双路供电（精选6篇）
双路供电 篇1
河北亿达煤焦有限公司
10万吨/年苯加氢项目双路供电申请
供电所：
河北亿达煤焦有限公司在各级政府的大力支持下，于2011年4月在大峪镇蔺家沟北新建10万吨/年苯加氢项目，该项目已列入河北省重点项目，计划总投资32000万元，该项目采用先进的低温加氢技术，工艺技术先进，产品收率高，市场前景好。
根据供配电系统设计规范 GB50052－95符合下列情况之一时，应为一级负荷：
1．中断供电将造成人身伤亡时。
2．中断供电将在政治、经济上造成重大损失时.例如：重大设备损坏、重大产品报废、用重要原料生产的产品大量报废、国民经济中重点企业的连续生产过程被打乱需要长时间才能恢复等。3．中断供电将影响有重大政治、经济意义的用电单位的正常工作.例如：重要交通枢纽、重要通信枢纽、重要宾馆、大型体育场馆、经常用于国际活动的大量人员集中的公共场所等用电单位中的重要电力负荷。
在一级负荷中,当中断供电将发生中毒、爆炸和火灾等情况的负荷,以及特别重要场所的不允许中断供电的负荷,应视为特别重要的负荷。
一级负荷的供电电源应符合下列规定：
1、一级负荷应由两个电源供电；当一个电源发生故障时，另一个电源不应同时受到损坏。
2、一级负荷中特别重要的负荷，除由两个电源供电外，尚应增设应急电源，并严禁将其它负荷接入应急供电系统。
本企业该项目属于危险的化工项目，当中断供电将发生中毒、爆炸和火灾情况的负荷，对企业的连续生产和设备运行将产生严重影响，直接影响企业的安全运行。很据以上配电系统设计规范和本企业的实际情况，本企业该项目属于一级负荷中特别重要的负荷，特提出双路供电的申请。
河北亿达煤焦有限公司
2011年4月23日
双路供电 篇2
在电力系统中广泛采用备用电源自动投入装置, 保证供电连续性方面取得了较好的成效。目前县市级医院大多数都采用一路电源供电, 当电路发生故障和线路检修时, 医院用电得不到有效的保障, 影响到病人的安全治疗, 产生了医疗安全隐患, 同时也容易产生医疗纠份。采用备用电源自动投入装置系统, 医院用电的连续性和可靠性会得到很大提高。
2 根据对所在地区92家县市级医院调查
调查显示采用了双电源自动切换供电系统的只有6家, 占6%, 采用发电机作为备用电源的有65家, 占71%, 其它方式21家, 占23%。目前县市级的医院主要是用发电机作为备用电源, 当市电停止供电后, 医院需要用备用发电机发电, 给部分重要科室进行局部供电, 比如手术室、新生儿科等。一般情况下停电后, 需要20min才能完成从发电到正常供电, 这样不仅影响了患者在就诊时的治疗, 而且容易引发医疗安全事故, 如果此时遇到病人在手术中或是病人正在抢救中, 就会对病人产生严重伤害, 造成不良的后果, 由此而产生的医疗纠纷也时有发生, 使医生和患者的关系更为紧张, 据统计医院因停电造成的医疗安全纠纷正逐渐增多, 一方面是因为医院在对病人治疗、手术、抢救时, 需要运用大量的医疗设备, 而这些设备都必须用电才能正常工作, 这样造成了对供电依赖程度不断在提高, 另一方面病人的法律和维权意识也在增强, 此类纠纷产生后, 一般是由医院承担赔偿责任, 没有对供电公司的责任进行追究, 给医院造成了很大的压力。现在县级医院备用供电设备以发电机为主, 设备大多没有专人值守, 采用发电机供电可能需要更长的时间, 所以对县级医院实行双路电源自动转换供电, 具有非常重要的意义。县级医院供电情况一般比较稳定, 全年因线路检修和故障停电10次到20次, 累计约为40小时, 而县级变电站停电造成各条供电线路都不能供电的情况5年到10年发生1次, 停电的原因大多是因为线路检修和故障引起, 不同线路同时产生故障的概率极小, 所以采用双路电源自动转换供电, 基本能够满足医院的供电要求。故障停电往往是非常突然, 没有预先知道情况, 停电后采用自备发电机供电在时间上不能满足医院临床科室对供电连续性的要求, 也极容易引起医疗纠纷, 采用双路电源自动转换装置系统后, 可保证医院供电的质量、连续性和可靠性。
3 双路电源自动转换工作原理及装置
3.1 工作原理是在原有的供电线路之外, 从电力公司另外增加一条备用线路, 通过双电源自动转换开关, 在主供电线路发生停电时, 自动转换到备用线路上, 转换时间小于0.2s, 完成电源不间断供电。
