高频信号

高频信号（共9篇）

高频信号 篇1

（一）简介

在早期，Ebers和Moll提出了一组方程来表示晶体管中的电压电流关系。为了看起来简单，这组方程被写成了矩阵的形式。后来人们用这组方程建立了一些晶体管模型。Robert W.Dutton教授在此基础上建立了一个为计算机电路仿真服务的晶体管雪崩模型。胡正明教授则建立了一个关于SPICE的MOSFET准静态模型。其它科学家在晶体管建模方面也都各有成就。

在本文中，主要讨论晶体管的高频大信号模型。考虑高频效应和大信号的非线性效应等，基区体电阻和极间的电容效应都会被考虑。从EM的PN结方程出发，建立电路方程，用一些数值方法和解析方法来解决其中的非线性关系。

（二）基本模型

根据文献，E-M方程可以写成：

Vbe是基极与发射极之间的电压，是基极与集电极之间的电压，TV是热电压，在常温下近似为0.026V, Ie是发射极电流。其它参数定义如下：

由αF的定义，得到：

在大多数情况下集电极与发射极的电压，因此在(1)式中的第二项比第一项要小很多，可以忽略不计。并且把第一项中的指数项分成二个部分，于是有：

为直流偏置, 为输入信号。对于, 用泰勒展开, 得:

只取第一阶就是通常的小信号模型了。如果信号幅值较大，后面各阶都要考虑，就会有非线性效应，问题也会变得复杂，下面展开讨论。

（三）高频大信号模型

晶体管的接入电路如图1所示，为共射极接法。

当输入的是高频信号的时候，需要考虑结电容效应。有二个结电容要考虑：一个是bC'c，另一个是Cb'e。在晶体管手册中，有一个参数叫Cob，有的叫Cc，这个值很接近Cb'c。结电容bC'e的容值由加在BE结上的电压决定。因为输入信号的电压幅值比直流偏置电压要小很多，因此它主要还是由直流偏置电压决定。这样结电容Cb'e的容值可有下式给出：

其中s是晶体管的截面积，ε是介电常数，q是电子的电量，N是掺杂浓度，是BE结接触电势，bV'e是加在BE结上的直流偏置。由前面的牛顿迭代法得到，其它所有的参数都可以在晶体管手册中找到。

首先，我们分析输入部分的电路。应用基尔霍夫电流定律，得：

其中I是流过rbb'(基区体电阻)的电流，I1是在基本模型中的电流，I2是流过结电容Cb'e的电流。由KVL，有

联立 (2) 式和 (4) 式，得：

只考虑直流部分(第零阶项)，联立 (6) 、 (7) 、 (8) ，可得：

方程 (9) 是一个超越方程，没有解析解，只有数值解。我们用牛顿迭代法来解这个方程。定义函数如下：

给一个初值，如：V0=VD，则。然后用如下的迭代格式：

其中f'的导函数。定义误差限，如ε=.0001。由于DV的数量级为0.1V，这个界限已经足够准确了。如果Vn-Vn-1的绝对值比误差限小，迭代结束;否则继续迭代。

在数次迭代之后，我们就可以得到bV'D的值了，。

下面考虑交流成分。由电流的定义式和电容公式可写出I2，代入 (6) 式并整理得：

这个微分方程没有解析解，但可以用数值算法得到数值解。我们这里用改进的欧拉算法来解这个方程。首先离散化时间，并给定时间间隔h。通常h的取值和频率有关。定义函数如下：

然后给v一个初值，如：

这样，我们就可以开始做如下的迭代了

迭代完成时，就可以得到vb'在每个时间点上的值了。如果输入信号的导函数不连接，那么就要在间断点上重新赋予初值，然后再进行迭代。

下面计算输出部分。由基尔霍夫电流定律，输出部分的电路方程可写为：

其中Ic是集电极电流，i3是流过结电容bC'c的电流，可以用电容定义和电流定义式写出，VCC是电源电压，vO是输出电压的交流部分，VOD是输出电压的直流部分。这个方程可以用解析方法解出，这里不做讨论。这样，我们就最终得到了在每一个时间点上的vO值。

（四）仿真实例

应用牛顿迭代法，可得在b'点处的直流电压为Vb'D=.069V。由此节电容值就可以根据上面的分析确定下来，如为Cb'e=32pF、Cb'c=.064pF。设。然后应用改进的欧拉算法，可得在b'点处的交流电压波形，如图2所示。

最后再用解析方法解出输出部分的方程，得到输出电压波形。

（五）结论

由Ebers-Moll晶体管模型开始，推导了高频大信号晶体管模型。由于输入信号的幅值比较大，就会有非线性效应的产生，在b'点处直流电压和信号的电压分量就不能用解析方法得出。而用数值方法如牛顿迭代法来得到在b'点处的直流电压。由于输入信号的频率比较高，晶体管的结电容效应不能忽略，应用基尔霍夫定律可以建立电路方程，由于是一个一阶非齐次非线性的微分方程，解析法无能为力，用数值方法如欧拉算法得出在b'点处的信号电压分量。然后就可以直接套用基本模型的公式，并利用解析方法就可以算出输出电压了。与此同时，举例说明牛顿迭代是如何进行的，欧拉算法是如何运作的，最后得出输入输出波形图。这个模型也同时适用于小信号输入，当然小信号输入可以直接用解析方法近似解决。

摘要：Ebers-Moll模型提供了用PN结方程的方式来建立三极管模型的一种方法, 为推导三极管的高频大信号模型提供了一种理论基础。主要是考虑PN结本身的非线性效应和结电容、基区体电阻等的影响, 寻求一种简单有效的解决办法。利用牛顿迭代法来解决关于直流工作点的超越方程;利用欧拉算法来解决关于输出信号一阶非线性非齐次微分方程问题, 并得到一系列的数值解。最后, 举了一些例子来说明这些迭代算法是怎么样进行的。

关键词：EM模型,牛顿迭代法,欧拉算法,超越方程

参考文献

[1]Bipolar Transistor Modeling of Avalanche Generation for Computer Circuit Simulation By Robert W.Dutton IEEETRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICES, VOL.ED-22, NO.6, JUNE1975.

[2]A Non-Quasistatic MOSFET Model for SPICE, Hong June Park, Ping Keung KO and Chenming Hu, Electron Devices Meeting, 1987International Volume33, 1987Page (s) :652-655.

[3]Large-Signal Behavior of Junction Transistors, Proceedings of the IRE, Volume42, Issue12, Dec.1954Page (s) :1761-1772.

