高频小信号

高频小信号（通用9篇）

高频小信号 篇1

基于FPGA的数字信号频率计早就有了相应的设计方法和算法实现, 但在满足高频如100 MHz以上和小信号如10 MV左右的情况下仍能设计出相对应的频率计还没有对应的设计实现。本设计的特色就是小信号和高频, 此外本设计也应用了等精度测量法[1], 可以很大程度上减小误差。而且本设计中对高频小信号的放大经验也可应用于其它设计。

1 系统方案

1.1 方案论证与比较

方案一:FPGA普通测量法。在1 s闸门时间内, 记录被测信号的脉冲个数Fx, 则被测频率为Fx=Nx。此方法的精度主要取决于被测信号频率, 被测信号频率越高, 误差越小。由于精度与被测频率相关, 低频信号的频率测量误差较大, 故舍弃此方案。

方案二:FPGA等精度测量法。本方案除给定闸门时间外, 还由被测信号再生成一路计数允许信号。计数允许信号在闸门时间内第一个被测信号的上升沿开启, 在闸门时间结束后被测信号的第一个上升沿结束, 最后在计数允许信号的有效时间内, 分别对标准频率信号个数、被测信号个数和被测信号高电平时间内标准频率信号个数计数后, 再经过相关运算即可得所求频率、占空比和时间间隔。此方案的误差与被测信号无关, 测量精度大大提高。故本设计采用此方案。

1.2 方案描述

系统总体实现框图如图1所示。

本方案中衰减电路用于将不定幅值的输入信号有选择性地衰减至固定范围内的小信号, 带宽通道放大器再将此范围内的小信号放大至可开启整形电路的大信号, 再由整形电路将信号整形为TTL电平方波信号, 最后使用FPGA实现了等精度测量算法, 对相关参数进行计数后经按键控制有选择性地将有关数据传输给STM32单片机, 单片机经过运算处理后将结果显示在显示屏上[2]。

2 理论分析与计算

2.1 宽带通道放大器分析

本设计中要求的测量范围是有效值10 m V~1 V的信号, 满足FPGA识别的电平约3 V左右峰峰值, 可知需设计一个40 d B的宽带通道放大器。一级放大很难满足要求, 因此设了一个两级宽带通道放大器。当被测信号较大时, 使用衰减器将被测信号衰减到10 m V左右。本设计中采用的是前级为OPA847, 第二级为THS3201的两级放大电路。按最低输入有效值为10 m V计算, 总共放大40 d B即可使峰峰值达到2.8 V, 再加上1.4 V左右的直流偏置即可达到设计要求。本次设计由OPA847进行第一级26 d B、最大频率100 MHz的放大。根据器件手册可知, OPA847是一个电压反馈放大器, 在增益为26 d B时带宽是350 MHz, 压摆率950 V/μs, 低噪声等特性可满足设计要求。再由THS3201进行第二级14 d B、最大100 MHz放大, 根据器件手册可知此芯片是电流反馈型, 压摆率为6 700 V/μs的运算放大器, 当宽带通道放大器最终输出峰峰值为3 V, 100 MHz时所需的压摆率为600 V/μs, 可知本芯片完全可胜任第二级放大的需求[3]。

2.2 各项被测参数测量方法的分析

2.2.1 频率和周期测量方法

本设计中频率和周期测量采用的是等精度测量原理, 等精度测量原理的时序图如图2所示。

如图所示, 在计数允许信号有效的时间内, 采用两个计数器分别对标准频率信号和被测信号进行计数, 计数结果分别为Na、Nc, 若标准频率信号和被测信号频率分别为fa和fc, 则有:

2.2.2 占空比测量方法

占空比测量可在频率和周期测量方法之上进行改进, 除了计数允许信号有效时间内标准频率信号的计数结果Na外, 增加一个计数器对计数允许信号有效时间内被测信号为高电平时, 标准频率信号的个数进行计数Nd, 可得占空比:

2.2.3 时间间隔测量方法

2.3 提高仪器灵敏度的措施

1) 用射频线代替普通导线及示波器连线;

2) BNC接头和SMA-KWE内孔母头代替排针;

3) 加铝箔外壳抗干扰;

4) 设计电路时PCB板大面积铺地。

3 结束语

本作品方案合理, 对系统各个部分的设计难度进行了仔细考虑, 较好地完成了设计的基本部分及发挥部分要求。系统整体性能良好, 各被测参数的误差的绝对值均没有超出设计要求。

摘要：本方案设计的频率计由衰减电路、宽带通道放大器、整形电路、FPGA测量模块、STM32单片机最小系统组成。设计了一个放大倍数为40 d B的两级宽带通道放大器, 将10 m V (有效值) 的信号放大到1 V (有效值) 左右。第一级使用OPA847实现了26 d B的放大, 第二级使用THS3201实现了14 d B的放大。当被测信号幅度较大时, 使用衰减网络将被测信号衰减到10 m V左右。放大后的信号整形后产生相同频率的方波信号, 使用Cyclone IV FPGA芯片实现等精度法测量频率、时间间隔和占空比。测量结果通过串口传给STM32单片机系统进行相关处理和显示。

关键词：STM32单片机,FPGA,等精度法,宽带通道放大器

参考文献

[1]林建英, 高苗苗, 杨素英.基于SOPC的等精度数字频率计设计[J].研究与开发, 2010, 29 (12) :51-55.

[2]潘松, 黄继业, 潘明.EDA技术实用教程[M].第5版.北京:科学出版社, 2013.

[3]毕满清.模拟电子技术基础[M].第2版.北京:电子工业出版社, 2015.

高频小信号 篇2

设计题目：高频小信号放大电路

专业班级

学 号 学生姓名 指导教师 教师评分

目 录

一、设计任务与要求………………………………….………………………..2

二、总体方案…………….………………………….…………………………..2

三、设计内容…………………………….………….…………………………..2 3.1电路工作原理………………………………..………………….……….3 3.1.1 电路原理图……………………………………………………….3 3.1.2 高频小信号放大电路分析……………......….……….………….3 3.2 主要技术指标…………………………………...………….……………6 3.3仿真结果与分析……………………………………………..…….……10

四、总结及体会…………………………………………………………………12

五、主要参考文献………………………………………………………………13

电路原理图如图1：

图1高频小信号谐振放大器multisim电路

分析电路：

（1）增益要高，即放大倍数要大。

（2）频率选择性要好，即选择所需信号和抑制无用信号的能力要强，通常用Q值来表示，其频率特性曲线如图2所示,带宽BW=f2-f1= 2Δf0.7，品质因数Q=f0/2Δf0.7.

