具有体积小,易于集成以及器件不受外界电磁环境影响等优点。这些特点为光电子器件向高度集成化发展提供了新的应用前景。

光子晶体中两个线缺陷相距很近时会产生耦合现象[4],光在两个线缺陷之间耦合,基于该耦合理论的光子晶体光子耦合器可用于制作光功分器,光开关等多种仪器[5,6,7,8,9]。本文以光子晶体中平行线波导对为例,通过改变光子晶体的特征参数,比如介质柱半径、背景折射率等,分析与研究了光子晶体中波导之间的耦合特性,并利用该结构提出了一个流体折射率快速检测新方法。新检测方法相较于其他流体折射率光学测量方法具有几点优势:体积小,结构简单且适合大规模集成大批量测量。

1 结构和原理分析

1.1 实验结构

圆形介质柱按照矩形晶格周期性排列在基底介质中,构成完整的光子晶体。整个结构参数如下:晶格常数为a,基底介质为折射率n0的流体,介质柱折射率为n=3.4的硅(Si)柱,介质柱直径r=b·a,其中b为大于0、小于1的硅柱半径常数(图1)。

在光子晶体中去除一列硅柱,可形成一个线波导,则频率落在该光子晶体光子禁带中的光允许在线波导中传播。去除间隔三排硅柱的两列平行硅柱形成两个相邻线性光波导。将两线波导分别命名为Ⅰ、Ⅱ波导(图2)。

1.2 理论分析

二维光子晶体中的电磁场可以分为横电模(TE)和横磁模(TM),由介质柱组成的光子晶体在TE模式下现象明显[10]。本论文是以硅作为介质柱的二维光子晶体为例,所以采用TE模式。时域有限差分法(FDTD)是数值分析光子晶体特性最重要方法之一。用FDTD方法计算禁带,对于各向异性材料,与时间相关的Maxwell方程可以写成下面的形式[11]:

对TE模,矢量式可简化为标量式

通过中心差分法可将式(2)离散化得到有限时域差分方程式

其中:DX,DZ表示空间步长,Dt表示时间步长。

重复不断地求解式(3),可以得到电磁场的传播规律。在时域有限差分方法中要得到稳定解,时间步长必须受到空间步长的限制。时域有限差分方法是建立在一个有限的计算区域,而求解电磁场是假定空间无限大。因此需要利用吸收边界条件(ABC)解决两者之间的矛盾,使得边界无明显反射。在文中所采用的是完美匹配层边界条件(PML)。

根据光子晶体缺陷模的模耦合理论,输入光将会在Ⅰ、Ⅱ两个线波导中产生耦合[7,12,13]。原来在单模输入波导中的一条色散曲线,在耦合区中分裂成两条。两个导模具有不同的对称性,其中0阶模具有奇对称性,1阶模具有偶对称性。两导模在Ⅰ、Ⅱ波导中发生耦合,从而形成输入光场的镜像和像,镜像和像在耦合器中沿传播方向周期性交替分布,光场能量在两波导之间周期性地发生转移。

2 数值模拟与结果讨论

2.1 光子晶体参数对光子禁带的影响

光子晶体中硅柱半径变化会对光子晶体中的光子禁带带宽与位置产生影响。为了更清楚地了解二者的关系,对图1中所示光子晶体不同硅柱半径时光子禁带进行考察。选取水做基底介质,则折射率n0=1.33,硅柱折射率n=3.4,其中硅柱半径常数b的取值范围为0∼1。图3所示不同硅柱半径时光子禁带范围也不相同,b<0.25或b>0.825时光子晶体中不存在光子禁带;而0.25

不同的背景折射率也会影响光子晶体的光子禁带范围。图4给出了硅柱半径参数b=0.3、0.5、0.8时,背景折射率n0从1.33增大到1.48变化图。从图中可以得到:随着背景折射率的逐渐增大,光子晶体中光子禁带会逐渐朝归一化频率小的方向移动且光子禁带带宽随背景折射率的增加而逐渐减小。

由上述模拟计算及分析可以得到:1)光子晶体中光子禁带带宽会随着基底介质折射率n0的增大而变小,并且整个禁带向归一化频率小的方向移动;2)光子晶体中硅柱半径不宜过大或者过小,在基底介质折射率n0=1.33时存在有效的光子禁带硅柱半径取值范围为0.3