3.2 要实现双电源自动转换, 所需的电力设备有:变压器2个, 输电线路 (根据实际情况) , 配电柜一个, 双电源自动转换开关一个, 其它配件。其中主要设备是双电源自动转换开关, 用于常用电源和备用电源之间的转换, 要求电源转换开关的操作机构不应使负载电路与常用电源或备用电源长期断开, 电源转换开关应提供指示所连接 (常用或备用) 电源位置的辅助触头。双电源自动转换开关, 由一个 (或几个) 转换开关电器和其他必需的电器 (转换控制器) 组成, 用于监测电源电路、并将一个或几个负载电路从一个电源转换至另一个电源的开关电器。我国国家标准以及IEC标准将ATSE分类为PC级和CB级两个级别, 由于CB级ATSE存在着体积大, 动作速度慢, 机械联锁可靠性较差等缺点, 其应用领域正在逐步缩小, 而PC级ATSE由于其结构简单, 体积小, 自身联锁, 转换速度快, 安全, 可靠性已成为ATSE的主流。电动式专用转换开关是PC级ATSE, 其主体为符合隔离开关, 为机电一体式开关电器, 转换由电机驱动, 转换过程中平稳且速度快。
4 结论
实现双路电源自动转换后, 在一条线路发生故障或是检修时, 备用电源可以完成自由转换, 转换时间不会高于0.2秒, 不会影响医院用电设备的正常使用, 能够确保医院不会因为停电而产生医疗事故或医疗纠纷, 也有力地保障了广大就诊病人的生命安全。
摘要：目前县级医院供电系统大多数都采用一路电源供电, 当供电线路发生故障和电力线路检修时, 医院用电得不到有效的保障, 影响到病人的安全治疗, 产生了医疗安全隐患, 同时也容易产生医疗纠份。随着医院的发展, 对供电的质量、连续性和可靠性的要求越来越高, 采用备用电源自动投入装置, 来保证医院供电连续性, 可以有效防止因停电而产生的医疗安全隐患。
双路供电 篇3
1 视频图像采集系统设计
图像采集部分采用SAA7113, 它的功能是将输入的复合视频信号采样作A/D变换, 通过8位数据总线输出变换结果, 同时输出相应的各种同步信号。
对于该芯片, 重点在于I2C总线控制、输出信号的格式及相关时序问题。SAA7113具有I2C总线控制端口, 通过I2C总线对其内部寄存器进行配置, 从而完全控制SAA7113的运行。
I2C协议中器件的地址是7位, 加上读写位 (写为“0", 读为“1”) 构成一个完整的字节。默认情况下, 即SAA7113的RTS0没有通过一个3.3k欧姆电阻下拉到地时, 其器件地址是0100 101, 末尾加上读“1”和写“0”位后, 器件地址分别为:写地址01001010 (4AH) 和读地址0100 1011 (4BH) 。如果RTS0有下拉电阻到地时, 器件写地址为48H;器件读地址为49H。从地址是器件内部分配的控制字寄存器的地址。SAA7113提供00H-1FH.40H-62H共43个控制字寄存器。
对SAA7113控制字寄存器读操作比写操作复杂。读操作分为两步进行:首先产生一个开始信号, 完成对器件地址和从地址的写操作, 主器件收到应答位之后, 接着需要重新发送一个开始信号和4BH (器件地址+读) 字节, SAA7113收到后发出应答信号, 从地址的控制字单元数据就从SDA线上输出, 开始接收数据;数据传输结束时发送终止信号。这里需要注意的是, 虽然是读操作, 但仍然要先写入从地址的值。写控制字时, 首先产生一个开始信号, 送出4A (器件地址+写) 的指令, 收到一个应答位之后, 送出要进行写操作的从地址, 同样收到应答位后, 输出要写的内容, 再次收到应答, 产生停止信号。整个配置流程图如图1所示:
2 视频信号图像处理系统设计
本设计有两路视频数据的输入, 分别为:左路视频和右路视频。当FPGA进行视频信号处理设计时, 经过FPGA预处理的两路图像数据分别先存储在左FIFO存储器和右FIFO存储器上, 经过视频编码后, 然后按照设定好的时序逻辑把两路视频信号和同步信号发送到SDRAM存储器中。按照时序逻辑再把SDRAM中的图像数据提出来存在输出FIFO存储器中。
总体框图如图2所示:
2.1 FIFO方面设计
由于后续处理是另外一个时钟域, 所以存在两个时钟域之间的握手问题, 通常运用一个异步FIFO来实现两个时钟域的握手。
