高频信号注入法

2024-09-19

高频信号注入法（共3篇）

高频信号注入法篇1

1 引言

近年来,永磁同步电机(PMSM)因具有结构紧凑,效率高以及稳定性高等优点,已经逐步取代了工业领域中的直流电机。然而,永磁同步电机需要精确的转子位置信号来实现磁场定向,传统做法都是在电机转轴上安装位置传感器来实时获取转子位置。这些传感器安装不仅增加了系统的成本、维护性差,而且降低了系统的可靠性[1]。在这样的背景之下,如何实现永磁同步电机的无机械传感器控制成为研究的一个热点。

传统的永磁同步电机无传感器控制可以分为3类:一类是基于反电动势估算方法[2,3],这类方法在中速或高速段都表现出了较好的效果,但是不适合于低速运行;另一类是基于状态观测器和扩展卡尔曼滤波的估算方法[4,5],这类方法算法复杂,计算量大,而且易受电机参数变化影响;最后一类是高频信号注入法[6,7,8,9],利用电机的凸极性对高频电流波形的影响来获取转子位置信号,该方法不依赖任何电机参数,能够实现转子位置的估算和低速段运行,具有精度高,实现简单等特点。

本文在建立高频激励下的PMSM数学模型的基础上,详细叙述了利用脉振高频信号注入法估计转速及转子位置的原理和在永磁同步电机矢量控制下实现脉振高频信号注入法的控制策略,实验结果证明了这种方法可以准确估算出转子位置,从而实现永磁同步电机的无传感器运行。

2 脉振高频信号注入法无传感器控制系统的实现

要利用脉振高频信号注入法实现永磁同步电机的无传感器运行,就必须首先建立起高频激励下的PMSM数学模型。

2.1高频激励下的PMSM数学模型

为了准确估计出电机转子位置,首先建立估计转子速dr′-qr′坐标系与实际转子速dr-qr坐标系,如图1所示。

图1中,α-β为静止坐标系,θ′r为估计的转子位置,θr为实际的转子位置。估计转子速系dr′-qr′与实际转子速系dr-qr之间的夹角Δθr就是转子位置估计误差角:

Δθr=θr-θ′r (1)

如果只考虑电压和电流的高频分量,并且电机转速与所注入的高频信号频率相比足够小的话,那么永磁同步电动机就可以看作是一个简单的R-L负载,电压方程可以表示为

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式中:Vrdsh,Vrqsh分别为实际转子速系的dr轴和qr轴高频电压分量; irdsh,irqsh分别为dr轴和qr轴高频电流分量;Zrdh,Zrqh分别为dr轴和qr轴的高频阻抗。

由式(1)和式(2)可以得到估计转子速系下的电流响应为

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[Zdiffsin(2Δθr)]Vundefined} (3)

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[Zdiffsin(2Δθr)]Vundefined} (4)

式中:Zavg为平均阻抗,Zavg=(Zrdh+Zrqh)/2;Zdiff为半差阻抗,Zdiff=(Zrdh-Zrqh)/2;Vundefined,Vundefined分别为估计转子速系中dr′轴和qr′轴高频电压分量;iundefined,iundefined分别为dr′轴和qr′轴高频电流分量。

由式(3)和式(4)可以看出,如果仅在估计旋转坐标系中dr′轴上注入高频信号,即Vundefined=0,当转子位置估计误差角Δθr为零时,qr′轴上的高频电流iundefined就为零,从而没有转矩脉动,所以在dr′轴上注入高频信号效果会好些。

由于只在估计转子速系dr′-qr′的dr′轴上注入高频电压信号,所以该高频电压信号在静止坐标系下就是一个脉振的高频电压信号。

2.2 高频信号注入法的控制原理

根据上面的分析,只在估计转子速系dr′轴上注入的高频电压信号为

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式中:ωh为注入高频信号的角频率;Vinj为高频信号的幅值。

将式(5)代入式(4)可得到此时的qr′轴高频电流响应为

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一般情况下,高频电阻远小于高频感抗,可以忽略不计,qr′轴高频电流响应可以改写为

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式中:Ldh,Lqh分别为dr轴和qr轴的高频电感;Ldiff=(Ldh-Lqh)/2。

由式(7)可以看出,高频电流iundefined不仅与Δθr有关,而且与sin(ωht)也有关。因此必须经过一定的信号处理过程滤除高频成分,而保留包含转子位置估计误差角的低频成分。将iundefined与sin(ωht)相乘,经过低通滤波器LPF滤出高频成分后,可以得到转子位置估计器的输入信号iΔθr为