图4 谐振放大器电路的等效电路

放大器在谐振时的等效电路如图4所示，晶体管的4个y参数分别如下：

输入导纳：

输出导纳：

正向传输导纳：

反向传输导纳：

式中为晶体管的跨导，与发射极电流的关系为：

有关，其关系为：，为发射结电导，与晶体管的电流放大系数及。

为基极体电阻，一般为几十欧姆；

为集电极电容，一般为几皮法；

为发射结电容，一般为几十皮法至几百皮法。

图5 小信号放大器分析电路 如上图图5所示，输入信号分别用于测量输入信号

由高频小信 号发生器提供，高频电压表，与输出信号的值。直流毫安表mA用于测量放大器的集电极电流ic的值，示波器监测负载RL两端输出波形。表征高频小信号谐振放大器的主要性能指标有谐振频率f0，谐振电压放大系数Avo，放大器的通频带BW及选择性（通常用矩形系数Kr0.1），采用图5所示电路可以粗略测各项指标。谐振放大器的性能指标及测量方法如下。

(1)谐振频率

放大器的谐振回路谐振时所对应的频率f0称为谐振频率。f0的表达式为：

式中，L为谐振放大器电路的电感线圈的电感量；的表达式为：

式中，为晶体管的输出电容；

为晶体管的输入电容。

为谐路的总电容，谐振频率f0的测试步骤是，首先使高频信号发生器的输出频率为f0，输出电压为几毫伏；然后调谐集电极回路即改变电容C或电感L使回路谐振。LC并联谐振时，直流毫安表mA的指示为最小（当放大器工作在丙类状态时），电压表

图6放大器的频率选择性曲线

由BW得表达式可知：

通频带越宽的电压放大倍数越小。要想得到一定宽度的通频带，同时又能提高放大器的电压增益，由式可知，除了选用yfe较大的晶体管外，还应尽量减少调谐回路的总电容量。

(4)矩形系数

谐振放大器的选择性可用谐振曲线的矩形系数Kr0.1来表示，如上图所示，矩形系数Kr0.1为电压放大倍数下降到0.1Avo时对应的频率范围与电压放大倍数下降到0.707 Avo时对应的频率偏移之比，即

上式表明，矩形系数Kr0.1越接近1，临近波道的选择性越好，滤除干扰信号的能力越强。可以通过测量谐振放大器的频率特性曲线来求得矩形波系数Kr0.1。

(5)噪声系数

信噪比：用来表示噪声对信号的影响程度，电路中某处信号功率与噪声功率之比称为信噪比。信噪比大，表示信号功率大，噪声功率小，信号受噪声影响小，信号质量好。

噪声系数：用来衡量放大器噪声对信号质量的影响程度，输入信号的信噪比与输出信号的信噪比的比值称为噪声系数。在多级放大器中，最前面一、二级对

.有扫频仪（波特图示仪）得出放大器的频率选择性曲线图如下：

由图可知通频带BW=

得

五、主要参考文献

高频小信号LC谐振放大器的设计 篇3

高频小信号放大器是放大中心频率在几百兆赫兹到几百千兆赫兹的高频小信号的放大器。它在通信电子系统中有着重要的用途,通常应用在广播、电视、通信、雷达等无线通信的前段接收机中,其对接收机的灵敏度、抗干扰性和选择性等整机指标有关键性影响。

高频小信号放大的理论比较简单,但实际制作却非常困难。其中最容易出现的问题是自激振荡,同时频率选择和各级间阻抗匹配也很难实现。因此,电路设计时,需考虑到电源滤波、退偶电路、级间耦合电路、阻抗匹配电路及匹配电路对整体电路的影响。

本文需设计并制作一个低功耗LC谐振放大器,要求满足的条件:(1)谐振频率f0=12MHz,允许偏差±100kHz;(2)增益不小于40dB;(3)输入电阻Rin=50Ω;(4)在放大器的输入端插入一个40dB固定衰减器,特性阻抗50Ω。为了便于放大器的设计,采用了NI Multisim电路仿真软件进行辅助设计。

1 系统方案设计

高频小信号放大器主要由衰减网络模块、LC谐振放大模块、电压跟随器模块和电源模块组成。工作流程为:信号经衰减网络后得到一个微弱信号,通过电压跟随器进行阻抗匹配,再输入给一级放大电路,放大后的信号在通过电压放大器进行阻抗匹配的同时也能起到放大的作用,再通过二级放大电路,从而实现高增益、低损耗的LC谐振放大功能。系统框图如图一所示:

2 模块分析

2.1 衰减网络模块

衰减器是一种在指定的频率范围内引入一预定衰减的电路,一般以所引入衰减的分贝数及其特性阻抗的欧姆数来标明。经典的衰减器有π型、T型和桥型衰减器,衰减效果较好,但是对于高频小信号,无源衰减网络选择π型或T型网络更加适合。本文选择π型电阻型网络做衰减,如图二所示:

2.2 LC谐振放大模块

LC谐振放大器由LC谐振回路和放大器两部分组成,可以用于选出有用频率信号并加以放大。谐振部分采用经典的无源LC并联谐振电路,它是利用电容和电感元件的电抗随频率的变化而变化的原理构成的,电路简单稳定。

本模块的另一部分就是放大,也是关键的一步。本设计要求使用3.6V的稳压电源,功耗不超过360mW的放大器。根据要求,本文选用了功耗较小的2N2222三极管,用于放大高频小信号,并通过两级放大实现增益的要求。放大电路如图三所示:

2.3 电压跟随模块

电压跟随器是输出电压与输入电压相同的一种放大器,就是放大倍数恒小于且接近1。电压跟随器的显著特点是输入阻抗高而输出阻抗低,在电路中可以起到缓冲、隔离、提高带载能力和阻抗匹配的作用。本文采用电压跟随器很方便地设计了在两级放大电路间的一个匹配电路,同时也起到了隔离的效果。本文设计的电压跟随器采用运放OPA355和两个阻值大小相等的电阻组成。电压跟随电路如图四所示:

2.4 电源模块

为了给放大电路和跟随电路提供稳压电源,本文设计了一个3.6V的稳压直流电源,采用的LM317稳压芯片。电路如图五所示:

3 电路仿真与测试

整体电路如图六所示,仿真结果如图七所示。

电路采用protel制图,制作出PCB板,并加上了一些屏蔽措施,防止外界干扰与级间串扰。端口采用SMA接头的高频屏蔽同轴电缆,高频信号发生器使用EE1412F型合成(DDS)函数信号发生器,示波器采用TDS2012B测试。当输入信号为12MHz、1mVrms时,两级放大器的电压增益分别为19dB、22dB,最终负载上的电压增益可达41dB,且波形无明显失真,满足了设计要求。

参考文献

[1]张肃文,陆兆雄.高频电子线路(第三版)[M].北京:高等教育出版社,1993.

[2]全国电子设计竞赛组委会.全国电子设计竞赛获奖作品汇编[Z].2004.

[3]李研达.单调谐回路谐振放大器与双调谐回路谐振放大器特性分析[J].安阳师范学院学报,2009,(02):50-52.