高频信号 篇2

设计题目：LC高频小信号放大器

院 系：机械与电子信息工程学院

专业班级：电子信息工程071121班

小组成员：赵培杰20121000181

张源林20121000136

裴生伟20121000291

肖曲林20121000182

指导老师：罗大鹏

日 期：2014年3月

ABSTRACT

High frequency signal resonance amplifier was widely used in telecommunications.Broadcasting equipment and so on.We can use, LC loop resonance frequency selective parallel resonant frequency amplifier , thus the particular signal.Transistor amplifier with voltage gain of emitter, output voltage and input voltage, frequency characteristics of the poor performance, suitable for low and middle level of multi-level amplifier circuit, using two levels of signal tuned circuit will original weak signal, and by using the LC 100 times parallel resonant circuit will be elected signal.The technical indexes of amplifier and test method, the impact of distribution parameters of the circumstances about circuit performance.Small signal resonance frequency amplifier, characterized by the main performance indexes, the harmonic resonance frequency and voltage magnification Av0 amplifier pass band BW and selective rectangular K1.0r coefficient usually.Keywords triode LC resonant quality factor pass band rectangular coefficient.摘 要

高频小信号谐振放大器在通信、广播等设备中有广泛的应用，可以利用三极管放大信号、LC并联谐振回路谐振选频，从而放大特定频率的信号。三极管共发射极放大具有电压增益大、输出电压与输出电压反相、低频性能差的特点，适用于高频和多级放大电路的中间级，利用两级单调谐电路将原始微弱信号放大100倍，并利用LC并联谐振回路将特定信号选出。表征高频小信号谐振放大器的主要性能指标由谐振频率f0,谐振电压放大倍数AV0,放大器的通频带ＢＷ及选择性（矩形系数Ｋ1.0r）的计算。

关键词 三极管；ＬＣ；谐振；品质因数；通频带；矩形系数

本设计以理论分析为依据，用LC振荡电路为辅助，来消除高频放大器自激振荡和实现准确的频率选择；另加其它电路，实现放大器与前后级的阻抗匹配。

分工

赵培杰,主要参数计算及仿真实验

张源林,参数计算及报告制作

裴生伟,PPT制作及仿真实验

肖曲林，参数计算及PPT演讲

1电路设计方案

1.1 设计任务

设计一个高频小信号调谐放大器。要求 ：

（1）谐振频率10.7mhz，谐振电压放大倍数>20db，带宽为1mhz（2）矩形系数<10，噪声系数<7db(3)输入、输出阻抗为50欧姆。

1.2 高频小信号放大器的特点

（1）频率较高中心频率一般在几百kHz到几百MHz频带宽度在几KHz到几十MHz，故必须用选频网络。

（2）小信号信号较小故工作在线性范围内即工作在线形放大状态。

（3）采用谐振回路作负载，即对靠近谐振频率附近的信号有较大的增益，对远离谐振频率附近的信号其增益迅速下降，即具有选频放大作用。

1.4 电路原理图

根据上面各个具体环节的考虑设计出下面总体的电路：

2选用三极管

选取适用于高频放大的三极管，2N2222三极管 型号：2N2222A 封装：TO92 极性：NPN 主要参数：60V，0.8A，500mW，300MHZ，HFE=100～300，从参数可以知道需要放大的频率为10.7MHZ《300*0.2，即可以使用 又查表可知放大系数为50。

以下是从网上查的2N2222型三极管参数资料.3电路参数的设计

3.1 设置静态工作点

取

Ieq =1mA, Veq =1.5V, Vceq=7.5V, 则

Re=Veq/Ieq=1.5KΩ

Rb2=Vbq/(6Ibq)=18.3KΩ

Rb1=(Vcc-Vbq)*Rb2/Vbq=55.6KΩ

3.2 计算谐振回路参数

根据要求应由谐振频率选取电感L，中心频率f0=10.7MHz取电容为51pF 由公式

L=(1/2x3.14)2/C

得L=4uH 3.3计算输入回路的LC的值

Q=f0/bw=10.7/1=10.7；

设R1=800；Xl1=Xc1=R1/Q=77.7；C=1/(2*3.14*f0*77.7)=200pH；L=77.7/(2*3.14)=1.2uH；p1=R1/RS=0.25;

4仿真结果

从示波器可知与原信号反向放大

5心得体会

高频小信号频率计的设计 篇3

1 系统方案

1.1 方案论证与比较

方案一:FPGA普通测量法。在1 s闸门时间内, 记录被测信号的脉冲个数Fx, 则被测频率为Fx=Nx。此方法的精度主要取决于被测信号频率, 被测信号频率越高, 误差越小。由于精度与被测频率相关, 低频信号的频率测量误差较大, 故舍弃此方案。

方案二:FPGA等精度测量法。本方案除给定闸门时间外, 还由被测信号再生成一路计数允许信号。计数允许信号在闸门时间内第一个被测信号的上升沿开启, 在闸门时间结束后被测信号的第一个上升沿结束, 最后在计数允许信号的有效时间内, 分别对标准频率信号个数、被测信号个数和被测信号高电平时间内标准频率信号个数计数后, 再经过相关运算即可得所求频率、占空比和时间间隔。此方案的误差与被测信号无关, 测量精度大大提高。故本设计采用此方案。

1.2 方案描述

系统总体实现框图如图1所示。

本方案中衰减电路用于将不定幅值的输入信号有选择性地衰减至固定范围内的小信号, 带宽通道放大器再将此范围内的小信号放大至可开启整形电路的大信号, 再由整形电路将信号整形为TTL电平方波信号, 最后使用FPGA实现了等精度测量算法, 对相关参数进行计数后经按键控制有选择性地将有关数据传输给STM32单片机, 单片机经过运算处理后将结果显示在显示屏上[2]。

2 理论分析与计算

2.1 宽带通道放大器分析

本设计中要求的测量范围是有效值10 m V~1 V的信号, 满足FPGA识别的电平约3 V左右峰峰值, 可知需设计一个40 d B的宽带通道放大器。一级放大很难满足要求, 因此设了一个两级宽带通道放大器。当被测信号较大时, 使用衰减器将被测信号衰减到10 m V左右。本设计中采用的是前级为OPA847, 第二级为THS3201的两级放大电路。按最低输入有效值为10 m V计算, 总共放大40 d B即可使峰峰值达到2.8 V, 再加上1.4 V左右的直流偏置即可达到设计要求。本次设计由OPA847进行第一级26 d B、最大频率100 MHz的放大。根据器件手册可知, OPA847是一个电压反馈放大器, 在增益为26 d B时带宽是350 MHz, 压摆率950 V/μs, 低噪声等特性可满足设计要求。再由THS3201进行第二级14 d B、最大100 MHz放大, 根据器件手册可知此芯片是电流反馈型, 压摆率为6 700 V/μs的运算放大器, 当宽带通道放大器最终输出峰峰值为3 V, 100 MHz时所需的压摆率为600 V/μs, 可知本芯片完全可胜任第二级放大的需求[3]。