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在式(8)中,若转子位置估计误差够小,则sin(2Δθr)≈2Δθr。如果调节iΔθr使之为零,则转子估计误差也为零,即转子位置的估计值收敛到转子位置的真实值。

采用脉振高频电压信号注入法估计转子位置的原理图如图2所示,将qr′轴上的电流分量响应经过带通滤波器BPF滤波得到高频电流分量iundefined,将此高频电流分量与高频正弦信号sin(ωht)相乘,再经过低通滤波器LPF后即可得到转子位置估计器的输入信号iΔθr。转子位置估计器是由一个PI调节器和一个积分器组成的。从PI调节器输出的估计转速ω′r经过积分器就得到估计的转子位置θ′r。

2.3 脉振高频信号注入法的PMSM矢量控制

基于脉振高频电压信号注入法的无传感器PMSM矢量控制系统框图如图3所示。

3 实验研究

为了验证采用脉振高频电压信号注入法估计永磁同步电机转子位置的可行性与有效性,针对一台表面式PMSM进行了实验研究。电机参数为:极对数4,额定电压200V,额定功率1.5kW,转子惯量0.00123kg·m2,额定转矩7.15N·m,额定频率133Hz,额定电流9.4A,额定转速2000r/min。

实验系统采用数字信号处理器TMS320F2812来实现脉振高频电压信号注入法的PMSM无传感器的运行。为了评价转子位置和转速的跟踪效果,一个2500线的光电码盘安装于电机后端。控制系统采样频率与逆变器的开关频率均为6kHz。PWM的发生采用SVPWM(空间电压矢量PWM)调制。系统采用电流标幺运算,基值为额定相电流峰值的两倍(26.58A)。注入信号的频率为750Hz,幅值为基值的1%,当电机以不同转速运行时,注入的幅值略有不同。低速运行时,注入的高频幅值要略有增大,范围是4%~6%。所得到的实验结果如图4~图7所示。

图4为电机空载稳定运行于265r/min的实验波形。图4a为码盘测量的转速和电机相电流;图4b为码盘测速和估计转速;图4c为码盘测量的转子位置和估计转子位置。从图4中可以看出,采用脉振高频电压信号注入法可以较好地估算出转子位置和转速,电机能够平稳的运行。

图5为电机稳定运行于150r/min时,突加1.8N·m负载的实验波形。从波形中可以看出,突加负载后,系统的转速稍有下降,而后又稳定运行于150r/min,同时由于增加了负载,电流增大,说明整个系统抗干扰性能良好。但是由于定子齿饱和的作用,会使得估算转子位置与估计转子位置之间产生一个取决于负载电流大小的相位差,因此重载运行时,需要对估计转子位置进行补偿,以实现电机的正常运行。

图6为电机带3.2N·m负载稳态运行于450r/min时的实验波形。从波形可以看出,带载运行时电机电流明显增大,同时控制系统仍能较好地估算出电机转速和转子位置。

图7为给定转速突变时的电机真实转速和估计转速实验波形。从波形中可以看出,当电机稳定运行于300r/min时,给定转速突降到225r/min后,电机转速缓慢下降,并最终稳定运行于225r/min。当给定转速再次突加到300r/min时,电机转速缓慢上升,并最终稳定运行于300r/min。在给定转速发生变化的整个动态过程中,估计转速能够较好地跟踪电机实际转速,控制系统能够稳定运行。

在高频信号注入法数字实现的过程中,由于滤波器的延迟作用,使得估计转子位置和转速与实际转子位置和转速存在一定的误差,在低速和中速时影响并不大,但是高速时会造成系统动态性能的恶化,因此给定转速变化较大,突加、减负载时,容易出现跟踪失败导致电机不能运行;另一方面由于逆变器的非线性因素,主要指上下桥臂开关管死区的影响,也会使得估算精度降低;最后数字滤波器的DSP实现精度有限,运算时产生了截断误差。因此还需要进一步提高转子位置检测手段。

4 结论

本文对基于脉振高频电压信号注入法的无传感器永磁同步电机矢量控制系统进行了实验研究,实验结果表明这种方法不受电机参数变化的影响,解决了其它无传感器控制方法在低速时难以有效运行的问题。同时由于这种方法利用电机固有或饱和的凸极效应,适用于各种永磁同步电机。

参考文献

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[2]Matsui N,Shigyo M.Brushless DC Motor Control WithoutPosition and Speed Sensor[J].IEEE Trans.on Ind.Appl.,1992,28(1):120-127.

[3]Morimoto S,Kawamoto K,Sanada M,et al.SensorlessControl Strategy for Salient-pole PMSM Based on ExtendedEMF in Rotating Reference Frame[J].IEEE Trans.onInd.Appl.,2002,38(4):1054-1061.