异步FIFO缓冲来自SAA7113的数字视频数据流, 因此SAA7113需要与FIFO进行接口。除了将SAA71113的数字视频输出总线VPO与FIFO的输入数据总线相连外, SAA7113还要为异步FIFO提供写使能信号wrreq和写时钟信号wclk。SAA7113在每个LLC的上升沿将数字视频数据打入VPO总线, 所以LLC可以作为FIFO的写时钟信号wclk。SAA7113没有输出专门的写使能信号连接到FIFO的写使能输入wrreq, wrreq必须由SAA7113输出的其它信号经过逻辑变换得到。SAA7113可以通过I2C接口配置, 使RST0和RST1输出行消隐信号HREF和场消隐信号VREF, 在HREF和VREF为低电平时SAA7113芯片VPO总线输出的是行消隐或场消隐数据, 不需要接收。这样综合考虑后, 在系统中用VREF和HREF的逻辑与 (wrreq=VREF&HREF) 关系作为异步FIFO的写使能信号wrreq, 按照此办法就可以将有效视频数据写入到异步FIFO中去。
2.2 I2C接口配置模块设计
设计该模块时需要严格按照I2C总线的时序规范进行, 否则接口不能成功。通过I2C总线写数据位可以分为下面几个状态:空闲、等待开始、产生起始信号、置数据位SDA、产生时钟SCL、保持数据位SDA、接收应答和产生停止信号。
整个过程如图3所示:
2.3 时钟频率变换的设计方案
在视频合成的过程中, 视频输入的时钟频率和视频输出的时钟频率是不一样的。本系统采用LFXP6C内部的时钟锁相环实现视频信号帧频100Hz的倍频。因为来自SAA7113的视频信号为50Hz, 时钟频率为27M, 将此时钟送至PLL作为的输入时钟。因为视频输出要求达到100Hz, 可以采用对FPGA编程的方法实现倍频, 生成54M的时钟信号。
2.4 视频解码模块
视频解码模块用来对异步FIFO模块送来的频流进行解码, 识别出行、场参考信号和图像数据, 并且根据系统需要选择采集图像的大小。
采用Verilog语言实现的视频解码模块的module声明:
2.5 SDRAM存储器控制模块的设计
SDRAM存储器控制模块的主要功能有两方面:一是仲裁写SDRAM存储器的写请求信号和读SDRAM存储器的读请求信号, 二是产生SDRAM存储器控制信号。SDRAM控制器完成初始化、读写和刷新操作, 完成视频采集、视频处理模块与SDRAM的接口。
读写时序:我们以场同步信号VS的二分频VS/2为两帧存储器轮换读写的控制信号, 假设编码模块A在信号VS/2为低电平时写入数据、高电平读出数据, 那么编码模块B就应该是在VS/2为高电平时写入数据、低电平时读出数据。如图4所示
2.6 噪声处理模块的设计
本系统采用Verilog硬件描述语言对快速中值滤波算法进行设计。多次调用起到排序目的任务的Verilog源代码为:
3 结束语
本文以FPGA作为图像处理器, 完成图像的接收, 存储, 处理及各种接口的控制。选用SDRAM作为缓冲存储单元, 速度快, 保证了系统的实时性要求。同时由于SDRAM的行列地址复用等特点, 采用FPGA作为核心处理器, 在一片FPGA内设计了SDRAM的读、写切换控制器, 实现了对双路视频信号的采集及处理功能。
参考文献
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[3]刘文耀.光电图像处理.北京:电子工业出版社.2002.
双路供电 篇4
白光干涉法是高精度测距方法,不仅可以实现绝对位置测量[1],而且具有分辨率高、抗干扰能力强、精度高等优点,因而受到重视[2]。传统的白光干涉谱处理方法是极值法[3]:多次测量信号取平均提高信噪比,低通滤波去除噪声,解调干涉信号,找出极值点位置从而获得厚度信息。这种方法在理论上是严密的,但在测量金属箔厚度的具体应用中[4],待测箔带表面反射率不高、测量速度要求较高且距离范围大,导致光谱信号的信噪比较低且光程差变化范围大,虽然采取了多种措施,对数据进行预处理,但在极值点定位不准时结果仍会有较大的误差。为改善这种情况,得到可靠性及精度更高的结果,提出了一种最小均方差意义下的白光干涉谱数据处理方法。理论仿真和实验结果表明,新的白光干涉数据处理方法具有抗噪能力强、精度较高和可测量范围大等优点,可以达到实用的要求。
1 测量系统原理与传统极值法
1.1 测量系统及原理
双路差分白光干涉金属超薄带测厚系统是由白光光源及光纤系统、双路差分白光Michelson干涉系统、光谱信号接收和数据处理系统等组成。光源发出的宽光谱白光经光纤分束后分别入射到Michelson干涉仪Ⅰ和Ⅱ,由反射镜M1和箔带上表面反射及反射镜M2和箔带下表面反射回来的相干光形成两组干涉信号,分别被光谱仪1(Spectrometer 1)、2(Spectrometer 2)实时记录,由于光谱仪具有按波长分光谱的功能,因此可以获得两组光强相对于波长的分布信息,该数据信息最终被送入计算机进行数据处理,分析运算,求得金属箔带厚度。