2.2 各项被测参数测量方法的分析

2.2.1 频率和周期测量方法

本设计中频率和周期测量采用的是等精度测量原理, 等精度测量原理的时序图如图2所示。

如图所示, 在计数允许信号有效的时间内, 采用两个计数器分别对标准频率信号和被测信号进行计数, 计数结果分别为Na、Nc, 若标准频率信号和被测信号频率分别为fa和fc, 则有:

2.2.2 占空比测量方法

占空比测量可在频率和周期测量方法之上进行改进, 除了计数允许信号有效时间内标准频率信号的计数结果Na外, 增加一个计数器对计数允许信号有效时间内被测信号为高电平时, 标准频率信号的个数进行计数Nd, 可得占空比:

2.2.3 时间间隔测量方法

2.3 提高仪器灵敏度的措施

1) 用射频线代替普通导线及示波器连线;

2) BNC接头和SMA-KWE内孔母头代替排针;

3) 加铝箔外壳抗干扰;

4) 设计电路时PCB板大面积铺地。

3 结束语

本作品方案合理, 对系统各个部分的设计难度进行了仔细考虑, 较好地完成了设计的基本部分及发挥部分要求。系统整体性能良好, 各被测参数的误差的绝对值均没有超出设计要求。

摘要：本方案设计的频率计由衰减电路、宽带通道放大器、整形电路、FPGA测量模块、STM32单片机最小系统组成。设计了一个放大倍数为40 d B的两级宽带通道放大器, 将10 m V (有效值) 的信号放大到1 V (有效值) 左右。第一级使用OPA847实现了26 d B的放大, 第二级使用THS3201实现了14 d B的放大。当被测信号幅度较大时, 使用衰减网络将被测信号衰减到10 m V左右。放大后的信号整形后产生相同频率的方波信号, 使用Cyclone IV FPGA芯片实现等精度法测量频率、时间间隔和占空比。测量结果通过串口传给STM32单片机系统进行相关处理和显示。

关键词：STM32单片机,FPGA,等精度法,宽带通道放大器

参考文献

[1]林建英, 高苗苗, 杨素英.基于SOPC的等精度数字频率计设计[J].研究与开发, 2010, 29 (12) :51-55.

[2]潘松, 黄继业, 潘明.EDA技术实用教程[M].第5版.北京:科学出版社, 2013.

高频小信号放大器实验报告 篇4

高频电子线路实验报告

作者 徐飞 学号 20092334925 系部 电子工程系 专业班级 通信三班

实验一 高频小信号放大器实验

一、实验原理

高频小信号放大器的作用就是放大无线电设备中的高频小信号，以便作进一步变换或处

理。所谓“小信号”，主要是强调放大器应工作在线性范围。高频与低频小信号放大器的基 本构成相同，都包括有源器件（晶体管、集成放大器等）和负载电路，但有源器件的性能及负载电路的形式有很大差异。高频小信号放大器的基本类型是以各种选频网络作负载的频带 放大器，在某些场合，也采用无选频作用的负载电路，构成宽带放大器。

频带放大器最典型的单元电路如图所示，由单调谐回路做法在构成晶体管调谐放大器。

图电路中，晶体管直流偏置电路与低频放大器电路相同，由于工作频率高，旁路电

容Cb.、Ce可远小于低频放大器中旁路电容值。调谐回路的作用主要有两个：

晶体管单调谐回路调谐放大器

第一、选频作用，选择放大ff0的信号频率，抑制其它频率信号。

第二、提供晶体管集电极所需的负载电阻，同时进行阻抗匹配变换。

高频小信号频带放大器的主要性能指标有：

（1）中心频率 f0：指放大器的工作频率。它是设计放大电路时，选择有源器件、计算

谐振回路元件参数的依据。

（2）增益：指放大器对有用信号的放大能力。通常表示为在中心频率上的电压增益和

功率增益。

电压增益 AVOVO/Vi

功率增益 APOPO/Pi

式中 VO、Vi分别为放大器中心频率上的输出、输入电压幅度，PO、Pi分别为放大器中心频率上的输出、输入功率。增益通常用分贝表示。

（3）通频带：指放大电路增益由最大值下降 3db 时对应的频带宽度。它相当于输入不

变时，输出电压由最大值下降到 0.707 倍或功率下降到一半时对应的频带宽度。（4）选择性：指放大器对通频带之外干扰信号的衰减能力。通常有两种表征方法： 其一，用矩形系数说明邻近波道选择性的好坏。

其二，用抑制比来说明对带外某一特定干扰频率 fn信号抑制能力的大小，其定义为中心频率上功率增益 APf0与特定干扰频率fn上的功率增益 APfn之比：

df0

ApfnAp还有其它一些性能指标参数，如工作稳定性，噪声系数等。

高频小信号谐振放大电路如图所示：

高频小信号谐振放大器

晶体管基极为正偏，工作在甲类，负载为 LC 并联谐振回路，调谐在输入信号的频率

465khz 上。该放大电路能够对输入的高频小信号进行反向放大。

在 Multisim 7 电路窗口中，创建如图所示的高频小信号放大电路图，其中晶体管

Q1 选用虚拟晶体管。单击“防真”按钮，就可以从示波器中观察到输入与输出的信号波形。

二、实验内容

（一）频带放大器的测量

1.观察高频小信号放大器输入输出信号的波形，注意幅度变化和相位关系。

高频小信号放大器输入输出信号

2.高频小信号的选频作用

观察输入输出波形，分析产生此种现象的原因

3.高频小信号放大电路的通频带和矩形系数

利用 Multisim 7 仿真软件中所提供的波特图仪观察上述高频小信号放大电路的通频

带，将波特图仪接入高频小信号谐振放大电路，观察幅频特性。

4.观察双调谐回路高频小信号放大器输入与输出波形，分析幅频特性。

（二）宽带放大器的测量

基于DDS的高频信号发生器设计 篇5

1DDS原理

DDS主要由相位累加器、波形存储ROM、数模转换器DAC和低通滤波器LPF构成。他们之间关系满足f0=FTW*fc/2N。其中FTW为频率控制字,fc为时钟频率,N为相位累加器的字长。