[4]Bolognani S,Zigliotto M,Zordan M.Extended RangePMSM Sensorless Speed Drive Based on Stochastic Filte-ring[J].IEEE Trans.on Power Electronics,2001,16(1):110-117.

[5]Bogani T,Lidozzi A,Solero L.Synergetic Control ofPMSM Drives for High Dynamic Applications[C]∥IEEEInternational Conference on Electric Machines and Drives,2005:710-717.

[6]Jang Ji-Hoon,Sul Seung-Ki.Sensorless Drive of SMPMMotor by High Frequency Signal Injection[J].IEEETrans.on Ind.Appl.,2003,39(4):1031-1038.

[7]Ha J I,Sul S K,Park M H.Position Controlled InteriorPermanent Magnet Motor Without any Rotational Trans-ducers[C]∥Proc.of ICEE 2K,2000:396-399.

[8]Wang Limei,Guo Qingding,Lorenz R D.Sensorless Con-trol of Permanent Magnet Synchronous Motor[C]∥Pro-ceedings of Power Electronics and Motion Control Confer-ence,2000:186-190.

[9]秦峰,贺益康,刘毅,等.两种高频信号注入法的无传感器运行研究[J].中国电机工程学报,2005,25(5):116-121.

高频信号注入法篇2

国内中压配电网大多采用中性点不接地的运行方式, 由于城市的发展, 城市配电网不断扩大, 电力电缆使用量的不断增加, 电网对地电流急剧增大。当配电网发生单相接地故障时, 故障处产生的电弧无法自行熄灭, 过电压可能危害线路间的绝缘而造成相间短路甚至三相短路的严重事故。根据电力部门规定, 当电网电容电流达到一定数值时, 应采用中性点经消弧线圈接地。电网电容电流的精确测量, 是消弧线圈合理补偿的前提, 也是决定是否需要安装消弧线圈, 及作为选择安装多少容量消弧线圈等问题的依据。因此, 测量系统的对地电容电流值是不可或缺的, 是保证配电网安全运行的一项有重要意义的工作[1]。

1 电网电容电流测量原理

电网对地电容电流的测量主要分为工程计算法、直接法和间接法。工程计算法一般用于评估新建工程的应用。直接法, 也称作金属直接接地法, 由于过程复杂且在电网一次侧作业, 因而非常危险, 已不采用。间接法主要有:人工星形中性点法、偏执电容法及信号注入法, 前两种方法在其它文献中多有介绍, 此处不再重复[2,3]。本文主要介绍通过在电网母线电压互感器二次侧注入电流信号来求得电网对地电容电流的一种测量方法, 具有安全性能好, 操作简单等优点。

如图1所示:A相接地后, B相、C相的对地电压上升为线电压 (相间电压) , 电流通过B相、C相的对地电容流入接地点形成电容电流, 电流Ica和Iba叠加后形成电容电流Ic。

由于系统线路三相对地电容量基本相同, 假设系统相电压为U相, 单相对地电容为C, 电容电流Ic为:

式 (1) 和 (2) 中, Ic为对地电容电流, A;Ica为电流通过C相的对地电容电流, A;Iba为电流通过B相的对地电容电流, A。

上述电流Ic也是系统正常运行时流过三相对地电容的电流数值之和。目前大多数测量电容电流的仪器均为先测量系统对地电容值, 再通过上式 (2) 计算系统电容电流[2]。

2 基于注入信号法的电容电流测量

注入信号法的基本思想是:在电压互感器 (PT) 二次侧开口三角端注入频率不同、幅值相同的电流信号, 通过测量二次侧开口三角端注入电压和注入电流的幅值和相位关系, 求解出线路的对地电容值[3]。见图2。

图2中LA、LB、LC分别为电压互感器 (PT) 三相高压绕组, 二次绕组La、Lb、Lc组成开口三角形;CA、CB、CC为导线三相对地电容。若在PT开口三角端注入一个恒定电流i0, 则在PT的一次绕组A、B、C三相分别流入电流i1、i2、i3。设高低压绕组的匝数为n1和n2, 三相PT的励磁电流分别为ia、ib、ic。

式 (3) 中, i0为开口三角端注入一个恒定电流, A;i1、i2、i3为PT的一次绕组A、B、C三相分别流入电流, A;n1、n2为高低压绕组的匝数;ia、ib、ic分别为三相PT的励磁电流, A。