[4]任青莲.高频小信号放大器的设计与仿真[J].计算机仿真,2009,26(12):315-319.

[5]杜新林,田力波.放大器自激振荡产生原因及消除方法探讨[D].长春:装甲兵技术学院,2004.

高频电子信号第四章习题解答 篇4

4-1 为什么低频功率放大器不能工作于丙类？而高频功率放大器则可工作于丙类？ 分析：本题主要考察两种放大器的信号带宽、导通角和负载等工作参数和工作原理。解

谐振功率放大器通常用来放大窄带高频小信号（信号的通带宽度只有其中心频率的1%或更小），其工作状态 通常选为丙类工作状态（C<90）,电流为余弦脉冲，为了不失真的放大信号，它的负载必须是谐振回路。而低频功率放大器的负载为无调谐负载，如电阻、变压器等，通常为甲类或乙类工作状态。因此，低频功率放大器不能工作在丙类，而高频公率放大器则可以工作于丙类。

4-2 提高放大器的功率与效率，应从哪几方面入手？

PPo分析：根据公式co，可以得到各参数之间的关系，具体过程如下

PPoPc解

功率放大器的原理是利用输入到基极的信号来控制集电极的直流电源所供给的直流功率，使之转变为交流信号功率输出去。这种转换不可能是百分之百的，因为直流电源所供给的，因为直流电源所供给的功率除了转变为交流输出功率外，还有一部分功率以热能的形势消耗在集电极上，成为集电极耗散功率。

为了说明晶体管放大器的转换能力，采用集电极效率c，其定义为 cPoPo PPoPc 由上式可以得出以下两结论: ① 设法尽量降低集电极耗散功率P则集电极耗散功率c自然会提高。这样，在给定Pc，时，晶体管的交流输出功率Po就会增大； ② 由上式可得

cPo1Pc c如果维持晶体管的集电极耗散功率P那么，提高集电极效率c，将使c不超过规定值，交流输出功率Po大幅增加。可见，提到效率对输出功率有极大的影响。当然，这时输入直流功率也要相应得提高，才能在Pc不变的情况下，增加输出功率。因此，要设法尽量降低集电极耗散功率Pc，来提高交流输出功率Po。

4-3 丙类放大器为什么一定要用调谐回路作为集电极负载？回路为什么一定要调到谐振状态？回路失谐将产生什么结果？

解 谐振功率放大器通常用来放大窄带高频信号（信号的通带宽度只有其中心频率的1%或更小），其工作状态 通常选为丙类工作状态（C<90）,为了不失真的放大信号，它的负载必须是谐振回路。丙类工作状态的集电极电流脉冲是尖顶余弦脉冲。这适用于欠压或临界状态。尖顶余弦脉冲 含有 基波、二次、三次、……、n次谐波，为了获得基波分量（即基波频率的正弦波），就要在输出端抑制其他谐波分量，因此一定要调到基波谐振状态。如果回路失谐，就会使输出含有其他谐波分量，就会产生波形失真。如果激励信号过大，回路失谐还会造成管子烧坏。

4-4 功放管最大允许耗散功率为20W，试计算当效率分别为80%、70%和50%时的集电极最大允许输出功率。

c分析：本题主要考察关系式Po1c解

由耗散功率和效率的关系

c Po1Pc cPc 可得

c=80% 时,Pcmax0.820w80w

10.80.7c=70% 时,Pcmax20w46.67w

10.70.5c=50% 时,Pcmax20w20w

10.5可见，集电极最大允许输出功率随效率的提高而提高，这体现了提高效率对提高输出功率具有的重要意义。

4-5 某一晶体管谐振功率放大器，设已知VCC=24V，Ic0=250mA，Po=5W，电压利用系数=1。试求P=、、R0、IC1、电流导通角。

分析：本题的要求是为了熟悉参数间的关系和计算公式。本题的难点是求出Icm1。解题过程如下 解 PIc0Vcc0.25246W

PCPP0651W

P0/P(5/6)100%83.3%

1v 2v()2/1.67

查余弦脉冲系数表知：θ=78º，cosθ=0.208，α1（θ）=0.466，α0（θ）=0.279，IcmIc0/0()300/0.2791075mA

RP=2PO8.7 2Icm

4-6 晶体管放大器工作于临界状态，Rp=200，VCC=30V，ic0=90mA，=90，试求Po与。解

查表得 ：

0900.319 1900.5； iCmax=IC00.28A090 Icm1=iCmax1900.14A1Po=Icm12Rp=1.96W2PoPoC1.96/2.772.6%PVccIc04-7 根据负载特性曲线，估算当集电极负载偏离最佳Rp时，Po如何变化：(1)增加一倍时，Po如何变化？(2)减小一半时，Po如何变化？

分析：掌握负载特性曲线，主要考察恒流源和恒压源两种特殊情况下的负载特性 解

VCIc1Ic0PoPc0欠压临界过压Rp0欠压临界过压RpP=c

（1）当RP增加一倍时，功率放大器进入过压区，VC基本不变，而

24222RP=R1=Vcm2POVCC2PO144,所以PO近似下降一半。

222（2）当RP减小一般时，功率放大器进入欠压区，Icm1 基本不变，而PO=IcmRP/2，所以PO近似下降一半。

4-8 调谐功率放大器原来正常工作于临界状态，如果集电极回路稍有失调，集电极损耗功率Pc将如何变化？

分析：此题主要考察谐振功率放大器的负载特性 解

当放大器正常工作在临界状态时与集电极回路稍失调时，负载电阻减小。由负载特性曲线可知功放将工作在欠压状态，集电极功率Pc将增大。

4-9 调谐功率放大器原来正常工作于临界状态，若负载回路旁并一电阻，放大器的工作状态会怎样变化？若其他条件不变，放大器的输出功率会怎样变化？ 分析：本题主要考察负载特性曲线的掌握情况 解

根据负载特性曲线可知，调谐功率放大器原来正常工作于临界状态，若负载回路旁并一电阻，相当于集电极负载RP减小，功率放大器将由临界状态进入欠压状态。若其他条件不变放大器的输出功率会降低。4-10 由于某种原因，调谐功率放大器的工作状态由临界变到欠压状态，试问有多少方法能使放大器的工作调回原来的临界状态？ 解

若由于某种原因，调谐功率放大器的工作状态由临界变到欠压状态，则可以分别从调谐功率放大器的负载特性和各级电压VCC、VBB、Vbm对工作状态的影响入手，将放大器的工作状态调回到原来的临界状态。可采取以下调节措施：

①调谐功率放大器的工作状态由临界变到欠压状态，相当于集电极负载RP减小，因此应提高RP；

②调谐功率放大器的工作状态由临界变到欠压状态，相当于VCC变大，因此减小VCC ③调谐功率放大器的工作状态由临界变到欠压状态，相当于VBB绝对值变大，因此应减小VBB绝对值

