双PWM一体化控制

2024-09-12

双PWM一体化控制（精选7篇）

双PWM一体化控制篇1

0 引言

在交-直-交电压型变频调速系统中,整流器和逆变器均采用PWM技术(称为双PWM)变频调速,无须增加任何附加电路就能实现变频器再生能量向电网的回馈,且实现能量双向流动。但是常规双PWM控制对整流桥和逆变桥的控制是相互独立的,使得中间直流环节电容容量非常大,影响了整个系统的动态性能和可靠性。本文采用新型的双PWM控制方案,对整流和逆变环节进行一体化控制,通过对整流桥和逆变桥的功率平衡控制,能够大大减小直流电容的容量,提高变频器的整体性能。

控制环节选用TMS320F2812型32位定点DSP作为控制芯片,它是美国德州仪器公司最新推出的一款芯片,将高速运算能力和面向电机高效控制能力集于一体,为双PWM控制的数字化实现奠定了坚实的基础。2块DSP采用主从结构,分别进行算法运算与驱动控制,有利于减小外界对控制器的干扰,并可实现更为复杂的新型算法。

1 双PWM变频器工作原理

双PWM变频器主电路如图1所示,从主电路拓扑结构的对称性可以看出能量是双向流动的。双PWM变频调速系统的运行状态可以分为以下2种方式。

1.1 能量由三相交流电网流向电动机负载

能量由三相交流电网流向电动机负载,整流器工作在整流状态下,使用PWM调制方式控制,交流网侧电流为正弦波,减小谐波的同时可使网侧电流与网侧相电压同相位,实现单位功率因数整流,功率因数也可调节。逆变器工作在逆变状态下,输出频率与幅值可调的正弦电压信号,实现交流电机的变频调速。

1.2 电动机再生能量回馈入三相交流电网

当交流电机回馈制动时,交流电机的再生制动能量通过PWM逆变桥和PWM整流桥向交流电网回馈。此时,逆变器工作在整流状态,能量经由逆变器向中间直流环节的储能电容充电,使电容器两端电压升高;整流器工作在有源逆变状态下,将能量回馈入交流电网中,完成能量的双向流动;同时馈入交流电网的电流是与交流电源电动势同频反相的正弦波电流,使系统的功率因数为1,回收了再生能量,提高了系统功率因数,消除了变频装置对电网的谐波污染。

2 双PWM一体化控制方案

常规双PWM控制方案是通过直流侧大电容对整流桥和逆变桥进行隔离解耦,整流和逆变环节分别采用PWM控制。当负载发生突变时,直流电容电压会有较大波动,为减小其波动应加大电容。但直流电容体积庞大,价格昂贵,而且使用寿命短,使整个装置的可靠性受到很大的影响。

为减小直流环节的储能,进而减小直流侧电容,笔者曾采用改进型双PWM控制方案,即在常规双PWM控制的主电路逆变桥的直流侧加装电流传感器,将测得的电流经过低通滤波器后,将其直流成分前馈到整流桥的电流给定上。但是这种方法的不足之处在于增加了额外的电流传感器,低通滤波器也降低了控制系统的响应速度。

因此,笔者设想,如果能对整流桥和逆变桥进行一体化控制,让直流母线电压保持基本恒定,那么直流电容上就不会有不停地充放电的过程,这不仅消除了对整流桥和逆变桥的不利影响,整个系统的运行效率也将有很大的提高,还能减小直流电容的容量甚至取消。

双PWM一体化控制方案的实现原理:

当双PWM调速系统处于稳态时,整流桥输入到直流侧的功率Prec等于电网输入到整流桥的有功功率:

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式中:ed、eq为交流电动势dq轴电压;id、iq为网侧电流dq轴电流。

直流侧向逆变桥输出的功率Pinv为逆变器向电机输出的有功功率:

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式中:us d、us q为异步电机在同步旋转dq坐标下的定子电压;is d、is q为对应的电流。直流侧电容的储能为

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式中:C为直流侧储能电容;Udc为直流侧电压。

在任一时刻,直流侧电容的储能的变化率为整流桥向直流侧输入功率与直流侧向逆变桥输出功率之差,即

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在系统达到稳态时,即整流桥网侧为单位功率因数正弦波电流控制时,有undefined为电源相电压峰值),可以得到:

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式(5)中,Udc的变化主要是由于前后功率的不平衡引起的,因此对于采用电压外环、功率内环的整流器而言,可在计算有功功率时加入逆变器输入功率分量,并考虑一定的损耗,就可以实现前后变流桥的功率平衡,达到抑制直流电压波动之目的,从而减小电容容量。

笔者采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术作为变流器的控制策略,图2为变频器功率反馈控制原理图。

3 仿真结果及分析

系统仿真参数设置:整流器网侧电压有效值U2=110 V,电感L=1 mH,直流侧电容C=1 000 μF,直流侧输出电压Ud=300 V,异步电机极对数p=2,额定转速n=1 200 r/min。系统直流电压仿真波形如图3所示。

由仿真结果可以看出,系统在0.4 s处出现扰动,采用功率反馈的一体化控制方案明显比不含功率反馈时对于负载的突变有较强的抗扰动能力,直流侧电压波动较小,从而可有效减小直流侧电容容量。

4 硬件构成

为了提高新型双PWM变频调速系统的可靠性,应尽可能地将硬件以芯片的形式安装到一个模块中,使元器件之间不再有传统的引线连接,因此该系统采用模块化设计。同时将控制环节与驱动环节分离,控制环节集中于主DSP中并远离执行部件和主电路,以此减小系统所受的干扰,而驱动环节集中于从DSP并放在现场。由于主从DSP之间的距离不是很远,传输数据又不是很多,非常适合采用串口通信方式,该通信方式连接简单,不增加任何附加成本。图4为双DSP主从结构控制框图。

图4中,采用空间矢量PWM(SVPWM)控制策略对整流器和逆变器进行联合控制。TMS320F2812型DSP为32位处理器,时钟频率为150 MHz,强大的片内特点和外围电路为实现SVPWM控制策略提供了保障,使控制器具有很好的实时控制能力,能够将整流与逆变环节的控制算法都放在1块DSP中。由于DSP的2个事件管理器模块均包括2个16位通用定时器、8个16位的PWM通道,能够实现对2个变流桥SVPWM波的同步发送,从DSP可以通过串口通信方式从主DSP获得发PWM波所需的参数,而且由于紧挨主电路而缩短了门极驱动线。因此双DSP主从结构的一体化控制能够很好地保证系统的可靠运行。

5 软件实现

串行通信的软件设计采用查询和中断2种不同的方式。其中,查询方式是在查询到相应标志成立时,就执行相应的动作。这种工作方式在串行口和接口电路之间交换数据、状态和控制3种信息,使DSP陷于等待和反复查询工作中,CPU利用率受到严重影响。在此,笔者采用了改进的查询方式,即发送数据时在中断或某子程序中设置标志位,在主程序中查询该标志,成立则发送,否则跳过。在中断方式下接收数据,当串口产生中断时先向CPU申请,CPU响应中断后就暂停自己的程序,执行串口接收程序,执行完后返回,这样可使信息得到及时处理。由于主DSP不用考虑接收信息,只需要将数据准确无误地发送给从DSP即可;而从DSP只需要接收信息,并将接收信息中有效部分存入相应的内存单元即可。图5给出了发送与接收子程序流程图。

6 结语

常规双PWM变频调速系统,由于直流侧电容的容量很大,导致系统体积增大,动态性能差。采用新型双PWM控制系统,对整流和逆变环节进行一体化控制,有效解决了上述问题。同时由于采用双DSP主从结构,主DSP处理前后变流桥的算法问题,从DSP负责PWM波的发波与驱动问题,更有利于系统的集成,简化了系统的硬件构成,具有很强的灵活性。系统强大的数据处理能力,使得在这个平台上能够实现更为复杂的控制算法,应用前景比较广阔。