图3为PT等效电路图, 励磁阻抗Zm为兆欧级的, 比千欧级的绕组电阻R和漏阻抗X大很多, 而线路的单相对地电容一般介于0.1 u F~30 u F之间, 对应的阻抗为几百兆欧到几千欧, 因此PT的励磁电流几乎为0, 此处忽略不计。这样PT高压侧三相流出的电流视作大小相等, 且由注入的电流i0确定。

求解方程组 (6) 可得到线路的对地电容值:

3 MATLAB仿真

在MATLAB软件中利用simulink模块, 搭建运用信号注入法测量电网电容电流的仿真测量模型。如图4所示。设置不同的被测接地电容 (5μF、10μF、20μF) , 注入信号为恒定1 A的电流信号, 改变注入电流信号的频率fi (20 Hz、40 Hz、80 Hz、160 Hz) 并测量相对应的U0i和fi。计算结果如表1所示。

由理论推理及仿真实验可以看出:三频法只适合测量较小的电容电流, 在测量较大的电容电流时误差较大, 甚至会出现负数开根号的情况, 稳定性较差。如表1中被测电容值20μF, 频率选取40 Hz、80 Hz、160 Hz组计算过程中就出现了负数开根号情况, 故无法通过计算得到对地电容值。

以不同频率注入信号所产生的测量数据进行计算, 也会影响计算所得的误差。例如, 表1中在被测对地电容值一定的前提下, 频率选取为40 Hz、80Hz、120 Hz组的误差普遍比选取20 Hz、40 Hz、80Hz组误差要小。

4 结语

信号注入法在系统二次侧进行, 相对安全可靠, 操作过程不影响系统正常运行, 灵活便捷。适用于系统容性电流较小的情况, 当系统对地电容较大时, 会产生较大误差, 甚至会发生无法计算的情况。同时应注意选取合适的注入频率进行测量, 以减少误差。

参考文献

[1]田建设, 韦良, 李天旭.基于改进信号注入法的配电网电容电流测量[J].广东电力, 2008, 21 (7) :28-31.

[2]连鸿波, 杨以涵, 谭伟璞, 等.偏置电容法测量中压电网电容电流的误差分析[J].电网技术, 2005, 29 (14) :54-58.

高频信号注入法篇3

电缆作为电力系统的重要组成部分, 其可靠性对整个电力系统的安全运行都有重要的意义。电缆的局部放电导致绝缘损坏, 很可能会产生重大电力事故, 因此, 通过局部放电的试验, 改进测量设备, 能够发现早期的故障隐患, 对电力系统的温度运行具有重要的意义。

该试验主要研究天线传感器接收到电缆放电所释放的超高频电磁波信号, 通过超高频信号, 可以确定电缆的放电位置, 放电强度等, 所接收的信号越准确, 越能满足工程要求。该实验搭建了放电接收装置平台, 并且利用软件进行了仿真, 实验结果表明, 优化后的天线在增益、轴比、驻波比、回波损耗等方面均有明显提升。

2 阿基米德天线优化前后仿真结果对比

为了降低传输过程中的损耗, 优化后的天线减小了螺旋臂的宽度, 优化前后的仿真结果对比如下。

(1) 驻波比:在400MHz-1GHz频率内, 两种天线仿真结果对比如图1、2所示。

结果分析对比表明, 优化前后的两种阿基米德螺旋天线都满足驻波比小于2的设计要求, 优化后的阿基米德天线的驻波比更小, 测量结果会更准确。

(2) 回波损耗:在400MHz-1GHz频率内, 两种天线仿真结果对比如图3、4所示。

结果分析对比表明, 优化前后的两种阿基米德螺旋天线都满足回波损耗小于-10的设计要求, 但是优化后的阿基米德天线在大部分频率范围内的回波损耗更小, 测量结果会更准确。

(3) 轴比:在400MHz-1GHz频率内, 两种天线随Theta (天线法相与天线仰俯面各方向夹角) 变化的仿真结果如图5、6所示。

结果分析对比表明, 优化后的阿基米德螺旋天线在其工作的中心频率700MHz处, 在Theta=128.1039°时、Theta=232.3929°时的轴比为3d B。天线在104°的波束宽度里均满足轴比小于3d B的要求。但是优化后天线的圆极化特性更明显, 波束宽度更宽, 实验结果会更优。

(4) 优化前后的阿基米德螺旋天线的三维增益方向图如图7、8所示。

仿真数据表明, 优化前的阿基米德螺旋天线的增益值为3.8407e+000, 优化后的阿基米德螺旋天线的增益值为5.5930e+000, 优化后的增益更高, 接收信号的效率也大大提升。

(5) 实物图对比, 如图9、10所示。

3 两种天线实验结果对比分析