设金属箔带厚度为h,金属箔带上表面距离分束镜BS1为a,反射镜M1距离分束镜BS1为b,金属箔带下表面距离分束镜BS2为c,反射镜M2距离分束镜BS2为d。光源WLS发出白光通过1×2光纤分成两束,分别经干涉系统Michelson干涉仪Ⅰ和Ⅱ后被Spectrometer 1和2接收。两干涉仪的光程差(依次记为δ1和δ2)连续可调,经Michelson干涉仪Ⅰ干涉后Spectrometer 1接收到的干涉谱强度可为
经Michelson干涉仪Ⅱ干涉后Spectrometer 2接收到的干涉谱强度可表示为
其中:I0(λ)为白光光源的输出强度;λ为光源波长;R1,R2分别为1×2光纤分光比;x1,y1分别为与波长相关的反射镜M1和被测箔带上表面的反射系数;x2,y2分别为与波长相关的反射镜M2和被测箔带下表面的反射系数;干涉仪Ⅰ光程差δ1=2(b-a),γ(δ1)为干涉仪Ⅰ的干涉调制系数,与光源的光谱分布有关,决定了干涉仪Ⅰ干涉条纹的对比度;干涉仪Ⅱ光程差δ2=2(d-c),γ(δ2)为干涉仪Ⅱ的干涉调制系数,它决定了干涉仪Ⅱ干涉条纹的对比度。由上式可知,光谱仪接收到的干涉谱是被干涉调制系数调制的余弦函数。如果能从中解调出有用的交流成份[5,6],利用曲线拟合法求得光强极大值对应的波长[7],则可以根据极值法原理分别求出光程差δ1和δ2。由于a+c+h和b+d的值已经确定,根据几何关系可以得到待测箔带厚度h[8]。
1.2 传统极值法原理
根据连续光谱干涉理论[9],空气中传播的两束白光发生干涉,不同波长的光同时发生干涉现象,当光程差满足δ=mλ,其中m=0,±1,±2,…,干涉光强为极大值,形成亮条纹。假设极大值点处对应的波长依次为λ[i],极值点个数为N;则可得出含有N个方程的方程组
式中:m为整数,C为常数,i=1,2,3…N。将第i+k个方程减第i个方程消去m、C,得到N-k个δ的数值
式中:k为小于N的正整数,j=1,2,3…N-k。将δ[j]累加并取平均可得光程差为
若找到相邻极大值点的波长位置分别为λ1,λ2,且λ1<λ2,则光程差为
假定λ1是准确的,λ2的位置存在∆λ的误差,则由此引起的计算误差为
当光程差越大时,相邻的两峰值间的距离越小,则由相同∆λ引起的计算误差越大。因此,用传统极值法处理白光干涉谱数据时,由于噪声的影响,极值点的定位准确与否,严重影响计算结果的精度。
2 最小均方差白光干涉谱数据处理方法
2.1 计算原理
白光干涉后的光强数据经过滤波,归一化等预处理后服从下式分布
可以考虑用一个理论光程差代入该式来拟合预处理后的数据。但由于噪声等因素的影响,测量值不可能与拟合值完全一致。但在均方差最小意义下,可以找到一个拟合光程差,使其拟合精度最高,与实测值最接近。假定在理论光程差为δ0的情况下,用δ来拟合,在对应波长处的光强值与理论值会出现误差,求出对应数据的均方差,用∆I表示,结果如下式
式(9)在数学上不可积,不能在解析式中得出δ-δ0与∆I之间的关系。为方便讨论两者之间的关系,采用USB2000光纤光谱仪接收干涉谱数据时,每次测量的波长范围及采样情况相同,因此,采用如下仿真方法则不影响结果的普遍性。即在一个合理的范围内(10～100µm)假定一个理论值δ0作为拟合值,把式(9)改为求和形式
式中M为λ的采样个数。
在δ0固定时,把δ=δ0+∆δ代入式(10),计算∆δ变化时对应∆I的值,∆δ以nm为单位,仿真结果如图2所示。∆I是光强的相对值。图中A、B、C、D、E、F、G为局部极小值位置,表1为这些极小值点对应的坐标数据。从表1可以看出,∆I的极小值的大小随∆δ绝对值的增加而加大。
改变δ0的值,重复上面的仿真过程,得到∆I局部极小位置的横坐标如表2所示,其纵坐标的规律也如表1列出的相似,在此不再列出。从表2可知,在不同δ0的情况下,极小值点横坐标改变不大,即它们之间的间隔大小有规律可循,且与δ0的值关系不大,这一点对后面提出的计算方法具有重要的意义。
分析这些数据,可以得到两个重要的规律:
1)∆I极小值的大小随∆δ绝对值的增加而增大;2)∆I的值随∆δ的改变有周期性的规律。
由规律1)可得如果求到的∆I最小,则可断定该δ是最接近实际光程差。这两个规律是设计本算法的理论依据。由此,可得到如下数据处理算法:将预处理后的测量值代入式(10)中,再根据极值法算出一个初始δ,使其收敛到一个使∆I极小的δ;再以此为基础,根据规律的第二点,由于极小值之间的间隔相对固定,可以改变一个合理的固定间隔,以该δ为初始值后,令它收敛到相邻的另一个使∆I极小的δ处,比较这两个极小值,根据规律的第一点,可以决定下一次改变的方向,最终可以收敛到使∆I最小的δ,即图2中的D点,这就是要测量的光程差。具体处理步骤为:
1)给定一个初始δ,按式(10)计算出一个∆I1;2)在此δ基础上,根据精度要求改变一个步长,再计算出一个∆I2;3)比较∆I1和∆I2的大小,根据结果确定步长的改变方向,即当∆I1>∆I2时,说明步长改变方向正确,而当∆I1<∆I2时,则要向相反方向改变步长;4)重复上述步骤,直到向任何方向改变∆I都变大,此时找到一个∆I的极小值及其对应的δ;5)以此δ为基准,以仿真结果极小值之间间隔的2/3改变其值,再以此为初始的δ,重复1)～4)步骤,可以得到另外一个相邻∆I的极小值及其对应的δ;6)比较两个极小∆I的值,如果∆I的值减小,说明第五步改变步长的方向正确,再在此方向上改变,否则,改变方向再试一次;7)重复5)、6)步,最后,可以找到结论中第二点指出的全局∆I最小的值及其对应的δ,该δ即是对应测量数据较精确的光程差。
由于该算法使用了全部可用的测量数据,而且从统计角度来说,由于噪声的随机性,对每一个拟合的δ来说,噪声对式(10)的影响是一样的,所以这种算法的抗噪声能力是很强的。
2.2 实验验证
图3(a)给出实验过程采集到的一组白光干涉谱数据,数据在短波与长波区域信噪比较小,故对其进行归一化预处理时,波长数据范围选取530∼900 nm。归一化处理后的结果如图3(b)所示。
(a)USB2000光纤光谱仪测量的白光干涉谱数据曲线;(b)测量数据(a)中段预处理后的数据曲线
图4是以极值法计算的光程差为参考中心计算式(10)后得到的数据结果。比较图2和图4,可以看出,用该方法处理实际测量数据,得到的结果反映了图2所示的规律,即可以用这种算法来处理测量数据。由于测量数据存在误差和噪声,该结果与仿真数据略有差异,但不影响该方法在实际数据处理中的应用。
3 结论
在分析传统极值法处理白光干涉谱数据差最小意义下的新的数据处理方法,该方法首先对干涉谱测量值进行滤波、归一化处理初步减小噪声及低频光强变化的影响,并用传统极值法求得的光程差作为初值。然后求归一化后的干涉谱与基于初值的理想干涉谱之间的均方差,当干涉谱的光程差的某个估计值与实际值最接近时,对应的干涉谱的均方差最小。通过逼近法获得均方差最小时对应的估计值。经过理论仿真和实验验证,结果表明,以均方差最小作为计算值与真实值最接近的判据,在实际白光干涉数据处理中是可行的,而且有效地提高了信噪比,比目前常用的极值法具有较强的抗噪声能力,在需要高精度处理结果时可以使用。该算法的不足之处是费时较长,如果用在实时处理的场合,则对该算法要进行一定程度的优化,以适合实际测量的需要。
摘要：差分白光干涉法测量极薄金属带材厚度时,为了克服传统极值法在白光干涉谱数据处理中抗噪声能力差的缺点,提出了一种基于最小均方差(MMSE)意义下的小波变换处理方法。该方法首先对干涉谱测量值进行归一化处理,消除低频光强变化的影响,并用极值法求得光程差(OPD)的初值。然后求归一化后的干涉谱与基于初值的理想干涉谱之间的均方差,当干涉谱的光程差的某个估计值与实际值最接近时,对应的干涉谱的均方差最小。通过逼近法获得均方差最小时对应的估计值。数值仿真和实验结果表明,利用该方法处理差分白光干涉谱数据,可以获得优于极值法的更高的数据精度,而且有效地提高了信噪比。
关键词：差分白光干涉,双路,干涉谱,小波变换,均方差,数据处理,信噪比
参考文献
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双路供电 篇5
随着科学技术的发展, 广播电视发射台的功率越来越大, 对安全传输发射的要求越来越严格。根据实际运行中存在的问题, 结合自动化原理知识, 我们自主设计安装双路电源监测报警装置, 实现对供电线路的实时动态监测, 从而提高了电台供电的可靠性。
二、双路电源监测报警装置原理
图1、3中:a、b、c分别引自各路进线隔离及PT柜电压互感器 (线路PT) 二次侧A611、B611、C611;K1、K3为3P交流空气开关;YA1、YA2、YA3、YA4、YA5、YA6为电压继电器。
图2、4中:引自整流屏为装置电源;ZJ3、ZJ4为中间继电器;K2、K4为2P直流空气开关;SJ1、SJ2为时间继电器。