摘要：传统的双PWM变频调速控制系统其整流和逆变环节的控制是相互独立的,从而使直流侧电容容量过大,导致整个装置体积增大、可靠性降低等问题。文章采用空间矢量PWM(SVPWM)控制策略对整流器和逆变器进行一体化控制,解决了上述问题。同时,为减小干扰,提高系统的可靠性,文章采用双DSP主从结构方式,将变频器的控制环节与驱动环节分离,控制器远离功率放大器主电路以减小干扰,而驱动部分紧挨主电路以缩短门极驱动线。实验结果证明了这种控制方法的可行性。

关键词：变频器,双PWM一体化控制,SVPWM控制策略,DSP

参考文献

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PWM整流器无电感双闭环控制篇2

三相电压型PWM整流器 (简称“PWM整流器”) 是一种网联变流器, 其与二极管不控整流相比, 因电流畸变小、输出直流电压恒定、功率因数可控、能量双向流动等符合“绿色”换流特点, 而广泛应用[1,2,3,4,5]。

因PWM整流器系统是时变的、耦合的、非线性的系统, 其控制复杂。PWM整流器一般采用基于dq坐标系模型的传统双闭环PI控制[2], 以此实现解耦控制, 但需利用电感L, 而L的变化或不确定, 会影响传统双闭环控制性能, 不利于解耦控制[3,4]。

为此, 研究一种PWM整流器无L的双闭环控制[3,4], 以提升系统性能。并在MATLAB/Simulink下搭建仿真模型, 对PWM整流器无L的双闭环控制的有效性进行分析、验证。

1 PWM整流器无L双闭环PI控制

1.1 电压环设计

为实现直流电压udc的稳定、可调控制, 设计基于PI控制器的外部udc环, 且将外部udc环的输出作为电流有功分量id给定。外部udc环表达式:

外部udc环控制结构如图1所示。

1.2 电流环设计

为分析简便, 首先定义整流器电流在dq坐标系下的复矢量[5]为idq=id+jiq, 同样, 整流器输出电压、电网电压的复矢量的表达式为udq=ud+juq、edq=ed+jeq。因此, 可以将PWM整流器数学模型用复矢量表示为:

将式 (2) 转换为s域下:

将式 (3) 中R+jωL当作整体变量, 由此设计PI控制器:

根据式 (3) 、 (4) , 采用合适截止频率、零极点对消原则设计PWM整流器无L电流内环的PI调节器参数。

PWM整流器无L的双闭环控制的输出电压指令复矢量u*dq (u*dq=ud*+juq*) 控制方程为:

将式 (5) 转换为dq坐标系下:

根据式 (6) , 设计PWM整流器无L的电流环结构, 如图2所示。可以看出, 此种电流环结构中无L, 减少了系统对参数的依赖, 提高了鲁棒性, 且实现简便。

2 仿真分析

为验证PWM整流器无L双闭环控制的有效性, 在MATLAB/Simulink下对其仿真研究。仿真中, 为获得单位功率因数, 令iq*=0, 产生的电压指令ud*、uq*经SVPWM模块产生整流器的PWM信号。

PWM整流器无L双闭环系统仿真参数为:电网线电压190V, 进线电抗1.5m H。仿真中令u*dc=400V, 图3为在0.3s时, 负载RL由16Ω的突变为8Ω的动态仿真结果。RL突变后, udc会有一定跌落, 但udc能迅速调整, 以使其能跟踪设定值u*dc, 这表明PWM整流器无L双闭环控制系统具有较强的抗负载突变能力。另外, 在此过程中, ia与ea保持同相位, 功率因数高。稳态时, ia正弦度高, 谐波小, 对电网污染小, 符合“绿色”换流要求。

图4为此负载RL突变过程中id、iq仿真结果, 以进一步分析无L双闭环控制系统性能。观察id、iq波形可以看出, 在稳态, id、iq恒定, 波动较小, 表明无L双闭环控制系统稳态性能优, iq在0附近波动, 获得了高功率因数;在RL突变过程中, iq基本保持不变, 保持了高功率因数。

3 结语

提出一种PWM整流器无L双闭环控制策略, 在控制中无需L值, 增强了系统鲁棒性。仿真研究表明, PWM整流器无L双闭环控制具有良好的udc控制性能, 抗扰性强, 获得了高功率因数, 稳态电流正弦度好, 是一种良好的PWM整流器改进控制策略。

摘要：提出一种无电感双闭环控制策略实现对PWM整流器的控制。该无电感双闭环控制无需电感值, 具有电流稳态正弦度高、鲁棒性强、动态响应快的优点。

关键词：PWM整流器,双闭环,矢量控制

参考文献

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双PWM一体化控制篇3

双PWM变频器是指整流与逆变采用相同的电路结构并且都采用PWM控制, 通过合适的控制策略, 既能实现网侧的交流能量传输到负载侧, 又能实现负载侧再生能量传输到交流侧, 向电网回馈能量, 实现交流电机快速四象限运行。它还具有网侧电流为正弦波, 网侧功率因数近似为l, 较快的动态响应等诸多优点, 实现了调速节能与“绿色环保”的高度结合[1,2,3,4]。

但是传统的双PWM控制对整流侧和逆变侧的控制都是相互独立的, 在独立控制方式中要求整流器和逆变器之间起到缓冲和稳压作用的直流电容器具有很大的电容值。大电容的引入不仅带来成本的提高、重量的增加, 而且加大了电压环的时间常数, 减慢了电压环的调节速度, 影响变频器的控制性能[2]。因此, 希望能够构造出一种动态性能优良的稳定直流母线电压的控制策略, 以减轻滤波储能电容C的负担, 减小其容量, 提高系统的整体性能。

为此, 本文将整流侧和逆变侧当作相互影响的整体, 在此基础上, 提出了一种双PWM变频器电容电流反馈控制策略。

2 双PWM变频器的原理分析

如图1所示为双PWM变频调速系统的简化原理图。

从系统的拓扑结构可以看出, 整流器和逆变器均采用全控型器件IGBT, 通过中间电容将整流桥和逆变桥连接起来。整流侧控制着直流母线电压的稳定, 以及对网侧功率因数进行调节。逆变侧向负载电机施加PWM波, 实现转速的控制[3]。

图1中Ea、Eb、Ec为三相电网电压, L和C分别为进线电感和滤波电容, 其中滤波电容用于稳定直流母线电压和抑制谐波。idc1、idc2、icap分别代表了从整流器到直流母线的电流、从直流母线到逆变器的电流和通过直流母线上电容的电流。

整流器的控制目的就是动态地提供 (或吸收) 负载吸收 (或回馈) 的电流, 即保持idc1=idc2, 以维持直流母线电压的稳定。由于idc1总是被动地追踪idc2, 不可能理想地实现idc1=idc2, 也就是icap=idc1-idc2≠0, 故icap总是在一定范围内波动, 从而导致直流母线电压不断波动。因此只要控制icap=0, 使idc1=idc2提高整流器追踪逆变器电流的动态性能, 最大限度减小直流母线电压的波动, 便可以大幅度减小电解电容的容量, 甚至可以用轻小且性能更加可靠的薄膜电容替代[4]。

3 数学模型及分析

设三相电网电压平衡, 根据整流器的拓扑结构, 对其数学模型进行坐标变换, 既可得到在同步旋转坐标系中的模型, 其阵形式如下[5]:

式中:Sd、Sq为开关函数。

设整流器交流侧输出电压为:

根据式 (1) 可知, 交流侧电流的d、q轴分量id1、iq1和母线电压Vdc满足下式:

式中:Pconv、Pinv分别为整流器传输的功率和逆变器传输的功率;Ed1、Eq1为电网电动势在d、q轴上的分量;ω为角频率;L为进线电感;R为进线等效电阻。

同步旋转坐标系的d轴定向于电网电压矢量, 即Eq1=0。因为调节iq1可控制网侧功率因数, 因此只要将iq1调节至零, 就可以实现单位功率因数。基于以上条件, 整流器传输的功率Pconv表示为:

在式 (2) 中, 在稳态条件下为零, 当忽略进线电阻R时:

所以。

同时, 逆变侧传输的功率Pinv为:

应用基尔霍夫电流定律, 可以得到icap=idc1-idc2, 并且可知Pconv=Vdcidc1和idc2=Pinv/Vdc。因此

在式 (3) 中, 通常稳态下Vdc基本上稳定在电压参考值, 或者电压的变化相对电流的变化非常缓慢, 因此可以认为idc1与id1成比例关系。在式 (2) 中, 忽略R时, 进行拉普拉斯变换, 得到:

再将上式代入式 (3) , 可得:

为了实现icap=0, 可以在整流器的控制电压处加入补偿 (2Vdc/3Ed1) s Lidc2, 以此来抵消idc2对直流母线的干扰。从而得到整流器的电流控制方法为:

式中Kp1、Ki1、Kp2、Ki2为PI调节器的增益。

4 电容电流反馈控制

从双PWM变频器的拓扑结构上来看, 无论是电流流向关系, 还是能量传递关系, 整流侧和逆变侧都存在着一定的物理联系。因此, 将两者看作一个整体进行控制, 维持两侧瞬间能量的平衡, 才是抑制母线电压波动的有效途径。

如图2所示为负载电流前馈控制原理框图。在该处引入了负载电流idc2前馈, 与电压PI调节器的输出合成为d轴电流的给定。引入id1ff是为了在母线电压出现误差前对超前整流器输出电流进行补偿控制。

但是该控制策略的不足是只考虑了负载的电流, 而没有考虑负载电流的动态特性。另外, 对负载电流idc2的补偿是在电流环之内, 需要经过电流PI调节器作用后才能产生有效的控制电压ud1, 所以其动态性能受限于PI调节器自身的响应延迟。

针对此缺陷, 本文提出一种电容电流反馈控制策略, 其思路是直接在控制电压处进行补偿控制, 并且直接引入电容电流的反馈控制, 其原理框图如图3所示。

从图3中可以发现, 负载电流idc2的补偿项中含有微分算子s, 反映了负载的动态特性性, 前馈补偿点设置在电压节点处, 而不经过电流PI调节器, 因此避免了与PI调节器相关的延迟, 可以大大加快其动态响应, 对直流母线电压的控制更加快速, 电压波动将会大大减小。同时电容电流给定设置为i*cap=0, 使电容电流紧紧跟随电容给定并保持恒定, 这样使得在直流环节idc1=idc2, 由于没有电流流入 (流出) 直流侧电容, 这样即使是一个很小的电容, 直流侧电压也没有变化, 达到了减小直流电容的目的。

5 控制算法的数字化实现

在电压节点处, 微分项 (2Vdc/3Ed1) s Lidc2补偿了由逆变器引起的干扰。但如何数字实现该微分算子也是一个需要解决的重要问题。

针对这个问题, 可以采用欧拉 (Euler) 数值微分方法实现前馈电压补偿项, 其中, Vdc和idc2是时变量, 需要基于系统状态微分方程预测出直流母线电压Vdc和负载电流idc2下一步的值。

在t=k Ts时刻有:

这里和i赞分别是在t= (k+1) Ts时刻Vdc和idc2的预测值。由于直流电压在每步都进行测量, 可得到Vdc (k) 。

另外求负载电流:

同时可得负载电流的每步预测值为:

对感应电机定子电流的微分方程应用欧拉公式, 可以得到:

所以可以由上述得到。

而且, 容易得到:

最后, 结合以上推导, 就能得到补偿项的计算公式为:

6 仿真

应用Matlab/Simulink可对本文的双PWM变频器的电容电流反馈控制策略和传统的独立控制进行仿真, 以对比其直流母线电压波动情况, 并对结果进行分析, 仿真模型如图4所示。仿真参数如下所示:电源电压220V, 异步电动机功率P=5.5k W, R=0.34Ω, Lm=50m H, Ls=52m H, Lr=60m H, L=0.875m H, C=100μF。

控制器增益kp1、ki1、kp3、ki3是手动调整的。首先, 调整增益kp1、ki1, 调节kp1、ki1以便使上升时间为8个PWM周期 (1.3ms) , 超调量小于10%。其次, 调节电压控制器增益kp3、ki3, 然后启动电压控制器。观察直流电压的阶跃响应, 在发生过冲之前增加kp3、ki3。

图5、6、7分别给出了当电机转速在50rad/s与-50rad/s之间变化的仿真结果。图 (a) 给出了双PWM变频器在母线电容为2200μF时独立控制时的结果, 图 (b) 给出了双PWM变频器在直流母线电容为100μF时采用电容电流反馈控制策略的结果。可见当转速大范围变化时, 采用独立控制方案时直流电压波动较大, 电容电流反馈控制方案直流母线电压波动要小得多。

7 结论

从仿真结果和分析可以看出, 本文介绍的双PWM变频器电容电流反馈控制策略改善了负载状态改变时直流电压波动的现象, 基本实现了单位功率运行, 提高了能量利用率和系统的可靠性与抗干扰能力, 表明了该方法的正确性与可行性。

摘要：为了减小双PWM变频器的电容容量和稳定直流母线电压, 采用了一种新型的电容电流反馈控制策略。该控制策略的特点是在电流前馈的基础上, 直接引入电容电流的反馈控制, 使电容电流紧紧跟随给定电容电流的变化, 实现电容电流无静差调节。建立仿真模型, 结果表明该方案优化了直流母线的动态特性, 降低了对电容容量的要求。

关键词：双PWM变频器,电流前馈,电容电流反馈控制,直流母线

参考文献

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双PWM一体化控制篇4

随着大功率变频器的广泛应用,高性能的整流器技术已成为电力电子学的研究热点,与传统的两电平整流器相比,三相三电平整流器(以下称三电平整流器)输出谐波少,单个开关管承受的电压只是直流母线电压的一半,且在相同的开关频率和控制方式下其电流畸变率小,适合向高压、大容量方向发展[1,2]。本文详细研究了基于双闭环控制的三电平PWM整流器的数学模型,介绍了该整流器的双闭环控制策略、中点电压平衡控制策略的实现,并在Matlab/Simulink[3]中建立了仿真模型,结果表明,该整流器实现了中点电压平衡控制,且功率因数为1,具有良好的动态和稳态性能。

1 三电平PWM整流器主电路及其数学模型

三电平PWM整流器主电路如图1所示,其中ua,ub,uc为理想电压源,Rs为网侧等效电阻,Ls为网侧电感,C1和C2为直流侧电容(C1=C2),二者对应的电压分别为ud1和ud2。isa,isb,isc为输入电流,iL为输出负载电流,T1—T6,T′1—T′6为绝缘栅双极型晶体管(IGBT),D1—D6为箝位二极管。

根据图1,可得三电平PWM整流器的电压方程为

${\begin{cases} L_{s} \frac{d i_{s a}}{d t} = u_{s a} - R_{s} i_{s a} - u_{s a o} \\ L_{s} \frac{d i_{s b}}{d t} = u_{s a} - R_{s} i_{s b} - u_{s b o} \\ L_{s} \frac{d i_{s c}}{d t} = u_{s c} - R_{s} i_{s c} - u_{s c o} \end{cases} (1)$