④调谐功率放大器的工作状态由临界变到欠压状态，相当于Vbm减小，因此，应减小Vbm。4-11 有一输出功率为2W的晶体管高频功率放大器，采用图4-16(a)所示的型阻抗变换网络。负载电阻RL=23，VCC=4.8V，f=150MHz。设QL=2，试求，L1、C1、C2之值。解：

根据π型匹配网络的计算公式可知

2Vcm2

R1144

2P022 Xc1R1144144 QL10故得 C111221pF 6XC125010144又 XL1R22(1QL)R21R120016.95

200(1102)1144故得 C2111240pF 6XC2250102.56又 Xc2QLR1R212.56 2QL1QLXC2XL1故得 L116.950.054H

250106

4-12 在调谐某一晶体管谐振功率放大器时，发现输出功率与集电极效率正常，但所需激励功率过大。如何解决这一问题？假设为固定偏压。解

在调谐某一晶体管谐振功率放大器时，发现输出功率与集电极效率正常，但所需激励功率过大，这是由于Vbm太大，如果减小Vbm，调谐功率放大器的工作状态将由临界变到欠压状态，输出功率与集电极效率都将小降。为了避免这种这种情况发生，可调节电路中其他参数，由于本题是固定偏压故只有提高RP，减小Vbm才能解决此问题。4-13 对固定工作在某频率的高频谐振功率放大器，若放大器前面某级出现自激，则功放管可能会损坏。为什么？ 解 对工作在某一固定频率的高频谐振放大器，若放大器的前面某级出现自激，则会产生非工作频率的较高幅值的信号，此信号到达到达高频谐振功率放大器时，会使谐振功率放大器谐振回路失谐。并联谐振回路谐振时是靠电感、电容的导纳相互抵消得到一个较高的纯电阻阻抗，其中单独的电感或电容的阻抗都很低，这样，当电容少许偏离谐振时的取值就可能使集电极负载阻抗明显降低并使集电极电流与电压之间出现相位差，这两者都会显著加大集电极功耗。功放管的功耗过大将引起功放管的过热损坏。

4-14 一调谐功率放大器工作于临界状态，已知VCC=24V，临界线的斜率为0.6A/V，管子导通角为90，输出功率Po=2W，试计算P=、Pc、c、Rp的大小。解

依题意可得

iCmax=gCEmin=gcr(VCC-Vcm1)因 c=90，查表得 0900.319 1900.5

Icm1=iCmax190

11iCmax2W Po=Icm1Vcm=1(c)iCmaxVCC-22gcr解此方程，得

Vcm=23.94V

224144

RP=R1=Vcm22POVCC22PO22Vcm123.941

VCC24g1()g1()c1.57/277.5%

22PO2PW2.58W

C0.775 4-15 某谐振功率放大器工作于临界状态，功率管用3DA4，其参数为fT=100MHz，=20，集电极最大耗散功率为20W，饱和临界线跨导gcr=1A/V，转移特性如题图4-1所示。已知VCC=24V，VBB=1.45V，VBZ=0.6V，Q0=100，QL=10，=0.9。求集电极输出功率Po和天线功率PA。解

转移特性斜率

ic10.5A/V BE2.6-0.61.450.60.342 cosc6故得因 c=70，查表得

1700.436 2700.319 gciCmax= gCVbm(1-cos c)=0.56(1-0.342)A=1.97A Icm1iCmax1(c)0.86A Vcm=VCC240.9V21.6V 1得Po=Icm1Vcm=0.521.60.86W=9.46W

2PAQL K=10.9

POQOPA=KPO9.460.9W=8.51W

ic1AOVBZ2.6Veb

题图4-1

50LCIeoLCIc1LC＋VCC

题图4-2 4-16 某谐振功率放大器的中介回路与天线回路均已调好，功率管的转移特性如题图4-1所示。已知VBB=1.5V，VBZ=0.6V，c=70，VCC=24V，=0.9。中介回路的Q0=100，QL=10。试计算集电极输出功率Po与天线功率PA。解 转移特性斜率

Vbm因 c=70，查表得 VBBVBZ4.678V

COS1700.436 2700.319

iCmax= gCVbm(1-cos c)=0.56(1-0.342)A=2.46A Icm1iCmax1(c)1.073A Vcm=VCC240.9V21.6V

1得Po=Icm1Vcm=11.58W

2QL K=1

QOPA=KPO11.580.9W=10.425W

4-17 改正题图4-2中的错误，已知电路的工作频率为400MHz，设LC为扼流圈，电感量较大。解

图4-2中所示电路为两级高频功率放大器。该电路有以下几处错误 ：直流馈电电路、输出回路和级间耦合回路、电流表得测试位等。

基极偏置常采用扼流圈自给偏置电路；集电极馈电电路由直流电源VCC，高频扼流圈、高频旁路电容组成并联馈电电路；输出回路要构成并联谐振回路；输入匹配网络采用T形网络，输出匹配网络采用L形网络；ICO电流表测试直流电流，Icm1电流表测试基波电流。修改结果如下图4-3所示

4-18 已知一谐振功率放大器和一个二倍频器，采用相同的功率管，具有相同的VCC、VBB、Vbm、c，且均工作在临界状态，c =70，试比较两种电路的Po、c、Rp。

解 具有相同的Vcc、VBB、Vbm、θc，且均工作在临界状态的谐振功率放大器和二倍频器的唯一区别在于：输出调谐回路的谐振频率分别为基波和二次谐波频率。由此，可知谐振功率放大器和二倍频器的输出电压幅值相同，二者的输出电流分别是基波和二次谐波电流。因此可得谐振功率放大器和二倍频器的PO、C、RP之比如下：

PO1/PO21(C)/2(C)0.436/0.2671.63 C1/C21(C)/2(C)1.63

RP1/RP1=2(C)/1(C)0.614-19 在倍频电路中，应采取什么措施提高负载回路的滤波性能？

解 ① 提高回路的品质因数QO。设倍频次数为n，则输出调谐回路的Q值约需Q0>10nπ。

② 在输出回路旁并联回路吸收回路，吸收回路可调谐在信号奇频或其他特别要虑除的频率上。

③采用选择性好的通频带滤波器作负载回路：可用多节LC串联回路组成 带铜滤波器，将幅度较大而不需要的基波或其他谐波虑出掉。

④用推挽倍频电路：推挽电路的输出量中已无信号的偶次谐波分量，故可以实现奇次谐波倍频。如果推挽电路的两管集电极连在一起接到负载回路上，也可以抵消奇次谐波分量，实现偶次谐波倍频。这两种推挽电路都减轻了对输出回路滤波的要求。4-20 一调谐功率放大器的负载是拉杆天线，装好后发现放大器的输出功率较小，发射距离不远，请你分析有几种原因造成这一结果，如何解决这一难题。解答