2系统方案设计

系统由低功耗STM32、CP2102桥接电路、AD9854模块、 7阶椭圆型低通滤波器、放大电路等组成。

3硬件电路设计

3.1 DDS外围引脚设计

DAC输出幅值由AD9854的56管脚RSET电阻值决定,计算公式:RSET=39.93/Iout,式中Iout单位为A,RSET单位为 Ω。由于DAC电流输出满幅值为20m A,为了确保无失真的动态范围SFDR性能,使输出10m A,选取RSET阻值为3.9 kΩ。

3.2波形滤波设计

对D/A转换输出 阶梯波的 频谱分析, 除了主频f0还有fc±f0,2fc±f0……处的非谐波分量,为了提取主频f0,必须在D/ A输出后滤波。Nyquist采样定理 :DDS输出频率理论上可以达到fc/2,由于非理想过度特性和高频谱的限制,一般将DDS的输出频率限制在0-40%fc。取过渡带下降速度快且陡峭的7阶椭圆型低通滤波器。

3.3放大电路设计

AD9854输出0.1-100MHz差分正弦波,电阻转换成电压信号,再经过7阶低通滤波器输出。为了使输出幅值满足宽范围需求,设计信号调理AD620仪表放大电路,通过改变电阻Rg来调节电压幅值。

4软件设计

4.1上位机设计

用VB编写上位机配置软件,AD9854上位机如图1所示。AD9854配置包含时钟倍频、工作模式、输出频率、返回状态。系统采用外接晶振30MHz,时钟倍频 *10,工作模式Single,频率输出10MHz,当参数设置正确时,返回状态栏会显示OK。

4.2系统软件设计

程序是一个无线循环,系统初始化,使能串口中断,中断来时配置AD9854参数,系统总流程框图,如图2所示。等待串口接收中断后,经解析后,向AD9854内部寄存器并行写入控制字。向地址0x1EH,设置倍频为10;向地址0x1FH,选择模式0 (Single模式);向频率地址0x04H-0x09H写入48位的6个字节的频率控制字。

5实验测试

通过上位机软件控制频率变化,以正弦波形频率变化测量为例,分析DDS产生的0.1MHz-100MHz频率相对误差与绝对误差, 测试随机读取5次数据,取平均值为最终的测试数据。测试数据如表1所示。

6结论

在对DDS基本原理分析基础上,提出高频信号发生器的实现方案,搭建了DDS软硬件平台,对信号源产生以正弦波为主进行了频率验证。实验证明: 通过上位机软件改变信号参数,输出频率范围内,绝对误差小于0.1%、相对误差小于0.02%。

摘要：在直接数字频率合成(DDS)原理进行分析的基础上,提出了一种基于DDS技术的高频信号源实现方法。用VB编写上位机调试软件,对正弦信号频率进行测试分析,绝对误差小于0.1%、相对误差小于0.02%。

高频信号 篇6

精密整流电路在交流信号测量和模拟信号处理系统中得到广泛应用。通常在进行电路设计时需要对电路的电压或电流信号进行采样,很多时候采样电路得到的信号为数值较小的交流信号,故需将采样得到的小信号进行精密整流,转换成单向脉动直流信号,从而确定电路的各种电信号参数,保证电路的可靠性和稳定性[1]。在信号处理系统中,弱信号的采集、调节和测量作为系统重要组成部分,主要采用精密整流电路实现,它们被广泛应用在各种不同测量仪器如交流电压表、线性函数发生器、射频解调器、峰值检测器等非线性模拟信号处理电路[2]。

常用精密整流电路主要由运算放大器和二极管组成,该类电路最明显的缺点在于信号翻转过程中,当输入信号过零时,因运算放大器固有的带宽增益积以及转换速率的限制使得整流输出信号产生失真[3]。随着电流模技术的发展,由于其比传统电压模式电路具有带宽和动态范围宽、精度高、速度快等优点[4],在精密线性整流方面得到广泛应用[5]。文献[6⁃8]提出采用运算放大器对电流传输器功能进行精密整流,虽然整流精度提高了,但是由于运算放大器带宽增益限制使得电路工作频率依然较低。文献[9⁃13]提出采用晶体管实现电流镜,场效应管实现电流传输器的功能进行精密整流,电路工作频率较高,但是结构复杂,而且对器件参数匹配要求高,实际应用中较难达到。基于此,本文提出一种基于第二代电流传输器(the Second Generation Current Conveyor,CCⅡ)的精密整流电路,采用电流运算放大器实现CCⅡ模型,输入信号通过CCⅡ转换使电路工作在电流模式,完全克服二极管正向压降,同时采用直流电源补偿二极管导通压降并消除输出偏置。该电路结构简单,整流精度高且频率特性好,仿真结果表明能实现幅值10 m V,频率10 MHz的高频信号精密整流。

1 传统电压模精密整流原理

图1是一种经典的精密全波整流电路,由运算放大器和二极管共同组成[14]。

电路中各电阻满足R1=R2=R5=R6=2R4的匹配关系。当Ui>0时,输出电压Uo=Ui;当Ui<0时,输出电压Uo=-Ui;所以输出Uo=|Ui|。

该电路具有精密全波整流功能,二极管处于运算放大器负反馈回路,由于深度负反馈作用,其正向导通压降以及非线性所带来的误差被有效克服[15]。但是进一步分析发现,该电路对较高频率小信号整流不适用。如图2所示,当输入信号幅度较小时,整流输出信号在过零附近存在失真,而且随着输入信号频率增大,失真越来越明显,当信号频率达到5 k Hz时,输出信号严重畸变,即使采用单位带宽增益大的运算放大器,这种情况依然没有改善。

由仿真结果可以看出,整流输出波形在输入信号极性由负向正变化的过渡时间内失真最严重,即二极管D2由截止到导通的过程。由于二极管在状态转换过程中存在开启效应,需要开启时间对结电容充电使其电压上升达到导通状态[16]。输入信号频率很低时,其开启时间可忽略,整流输出失真度低,当输入信号频率较高时,开启时间不能忽略;同时在二极管由截止向导通过渡期间,运算放大器必须在无限小d V dt信号条件下实现状态转换[2],然而实际运算放大器转换速率不可能满足前面的条件,所以集成运放UA在信号过零附近工作在开环状态而不能保持线性工作模式,输出Uo1产生较强的干扰信号,使整流输出Uo在这段时间内产生失真。可见集成运放的放大作用和深度负反馈只能在一定程度减小二极管带来的误差并不能完全消除,所以考虑采用电流模有源器件的电流传输特性以及直流电源的补偿作用消除二极管导通的影响[17]。

2 改进型电流模精密整流原理

2.1 CCⅡ电流传输器特性

电流传输器概念于1968年首次提出,其综合实现的电流模式电路在带宽、线性度和动态范围方面比电压模式电路具有更大优越性[18]。第二代电流传输器CCⅡ的符号如图3所示,其端口特性可用矩阵方程表示为:

理想的电流传输器Y端口电流为0,X端口电压跟随Y端口(即X端输入电阻Rx=0),Z端口电流跟随X端口电流。X端电流可加电流源直接输入,也可在Y端加电压源间接转换输入,最后在Z端都能接收到全部电流。对于正型电流传输器CCⅡ+有Iz=+Ix;对于负型电流传输器CCⅡ-有Iz=-Ix。

比较典型的集成电流传输器产品是采用互补型双极性工艺的AD844芯片,单位增益缓冲器、电流镜及电流模等新技术的应用使之具有速度快、精度高的电流传输特性[19],并且具有良好的增益频率特性,其带宽增益积可达107量级[20]。

2.2 负型第二代电流传输器实现电路

根据CCⅡ+和CCⅡ-的电流电压关系可得到由两个CCⅡ+实现的CCⅡ-电路[19],那么基于AD844芯片实现的CCⅡ-电路如图4所示。当U1正端口输入正电压时,负端口电流流出,输出端口电流流出,从而U2输出端口电流流入,反之亦然,从而实现负型电流传输。

由AD844实现的CCⅡ-电路频率特性好,精度高,输入信号频率上升到10 MHz时,输出信号依然没有产生失真。

2.3 AD844实现电流模精密整流电路

基于AD844实现电流传输器功能的精密整流电路如图5所示,采用4个AD844可构成两个负型电流传输器,两个直流电压源分别补偿二极管D1和D2的导通电压,使它们保持在临界导通状态,避免了二极管状态转换可能造成的信号滞后或波形失真。直流电流源Io用于消除输入信号零点处输出偏置。电阻Ro将输出端电流还原成电压,调节其阻值可实现整流电路增益调节。

欲使电路工作在高频模式下,D1和D2选择开关二极管1N4148,当电压达到V1=530 m V时开始导通,V2=670 m V后二极管进入线性工作状态,其斜率是导通电阻RD的倒数。要使二极管达到临界导通状态,补偿电压VD应满足V1≤VD<V2。直流电流源Io通过电流传输器U2,U1和U4,U3分别流经D2和D1,直流电流源Io=2ID满足关系0<Io≤2.2 m A。

当输入信号Vi=0时,直流电流源Io分别通过U2,U1和U4,U3流经二极管D2和D1,那么V1-=VD,I3-=Io,Io=0,Vo=0;当输入信号Vi>0时,外加信号电流通过D1,VD补偿D1,则有:

那么:

输出电压:

当输入信号Vi<0时,外加信号电流通过D2,VD补偿D2,则有:

那么:

输出电压:

所以无论输入正信号或负信号都有输出电压,电路实现负向全波整流功能。若输出端电阻Ro采用电位器,增大Ro可对输入弱信号进行放大输出,从而实现整流电路增益调节。

2.4 仿真结果

采用Multisim仿真软件对电路正确性加以验证,并得出电路工作频率特性。直流电压源取0.6 V,二极管D1和D2处于临界导通状态,当输入信号为零时,二极管D1,D2通过电流,U1,U3的负端口电流流出,U2,U4的输出端口电流流入,,由二极管1N4148直流特性曲线可得当VD取0.6 V时,ID=0.5 m A,那么Io=1 m A。当Vi=0时,通过仿真得到直流电流源Io与输出电流的关系如图6所示,可以看出Io=0时,输出端偏置电流为-1 m A,Io=1 m A时,输出偏置为零,随着Io增大,由于二极管端电压不变故其电流保持恒定,输出端电流增加。

提出的精密整流电路直流传输特性仿真如图7所示,可以看到该电路能精确整流幅值为0~160 m V的输入信号,且信号过零附近不存在失真现象。由于输入电阻在二极管导通过程中会随其发生变化,故输出与理想Vo=-k|Vi|存在偏差;当输入信号幅值增大,二极管工作在线性状态时,其导通电阻不变,系数k随之固定。当输入信号峰值低至10 m V时,欲得到单位增益输出信号Ro=523Ω,其不同频率仿真输出波形如图8所示,从仿真结果看出提出的精密整流电路对于频率高达10 MHz的弱信号也能实现精密整流。

3 结语

高频信号 篇7

电缆作为电力系统的重要组成部分, 其可靠性对整个电力系统的安全运行都有重要的意义。电缆的局部放电导致绝缘损坏, 很可能会产生重大电力事故, 因此, 通过局部放电的试验, 改进测量设备, 能够发现早期的故障隐患, 对电力系统的温度运行具有重要的意义。

该试验主要研究天线传感器接收到电缆放电所释放的超高频电磁波信号, 通过超高频信号, 可以确定电缆的放电位置, 放电强度等, 所接收的信号越准确, 越能满足工程要求。该实验搭建了放电接收装置平台, 并且利用软件进行了仿真, 实验结果表明, 优化后的天线在增益、轴比、驻波比、回波损耗等方面均有明显提升。

2 阿基米德天线优化前后仿真结果对比

为了降低传输过程中的损耗, 优化后的天线减小了螺旋臂的宽度, 优化前后的仿真结果对比如下。

(1) 驻波比:在400MHz-1GHz频率内, 两种天线仿真结果对比如图1、2所示。

结果分析对比表明, 优化前后的两种阿基米德螺旋天线都满足驻波比小于2的设计要求, 优化后的阿基米德天线的驻波比更小, 测量结果会更准确。

(2) 回波损耗:在400MHz-1GHz频率内, 两种天线仿真结果对比如图3、4所示。

结果分析对比表明, 优化前后的两种阿基米德螺旋天线都满足回波损耗小于-10的设计要求, 但是优化后的阿基米德天线在大部分频率范围内的回波损耗更小, 测量结果会更准确。

(3) 轴比:在400MHz-1GHz频率内, 两种天线随Theta (天线法相与天线仰俯面各方向夹角) 变化的仿真结果如图5、6所示。

结果分析对比表明, 优化后的阿基米德螺旋天线在其工作的中心频率700MHz处, 在Theta=128.1039°时、Theta=232.3929°时的轴比为3d B。天线在104°的波束宽度里均满足轴比小于3d B的要求。但是优化后天线的圆极化特性更明显, 波束宽度更宽, 实验结果会更优。

(4) 优化前后的阿基米德螺旋天线的三维增益方向图如图7、8所示。

仿真数据表明, 优化前的阿基米德螺旋天线的增益值为3.8407e+000, 优化后的阿基米德螺旋天线的增益值为5.5930e+000, 优化后的增益更高, 接收信号的效率也大大提升。