式中:usa,usb,usc为整流器输入相电压;usao,usbo,usco为整流桥三相交流侧对交流电源中点的电压。

根据矢量控制基本原理,可将三电平PWM整流器数学模型的三相坐标系转换为d-q坐标系,令

$\begin{array}{l} [u_{d s}, u_{q s}]^{Τ} = A [u_{s a}, u_{s b}, u_{s c}]^{Τ} \\ [i_{d s}, i_{q s}]^{Τ} = A [i_{s a}, i_{s b}, i_{s c}]^{Τ} (2) \\ [u_{d o}, u_{q o}]^{Τ} = A [u_{a o}, u_{b o}, u_{c o}]^{Τ} \end{array}$

式中:uds,uqs分别为d-q坐标系下的输入电压;ids,iqs分别为d-q坐标系下的输入电流; udo,uqo分别为d-q坐标系下电网侧对中点的电压。其中:

$\begin{array}{l} A = \frac{2}{3} \times \\ [\begin{matrix} \cos ω_{s} t & \cos (ω_{s} t - \frac{2 π}{3}) & \cos (ω_{s} t + \frac{2 π}{3}) \\ - \sin ω_{s} t & - \sin (ω_{s} t - \frac{2 π}{3}) & - \sin (ω_{s} t + \frac{2 π}{3}) \end{matrix}] (3) \end{array}$

式中:ωs为角速度。

由式(1)、式(2)可得三电平PWM整流器在d-q坐标系下的数学模型:

${\begin{cases} u_{d s} = u_{d o} + L_{s} \frac{d i_{d s}}{d t} - ω_{s} L_{s} i_{q s} + R_{s} i_{d s} \\ u_{q s} = u_{q o} + L_{s} \frac{d i_{q s}}{d t} - ω_{s} L_{s} i_{d s} + R_{s} i_{q s} \end{cases} (4)$

2 三电平PWM整流器控制器设计

双闭环控制的主要特点是物理意义清晰、控制结构简单、控制性能优良[4],由于电流内环的存在,只要对电流指令限幅,可以使三电平PWM整流器工作在恒流状态,并且三电平PWM整流器在软启动时可将输入电流限制在半导体可以承受的范围内,这对半导体开关器件的保护非常有利。

在d-q坐标系下可以很方便地引入电流状态反馈,实现解耦控制[5],解耦后的三电平PWM整流器和直流电动机双闭环调速系统非常相似。为进一步改善双闭环整流器的动态性能,以负载电流作前馈补偿可进一步提高整流器的动态和稳态性能。

2.1 电流环设计

经过图2所示的解耦和电网电压前馈补偿,对d-q轴电流环的设计等同于对PI调节器的设计。图2中,i*d/q为参考给定电流,id/q为输出电流,s为复变量,Toi为采样时间常数,Kpwm和Tpwm分别为三电平PWM整流器的增益和延时。

由图2可得系统开环传递函数为

$G_{o p e n} = G_{Ρ Ι} \frac{\frac{Κ_{p w m}}{R_{s}}}{(Τ_{o i} s + 1) (Τ_{p w m} s + 1) (\frac{L_{s}}{R_{s}} s + 1)} (5)$

式中: $G_{Ρ Ι} = Κ_{i Ρ} + Κ_{i Ι} \frac{1}{s} ‚ Κ_{i Ρ}$ 和KiI为电流环PI调节器参数。

通常Toi和Tpwm较小且远小于Ls/Rs,则式(5)可简化为

$G_{o p e n} = G_{Ρ Ι} \frac{\frac{Κ_{p w m}}{R_{s}}}{(Τ_{V} s + 1) (\frac{L_{s}}{R_{s}} s + 1)} (6)$

式中:TV=Tpwm+Toi。

为了增强电流环的快递性,电流环通常被校正为一个典型的Ⅰ型系统。令Ti=Ls/Rs,可得系统闭环传递函数为

$G_{c l o s e} = \frac{G_{o p e n}}{1 + G_{o p e n}} = \frac{\frac{Κ_{p w m} Κ_{i Ρ}}{Τ_{i} R_{s} Τ_{V}}}{s^{2} + \frac{1}{Τ_{V}} s + \frac{Κ_{p w m} Κ_{i Ρ}}{Τ_{i} R_{s} Τ_{V}}} (7)$

根据自动控制理论中给出的二阶系统的动态跟随性能与参数间准确的解析关系[6],式(7)可对应为

$G_{c l o s e} = \frac{ω_{n}^{2}}{s^{2} + 2 ξ ω_{n} s + ω_{n}^{2}} (8)$

其中:

$\begin{array}{l} ξ = \frac{1}{2} \sqrt{\frac{Τ_{i} R_{s}}{Κ_{p w m} Κ_{i Ρ} Τ_{V}}} (9) \\ ω_{n} = \sqrt{\frac{Κ_{p w m} Κ_{i Ρ}}{Τ_{i} R_{s} Τ_{V}}} (10) \end{array}$

根据自动控制理论中二阶系统最佳整定法[6],可取阻尼系数ξ=0.707,根据式(9)可计算出

$Κ_{i Ρ} = \frac{Τ_{i} R_{s}}{2 Κ_{p w m} (Τ_{o i} + Τ_{s})} (11)$

2.2 电压环设计

电压环用于稳定三电平PWM整流器的直流侧电压Udc,其PI调节系统结构如图3所示,其中Tu为采样时间,idc为电流环输出电流,iload为负载电流,Ed为电网电动势,U*dc为输入电压,Udc为整流器直流侧电压,C为电动势系数。

由图3可得系统开环传递函数为

$G_{o p e n} = G_{Ρ Ι} \frac{\frac{3 E_{d}}{2 C U_{d c}}}{s (Τ_{u} s + 1) (\frac{R_{s}}{Κ_{i Ρ} Κ_{p w m}} s + 1)} (12)$

通常Tu和 $R_{s} / (Κ_{i Ρ} Κ_{p w m})$ 较小,因而式(12)可简化为

$\begin{array}{l} G_{o p e n} = G_{Ρ Ι} \frac{\frac{3 E_{d}}{2 C U_{d c}}}{s (Τ_{p} s + 1)} = (Κ_{u Ρ} + Κ_{u Ι} \frac{1}{s}) \frac{\frac{3 E_{d}}{2 C U_{d c}}}{s (Τ_{p} s + 1)} = \\ \frac{3 E_{d} Κ_{u Ι}}{2 C U_{d c}} \frac{τ s + 1}{s^{2} (Τ_{p} s + 1)} = Κ \frac{τ s + 1}{s^{2} (Τ_{p} s + 1)} (13) \end{array}$

式中: $G_{Ρ Ι} = Κ_{u Ρ} + Κ_{u Ι} \frac{1}{s} ‚ Κ_{u Ρ}$ 和KuI为电压环PI调节器参数; $τ = \frac{Κ_{u Ρ}}{Κ_{u Ι}}$ ; $Κ = \frac{3 E_{d} Κ_{u Ι}}{2 C U_{d c}}$ ; $Τ_{p} = Τ_{u} + \frac{R_{s}}{Κ_{i Ρ} Κ_{p w m}}$ 。

为了增强系统的抗扰动能力,通常将电压环校正为一个典型的Ⅱ型系统。令KuP/KuI=hTp,其中h为中频带宽,工程上取h=3～10。根据工程设计方法中典型II型系统参数的计算公式可得[7]

$Κ = \frac{3 E_{d} Κ_{u Ι}}{2 C U_{d c}} = \frac{h + 1}{2 h^{2} Τ_{p}} (14)$

则

${\begin{cases} Κ_{u Ρ} = \frac{C U_{d c} (h + 1)}{3 E_{d} h Τ_{p}} \\ Κ_{u Ι} = \frac{C U_{d c} (h + 1)}{3 E_{d} h^{2} Τ_{p}} \end{cases} (15)$

