散射通信海上应用研究

散射通信海上应用研究（共6篇）

散射通信海上应用研究 篇1

摘要：对流层散射通信与其他通信手段相比具有诸多独特优点,特别是在海上应用时具有优于陆地的信道传播特性。美国海军将散射通信视为解决岛屿通信最有效的手段而大量应用,Comtech公司研制的DTR91系列散射通信设备就是其中的典范。论述了DTR91系列散射通信设备的组成和主要技术指标,着重分析了其自适应均衡及分集接收技术体制,并介绍了在岛屿通信中的应用情况。表明散射通信是跨海岸-岛、岛屿间远距离通信不可或缺的一种重要手段。

关键词：DTR91散射通信设备,自适应均衡,岛屿通信

0 引言

对流层散射通信是一种利用对流层大气媒介中的不均匀体对电波的前向散射作用而实现的超视距无线通信方式,由于其具有单跳跨距远、通信容量大、抗干扰和抗截获能力强、不受核爆影响,以及能够跨越复杂地形进行全天候可靠通信等突出优点,倍受世界各军事强国的青睐。特别是散射通信还具有在海上传播特性好的优点,较之陆地通信时能够获得大幅度的系统性能提升,所以特别适合在海上应用。美国Comtech公司研制的DTR91散射通信设备广泛用于美国、英国、澳大利亚、远东地区的200 km～300 km的海军岛屿间通信及岛屿对岸通信中,与海底光缆、卫星通信相比是一种成本低、效益高的通信手段。

1 DTR91散射通信设备

1.1 设备组成

DTR91系列数字对流层散射通信设备,是上世纪九十年代初期美国Comtech公司研制的一种采用先进数字自适应散射调制解调技术的大容量散射通信系统,能够在长达300 km链路上提供8 Mb/s(4×E1)高速信息传输,适用于各种固定或战术可搬移应用场合,现已应用于美国、英国、巴西、中东等国家和地区的军事机构,以及诸如石油公司等商业用户。

DTR91系列散射通信设备由S575自适应数字散射调制解调器、具有4重分集性能的收发信机、2部功放、2部双工器以及2副天线组成。可根据用户需求配置1 kW固态功放或2 kW速调管功放;并可选配不同口径的天线,其设备组成框图如图1所示。

1.2 主要技术指标

DTR 91系列散射通信设备采用先进的自适应均衡技术,具有良好的自适应抗符号间干扰能力;采用4重分集接收技术,并利用自适应均衡器提供的隐分集增益,具有良好的抗衰落性能;设备可工作在750～5 000 MHz频率范围内的任何标准频段。其主要技术指标如下:

工作频率:755～985 MHz,1 700～2 400 MHz分段(1 700～2 100 MHz;2 100～2 400 MHz),2 400～2 700 MHz,4 400～5 000 MHz;

传输速率:可达8 Mb/s;

调制解调方式:QPSK调制(8 Mb/s);自适应判决反馈均衡,相干检测;

分集重数:4重显分集/隐分集;

最大抗多径能力:2σ/T=3;

误码性能:1×10-4～1×10-8。

1.3 主要技术体制分析

(1) 自适应均衡技术

大容量散射通信设备除具有中、小容量散射设备的接收信号微弱且时变的特点之外,因其传输速率较高,所占据的信号带宽就更宽,经由对流层散射信道传输时,受到频率选择性衰落的影响就更为严重,使接收信号的频谱产生失真。这时,由多径传播引入的双边多径时延展宽与传输符号宽度的比值(2σ/T)会更大,在时域上就表现为十分严重的符号间干扰,从而使系统引入不可减小误码,严重时系统无法实现正确判决。因此,符号间干扰是大容量散射传输所遇到的首要问题,在信号的接收端必须采取有效措施来消除符号间干扰的影响。DTR91系列散射通信设备采用S575自适应数字散射调制解调器,利用自适应均衡技术对接收信号进行处理。

自适应均衡技术的基本原理是对信号在不同时延上乘以自适应于信道状态的复数加权值,然后予以合并。S575调制解调器采用抽头延迟线滤波器实现自适应均衡,滤波器的加权系数与信道自适应,以去除信道时延展宽引入的符号间干扰。

S575自适应数字散射调制解调器采用目前国际上先进的时域判决反馈均衡结构,散射信号的自适应均衡由1个6抽头前向均衡器和1个4抽头反馈均衡器完成,如图2所示。其可处理的2σ/T达3.0。其中前向均衡器采用加权系数自适应于信道状态的抽头延迟线滤波器实现,使多径时延展宽的宽度减小,从而消除符号间干扰对检测的影响;反馈均衡器用另一个自适应抽头延迟线滤波器实现,它对判决输出序列进行处理,利用相加器输出的取样值,反馈回来消除过去判决的符号间干扰。前向均衡器的抽头间隔为1/2符号间隔(T/2),因此跨距为3个符号。由于反馈均衡器在当前符号上消除过去的干扰,因此其抽头间隔采用符号间隔(T),跨距为4个符号。

自适应均衡使用的最佳化准则为最小均方误差(MMSE)准则。在MMSE准则下,均衡器自动调整加权系数向量,使输出误差的均方值达到最小。用来寻找使误差性能函数最小的最佳权矢量的算法采用最小均方(LMS)自适应算法。LMS算法基本上不需要有关统计特性的先验知识,经过一段时间就能够达到实际应用情况下的最小均方误差解,进而能连续不断地调节,保持系统的最佳性能。LMS算法的优势在于它的简易性和有效性,实际实现LMS算法时不需要求平方、平均或者微分计算,其每次权矢量更新需要2N(N为均衡器抽头数目)次乘法。由于对流层散射信道的时变速率比信息传输速率要慢得多,所以,采用LMS算法的自适应均衡器能够跟踪信道的响应。