该调谐功率放大器的负载是拉杆天线，负载匹配和工作状态以及天线回路失谐都可能影响输出功率Po，调解输出回路中的匹配网络或更换天线可以达到最佳阻抗，以提高交流输出功率Po。解决这一问题还应设法尽量降低集电极耗散功率Pc或提高效率c

.解决这一问题的关键在于提高输出功率，下面从几个方面谈谈提高输出功率的途径。

功率放大器的作用原理是利用输入到基极的信号来控制集电极的直流电源所供给的直流功率。使之转变为交流信号功率。这种转变不可能是百分之百的，因为直流电源所供给的公功率除了转变为交流功率外，还有一部分功率以热能的形式消耗在集电极上，成为集电极耗散功率。设法尽量降低集电极耗散功率Pc或提高效率c，都会提高交流输出功率PC。

要降低集电极耗散功率PC可以通过调整晶体管工作状态来实现，比如采用丙类状态，选择合适的导通角，并使功率放大器尽量靠近临界状态（通过调解负载阻抗和各级电压），还要选择合适的匹配网络等等。如果丙类状态还是不能满足要求，可选择丁、戊类功率放大器。

效率包括集电极效率和输出网络效率两部分。上述调整电路工作状态的方法主要针对

QL，QO是无负载时的Q值，QL是有负载时的QQO值。要提高传输效率K，QL值尽可能的小，而QO值仅可能的大；但要保证回路良好的滤波作用，QL值不能太小。集电极效率。输出网络的传输效率K=1该调谐功率放大器的负载是拉杆天线，负载匹配在此也是影响输出功率Po的关键问题，调解输出回路中的匹配网络或更换天线可以达到最佳阻抗，以提高交流输出功率Po。

4-21 高频大功率晶体管3DA 4参数为fT100MHz，20，集电极最大允许耗散功率PCM20W，饱和临界线跨导gcr0.8A/V，用它做成2MHz的谐振功率放大器，选定VCC24V，C90，iCmaλ2.2A，并工作于临界状态。试计算Rp、Po、Pc、c与p。

分析 ：本题主要目的是 熟悉计算公式和各 参数间的关系 解

由于θc已知，则可查表得0(c)0.253和1(c)0.436，IC0iCmax0(c)0.57AIcm1iCmax1(c)0.94A则 P==VCCIC0=13.4W又由下两式：iCmaxgcr=

CEminvccCEmin

vccPA=KPO9.460.9W=8.51W则Pc=P=-Po=3.16W=PoP=76.1% RP=2Po/Icm12234-22 在图4-18所示的电路中，设k3%，L1C1回路的Q=100，天线回路的Q=15。求整个回路的效率。

分析：熟悉回路效率公式 解：

高频小信号 篇5

1 实验硬件电路

目前高频电子线路实验所用的主要仪器为ZYE1201C3实验箱, 高频小信号放大实验电路为共射极接法放大器, 硬件电路原理如图1所示。

2 Multisim12.0的仿真电路及分析

2.1 软件介绍

Multisim12.0是美国国家仪器有限公司推出的以Windows为基础的仿真工具, 适用于板级的模拟/数字电路板的设计工作。软件包含了电路原理图的图形输入、电路硬件描述语言输入方式, 具有丰富的仿真分析能力, 再结合了直观的捕捉和功能强大的仿真, 能够快速、轻松、高效地对电路进行设计和验证。

将Multisim12.0仿真软件引入高频小信号放大实验教学, 不仅能够克服实验室中的仪器不足的缺点, 而且可以实现“软件就是仪器”, “一台计算机就是一个虚拟实验室”, 为实验教学现场营造另一种真实的电路工作场景[2]。

2.2 高频小信号放大器仿真电路

2.3 LC回路的选频功能

单调谐高频小信号放大器是采用具有选频功能LC谐振回路作为负载的, 即对于接近于LC谐振频率的信号进行有较大的增益, 对远离谐振频率的信号增益迅速下降。对于ZYE1201C3高频电子线路实验箱来说, 其产生的信号源为单一10.7MHz信号, 对于LC回路的选频作用将不能进行验证。Multism12.0的仿真电路中, 可以设置多个不同频率的信号源, 来观察LC的选频功能。高频小信号放大器LC选频功能仿真电路中, 同时设置有大小为30m V频率10.7MHz, 大小10m V频率60MHz和大小10m V频率120MHz三种电源信号。用虚拟频率计测量放大器输出端的频率, 用示波器分别测量输入和输出端的电压波形, 如图4所示。从频率计示和输出波形来看, LC回路只对10.7MHz的信号有较大的增益, 对其它频率的信号增益近似为0。通过仿真电路, 可以使学生加深对C回路选频作用的理解, 及如何设置L和C的参数。

2.4 电路参数变化对放大器性能指标的影响

由于实验箱中的电路参数是固定不能改变的, 因此, 分析高频小信号放大器的性能指标受参数变化影响将不能实现。Multism12.0的仿真电路中, 可以方便地设置电路中任一元件的参数。对于学生理解参数变化对高频小信号放大器性能指标影响将有很大的帮助。

2.4.1 选频回路的品质因数对放大器性能的影响

当LC选频网络的品质因数下降到50时, 高频小信号放大器的放大倍数将会减小, 通频带将增大。品质因数下降后仿真波特图如图5所示。

2.4.2 负载电阻变化对放大器性能的影响

当负载电阻增加到10KΩ时, 高频小信号放大器的放大倍数将增大, 通频带将会减小。负载增加后仿真波特图如图6所示。

3 结论

通过以上分析可以看出, 在高频小信号放大实验中, 若先在硬件实验箱上进行调谐和电压增益的实验, 将使学生对放大器作用有初步了解。然后用Multism12.0搭建仿真电路, 通过改变仿真电路参数, 分析当电路参数变化时对高频小信号放大器的增益和通频带的影响。把传统实验箱和仿真软件结合起来的实验方法, 可以帮助学生加深高频小信号放大器的理论知识的理解、激发学生的实验兴趣、提高实验教学质量、启发学生的创造性思维。

参考文献

[1]张肃文.高频电子线路 (第五版) [M].北京:高等教育出版社, 2009.

[2]雷跃, 谭永红.NI Multisim11在电力电子技术教学中的应用[J].电子测试, 2011 (06) :62-65.