图5中:引自整流屏为装置电源;K6为2P直流空气开关;ZJ3-3、ZJ4-3、ZJ2-1为中间继电器常闭触点, ZJ2-2为中间继电器常开触点;ZJ2为中间继电器;SJ1-1、SJ2-1为时间继电器延时闭合触点;HR1、HR2为指示灯;DL为警铃;SB1、SB2为按钮。
图6中:引自整流屏为装置电源;K5为2P直流空气开关;ZJ3-2、ZJ4-2、ZJ1-2、ZJ-2、ZJ1-1、ZJ-1为中间继电器常开触点;YA2、YA3、YA4、YA5为电压继电器常闭触点;ZJ1、ZJ为中间继电器;HR3、HR4、HR5、HR6、HR7、HR8、HR9、HR10、HR11、HR12、HR13为指示灯;DD为警笛;SB3、SB4、SB5为按钮。
三、回路说明
1 两路电源同时正常运行时, YA1、YA2、YA3、YA4、YA5、YA6电压继电器线圈同时得电, 继电器常闭触点断开。
2 试验回路。为了实时检测、判断、检验装置工作是否正常, 确保装置实时发挥作用, 我们在装置中设计了试验按钮。在正常运行时, HR7、HR2灯亮, 作为电源指示;当按下SB3 (或SB1) 时, 电源经723 (733) →SB3 (SB1) →725 (735) →ZJ1-1 (ZJ2-1) →727 (737) →DD (DL) , 电笛 (或电铃) 报警。
3 音响消除。当线路失电或得电, 电笛或电铃报警后, 按下SB4或SB2, 电源经723 (733) →SB4 (SB2) →729 (739) 使ZJ1 (ZJ2) 线圈得电吸合, ZJ1-2 (ZJ2-2) 得电自保, ZJ1-1 (ZJ2-1) 断开使电铃或电笛失电从而达到消除音响的目的。
四、双路电源来电监测分析
双路电源来电分两种情况:
1 当某一路电源正常, 另一路电源失电后来电的情况分析
本文仅以第一路电源失电后来电, 第二路电源正常为例说明。
(1) 图2中, 第一路电源失电后, 中间继电器ZJ3线圈得电, ZJ3-1常开触点得电闭合, SJ1线圈得电, 图5中SJ1-1延时触点闭合, 为来电报警提供准备。
(2) 来电后, 电压继电器YA1、YA2、YA3常闭触点断开;中间继电器ZJ3线圈失电返回;继电器ZJ3-1常开触点断开;时间继电器SJ1线圈失电返回。
(3) 图5中, 中间继电器ZJ3-3常闭触点失电闭合, 电源经733→ZJ3-3→753→SJ1-1→735→ZJ2-1→737→DL, 警铃报警。此时, 电压继电器常开触点YA2-1得电吸合, HR5指示灯点亮, 提示第一路电源已来电 (如图6所示) 。
(4) 按下SB2按钮解除音响, 电源经733→SB2→739→ZJ2使ZJ2线圈得电, ZJ2-2得电自保, ZJ2-1断开使电笛失电, 此时, HR1告警指示灯亮。
(5) 经过整定时间后, 时间继电器SJ1-1延时触点断开 (注:时间继电器SJ1-1触点为得电瞬时闭合, 失电延时断开) , 电铃DL失电, 停止报警, HR1告警指示灯熄灭。
2 两路电源失电, 其中第一路电源来电的情况分析
本文仅以第一路电源来电分析, 第二路电源来电与此相同。
(1) 通过以上的分析, 两路电源都失电后, YA1、YA2、YA3、YA4、YA5、YA6电压继电器线圈失电, 常闭触点闭合, 中间继电器ZJ3、ZJ4线圈得电;ZJ3-1、ZJ4-1常开触点闭合, 时间继电器SJ1SJ2线圈得电吸合, 延时触点SJ1-1SJ2-1闭合 (如图2、图4所示) 。
(2) 图2中, 来电后, 电压继电器YA1、YA2、YA3常闭触点断开;中间继电器ZJ3线圈失电返回;继电器ZJ3-1常开触点断开;时间继电器SJ1线圈失电返回。
(3) 图5中, 中间继电器ZJ3-3常闭触点失电闭合, 电源经733→ZJ3-3→753→SJ1-1→735→ZJ2-1→737→DL, 警铃报警。此时, 电压继电器常开触点YA2-1得电吸合, HR5指示灯点亮, 提示第一路电源已来电 (如图6所示) 。
(4) 按下SB2按钮解除音响, 电源经733→SB2→739→ZJ2使ZJ2线圈得电, ZJ2-2得电自保, ZJ2-1断开使电笛失电此时, HR1告警指示灯亮。经过整定时间后, 时间继电器SJ1-1延时触点断开, 电铃DL失电, 停止报警, HR1告警指示灯熄灭。
五、双路电源失电监测分析
双路电源失电分三种情况:
1 当某一路电源失电, 另一路电源正常 (以第一路电源失电, 第二路电源正常为例说明, 第二路电源失电, 第一路电源正常原理与此相同)