2.2 硅柱半径对二平行波导耦合周期的影响

光子晶体中硅柱半径大小会影响二平行波导的耦合周期大小。采用时域有限差分法(FDTD)方法分别模拟光在硅柱参数b=0.4,0.5,0.6,0.7时光子晶体平行双波导中传播,研究硅柱半径对耦合周期的影响。选取结构为间距三排硅柱的平行双波导结构,基底介质仍然选折射率n0=1.33的水,硅柱折射率为n=3.4。根据上面讨论得出不同硅柱半径时光子禁带分布,入射光频率选取为光子禁带中心处的频率,能量取1。硅柱参数b=0.4时入射光归一化频率选取为0.32;b=0.5时选取为0.275;b=0.6时选取为0.25,b=0.7时选取为0.39。图5中可以得到b=0.4,0.5,0.6,0.7时对应的耦合周期分别为184a、52a、24a、12a。由模拟计算结果可得出:光在两平行波导的耦合周期随着硅柱半径的增大而急剧减小。

2.3 不同背景折射率对耦合周期变化的影响

为了了解背景折射率改变对二平行波导光耦合周期的影响。采用时域有限差分法(FDTD)在光子晶体不同背景折射率时进行计算模拟。为了明显的显示耦合周期的变化,选取硅柱半径参数b=0.4。入射光归一化频率为0.32,入射光能量取1。实验仍然选取间隔三排硅柱平行双波导结构(如图2),背景折射率n0=1.33∼1.48。图6所示随着背景折射率的增大,平行线波导对的耦合周期也越来越长。

3 应用

基于上述的模拟分析结果,设计一个基于光子晶体平行线波导的液体折射率探测器。探测器大小为100a×25a,其中a为光子晶体的晶格常数。选取入射波长为λ=1.55µm(光通信中常用的波长),则晶格常数a=0.32λ=0.5µm,硅柱的半径r=0.2a=0.1µm,探测器中间间隔三行移除两行硅柱构成两平行波导(如图2),并于两波导的最右端加上两个能量探测器,用于测量输出光强的变化。实验模拟过程中:光从Ⅰ波导的左端输入,由于相邻光子晶体光波导的耦合作用,光会在两光子晶体波导间产生耦合效应,光能量在两波导之间来回耦合。当光子晶体的背景折射率变化时,则

波导右端两能量探测器探测到的能量会产生变化,则我们可以通过二波导的输出能量值来判断光子晶体中基底介质的折射率。实验中选取背景折射率n0变化范围为1.33∼1.48。图7为输出能量变化图,图中可以看到随着背景折射率的增加,Ⅰ、Ⅱ两波导的输出能量基本上呈现出单调变化。其中在n0=1.33∼1.36时Ⅰ波导输出值逐渐减小直至为零,随后呈单调递增,而Ⅱ波导也是首先微弱递增后为单调递减。

根据图7的模拟计算结果,对探测器进行优化设计:将波导长度选取为90a=45µm,其余参数不变。光信号仍然从Ⅰ波导左端输入。所得结果如图8(a)所示,Ⅰ波导输出能量呈现出单一的递增变化,Ⅱ波导输出能量则是呈现单一的递减变化。

对所得实验结果进行处理,为了消除实验过程中杂散光对实验结果的影响,将Ⅱ波导输出能量值减去Ⅰ波导输出能量值(图8(b)中点列图),对两曲线相减后取得数据进行拟合得到一条平滑的单一递减变化的曲线,其表达式为

式中:x为光子晶体的背景折射率即待液体的折射率,y为Ⅱ、Ⅰ波导输出能量之差。本探测器目的是通过二波导输出能量来判定光子晶体的背景折射率,故将公式转换为

式中:y为光子晶体的背景折射率即待液体的折射率,x为Ⅱ、Ⅰ波导输出能量之差。

为了验证式(5)的正确性,选取三种不同折射率不同的液体带入探测器。三种液体分别选取为丙酮、酒精、30%浓度糖溶液,已知折射率分别为1.36、1.38、1.39。将探测器背景折射率分别设定为上述三种液体折射率,将Ⅰ、Ⅱ波导输出能量相减后所得数值代入式(5)中所得结果分别为:1.358 5、1.380 8、1.387。计算结果的相对误差为ε1=0.11%,ε2=0.06%,ε3=0.22%。可以实现通过折射率探测判定物质的需求。