晶体管的高频大信号模型 篇6

在早期，Ebers和Moll提出了一组方程来表示晶体管中的电压电流关系。为了看起来简单，这组方程被写成了矩阵的形式。后来人们用这组方程建立了一些晶体管模型。Robert W.Dutton教授在此基础上建立了一个为计算机电路仿真服务的晶体管雪崩模型。胡正明教授则建立了一个关于SPICE的MOSFET准静态模型。其它科学家在晶体管建模方面也都各有成就。

在本文中，主要讨论晶体管的高频大信号模型。考虑高频效应和大信号的非线性效应等，基区体电阻和极间的电容效应都会被考虑。从EM的PN结方程出发，建立电路方程，用一些数值方法和解析方法来解决其中的非线性关系。

（二）基本模型

根据文献，E-M方程可以写成：

Vbe是基极与发射极之间的电压，是基极与集电极之间的电压，TV是热电压，在常温下近似为0.026V, Ie是发射极电流。其它参数定义如下：

由αF的定义，得到：

在大多数情况下集电极与发射极的电压，因此在(1)式中的第二项比第一项要小很多，可以忽略不计。并且把第一项中的指数项分成二个部分，于是有：

为直流偏置, 为输入信号。对于, 用泰勒展开, 得:

只取第一阶就是通常的小信号模型了。如果信号幅值较大，后面各阶都要考虑，就会有非线性效应，问题也会变得复杂，下面展开讨论。

（三）高频大信号模型

晶体管的接入电路如图1所示，为共射极接法。

当输入的是高频信号的时候，需要考虑结电容效应。有二个结电容要考虑：一个是bC'c，另一个是Cb'e。在晶体管手册中，有一个参数叫Cob，有的叫Cc，这个值很接近Cb'c。结电容bC'e的容值由加在BE结上的电压决定。因为输入信号的电压幅值比直流偏置电压要小很多，因此它主要还是由直流偏置电压决定。这样结电容Cb'e的容值可有下式给出：

其中s是晶体管的截面积，ε是介电常数，q是电子的电量，N是掺杂浓度，是BE结接触电势，bV'e是加在BE结上的直流偏置。由前面的牛顿迭代法得到，其它所有的参数都可以在晶体管手册中找到。

首先，我们分析输入部分的电路。应用基尔霍夫电流定律，得：

其中I是流过rbb'(基区体电阻)的电流，I1是在基本模型中的电流，I2是流过结电容Cb'e的电流。由KVL，有

联立 (2) 式和 (4) 式，得：

只考虑直流部分(第零阶项)，联立 (6) 、 (7) 、 (8) ，可得：

方程 (9) 是一个超越方程，没有解析解，只有数值解。我们用牛顿迭代法来解这个方程。定义函数如下：

给一个初值，如：V0=VD，则。然后用如下的迭代格式：

其中f'的导函数。定义误差限，如ε=.0001。由于DV的数量级为0.1V，这个界限已经足够准确了。如果Vn-Vn-1的绝对值比误差限小，迭代结束;否则继续迭代。

在数次迭代之后，我们就可以得到bV'D的值了，。

下面考虑交流成分。由电流的定义式和电容公式可写出I2，代入 (6) 式并整理得：

这个微分方程没有解析解，但可以用数值算法得到数值解。我们这里用改进的欧拉算法来解这个方程。首先离散化时间，并给定时间间隔h。通常h的取值和频率有关。定义函数如下：

然后给v一个初值，如：

这样，我们就可以开始做如下的迭代了

迭代完成时，就可以得到vb'在每个时间点上的值了。如果输入信号的导函数不连接，那么就要在间断点上重新赋予初值，然后再进行迭代。

下面计算输出部分。由基尔霍夫电流定律，输出部分的电路方程可写为：

其中Ic是集电极电流，i3是流过结电容bC'c的电流，可以用电容定义和电流定义式写出，VCC是电源电压，vO是输出电压的交流部分，VOD是输出电压的直流部分。这个方程可以用解析方法解出，这里不做讨论。这样，我们就最终得到了在每一个时间点上的vO值。

（四）仿真实例

应用牛顿迭代法，可得在b'点处的直流电压为Vb'D=.069V。由此节电容值就可以根据上面的分析确定下来，如为Cb'e=32pF、Cb'c=.064pF。设。然后应用改进的欧拉算法，可得在b'点处的交流电压波形，如图2所示。

最后再用解析方法解出输出部分的方程，得到输出电压波形。

（五）结论

由Ebers-Moll晶体管模型开始，推导了高频大信号晶体管模型。由于输入信号的幅值比较大，就会有非线性效应的产生，在b'点处直流电压和信号的电压分量就不能用解析方法得出。而用数值方法如牛顿迭代法来得到在b'点处的直流电压。由于输入信号的频率比较高，晶体管的结电容效应不能忽略，应用基尔霍夫定律可以建立电路方程，由于是一个一阶非齐次非线性的微分方程，解析法无能为力，用数值方法如欧拉算法得出在b'点处的信号电压分量。然后就可以直接套用基本模型的公式，并利用解析方法就可以算出输出电压了。与此同时，举例说明牛顿迭代是如何进行的，欧拉算法是如何运作的，最后得出输入输出波形图。这个模型也同时适用于小信号输入，当然小信号输入可以直接用解析方法近似解决。

摘要：Ebers-Moll模型提供了用PN结方程的方式来建立三极管模型的一种方法, 为推导三极管的高频大信号模型提供了一种理论基础。主要是考虑PN结本身的非线性效应和结电容、基区体电阻等的影响, 寻求一种简单有效的解决办法。利用牛顿迭代法来解决关于直流工作点的超越方程;利用欧拉算法来解决关于输出信号一阶非线性非齐次微分方程问题, 并得到一系列的数值解。最后, 举了一些例子来说明这些迭代算法是怎么样进行的。

关键词：EM模型,牛顿迭代法,欧拉算法,超越方程

参考文献

[1]Bipolar Transistor Modeling of Avalanche Generation for Computer Circuit Simulation By Robert W.Dutton IEEETRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICES, VOL.ED-22, NO.6, JUNE1975.

[2]A Non-Quasistatic MOSFET Model for SPICE, Hong June Park, Ping Keung KO and Chenming Hu, Electron Devices Meeting, 1987International Volume33, 1987Page (s) :652-655.

基于DDS的高频信号发生器设计 篇7

1DDS原理

DDS主要由相位累加器、波形存储ROM、数模转换器DAC和低通滤波器LPF构成。他们之间关系满足f0=FTW*fc/2N。其中FTW为频率控制字,fc为时钟频率,N为相位累加器的字长。

2系统方案设计

系统由低功耗STM32、CP2102桥接电路、AD9854模块、 7阶椭圆型低通滤波器、放大电路等组成。

3硬件电路设计

3.1 DDS外围引脚设计

DAC输出幅值由AD9854的56管脚RSET电阻值决定,计算公式:RSET=39.93/Iout,式中Iout单位为A,RSET单位为 Ω。由于DAC电流输出满幅值为20m A,为了确保无失真的动态范围SFDR性能,使输出10m A,选取RSET阻值为3.9 kΩ。

3.2波形滤波设计

对D/A转换输出 阶梯波的 频谱分析, 除了主频f0还有fc±f0,2fc±f0……处的非谐波分量,为了提取主频f0,必须在D/ A输出后滤波。Nyquist采样定理 :DDS输出频率理论上可以达到fc/2,由于非理想过度特性和高频谱的限制,一般将DDS的输出频率限制在0-40%fc。取过渡带下降速度快且陡峭的7阶椭圆型低通滤波器。