(5) 实物图对比, 如图9、10所示。

3 两种天线实验结果对比分析

相同位置两种天线试验结果对比分析:

测试时天线位置保存不变, 天线正前方为0°, 正左方为90°, 正后方为180°, 正右方为270°。

优化前测量结果如图11、12所示。

优化后测量结果如图13、14所示。

实验结果对比表明, 在每个相同的位置, 优化后阿基米德螺旋天线接收到放电信号的幅值都是大于优化前的, 表明优化后的阿基米德天线的接收效果更好。

4 结束语

通过仿真结果对比表明, 文章设计的新款的阿基米德螺旋天线与之前的天线相比, 在增多项指标上都有了明显的改进, 增益值比优化前的增加了1.8d B, 驻波比最小值比优化前低了0.35, 在大部分频段内, 驻波比比原有的阿基米德螺旋天线都要小。

同时利用搭建的试验平台对放电信号进行了实际对比, 结果表明, 文章设计的新款阿基米德螺旋天线接收到的放电信号强度更明显, 尤其在垂直天线辐射面方向上, 接收效果最佳。总之, 优化后的阿基米德螺旋天线采集的结果更准确, 对于检测电缆的故障有重要意义。

参考文献

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[2]杨明铜.电力设备状态检修技术应用[J].山东工业技术, 2014, 16:142.

[3]孙曙光, 陆俭国.基于超高频法的典型GIS局部放电检测[J].高压电器, 2012, 4:7-12.

[4]张新魁.基于平面螺旋天线和Labview软件平台的超高频法局部放电研究[D].哈尔滨:哈尔滨理工大学, 2014.

高频信号 篇8

关键词：高频信号注入,永磁同步电机,无传感器

1 引言

近年来,永磁同步电动机因其本身具有的高效率、高转矩电流比、高功率密度等优点,在高精度的电机控制系统中得到了广泛的应用:如电动机车的牵引,泵类负载和小型飞行器的动力控制等。永磁同步电动机的运动控制需要精确的转子位置和速度信号去实现磁场定向。

在传统的运动控制系统中,通常采用旋转变压器或光电编码器来检测转子的位置和速度。然而,这些额外的传感器、连接器、电缆等不仅增加了系统的成本,也降低了系统的可靠性,限制了系统对环境的适应能力。因此,为了提高系统的可靠性和降低成本,有必要开发一种能实时估计转子位置和速度的观测器。过去几年中,很多文章介绍了各种消除传感器的方法,但主要有以下两类:一类是依据电机的基波方程,这类方法有反电动势法,模型参考自适应,全阶观测器,降阶观测器,卡尔曼滤波等都依赖于电机的参数,不适合在电机低速范围内对速度和位置的估计;另一类就是基于电机凸极效应的高频注入法,不依赖于电机的参数,特别适合在低速范围内对电机位置和速度的估计[1,2,3,4,5,6,7]。

2 永磁同步电机的数学模型

分析正弦波电流控制的调速永磁同步电机时,最常用的方法是dq0轴数学模型,它不仅可用于分析正弦波永磁同步电机的稳态运行性能,还可以分析电机的瞬态性能。

为建立正弦波永磁同步电机的dq0数学模型,首先假设[2]:1)忽略电机铁芯的饱和;2)不计电机中的涡流和磁滞损耗;3)电机的电流为对称的三相正弦波电流。

由交流同步电机数学模型可以得到如下的电压、磁链、电磁转矩和机械运动方程(式中各量为瞬态值)。

电压方程为

$\begin{array}{l}u{}_{\text{s}d}=\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{s}d}}{\text{d}t}-\omega {}_{\text{r}}\Psi {}_{\text{s}q}+R{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}d}\\ u{}_{\text{s}q}=\frac{\text{d}\Psi {}_{\text{s}q}}{\text{d}t}+\omega {}_{\text{r}}\Psi {}_{\text{s}d}+R{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}q}\end{array}(1)$

磁链方程为

Ψsd=Ldisd+Ψf

Ψsq=Lqisq (2)

电磁转矩方程为

${\rm M}{}_{\text{e}}=\frac{3}{2}\frac{p}{2}[\Psi {}_{\text{f}}i{}_q+(L{}_d-L{}_q)i{}_{d}i{}_q](3)$

式中:Rs为定子相电阻;Ld,Lq为直轴电感、交轴电感;ωr为转子角速度;Ψf为永磁磁链;Me为电磁转矩;p为极对数。

3 高频注入法原理

高频电压信号注入法的基本原理(见图1)是向电机的定子绕组中注入一个对称的三相高频旋转电压,电压矢量在电机内产生旋转磁场,并产生高频载波电流。注入信号的角速度要远高于转子旋转角速度。如果电机磁路具有凸极性,那么,就会对注入的高频载波电压信号产生调制作用,调制的结果反映在高频载波电流响应中,使定子电流成为包含转子位置信息的高频载波电流。将这个载波电流解调后,就会提取出有关转子磁极位置的信息,以此来构成闭环控制系统,实现永磁同步电机的无传感器控制[8,9,10]。

在定子两相静止坐标系叠加一个高频电压信号,如下所示:

$V{}_{\text{i}\text{n}}=V{}_{\text{c}}\left[\begin{array}{c}\cos (\omega {}_{\text{c}}t)\\ -\sin (\omega {}_{\text{c}}t)\end{array}\right]=V{}_{\text{c}}\text{e}{}^{-\text{j}\omega {}_{\text{c}}t}(4)$

加在电机上总的电压可以表示为

$\begin{array}{l}V{}_{\alpha \beta }=V{}_{\text{f}}\left[\begin{array}{c}\cos (\omega {}_{\text{e}}t)\\ -\sin (\omega {}_{\text{e}}t)\end{array}\right]+V{}_{\text{c}}\left[\begin{array}{c}\cos (\omega {}_{\text{c}}t)\\ -\sin (\omega {}_{\text{c}}t)\end{array}\right]\\ =V{}_{\text{f}}\text{e}{}^{-\text{j}\omega {}_{\text{e}}t}+V{}_{\text{c}}\text{e}{}^{\text{j}\omega {}_{\text{c}}t}(5)\end{array}$

式中:ωc为注入高频电压的频率;Vc为注入高频电压的幅值;ωe为基波电压的频率;Vf为基波电压的幅值。

由于高频注入信号的频率远远高于向电机供电的基波频率,因此,电机的定子压降可以被忽略,所以注入载波信号的电机模型可以简化为如图2所示。

数学模型可以表示为

$V{}_{\alpha \beta \text{c}}=\overline{\mathit{L}}\frac{\text{d}i{}_{\alpha \beta \text{c}}}{\text{d}t}(6)$