目前有多种光学方法测量折射率,其中有布儒斯特角法、临界角法(阿贝折光仪)、干涉法等等[14]。但这些方法中,有的测量范围受限,有的结构复杂,有的系统调整难度很大。相较而言,本文利用二维光子晶体平行波导设计的流体折射率探测器结构简单,主要的探测元件只有光子晶体和半导体光能量计,并且探测系统中包括光源在内的各个元件均可以集成在一块硅片上。测量时也不需要调整光路,只需将本探测器浸入待测流体中后打开探测光源即可,可以方便实现快速测量。

4 总结

对光子晶体中间隔三排硅柱平行双波导结构的耦合现象及其特性分析,发现光子晶体中硅柱半径大小以及背景折射率的变化会对平行双波导耦合产生明显的影响。并利用该光子晶体结构耦合特性设计了一款液体折射率探测器,利用二波导输出能量的变化可以得到液体的折射率。该结构简单、体积小且测试方法简单,可满足折射率测试便捷、快速的需求。

摘要：在二维矩形阵列结构硅光子晶体中去除相间三排硅柱的两排平行硅柱形成平行线波导对。利用时域有限差分法(FDTD)模拟仿真以及数值分析研究平行线波导对之间的耦合特性,发现改变硅柱半径和背景折射率可以明显改变波导的耦合周期长度。基于此结构,提出了一种新的液体折射率检测方法,以间隔三排硅柱的平行波导对为基本结构,设计了一款液体折射率探测器。该方法与其他的液体折射率检测方法相比,具有结构紧凑、测量速度快等优势,可实现折射率的快速精确检测和仪器的小型化设计。

证明线面平行篇4

关键词：线面平行,证明方法,应用

题目:如图1所示,在正方体ABCD-A1B1C1D1中,M、N分别是C1C、B1C1的中点,求证:MN∥平面A1BD.

分析:线面平行的证明用几何法和向量法都可以去证,本题也不例外,题目虽很简单,但其证明方法却包罗了线面平行的主要的证法.

证法1:(用线面平行的判定定理来证)连结B1C,根据正方体的性质知,B1C∥A1D,因为M、N分别是C1C、B1C1的中点,所以MN∥B1C,所以MN∥A1D.又因为MN平面A1BD,A1D平面A1BD.所以MN∥平面A1BD.

证法2:(用面面平行的性质定理来证)取C1D1的中点G,连结NG、MG,则根据正方体的性质得,MN∥B1C,B1C∥A1D.所以MN∥A1D.同理可得,MG∥A1B.所以平面A1DB∥平面NMG.又因为MN平面NMG.所以MN∥平面A1BD.

平行耦合线篇5

滤波器是一种用来分离不同频率信号的常用器件。它的主要功能是使需要的频带内的信号通过, 使不需要的信号被抑制。平行耦合微带线带通滤波器是一种分布参数滤波器[1,2,3,4,5,6,7]。它是由耦合微带线组成, 具有重量轻, 结构紧凑, 价格低, 可靠性高, 性能稳定等优点, 因此在微波集成电路用应用广泛。

基本原理

由传输线理论可知, 两个平行的微带线靠近时, 传输线之间的电磁场会在两个传输线之间产生功率耦合。当单个的耦合线长度为滤波器中心频率对应的四分之一波长时, 它就具备了典型的带通滤波器特性, 可做为单个耦合线带通滤波器单元。但是由于单个这样的单元不易得到陡峭的通阻带过渡和良好的滤波器响应, 实际设计中, 往往会将多个这样的单元级联, 以达到更好的滤波特性[8,9,10,11,12]。

设计步骤

根据一般的滤波器设计方法。要从归一化低通滤波器着手。通过把带通滤波器的一系列参数进行频率变换, 可以得到低通原型滤波器的归一化原型。

带通滤波器变换到归一化低通原型滤波器的公式为[1]:

这里分别用f1和f2表示带通滤波器的下边频和上边频。用f0表示实际中心频率。

归一化通带带宽为:

通过查表, 可以得到归一化设计参数g1, g2---gn, gn+1。

Z0e和Z0o分别为耦合线的偶模和奇模特性阻抗。并可由以下公式确定:

其中g为标准低通滤波器参数。Z0为滤波器输入, 输出端口的传输线特性阻抗。下标i, i+1表示上述的耦合线单元。有了微带线奇偶模阻抗后, 再运用ADS仿真设计软件中的LineCalc工具计算出微带线的宽度, 间距和长度, 最后在ADS中建模并进行仿真。

设计举例与应用

设计指标:设计一个通带为32.57～33.43GHz的带通滤波器, 中心频率33GHz, 带宽±430M Hz, 在f=31.5GHz和34.5GHz上衰减不小于30dB, 通带内波纹3dB, 输入输出特性阻抗均为50Ω。带内反射-20dB所用的微带电路板的参数:H=0.254m m, 介电常数9.9, 相对磁导率Mur=1, 金属层厚度T=0.254mm, 损耗角正切TanD=0.0001。