3.3放大电路设计

AD9854输出0.1-100MHz差分正弦波,电阻转换成电压信号,再经过7阶低通滤波器输出。为了使输出幅值满足宽范围需求,设计信号调理AD620仪表放大电路,通过改变电阻Rg来调节电压幅值。

4软件设计

4.1上位机设计

用VB编写上位机配置软件,AD9854上位机如图1所示。AD9854配置包含时钟倍频、工作模式、输出频率、返回状态。系统采用外接晶振30MHz,时钟倍频 *10,工作模式Single,频率输出10MHz,当参数设置正确时,返回状态栏会显示OK。

4.2系统软件设计

程序是一个无线循环,系统初始化,使能串口中断,中断来时配置AD9854参数,系统总流程框图,如图2所示。等待串口接收中断后,经解析后,向AD9854内部寄存器并行写入控制字。向地址0x1EH,设置倍频为10;向地址0x1FH,选择模式0 (Single模式);向频率地址0x04H-0x09H写入48位的6个字节的频率控制字。

5实验测试

通过上位机软件控制频率变化,以正弦波形频率变化测量为例,分析DDS产生的0.1MHz-100MHz频率相对误差与绝对误差, 测试随机读取5次数据,取平均值为最终的测试数据。测试数据如表1所示。

6结论

在对DDS基本原理分析基础上,提出高频信号发生器的实现方案,搭建了DDS软硬件平台,对信号源产生以正弦波为主进行了频率验证。实验证明: 通过上位机软件改变信号参数,输出频率范围内,绝对误差小于0.1%、相对误差小于0.02%。

摘要：在直接数字频率合成(DDS)原理进行分析的基础上,提出了一种基于DDS技术的高频信号源实现方法。用VB编写上位机调试软件,对正弦信号频率进行测试分析,绝对误差小于0.1%、相对误差小于0.02%。

高频小信号 篇8

精密整流电路在交流信号测量和模拟信号处理系统中得到广泛应用。通常在进行电路设计时需要对电路的电压或电流信号进行采样,很多时候采样电路得到的信号为数值较小的交流信号,故需将采样得到的小信号进行精密整流,转换成单向脉动直流信号,从而确定电路的各种电信号参数,保证电路的可靠性和稳定性[1]。在信号处理系统中,弱信号的采集、调节和测量作为系统重要组成部分,主要采用精密整流电路实现,它们被广泛应用在各种不同测量仪器如交流电压表、线性函数发生器、射频解调器、峰值检测器等非线性模拟信号处理电路[2]。

常用精密整流电路主要由运算放大器和二极管组成,该类电路最明显的缺点在于信号翻转过程中,当输入信号过零时,因运算放大器固有的带宽增益积以及转换速率的限制使得整流输出信号产生失真[3]。随着电流模技术的发展,由于其比传统电压模式电路具有带宽和动态范围宽、精度高、速度快等优点[4],在精密线性整流方面得到广泛应用[5]。文献[6⁃8]提出采用运算放大器对电流传输器功能进行精密整流,虽然整流精度提高了,但是由于运算放大器带宽增益限制使得电路工作频率依然较低。文献[9⁃13]提出采用晶体管实现电流镜,场效应管实现电流传输器的功能进行精密整流,电路工作频率较高,但是结构复杂,而且对器件参数匹配要求高,实际应用中较难达到。基于此,本文提出一种基于第二代电流传输器(the Second Generation Current Conveyor,CCⅡ)的精密整流电路,采用电流运算放大器实现CCⅡ模型,输入信号通过CCⅡ转换使电路工作在电流模式,完全克服二极管正向压降,同时采用直流电源补偿二极管导通压降并消除输出偏置。该电路结构简单,整流精度高且频率特性好,仿真结果表明能实现幅值10 m V,频率10 MHz的高频信号精密整流。

1 传统电压模精密整流原理

图1是一种经典的精密全波整流电路,由运算放大器和二极管共同组成[14]。

电路中各电阻满足R1=R2=R5=R6=2R4的匹配关系。当Ui>0时,输出电压Uo=Ui;当Ui<0时,输出电压Uo=-Ui;所以输出Uo=|Ui|。

该电路具有精密全波整流功能,二极管处于运算放大器负反馈回路,由于深度负反馈作用,其正向导通压降以及非线性所带来的误差被有效克服[15]。但是进一步分析发现,该电路对较高频率小信号整流不适用。如图2所示,当输入信号幅度较小时,整流输出信号在过零附近存在失真,而且随着输入信号频率增大,失真越来越明显,当信号频率达到5 k Hz时,输出信号严重畸变,即使采用单位带宽增益大的运算放大器,这种情况依然没有改善。

由仿真结果可以看出,整流输出波形在输入信号极性由负向正变化的过渡时间内失真最严重,即二极管D2由截止到导通的过程。由于二极管在状态转换过程中存在开启效应,需要开启时间对结电容充电使其电压上升达到导通状态[16]。输入信号频率很低时,其开启时间可忽略,整流输出失真度低,当输入信号频率较高时,开启时间不能忽略;同时在二极管由截止向导通过渡期间,运算放大器必须在无限小d V dt信号条件下实现状态转换[2],然而实际运算放大器转换速率不可能满足前面的条件,所以集成运放UA在信号过零附近工作在开环状态而不能保持线性工作模式,输出Uo1产生较强的干扰信号,使整流输出Uo在这段时间内产生失真。可见集成运放的放大作用和深度负反馈只能在一定程度减小二极管带来的误差并不能完全消除,所以考虑采用电流模有源器件的电流传输特性以及直流电源的补偿作用消除二极管导通的影响[17]。

2 改进型电流模精密整流原理

2.1 CCⅡ电流传输器特性

电流传输器概念于1968年首次提出,其综合实现的电流模式电路在带宽、线性度和动态范围方面比电压模式电路具有更大优越性[18]。第二代电流传输器CCⅡ的符号如图3所示,其端口特性可用矩阵方程表示为:

理想的电流传输器Y端口电流为0,X端口电压跟随Y端口(即X端输入电阻Rx=0),Z端口电流跟随X端口电流。X端电流可加电流源直接输入,也可在Y端加电压源间接转换输入,最后在Z端都能接收到全部电流。对于正型电流传输器CCⅡ+有Iz=+Ix;对于负型电流传输器CCⅡ-有Iz=-Ix。

比较典型的集成电流传输器产品是采用互补型双极性工艺的AD844芯片,单位增益缓冲器、电流镜及电流模等新技术的应用使之具有速度快、精度高的电流传输特性[19],并且具有良好的增益频率特性,其带宽增益积可达107量级[20]。