( 1 ) 图1 中第一路电源失电, YA1、YA2、YA3电压继电器线圈同时失电。
(2) 图2中, 电压继电器YA1、YA2、YA3常闭触点闭合;中间继电器ZJ3得电;继电器ZJ3-1常开触点闭合;时间继电器SJ1线圈得电, 为来电报警提供准备。 (时间继电器的作用及触点动作情况将在来电报警回路中详细说明) 。
( 3 ) 图6 中, 中间继电器Z J 3 - 2 常开触点闭合, 电源经723→ZJ3-2→ZJ1-1→DD, 警笛报警。
(4) 图6中, YA3常开触点断开, HR5指示灯熄灭, 提示报警为第一路电源失电。
2 某一路电源失电后, 另一路电源也失电的情况, 此时如果另一路电源失电, 将出现报警拒动的情况。 为此, 我们在图5中设计了723→YA1-1→741→YA4-1→743→ZJ-1→727→DD回路, 解决了这个问题。
3 在极端情况下, 有可能出现第一路电源和第二路电源同时失电的情况 (发电厂停电)
(1) 图1和图3中, 第一路电源和第二路电源同时失电, YA1、YA2、YA3、YA4、YA5、YA6电压继电器线圈同时失电。
(2) 图2和图4中电压继电器YA1、YA2、YA3、YA4、YA5、YA6常闭触点同时闭合;中间继电器ZJ3、ZJ4线圈同时得电;ZJ3-1、ZJ4-1常开触点同时闭合;SJ1、SJ2得电吸合, 为来电报警提供准备。
(3) 图6中, YA3、YA5常开触点断开, HR5、HR6指示灯同时熄灭, 提示报警为第一路电源和第二路电源同时失电。
(4) 图6中此时应注意的是由于ZJ3-2、ZJ4-2常开触点得电闭合、YA2、YA4常闭触点失电闭合, 因此解除音响时, 应先后按下SB4、SB5两个按钮, 此时HR3、HR4告警指示灯都点亮。
六、双路电源监测报警装置小结
双路电源具有及时性、稳定性、安全性的特点, 该装置的投入将很大程度提高供电可靠性, 提高广播电视发射台安全播出能力, 对广播电视发射台安全播出具有深远意义。
摘要：供电线路运行情况的实时动态自动监测是广播电视安全播出的重要保证。本文解决供电线路突然失电、来电的情况下没有监测报警对变压器产生的冲击、对供电线路的破坏、以及发射机设备损坏甚至发生人身事故对广播电视发射台安全播出的影响。
关键词：供电线路,电源监测报警装置,实时动态监测
参考文献
[1]王国光.变电站二次回路及运行维护 (第一版) [M].北京:中国电力出版社, 2011:23-33, 266-273.
双路供电 篇6
LTE-A系统的载波聚合技术[3]可以聚合多个成员载波以增大传输带宽和系统吞吐量,但是UE端需要反馈下行成员载波上发送数据的多个ACK/NACK比特,如果仍用LTE系统中的ACK/NACK绑定和复用的方案,会导致重传次数增加,进而减小系统吞吐量。LTE-A中新引入PUCCH格式3,可以反馈最多20个比特的下行ACK/ NACK。在3GPP TS36.212协议中规定了(32,11)RM编码和(20,13)RM编码两种方案[1],LTE-A系统中PUCCH格式3采用(32,11)RM编码。如果反馈比特不大于11比特采用单个(32,11)RM编码;若反馈比特数大于11, PUCCH格式3不能用常规的RM编码,而是将输入数据将进行分成两段小于11比特的数据,然后分别进行RM编码 [4]。本论文研究一种高性能和低复杂度的重叠RM编码, 这个改进算法充分利用双路RM编码结构,与常规的双路RM编码相比实现性能增益。
1 常规双路RM编译码算法
1.1 NDRM编码算法
如果UE端需要反馈的HARQ-ACK比特数超过20个时,首先UE端对所有需要反馈的载波分量的下行子帧分别进行码字1和码字2空间逻辑与操作,以确保发送的HARQ-ACK比特数不超过20个;若UE反馈的HARQ-ACK比特数不超过11比特时,UE采用基于单RM码结构编码; 否则采用NDRM编码PUCCH格式3采用(24,O)RM编码是 (32,O)RM编码只输出前面24比特[5]。公式
其中输入比特o0,o1,o2,o3,...,oO-1;O是输入的比特数;n=0,1,2,…,10;i=0,1,2,…,24; M0 是全1序列, M1 ~ M5是交织后的沃尔什码, M6 ~ M10是五个基本掩码序列。
1.2 NDRM译码算法
网络端接收到数据经过解调、解扰后,首先分离交错数据,将两路数据分别进行(24,11)RM译码,再数据拼接[6,7]。流程如图2:
(24,11)RM译码采用软解判决的快速哈达玛FHT算法。在进行FHT译码之前,将两路长度24数据码一样的交织处理、掩码矢量相乘、FHT,组后利用高位添零扩展到32,再分别进行与(32,11)RM译最大绝对值的符号及行列号分别进行判断,得到译码后的信息比特。单个 (24,11)RM译码[2]流程如图3:
2 OverlapDRM的编译码算法
2.1 OverlapRM编码算法[8]
OverlapRM编码是首先将一路大于11比特的输入数据,分成两段小于11比特个数的部分;再充分利用双RM编码结构,将部分1的头部数据放置到部分2尾部使其达到11个比特;同样将部分2的头部数据放置到部分1尾部使其达到11个比特。这样做目的是为接收端译码时,得到一定的性能增益。重叠后的数据通过公式(1)编码,得到两路24个比特编码数据,最后交替放置得到最后的48个比特编码数据。编码流程如图4:
2.2 OverlapRM译码算法
OverlapRM译码过程如图5[9]:
图5的相关性1判断模块公式如下:
C1_inputdata是分离输 入数据的 第一路数 据 ;RRMM_data1是C1_üüüü是FHT软信息译码后的数据再进行(24,11)RM编码后的24比特数据;RRMM_ data3是C1_inputdata和C2_inputdata分别进行FHT软信息译码后的两路数据data1和data2,将data1的头部数据与data2的尾部数据交换得到数据data3,再进行(24,11) RM编码后的24比特数据。
相关性2判断模块公式如下:
C2_inputdata是分离输 入数据的 第二路数 据 ;RRMM_data2是OverlapRM译码速率是FHT软信息译码新后的数据再进行(24,11)RM编码后的24比特数据; 技RRMM_data4是将data2的头部数据与data1的尾部数据交换术得到数据data3,再进行(24,11)RM编码后的24比特新数据。
如果上报的ACK/NACK信息比特个数为奇数,可以在输入数据后不足1比特,保证两路数据交换头部数据大小相同,保持对称性。
3 算法仿真
协议规定PUCCH格式3在主载波上发送,实验仿真次数5000次,每次发送16个比特的ACK/NACK,为算法比较单个RM发送8个比特,咬尾卷积发送16个比特。MATLAB仿真参数如表1。
图6,EPA扩展的步行模型中,误码率为0.01时,重叠RM比常规双路RM提高了0.5dB的性能增益,比咬尾卷积编码提高了1dB的性能增益,单个RM误码率性能最好, 但是从图7中可知重叠RM吞吐量远大于单个RM吞吐量。EPA5模型中,4种算法误码率性能区别不大。算法复杂度比较,双路RM算法与单路RM算法复杂度差不多,咬尾卷积编码编码复杂度随输入码字长度的增加而增加。
ETU300扩展的典型市区模型中,受多普勒频移和多径效应影响严重,各个算法的误码率和吞吐量性能比EPA5模型差。但是在这种高速移动环境下,重叠RM比常规双路RM提高了1dB的性能增益,比咬尾卷积编码提高了近1.5dB的性能增益,且误码率接近单个RM误码率大小,吞吐量是单个RM的两倍。
在LTE-A系统中,对于严重失真的成员载波信道,误码率下降到一定门限值,网络端可以对该载波去激活。
4 DSP设计与实现
4.1 NDRM编码设计实现
本论文实现NDRM,DSP选用TMS320C6455芯片,在DSP软件CCS3.0上,利用C语言和汇编联合编写NDRM的编译码。
编码调用格式TxNDRM(int,int*,int*)。
其中N u m _ I n D R M表示输入 数据比特 长度 ; TxNDRMDataIn表示输入序列的首地址,输入比特序列长度不大于20个比特,用1个字来存储;NDRM_bit表示输出序列的首地址,编码后的比特个数为48,也用2字来存储。
4.2 NDRM译码设计实现
编码调用格式RxDeNDRM(int,int,int*);
其中Num_InDRM表示发送端发送的数据比特长度; RxDeNDRMDataIn表示输入序列的首地址,其输入数据是QPSK软解调后的48个软数据信息,每个数据用半个字存储,所以开辟24个字空间;RxDeNDRMDatOut表示输出序列的首地址,输出结果是不大于20个比特,开辟1个字节内存。
4.3 性能分析
在CCS3.0上编译得到如下数据:
TMS320C6455芯片中有A、B两类寄存器,可以并行使用。双路RM编/译码可以同时并行执行,所以与单个RM编/译码执行周期差不多,只增加数据搬移的cycles数,但编/译码速率却是单个RM的近两倍。
5 总结