2.3 中点电流对中点平衡的影响

与两电平整流器相比,三电平PWM整流器直流侧有2个电容,当中点电流不为零时,直流电容电压将失去平衡,不仅会提高交流侧电流的谐波含量,更重要的是功率开关管所承受的反向电压也会上升。下面分析中点电流对直流母线电流的影响。

中点电流表达式为

$i_{Μ} = - (i_{c 1} + i_{c 2}) = - C_{1} \frac{d (| u_{d 1} | - | u_{d 2} |)}{d t} (16)$

从式(16)可看出,中点电流和2个直流电容电压有着直接联系。若三电平PWM整流器运行时,在任何时刻都能保证 $| u_{d 1} | = | u_{d 2} |$ ,则中点电流为零。三电平PWM整流器共有27种开关模式,其中有18种开关模式会造成中点电位不等,中点电流不可能保持为零。在保证整流器运行精度的前提下,尽量减小中点电流是保证中点电压平衡的重要环节,通过矫正2个直流电容的电位差可实现中点电压平衡控制[8,9]。

3 仿真实验

为了证明基于双闭环控制的三电平PWM整流器输出性能的优越性,对其进行仿真实验。采用Matlab/Simulink建立了基于双闭环控制的三电平PWM整流器仿真模型,如图4所示,其中U*g为给点电压,U*g=5 000 V;I*d为经过PI调节器后计算的d轴参考电流;为使无功功率为0,本文强制I*q为0;U*q,U*d为d-q轴参考电压;θ为锁相环PLL计算的相位角;d-q轴电压经过坐标系变化后,采用SPWM调制产生IGBT开关信号。

仿真参数如下:电源相电压usa=2 000cos ωst,直流母线电压Udc=5 000 V;电网侧阻抗Rs=0.01 Ω,感抗Ls=2 mH,直流电容C1=C2=3 mF,起始电容电压为2 000 V。控制目标:直流母线电压Udc保持在5 000 V,实现中点电压平衡控制,功率因数为1。

仿真时间共为0.1 s,在0.05 s处突加负载。图5为直流母线电压Udc输出波形,从中可看出,在突加负载后直流母线电压可迅速稳定在5 000 V,达到了直流母线电压控制目标。

图6为2个直流电容电压ud1和ud2波形,从中可看出,突加负载后电容电压浮动加剧,但波动在200 V以内,并交替进行充放电,体现了中点平衡控制效果,实现了中点电压平衡控制。

图7为A相电压usa和电流isa波形,从中可看出,在突加负载后,电压和电流同相位,整流器功率因数接近1。图8为三相电流isa,isb,isc波形,从中可看出在较低的开关频率下,可得到平滑的电流波形。图9为线电压Uab的PWM电压波形,从中可看出,Uab有5个电平,具有较低的du/dt,可大大降低电流谐波。

4 结语

分析了三电平PWM整流器的工作原理及其双闭环控制方法,Matlab/Simulink仿真结果表明,该整流器具有良好的动态和稳态性能实现了功率因数为1的控制,减小了电网谐波。在实际应用中,可根据理论分析结果设计合理的高电压、大容量三电平变频器整流器。

参考文献

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[7]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社,2007.

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双PWM一体化控制篇5

PMSM (永磁同步电动机) 因其本身具有高效率、高转矩电流比、高功率密度等优点, 近年来在高精度的电动机控制系统中得到了广泛应用。扩展卡尔曼滤波方法是一种最优的在线参数估计方法, 且计算量相对较少, 易于计算机实现, 因此在无传感器控制系统中得到了广泛的应用。但是这种控制系统有一个始终没有解决的问题:虽然卡尔曼滤波在高速区 (>5 Hz) 具有较高的估计精度, 但是其在低速区 (>2 Hz) 的控制性能较差。

控制系统参数的估计精度除了受估计算法的影响外, 还受系统可观测度的影响。在扩展卡尔曼滤波中, 有两类可观测数据:电压和电流[1,2]。在低速时, 电压信号的可观测性大幅下降, 主要原因是电压数据中的谐波成份太大, 以至于系统误差信息被剧烈变化的随机误差湮没。因此, 要想提高低速性能, 就要适当提高电压信号的信噪比。从数学模型可以推出, 按速度给定动态降低直流母线电压是提高电压信噪比的一个较简单的方法, 而采用双PWM调节器即可实现直流母线电压的动态调节。本文介绍了PMSM的数学模型及双PWM调节原理, 并在此基础上进行了仿真实验。

1 PMSM数学模型

假设三相PMSM绕组正弦分布, 并且忽略磁饱和和铁损等非线性因素, 经过坐标变换[3], 可得PMSM在d-q坐标系的数学模型方程:

$\begin{array}{l} \frac{d i_{d}}{d t} = \frac{1}{L_{d}} (u_{d} - R_{s} i_{d} + ω_{r} Ψ_{q}) (1) \\ \frac{d i_{q}}{d t} = \frac{1}{L_{q}} (u_{q} - R_{s} i_{q} - ω_{r} Ψ_{d}) (2) \\ Ψ_{d} = L_{d} i_{d} + Ψ_{f} (3) \\ Ψ_{q} = L_{q} i_{q} (4) \end{array}$

电磁转矩方程:

$\begin{array}{l} Τ_{e} = \frac{3}{2} p (Ψ_{d} i_{q} - Ψ_{q} i_{d}) = \\ \frac{3}{2} p [Ψ_{f} i_{q} + (L_{d} - L_{q}) i_{d} i_{q}] (5) \end{array}$

机械特性方程:

$\begin{array}{l} J \frac{d ω_{r}}{d t} = Τ_{e} - Τ_{L} - B_{Ω} ω_{r} (6) \\ \frac{d θ_{r}}{d t} = ω_{r} (7) \end{array}$

式中:u、i、Ψ、L分别为电压、电流、磁链和电感;下标d、q分别表示直轴、交轴分量;Rs为定子相电阻;ωr为转子角速度;Ψf为永磁磁链;J为转动惯量;p为发电机极对数;Te为电磁转矩;TL为负载转矩;BΩ为粘滞系数;θr为转子角位置。

方程 (1) ～ (7) 为PMSM的统一模型, 对任意的电压和电流, PMSM的稳态和暂态特性都可以用该模型来描述。

2 双PWM调节的PMSM无传感器控制系统结构

本文采用的双PWM调节器是把逆变器前的直流部分也纳入调节的范围, 其调节依据是速度、转矩的给定[4]。根据该原理构建的PMSM无传感器控制系统结构如图1所示。当速度给定后, 经过梯形的直流模块选择直流电压, 直流电压的初始值为转矩最大时的最小电压, 然后由直流电压、三相交流电压的测量值计算整流角, 最后经PWM整流得到实际的直流母线电压, 完成直流母线电压的按需调节。

3 双PWM调节性能分析

根据参考文献[6,7], 影响电压可观测性的原因主要是逆变器的非线性, 这种非线性在低速时可能导致控制系统运行失败, 而通过双PWM调节器可降低这种低速时的非线性因素。

借助Matlab/Simulink工具, 在同等电压级别输出情况下, 对采用双PWM调节器和直流母线电压固定两种情况进行了仿真实验。在两相静止坐标系下, 参考输入为正弦波电压: $u_{α} = 20 \cos (ω_{1} t) ‚ u_{β} = 20 \sin (ω_{1} t) ‚ ω_{1} = 4 π r a d / s$ 。

实验一:设置直流母线电压为200 V, 逆变器输出波形及谐波分析如图2 (a) 所示。实验二:采用双PWM调节器, 逆变器输出波形及谐波分析如图2 (b) 所示。对从0.5 s开始的两个周期波形进行傅立叶分析, 通过观察可以看出, 直流母线电压固定为200 V时, 波形畸变率为309.7%;采用双PWM调节器时, 波形畸变率为93.21%。