2.2 负型第二代电流传输器实现电路

根据CCⅡ+和CCⅡ-的电流电压关系可得到由两个CCⅡ+实现的CCⅡ-电路[19],那么基于AD844芯片实现的CCⅡ-电路如图4所示。当U1正端口输入正电压时,负端口电流流出,输出端口电流流出,从而U2输出端口电流流入,反之亦然,从而实现负型电流传输。

由AD844实现的CCⅡ-电路频率特性好,精度高,输入信号频率上升到10 MHz时,输出信号依然没有产生失真。

2.3 AD844实现电流模精密整流电路

基于AD844实现电流传输器功能的精密整流电路如图5所示,采用4个AD844可构成两个负型电流传输器,两个直流电压源分别补偿二极管D1和D2的导通电压,使它们保持在临界导通状态,避免了二极管状态转换可能造成的信号滞后或波形失真。直流电流源Io用于消除输入信号零点处输出偏置。电阻Ro将输出端电流还原成电压,调节其阻值可实现整流电路增益调节。

欲使电路工作在高频模式下,D1和D2选择开关二极管1N4148,当电压达到V1=530 m V时开始导通,V2=670 m V后二极管进入线性工作状态,其斜率是导通电阻RD的倒数。要使二极管达到临界导通状态,补偿电压VD应满足V1≤VD<V2。直流电流源Io通过电流传输器U2,U1和U4,U3分别流经D2和D1,直流电流源Io=2ID满足关系0<Io≤2.2 m A。

当输入信号Vi=0时,直流电流源Io分别通过U2,U1和U4,U3流经二极管D2和D1,那么V1-=VD,I3-=Io,Io=0,Vo=0;当输入信号Vi>0时,外加信号电流通过D1,VD补偿D1,则有:

那么:

输出电压:

当输入信号Vi<0时,外加信号电流通过D2,VD补偿D2,则有:

那么:

输出电压:

所以无论输入正信号或负信号都有输出电压,电路实现负向全波整流功能。若输出端电阻Ro采用电位器,增大Ro可对输入弱信号进行放大输出,从而实现整流电路增益调节。

2.4 仿真结果

采用Multisim仿真软件对电路正确性加以验证,并得出电路工作频率特性。直流电压源取0.6 V,二极管D1和D2处于临界导通状态,当输入信号为零时,二极管D1,D2通过电流,U1,U3的负端口电流流出,U2,U4的输出端口电流流入,,由二极管1N4148直流特性曲线可得当VD取0.6 V时,ID=0.5 m A,那么Io=1 m A。当Vi=0时,通过仿真得到直流电流源Io与输出电流的关系如图6所示,可以看出Io=0时,输出端偏置电流为-1 m A,Io=1 m A时,输出偏置为零,随着Io增大,由于二极管端电压不变故其电流保持恒定,输出端电流增加。

提出的精密整流电路直流传输特性仿真如图7所示,可以看到该电路能精确整流幅值为0~160 m V的输入信号,且信号过零附近不存在失真现象。由于输入电阻在二极管导通过程中会随其发生变化,故输出与理想Vo=-k|Vi|存在偏差;当输入信号幅值增大,二极管工作在线性状态时,其导通电阻不变,系数k随之固定。当输入信号峰值低至10 m V时,欲得到单位增益输出信号Ro=523Ω,其不同频率仿真输出波形如图8所示,从仿真结果看出提出的精密整流电路对于频率高达10 MHz的弱信号也能实现精密整流。

3 结语

高频小信号 篇9

电缆作为电力系统的重要组成部分, 其可靠性对整个电力系统的安全运行都有重要的意义。电缆的局部放电导致绝缘损坏, 很可能会产生重大电力事故, 因此, 通过局部放电的试验, 改进测量设备, 能够发现早期的故障隐患, 对电力系统的温度运行具有重要的意义。

该试验主要研究天线传感器接收到电缆放电所释放的超高频电磁波信号, 通过超高频信号, 可以确定电缆的放电位置, 放电强度等, 所接收的信号越准确, 越能满足工程要求。该实验搭建了放电接收装置平台, 并且利用软件进行了仿真, 实验结果表明, 优化后的天线在增益、轴比、驻波比、回波损耗等方面均有明显提升。

2 阿基米德天线优化前后仿真结果对比

为了降低传输过程中的损耗, 优化后的天线减小了螺旋臂的宽度, 优化前后的仿真结果对比如下。

(1) 驻波比:在400MHz-1GHz频率内, 两种天线仿真结果对比如图1、2所示。

结果分析对比表明, 优化前后的两种阿基米德螺旋天线都满足驻波比小于2的设计要求, 优化后的阿基米德天线的驻波比更小, 测量结果会更准确。

(2) 回波损耗:在400MHz-1GHz频率内, 两种天线仿真结果对比如图3、4所示。

结果分析对比表明, 优化前后的两种阿基米德螺旋天线都满足回波损耗小于-10的设计要求, 但是优化后的阿基米德天线在大部分频率范围内的回波损耗更小, 测量结果会更准确。

(3) 轴比:在400MHz-1GHz频率内, 两种天线随Theta (天线法相与天线仰俯面各方向夹角) 变化的仿真结果如图5、6所示。

结果分析对比表明, 优化后的阿基米德螺旋天线在其工作的中心频率700MHz处, 在Theta=128.1039°时、Theta=232.3929°时的轴比为3d B。天线在104°的波束宽度里均满足轴比小于3d B的要求。但是优化后天线的圆极化特性更明显, 波束宽度更宽, 实验结果会更优。

(4) 优化前后的阿基米德螺旋天线的三维增益方向图如图7、8所示。

仿真数据表明, 优化前的阿基米德螺旋天线的增益值为3.8407e+000, 优化后的阿基米德螺旋天线的增益值为5.5930e+000, 优化后的增益更高, 接收信号的效率也大大提升。

(5) 实物图对比, 如图9、10所示。

3 两种天线实验结果对比分析

相同位置两种天线试验结果对比分析:

测试时天线位置保存不变, 天线正前方为0°, 正左方为90°, 正后方为180°, 正右方为270°。

优化前测量结果如图11、12所示。

优化后测量结果如图13、14所示。

实验结果对比表明, 在每个相同的位置, 优化后阿基米德螺旋天线接收到放电信号的幅值都是大于优化前的, 表明优化后的阿基米德天线的接收效果更好。

4 结束语

通过仿真结果对比表明, 文章设计的新款的阿基米德螺旋天线与之前的天线相比, 在增多项指标上都有了明显的改进, 增益值比优化前的增加了1.8d B, 驻波比最小值比优化前低了0.35, 在大部分频段内, 驻波比比原有的阿基米德螺旋天线都要小。

同时利用搭建的试验平台对放电信号进行了实际对比, 结果表明, 文章设计的新款阿基米德螺旋天线接收到的放电信号强度更明显, 尤其在垂直天线辐射面方向上, 接收效果最佳。总之, 优化后的阿基米德螺旋天线采集的结果更准确, 对于检测电缆的故障有重要意义。

参考文献

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