根据设计指标, 我们选用n=5的3dB纹波切比雪夫低通原型。查表可得低通滤波器原型的原件取值为

由式 (3) 可以计算出:

运用ADS中的LineCalc计算, 可以得到平行耦合微带线的W, S, L。

将计算结果输入ADS中并设置基板的参数和S参数扫描仿真器进行仿真。如图1和图2所示。

可以看到仿真得到的曲线S11不能满足设计指标要求, 要回到原理图窗口进行优化仿真。之所以会出现这样的情况, 原因可能是相邻耦合线之间的线宽相差过大或者其他参数取值不合适, 导致改变了变量的初值。这样, 应该重新调整优化目标及参数取值范围, 重新进行优化。具体优化的原理图和优化结果见图3。

图4为优化原理图, 图3是优化后的仿真结果。由图4可以看到, 各个设计指标都符合设计要求。

图5是由ADS生成的平行耦合微带线带通滤波器的版图, 因为平行耦合微带线带通滤波器的实际电路是由实际电路板和微带线组成的, 它的性能可能会与电路仿真的理想结果有很大差别。因此, 需要对ADS中生成的版图进行进一步的仿真。这里我们将版图导入到HFSS中, 并进行仿真。HFSS中的仿真结果如图6所示:

由仿真结果可以看到, 在31.5GHz和34.5GHz处均S21达到-30dB的设计要求。带内的S21在-3dB内, S11满足-20dB的要求, 完全满足了设计要求。HFSS的仿真采用了矩量法直接对电磁场进行计算, 考虑了实际因素, 比ADS的仿真更加真实。

结论

通过从平行耦合微带线带通滤波器的基本原理及设计方法出发, 进行了33GHz的耦合微带线带通滤波器设计。采用了ADS对该滤波器进行了设计和优化仿真。之后又将版图导入到HFSS中, 进行电磁场仿真。仿真结果均符合设计要求。这样既提高了设计的效率, 又提高了设计的精度。

摘要：文中先是介绍了平行耦合带通滤波器的设计方法和流程, 然后以中心频率为33G的平行耦合带通滤波器为例, 具体说明了设计及优化过程。并在此基础上生成版图, 之后导入到HFSS中进行仿真验证。两次的结果均符合设计要求。本文主要是在电路原理图级进行的设计, 仿真, 和优化。

关键词：平行耦合,ADS,带通滤波器,Ka波段

参考文献

[1]张福洪, 张振强.基于ADS的平行耦合微带线带通滤波器的设计及优化[J].电子器件, 2010.33 (4) :433-437

[2]韩持宗, 朱静.基于ADS仿真设计的微带带通滤波器[J].电子设计应用, 2007, (9) :94-95

[3]LUDW ING R.RF circuit design:theory and application[J].Upper Saddle River, NJ, USA:Prentice Hall, 2000

[4]邓建平, 胡泽宾, 赵惠昌.平行耦合式微带线带通滤波器的辅助设计研究[J].弹箭与制导学报, 2006, 26 (2) :830-832

[5]Levy, Ralph, Richard V, et al..Design of Microwave Filters[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2002, 50 (3) :783-793

[6]Kang Wook, Chan-HoPetal.A new design procedure of tapped coupled-line filters[J].Antennas and Propagation Society Symposium, IEEE, 2004, 3 (6) :2863-2866

[7]夏祖学.微带线滤波电路和电磁带隙结构的计算机仿真[D].四川大学硕士学位论文, 2005:34-37

[8]Jaacomb-Hood.A, Liere, Multibeam Active phased arrays for communications satellites[J].IEEE Microwave Magazine, 2000, 1 (4) :40-47

[9]尹雪曼, 李贵芳.Genesys与ADS协同仿真加快射频滤波器设计[A].Agilent EEs of2006年度优秀用户论文集锦[C].2006:64-65

[10]夏祖学, 夏文海.平行耦合微带线带通滤波器设计与测试[J].西南科技大学学报, 2010, 25 (2) :72-75

[11]郑冬, 王志刚.基于ADS的平行耦合带通滤波器的设计[J].电子产品世界, 2010 (10) :22-24

【平行耦合线】推荐阅读：

七年级下册数学相交线与平行线暑期练习题07-19

耦合运动07-15