通过分析可知, 对于同等电压等级的逆变输出, 直流母线电压固定时, 逆变器输出前后的压差越大, 输出值的谐波畸变率越高, 信噪比越低。因此, 要想在低速时提高输出电压的信噪比, 可以采用降低逆变器前后压差的方法, 而采用PWM整流器就可以降低逆变器前后的压差。因此, 本文采用双PWM调节器来实现直流母线电压的按需调节, 从而提高输出电压的信噪比。

4 仿真实验

4.1 参数设置

仿真和实验所用电动机均为1.5 kW的三相PMSM, 在电动机的后轴处预装增量式编码器, 其数据仅作为估计的参考值。PMSM参数如表1所示。

4.2 仿真结果

为了验证双PWM调节器方法的有效性, 采用Matlab/Simulink7.1 对PMSM进行仿真实验。选择协方差矩阵Q、R及P0分别为

在双PWM调节器和直流母线电压固定两种情况下对PMSM无传感器控制系统进行仿真实验。

4.2.1 直流母线电压固定为200 V

图3为直流母线电压固定为200 V, 速度给定分别为314 rad/s、31.4 rad/s、12.56 rad/s时, PMSM实际与估计速度、位置的仿真波形。从图3可看出, 随着速度给定的降低, 其速度、位置的估计效果越来越差, 甚至在12.56 rad/s时出现了发散现象。这表明固定直流母线电压时, 系统的低速性能不佳。为了获得低速时的优良性能, 采用双PWM调节器进行直流和逆变双重调节, 重复上述实验。

(直流母线电压固定为200 V)

4.2.2双PWM调节器

图4为采用双PWM调节器、速度给定分别为31.4 rad/s和12.56 rad/s时, PMSM的实际与估计速度、位置及转矩曲线。从图4可以看出, 估计速度、位置与实际速度、位置曲线咬合在一起, 暂态过程时间约50 ms, 当负载突变时, 系统有良好的动态性能。可见采用双PWM调节器后, 扩展卡尔曼滤波器系统在低速时也能获得良好的控制性能;但是由于开关器件等非线性元件的存在, 当直流侧PWM调节器的输出数据太低时, 容易导致系统的不稳定, 因此, 本文设置电压最低调节等级为60 V。

在仿真实验中, 系统给定频率低于1 Hz时, 控制系统的性能开始下降。

5 实验结果分析

在DSPACE 1103系统上对上述仿真结果进行验证。图5～图7分别给出了采用双PWM调节器时, 速度给定分别为314 rad/s、31.4 rad/s和12.56 rad/s的实验波形。

从图5～图7可以看出, 系统运行频率大于2 Hz时具有良好的动态和稳态性能, 从而验证了双PWM方法的有效性。

6 结语

提出了一种基于双PWM调节器的新型扩展卡尔曼滤波调节方法, 实现了良好的低速控制性能;仿真实验数据证明, 通过采用双PWM调节器提高电压信噪比, 控制系统在不小于2 Hz的低速时仍然具有优良的动、稳态性能。基于双PWM的调节方法扩展了卡尔曼滤波的应用范围, 具有良好的市场应用前景;同时由于卡尔曼滤波方法不依赖于电动机的凸极, 对于面贴式PMSM同样适用。

参考文献

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双PWM一体化控制篇6

1 双PWM变换器直流母线电压波动机理

基于双PWM变换器的永磁直驱风电系统结构如图1所示。

由图1可见, 永磁直驱风电系统运行中PMSG输出的瞬时有功功率ps随风速变化并经机侧变换器馈入直流侧, 若忽略机侧和网侧变换器的功率损耗, 则机侧变换器输出功率与发电机输出功率相等, 即为ps;直流侧经网侧变换器与电网之间的瞬时有功功率为pg;当风速变化时, ps随之变化, 若pg不能及时跟踪其变化, 多余的能量将由直流侧电容器吸收或释放, 使直流电压产生波动, 这就是造成直流侧电压不稳定的主要原因。

若能实现风速变化时发电机输出的有功功率经双PWM变换器及时馈入电网, 保持网侧瞬时有功功率与电机侧瞬时有功功率动态平衡, 则可使机组运行中直流侧电容充、放电功率变化很小, 即可维持直流侧电压的稳定。因此, 笔者对网侧变换器采用直接功率控制, 并提出将发电机侧瞬时有功功率ps直接前馈于网侧瞬时有功功率控制回路给定值处, 避开电压外环对pg的间接调节, 使pg及时跟踪ps的变化, 抑制直流侧电压的波动, 从而构成网侧变换器直接功率前馈协调控制策略。

2 双PWM变换器控制策略

2.1 直接功率解耦控制

根据双PWM变换器的永磁直驱风电系统结构及其运行原理, 对网侧变换器的控制而言, 可将机侧变换器与PMSG视为一个整体且作为网侧变换器负载, 则网侧变换器的整体结构如图2所示。

对图2电路进行分析, 建立了网侧变换器在d、q同步旋转坐标系下的功率数学模型[7,8]:

式中egd———三相电网电压ega、egb和egc的d轴分量;

p、q———网侧变换器瞬时有功功率和无功功率;

pfz———负载瞬时功率;

urd、urq———网侧变换器输入电压ura、urb和urc的d、q轴分量;

ωe———网侧电压、电流角频率。

根据式 (1) , 采用PI控制器控制有功功率和无功功率, 并考虑各自的耦合项, 可得出网侧变换器有功功率和无功功率解耦控制器模型:

式中Kpq、Kiq———无功功率控制环控制器的比例系数和积分系数;

Kpp、Kip———有功功率控制环控制器的比例系数和积分系数;

p*、q*———有功功率和无功功率的给定值。

综合式 (1) 、 (2) , 便可实现网侧变换器有功功率和无功功率的解耦控制[9~11], 控制回路结构如图3所示。

2.2 负载功率前馈控制

永磁直驱风电系统双PWM变换器直流侧电压的稳定程度主要取决于网侧变换器有功功率控制回路对负载功率扰动的控制作用。为了使网侧有功功率及时跟踪负载有功功率的变化, 有效抑制直流侧电压波动, 将负载功率直接前馈于有功功率控制回路输入端, 指导网侧变换器有功功率的调节, 协调变换器两侧瞬时功率平衡[5,12,13,14,15,16]。其控制系统的结构如图4所示。

图4中, 虚线箭头方向表示功率前馈控制前向通道, 根据控制原理可得功率前馈控制前向通道传递函数为:

式中Kp、Ki———功率前馈控制前向通道控制器的比例系数和积分系数。

而扰动通道的传递函数为:

根据扰动通道与前馈控制通道的关系, 结合前馈控制作用, 负载功率扰动的总传递函数为:

由此可见, 对负载功率扰动的控制效果取决于传递函数G (s) , 为了进一步减小扰动的影响, 可以使负载功率扰动的总体作用为零。为此, 在功率前馈通道中增加一个环节Gf (s) , 对功率前馈控制通道进行补偿, 使前馈控制彻底抵消负载功率的扰动, 系统结构如图5所示。此时负载功率前馈控制通道传递函数为:

则负载功率扰动的总传递函数为:

当负载功率变动时, Gf (s) 环节对前馈控制通道进行补偿, 抵消负载功率扰动对直流侧电压的扰动。直接功率控制环取代了电流控制内环, 减少了坐标变换的次数, 提高了控制运算的响应速度, 简化了系统设计。对电压控制外环也采用PI控制器, 则网侧变换器直接功率前馈控制结构如图6所示。