其中电感矩阵为

$\overline{\mathit{L}}=\left[\begin{array}{cc}L-\text{Δ}L\cos (2\theta {}_{\text{r}})& -\text{Δ}L\text{s}\text{i}\text{n}(2\theta {}_{\text{r}})\\ -\text{Δ}L\text{s}\text{i}\text{n}(2\theta {}_{\text{r}})& L+\text{Δ}L\cos (2\theta {}_{\text{r}})\end{array}\right]$

由以上2式可以推导出相应的电流分量为

iαβc=i1pej[θi(t)-π/2]+i1nej[2θr-θi(t)+π/2] (7)

其中$i{}_{1p}=\frac{V{}_{\alpha \beta \text{c}}}{\omega {}_{\text{c}}}\frac{L}{L{}^2-\text{Δ}L{}^2}$

$\begin{array}{l}i{}_{1n}=\frac{V{}_{\alpha \beta \text{c}}}{\omega {}_{\text{c}}}\frac{\text{Δ}L}{L{}^2-\text{Δ}L{}^2}\\ L=\frac{L{}_d+L{}_q}{2}\\ L=\frac{L{}_q-L{}_d}{2}\end{array}$

式中:i1p为正序分量幅值; i1n为负序分量幅值;L为平均电感;ΔL为微分电感;θr为转子角位置。

由式(7)可以看出,只有负序分量包含有跟转子位置信息有关的量。为了提取出包含转子位置信息的负序分量,必须要滤除以下3种分量:基波分量、PWM开关次谐波分量和正序分量。因为基波分量的频率远远低于注入高频信号的频率,PWM开关次谐波分量的频率远远高于高频信号的频率,故这两种分量可以用一个带通滤波器(BPF)来滤除;由于正序分量和负序分量的旋转方向相反,考虑用一个同步轴系滤波器把正序分量转化为一直流分量,通过一个高通滤波器(HPF)给出去,其信号处理过程如图3所示。

把位置误差信息ε作为锁相环(PLL)观测器的输入,锁相环的输出就是转子的位置信号。具体的信号处理过程如图4所示。

图4中:

$\begin{array}{l}\epsilon =i{}_{\beta \text{c}}\cos (2\widehat{\theta }{}_{\text{r}}-\omega {}_{\text{c}}t)-i{}_{\alpha \text{c}}\sin (2\widehat{\theta }{}_{\text{r}}-\omega {}_{\text{c}}t)\\ ={\rm I}{}_{\text{c}0}\sin [2(\omega {}_{\text{c}}t-\widehat{\theta }{}_{\text{r}})]+{\rm I}{}_{\text{c}1}\sin [2(\theta {}_{\text{r}}-\widehat{\theta }{}_{\text{r}})](8)\end{array}$

由式(8)可以看出,第一项分量不包括转子位置信息,是高频分量,可以通过一个低通滤波器(LPF)除去,则

$\epsilon {}_{\theta }={\rm I}{}_{\text{c}1}\sin [2(\theta {}_{\text{r}}-\widehat{\theta }{}_{\text{r}})](9)$

由式(9)可以看出,只要使误差信号ε0近似等于零,那么估计的转子位置就可以近似等于实际的转子位置。

4 转子位置检测

传统的高频注入法虽然被广泛地应用在永磁同步电动机低速无传感器控制系统中,但是在估计转子位置过程中仍然有一个问题。问题的根源是在辨识过程中有两个稳定点N极和S极,而传统的高频注入法是无法区别出N极或是S极的;一旦辨识出的初始位置跟S极重合了,输出转矩的方向就会被改变,系统就会不稳定。因此,必须摒弃传统的位置提取方法。

由永磁同步机的凸极效应和注入的高频电压矢量共同作用,生成的高频电流分量只列出以下4项[10,11,12,13,14]:

iαβc≈i1pej(ωc-π/2)+i1nej(-ωct+2θr+π/2)+

i2pej(2ωct-θr+φ2p)+i2nej(-2ωct+3θr+φ2n) (10)

式中:i1p为一次正序分量幅值;i1n为一次负序分量幅值;i2p为二次正序分量幅值;i2n为二次负序分量幅值。

$\phi {}_{2p,2n}=\arctan [\frac{\text{d}(1/L{}_q)/\text{d}\lambda {}_q}{1/L{}_d-3\lambda {}_{\text{f}}d(1/L{}_q)/d\lambda {}_d}]$

在这4个分量当中,只有一次正序分量不包含转子位置信息,由于传统方法是用一次负序分量来提取转子位置信息,所以这2个分量都可以用带通滤波器除去;又因为二次正序分量包含的转子信息是θr,而二次负序分量包括的是3θr,因此,选择二次正序分量来提取转子位置信息。其信号处理过程与传统的旋转高频电压注入法的方法相类似,过程如图5所示。

由图5可以得出一个位置误差信号ξ

$\xi =i{}_{2p}\text{e}{}^{i(\widehat{\theta }{}_{\text{r}}-\theta {}_{\text{r}}+\phi {}_{2p})}(11)$

取误差信号ξ的实部ξr为

$\xi {}_{\text{r}}=\cos (\widehat{\theta }{}_{\text{r}}-\theta {}_{\text{r}}+\phi {}_{2p})(12)$

如果$-\frac{\text{π}}{2}<(\widehat{\theta }{}_{\text{r}}-\theta +\phi {}_{2p})<\frac{\text{π}}{2}$或ξr>0,这时候,估出的稳定点是转子磁极的N极。当$(\widehat{\theta }{}_{\text{r}}-\theta +\phi {}_{2p})<-\frac{\text{π}}{2}$或$(\widehat{\theta }{}_{\text{r}}-\theta +\phi {}_{2p})>\frac{\text{π}}{2}$或ξr<0,此时,估出的稳定点是转子磁极的S极,转子初始位置位于相反的方向,实际的位置信号需要补偿才能得到。

5 实验结果

本实验采用一台4极的内埋式永磁同步电机,利用Dspace 1104永磁同步电机实验平台对本文所提出的方法进行了验证,实验电机的参数为:额定功率1.5 kW,额定速度1 500 r/min,额定电压190 V,额定转矩9.55 N·m,额定电流6.1 A,极对数2,相电阻1.64 Ω,直轴电感15.48 mH,交轴电感25.8 mH,永磁磁链0.42 Wb,转动惯量0.001 469 kg·m2,粘滞系数0.000 303 5 N·m·s。