3 仿真验证

为验证永磁直驱风电机组双PWM变换器负载功率前馈补偿控制策略的控制效果, 笔者采用MATLAB/Simulink软件工具分别对具有前馈补偿和不具有前馈补偿的两种策略在负载功率变化时的控制特性进行对比仿真, 结果如图7、8所示。

在0.6s时网侧变换器的负载突变增加100%, 由图7可以看出, 负载功率扰动经前馈补偿控制, 直流侧电压突变峰值减小, 不出现振荡, 逐渐调节为给定电压。图8中, 负载突变时, 网侧电压仍能保持与对应相的电流同相位, 说明这种前馈补偿控制策略没有影响无功功率的调节, 同时进一步改善了直流侧电压的稳定的控制效果。

4 结论

4.1为减小风电机组运行中双PWM变换器直流侧电压波动, 提出对网侧变换器的有功功率采用发电机侧瞬时功率 (负载功率) 前馈控制策略, 实现了双PWM变换器输入输出功率的协调控制, 同时加快了系统的响应速度, 有效减小了直流侧电压的波动。

4.2为加强前馈控制对负载功率的抵消作用, 提出在负载功率前馈通道中加入补偿环节, 进一步提高了前馈控制效果。

4.3 MATLAB/Simulink仿真结果证实了所提控制策略的正确性和有效性。

摘要：由于双PWM变换器的永磁直驱风电系统在常规控制策略下, 当风速变化时, 存在直流侧电容电压波动较大、控制系统的响应速度较慢的现象, 提出有功功率前馈补偿协调控制策略。将发电机侧瞬时有功功率作为前馈信号送到网侧变换器功率控制内环, 对有功功率变化扰动直接调节, 协调控制双PWM变换器两侧有功功率, 实现瞬时有功功率平衡, 有效抑制直流侧电压的波动, 同时加快控制系统的响应速度。在此基础上, 在前馈控制通道中加入补偿环节, 进一步提高前馈控制效果。并通过对比仿真, 验证了控制策略的正确性和有效性。

双PWM一体化控制篇7

风能是一种洁净的可再生能源,因为其拥有很好的经济性和环保性,所以具有很好的商业开发和应用前景[1]。交流励磁变速恒频(AEVSCF)风力发电系统相对于恒频恒速发电系统具有一系列的优势:变速运行不仅提高了能量利用率而且还降低了原动机承受的机械应力;能实现有功功率与无功功率的解耦控制[2];它的转速运行范围较宽并且所需要的变频器容量较小,仅为定子输出功率的一部分。

双馈电机的定子侧与工频电网相连,转子侧通过双PWM变换器提供励磁,改变转子侧励磁电流的幅值、频率、相位以及相序,实现了发电机的恒频输出以及有功无功功率的控制。

交流励磁系统的控制影响着整个AEVSCF风力发电系统的运行性能。本文介绍了双PWM变换器的工作原理以及控制策略,对转子侧变换器采用定子磁链定向的矢量控制策略,实现了功率解耦控制以及最大风能追踪;对网侧变换器采用电网电压定向矢量控制,实现了单位功率因数并网运行以及直流母线电压稳定。

1 交流励磁双馈电机的运行原理

交流励磁双馈风力发电系统的结构如图1所示。根据电机学理论可知,定转子磁场要相对静止则有

$f_{s} = \frac{p n}{60} \pm f_{r} (1)$

式中:fs为定子电流频率;fr为转子电流频率;n为发电机转速;p为发电机极对数。

由式(1)可以看出,当发电机的转速变化时,可以通过改变转子侧励磁电流的频率实现发电机定子侧输出频率恒定的电能,这就是双馈发电系统变速恒频运行的基本原理。

DFIG励磁变换器由2个背靠背PWM变换器组成,分别为转子侧变换器和网侧变换器。采用双PWM变换器可以获得任意功率因数的正弦输入电流,并且能够实现能量的双向流动,具有良好的输入输出特性。

2 双PWM变换器的控制策略

转子侧变换器与网侧变换器通过直流母线连接在一起,直流母线电压的稳定是双PWM变换器正常工作的前提[3]。转子侧变换器的功能是实现有功功率与无功功率的独立调节以及在风速变化时实现最大风能追踪。网侧变换器的功能是实现直流电压的稳定以及确保网侧输入单位功率因数的正弦电流。

2.1 DFIG输出功率解耦控制策略

DFIG有功无功功率的解耦控制是实现最大风能追踪的前提。本文采用定子磁链定向矢量控制作为转子侧变换器的控制策略来实现DFIG功率解耦控制。

将DFIG作为理想电机处理后,定子绕组采用发电机惯例,转子绕组采用电动机惯例,定子与工频电网相连,所以可忽略定子电阻,采用定子磁链定向将定子磁链Ψ1定向于M轴上,即uMs=0,uTs=-u1(u1为定子电压幅值),ΨMs=Ψ1,ΨTs=0。根据上述的情况可以得到DFIG在两相同步旋转坐标下的电压与磁链方程[4,5]:

${\begin{cases} p Ψ_{1} = 0 \\ Ψ_{1} = \frac{u_{1}}{ω_{1}} \\ u_{Μ r} = R_{r} i_{Μ r} + p Ψ_{Μ r} - ω_{s} Ψ_{Τ r} \\ u_{Τ r} = R_{r} i_{Τ r} + p Ψ_{Τ r} + ω_{s} Ψ_{Μ r} \end{cases} (2)$

${\begin{cases} i_{Μ s} = \frac{Ψ_{1} + L_{m} i_{Μ r}}{L_{s}} \\ i_{Τ s} = \frac{L_{m}}{L_{s}} i_{Τ r} \\ Ψ_{Μ r} = - L_{m} \frac{Ψ_{1} + L_{m} i_{Μ r}}{L_{s}} + L_{r} i_{Μ r} = - a Ψ_{1} + b i_{Μ r} \\ Ψ_{Τ r} = \frac{- L_{m}^{2}}{L_{s}} i_{Τ r} + L_{r} i_{Τ r} = b i_{Τ r} \end{cases} (3)$

定子输出功率为

${\begin{cases} Ρ_{1} = - \frac{3}{2} u_{1} i_{Τ s} \\ Q_{1} = - \frac{3}{2} u_{1} i_{Μ s} \end{cases} (4)$

式中:iMs,iTs分别为定子电流M-T轴分量;uMr,uTr,iMr,iTr分别为转子电压电流M-T轴分量;ΨMr,ΨTr分别为转子磁链M-T轴分量;Lm为M-T坐标系下同轴定转子之间的互感;Ls为M-T坐标系下定子绕组的自感;Lr为M-T坐标系下两相转子绕组的自感;Rr为转子绕组等效电阻;p为微分算子;ω1,ωs分别为同步角速度、转差角速度。

由式(4)可知,通过调节定子电流M,T轴上的分量可以实现独立调节有功功率及无功功率,这就是P,Q解耦控制的原理。

由DFIG电压磁链方程可以导出:

${\begin{cases} u_{Μ r} = (R_{r} + b \frac{d}{d t}) i_{Μ r} - b ω_{s} i_{Τ r} = u^{'}_{Μ r} + Δ u_{Μ r} \\ u_{Τ r} = (R_{r} + b \frac{d}{d t}) i_{Τ r} - a ω_{s} Ψ_{1} + b ω_{s} i_{Μ r} = u^{'}_{Τ r} + Δ u_{Τ r} \end{cases} (5)$

${\begin{cases} u^{'}_{Μ r} = (R_{r} + b \frac{d}{d t}) i_{Μ r} \\ u^{'}_{Τ r} = (R_{r} + b \frac{d}{d t}) i_{Τ r} \end{cases} (6)$

${\begin{cases} Δ u_{Μ r} = - b ω_{s} i_{Τ r} \\ Δ u_{Τ r} = - a ω_{s} Ψ_{1} + b ω_{s} i_{Μ r} \end{cases} (7)$