给电机注入频率是500 Hz,幅值为20 V的三相对称的高频电压信号,延迟1.5 s再通入三相基波电流,测得的实验波形如图6～图8所示。

从图6中可以看出,此时电机转子的位置刚好在零位,实测的转子位置、补偿后的转子估计位置和估计的转子位置刚好重合,不需要补偿。根据前面的理论推导,此时的比较值应该为正,正好跟实验所得的结果一致,证实了如果比较值为正,由高频注入法估计出的转子位置不需要补偿。

从图7中可以看出,此时电机转子的位置不在零位,实测的转子位置与补偿后的转子估计位置一致,而与估计的转子位置差180°。由前面的理论可知,此时的比较值应该是小于零的,正好跟实验所得的结果吻合,证实了如果比较值为负,由高频注入法估计出的转子位置需要补偿。

图8给出的是实验过程中测试的α,β轴电流,从图8中可以看出,对应于转子位置信息,α轴电流在转子位置为0°或180°时最大,反之,β轴电流最小,跟理论相一致。同时,证实了高频注入法可以在低速阶段(f=2 Hz)实现对位置的精确估计。

从以上的实验数据可以看出,高频注入法可以完全实现在低速阶段对永磁同步机位置的精确估计,同时,对转子的位置误差信号实现了很好的补偿,从而验证了本文提出方法的有效性,进一步扩大了高频注入法的应用范围,具有很好的市场前景。

6 结论

本文提出了一种基于高频信号注入法转子初始位置补偿方法。通过分析高频电压信号注入的原理,包含转子位置信息的高频载波电流除了有一次载波负序分量,还有二次载波正、负序分量,提取二次负序分量来判断转子位置是否需要补偿。按照此方法,基于Dspace 1104永磁同步机实验平台,进行了相关的实验。由以上实验数据表明,此方法在低速阶段能很好地实现对电机位置误差的补偿。

高频信号 篇9

1 绪论

高频小信号谐振放大器的功能是放大各种无线电设备中的高频小信号,以便后面各级电路对信号作进一步的变换和处理。所谓高频信号是指中心频率在几百千赫兹到几百兆赫兹范围内,频谱宽度在几千赫兹到几十兆赫兹的范围内的信号。高频小信号谐振放大器其负载通常是具有选频作用的LC调谐回路[2]。

高频小信号放大器可由分立元件构成也可由集成电路构成。以分立元件为主的高频放大器,单个晶体管的最高工作频率可以很高,线路也较简单,目前应用仍很广泛。现有的设计方法需要大量复杂的运算,且对放大电路部分输入、输出匹配电阻的确定需应用作图方法来确定,硬件设计结束才可测定指标,设计中不易保证电路设计的可靠性。本文基于这一点采用晶体管的高频y参数等效电路,利用MATLAB进行了性能仿真和分析。大大提高了设计效率的同时保证了电路设计的质量。

2 单管单调谐高频小信号放大器的MATLAB仿真

2.1 单管单调谐高频小信号放大器基本电路与工作原理[3,4]

单管单调谐放大的电路如图1所示。图1(a)中,Ui、Rb1、Rb2、Re组成稳定工作点的分压式偏置电路,Ce为高频旁路电容,初级电感L和电容C组成的并联谐振回路作为放大器的集电极负载。可以看出,三极管的输出端采用了部分接入的方式,以减小它们的接入对回路Q值和谐振频率的影响(其影响是Q值下降,增益减小,谐振频率变化)从而提高了电路的稳定性,且使前后级的阻抗匹配。

在工作频率比较高的情况下,晶体管内部的反馈是不能忽略的,这种反馈往往是放大器产生自激的原因,因此在分析调谐放大器时,通常采用晶体管的高频y参数等效电路,如图2所示:

y参数的优点:没有涉及晶体管内部的物理过程,适用于任何四端(三端)器件。

y参数的缺点:随频率变化,物理含义不明显。

晶体管的高频y参数可以测量出来,也可以由混合π型参数推出,其表达式为:

其中gb'e=1/rb'c,gb'c=1/rb'e,gce=1/rce

以一个LC谐振回路作为负载的放大器称为单调谐放大器,单调谐放大器的交流等效电路如图3所示,其电压增益和输入导纳的表达式分别为

其中,。

2.2 MATLAB软件仿真[3]

对晶体管单调谐放大器的交流等效电路的分析,建立了数学模型后,通过MATLAB对该数学模型进行仿真,根据图3所示的等效电路来分析晶体管单调谐放大器的增益和输入导纳。在仿真过程中,使用了MATLAB的符号运算。

首先定义函数resonance,其用法是:

%输入参数:(其中电阻的单位为Ω,电容的单位均F,电感的单位为H)

%Cc集电极电容,ft晶体管的特征频率

%Ic集电极电流,单位为m A,rbc集电极交流电阻

%h=[hie hre;hfe hoe];晶体管的h参数

%输出参数:

%Av=vc/vb放大器的电压增益,Yi放大器的输入导纳

在电路仿真中,定义一些参数,当然,这些参数也可以通过GDI自定义输入。

混合π型参数初始化:

通过MATLAB符号运算得到Y参数:

Av放大器的电压增益的计算:

Yi放大器的输入导纳的计算

利用MATLAB的绘图功能,可以画出缺省参数时的运算结果如图4所示,其中包括了谐振频率、最大增益、矩形系数(用来表示放大的选择性)、输入电导和输入电纳。特别需要注意的是:在频率低于谐振频率时,输入电导有可能为负值(所谓负阻),这表示由于内部反馈的存在,晶体管本身实际上是个双向网络,在多级单调谐放大器级连的情况下,负阻现象的出现有可能使谐振放大器处于自激状态。

3 小结

通过MATLAB强大的数学符号运算和其有力的绘图工具,结合单管单调谐放大的电路的模型的建立,对单管单调谐放大电路进行分析。同样,如果建立多管调谐放大电路的数学模型,也可以进行类似的分析。提高了对高频小信号放大器的分析,对设计高频小信号放大器可以先仿真,再设计电路实现,提高的高频小信号放大电路设计的效率。

摘要：通过对单晶体管单调谐高频小信号放大器基本电路与工作原理的分析,建立单调谐高频小信号放大器电路的数学模型。采用晶体管的高频参数等效电路,利用MATLAB进行了性能仿真和分析,给出了高频小信号放大器电路的仿真代码,提高设计效率的同时保证电路设计的质量。

关键词：单调谐放大器,MATLAB,仿真

参考文献

[1]田富国.浅谈MATLAB在电路分析中的应用[J].数字技术与应用,2010(03):77-78.

[2]任青莲.高频小信号放大器的设计与仿真[J].计算机仿真,2009(12):315-319.

[3]车晴.电子系统仿真与MATLAB[M].北京广播学院出版社,2002.