其中

$a = L_{m} / L_{s} b = L_{r} - \frac{L_{m}^{2}}{L_{s}}$

式中:u′Mr,u′Tr为实现转子电压、电流解耦控制的解耦项;ΔuMr,ΔuTr为消除转子电压与电流交叉耦合的补偿项。

根据式(2)～式(7)可以设计出双馈风力发电系统转子侧变换器的控制框图见图2。控制系统外环为功率控制环,内环为电流控制环,为了使双馈电机工作在较高的功率因数,本文将无功功率参考值设置为0,有功功率的参考值由最大风能追踪的控制原理计算,在随后分析。

2.2 最大风能追踪控制

在风速变化时实现最大风能的捕获必须要使双馈电机实时调节转速,保持最佳叶尖速比。实现最大风能追踪的控制方式有很多[6,7],最常用的是转速控制模式和功率控制模式。转速控制模式需要检测风速,但是在实际中对风速存在误差,这就降低了最大风能追踪的效果。本文采用功率控制模式,无需检测风速,是通过控制双馈电机输出的有功功率达到控制其电磁转矩,进而实现最佳转速控制,动态响应和鲁棒性较好。

为实现风能最大追踪,应根据最佳功率曲线计算双馈电机有功功率的参考值[8]:

$Ρ_{1}^{*} = \frac{1}{2 A} (- B + \sqrt{B^{2} - 4 A C}) (8)$

式中:kw为与风力机有关的参数;Pcus为定子铜耗;s为DFIG转差率;Q1为定子输出无功功率;ωw为风轮叶片旋转角速度;R1为定子绕组电阻;U1为定子线电压有效值。

根据计算的有功功率参考值可实现最大风能追踪,建立转子侧控制系统仿真模型如图3所示。

2.3 网侧变换器的控制策略

网侧变换器要实现在能量双向流动的过程中,保持直流母线电压稳定以及交流侧的单位功率因数。网侧变换器与转子侧变换器均采用三相VSR变换器,结构如图4所示。

在两相同步旋转坐标系下,网侧变换器的数学模型可以表示为

${\begin{cases} L \frac{d i_{d}}{d t} = u_{d} - R i_{d} + ω_{1} L i_{q} - S_{d} u_{d c} \\ L \frac{d i_{q}}{d t} = u_{q} - R i_{q} - ω_{1} L i_{d} - S_{q} u_{d c} \\ C \frac{d u_{d c}}{d t} = \frac{3}{2} S_{d} i_{d} + \frac{3}{2} S_{q} i_{q} - i_{l o a d} \end{cases} (9)$

式中:id,iq为电网侧电流的d,q轴分量;ud,uq分别为电网电压的d,q轴分量;R为进线等效电阻;L为进线电感;iload为流经转子侧的直流母线电流;C为直流侧储能电容。

设变流器交流侧电压为

${\begin{cases} u_{d} = S_{d} u_{d c} \\ u_{q} = S_{q} u_{d c} \end{cases} (10)$

将式(10)带入式(9)得到电压方程为

${\begin{cases} u_{d} = - u^{'}_{d r} + Δ u_{d r} + u_{d} \\ u_{q} = - u^{'}_{q r} - Δ u_{q r} + u_{q} \end{cases} (11)$

可以看出通过引入解耦项u′dr,u′qr,电压耦合补偿项Δudr,Δuqr,同时又引入电网扰动电压ud,uq进行前馈补偿,可以实现d,q轴电流的独立控制,而且提高了系统的动态性能。

为了简化算法,对网侧变换器采用电网电压定向矢量控制,将同步旋转坐标系的d轴定向于电网电压矢量us上,得到ud=us,uq=0,us为相电压幅值。

将式(11)简化得:

${\begin{cases} u_{d r} = - u^{'}_{d r} + Δ u_{d r} + u_{s} \\ u_{q r} = - u^{'}_{q r} - Δ u_{q r} \end{cases} (12)$

网侧从电网吸收的有功功率、无功功率为

${\begin{cases} Ρ_{s} = \frac{3}{2} (u_{d} i_{d} + u_{q} i_{q}) = \frac{3}{2} u_{d} i_{d} \\ Q_{s} = \frac{3}{2} (u_{q} i_{d} - u_{d} i_{q}) = - \frac{3}{2} u_{d} i_{d} \end{cases} (13)$

由此得到网侧变换器的控制框图见图5。

根据图5可搭建网侧控制系统的仿真模型如图6所示。

3 系统仿真及结果分析

用Matlab/Simulink对系统进行仿真,仿真参数如下:双馈电机额定线电压为690 V,定子频率为50 Hz,极对数为2,定转子电阻、电感值以及互感值分别为Rs=0.016 Ω,Rr=0.012 5 Ω,Ls=0.006 854 H,Lr=0.006 9 H,Lm=0.006 78 H,转动惯量Jg为30 kg·m2;直流侧储能电容为2 200 μF,进线滤波电感为6 mH,直流电压udc为400 V;风力机额定功率为850 kW,叶片半径为25 m,最佳叶尖速比为7.01,齿轮箱的增速比N=62,额定风速为v=12 m/s,最大风能利用系数Cp=0.441。

3.1 转子侧变换器控制仿真

本文用阶跃风速进行仿真,在仿真开始时,风速为7.24 m/s,第10 s风速突变为9.05 m/s,第20 s风速又突变为11.5 m/s,风速变化时DFIG转速变化的仿真曲线如图7所示,图7表明风速变化时,DFIG的转速能很好跟随其变化。

如图8a所示,风速变化时风能利用系数只在风速变化时出现波动,其他时间一直保持在最大风能利用系数0.441不变,系统实现了最大风能追踪,并且在有功功率变化时,无功功率一直保持在给定值0,实现了定子输出有功功率无功功率的解耦控制。如图8b所示,电机转速变化时,定子电压幅值和频率始终保持不变,转子侧励磁电压的幅值和频率变化,且转差率绝对值越大转子的电压幅值越大,频率越高。当DFIG转速为同步速度时,转子电压频率为0,为直流励磁,此时电机作同步电机运行,实现了变速恒频运行,仿真结果与理论分析相符。

3.2 网侧变换器控制仿真

图9、图10为网侧变换器控制仿真结果。图9表示了整流、逆变两种状态下,交流侧电网电压Ua与输入电流Ia的相位关系。整流运行时,电压、电流同相,网侧变换器从电网吸收能量;逆变运行时,电压、电流反相,网侧变换器向电网反馈能量。图10反映了工作状态变化时,直流电压变化情况。由整流到逆变时,直流电压将增大,但是能很快恢复到给定值;由逆变到整流运行时,直流电压降低,之后也能很快恢复到给定值。

4 结论

本文对变速恒频双馈风力发电系统中双PWM变换器的控制策略进行了讨论研究。对转子侧变换器采用定子磁链定向的矢量控制策略,对网侧变换器采用电网电压定向矢量控制策略。在Matlab/Simulink下建立了转子侧与网侧控制系统的仿真模型,仿真结果表明,通过转子侧变换器实现了定子输出有功功率无功功率的解耦、最大风能追踪以及变速恒频运行,通过网侧变换器实现了直流母线电压的稳定与网侧单位功率因数的运行,双PWM变换器具有很好的输入输出特性。仿真结果同时验证了本文所建模型与控制策略的正确性。

参考文献

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[5]陈伯时,陈敏逊.交流调速系统[M].北京:机械工业出版社,1998.

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[7]Li Shu hui,Timothy A Haskew.Analysis of Decoupled d-qVector Control in DFIG Back-to-back PWM Converter[C]∥Power Engineering Society General Meeting,IEEE,2007:l-7.

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