(2) 显、隐结合的分集接收技术

散射信道是典型的随机多径变参信道,散射信道的多径传播造成了通信信号的快衰落。为了有效地克服多径衰落对系统性能的严重影响,散射通信系统需要具有4重以上的分集效果,通过获得衰落不相关的多个分集支路信号达到较好地平滑信道深衰落的目的。该系统利用2部收发信机、2副天线构成4重空间分集;同时,在一定的多径展宽范围内,利用自适应均衡器可产生近似于2重的隐分集效果,从而使总的分集重数达到8重,使系统具有良好的抗衰落性能。

自适应均衡器提供隐分集增益的基本原理如下:均衡器将每一多径分量(可以看成单独的分集支路;而支路与支路之间有某种程度的相关性)中信号能量进行相位校正和合并,从而使信噪比得到改善,由于这种改善对发送信号波形是隐含的,因此称为隐分集。即使在各分集支路之间的归一化相关系数不为零时,也能够实现一定的分集效果。因此,多径均衡是一种形式的带内分集合并,从而提供了隐分集增益。

2 应用分析及实例

2.1 应用分析

美国海军在对岛屿通信的应用需求分析中认为:采用海底光缆实现可靠的岛屿间通信及岛屿对大陆通信是非常昂贵和具有挑战性的。在岛屿间安装海底光缆需要数百万美元的巨大投资,而且容易受到舰船和海浪的冲击而损毁。

如果需要与邻近岛屿通信,卫星通信显然也不是最佳选择。由于岛屿之间链路往往为中远距离,采用卫星通信不能发挥其长距离的优点;而且岛屿彼此间通信点数多,占用资源大,采用卫星通信时将使用户拥挤、地球站数量不够,可能无法达到需要的带宽。因此卫星通信对于视频和图像传输难以保障充足的数据率。超过256 kb/s数据率时,建立卫星链路就很昂贵。卫星非常适于大陆之间远距离通信,但用于建立中远程通信链路对于有限的资源无疑是一种浪费,特别是在200～300 km的通信链路中卫星通信并非首选。

而对流层散射通信在军事上的应用已有40多年,被公认为是中远程链路通信中的一种成本效益高的通信手段。通过安装散射通信系统,用户可以排除大部分用于卫星和光缆重复性投入的成本,实现超视距传输。并且散射通信在海上应用时,具有传播特性优于陆地散射通信的特殊性。按照瑞利分布的散射信道传播模式进行统计,海上的散射年中值电平比陆地要高6～10 dB;海上还常常呈现规则、不规则层反射及大气波导现象,造成了通信信号异于陆地的反常传播,这使得散射通信系统在海上的通信性能大大优于在陆地的使用性能。在同样的设备能力下,可获得海上传输容量或单跳通信距离的大幅度提升;而为了实现同等容量和通信距离的信息传输,对设备能力(发射功率、天线口径)的要求要显著低于陆地传播。因此,美国海军已将对流层散射通信视为解决岛屿通信最有效的手段而大量应用,Comtech公司研制的DTR 91系列散射通信设备就是其中的典范。

2.2 应用实例

DTR91散射通信设备自上世纪90年代初期问世以来,在海军岛屿间通信及岛屿对岸通信中获得了广泛应用,在远东战略岛屿间建立了218 km、219 km、186 km、269 km的4条跨海8 Mb/s散射通信链路;在英国CATS工程中建立了228.4 km、254.2 km的两条岸-岛间跨海数字对流层散射通信链路。

3 结束语

美国Comtech公司研制的DTR91系列数字对流层散射通信设备采用先进的自适应均衡技术,具有良好的自适应抗符号间干扰能力以及4重显分集与隐分集相结合的抗衰落效果,是当今世界上较为先进的大容量对流层散射通信机,在200～300 km的海军岛屿间通信及岛屿对岸通信中获得了广泛应用,与海底光缆、卫星通信相比是一种成本低、效益高的通信手段。

参考文献

[1]常迎春,对流层散射通信在军事通信中的应用[J].计算机与网络,1997(3):21-24.

[2]王晓春、秦建存,散射通信海上应用研究[J].无线电通信技术,2008,34(3):62-64.

散射通信海上应用研究 篇2

当前, 在船舶与岸台的数据传输应用中, 有以下几种方式:

1、窄带直接印字电报, 简称NBDP。

NBDP设备是一种采用数字通信技术与微机控制技术相结合的先进的通信终端。

2、数字选择性呼叫 (DSC) 是通信设备的一种终端。

DSC不仅作为遇险报警与选择性呼叫终端使用, 还可以进行数据或信息交换。

3、船舶自动识别系统, 自动连续

发出船舶自身的静态信息 (编码、船名等) 、动态信息 (船位、航速、航向等) 、航次信息和安全信息, 同时也自动接收周围船舶发来的这些消息, 为船舶避碰和航行提供辅助决策。AIS采用GMSK/FM的调制方式, 传输速率为96Kbps。

4、海事卫星通信

INMARSAT系统是国际海事卫星组织对海上航行船舶提供全球范围内移动通信服务的系统, 可以提供数据业务, 但是卫星通信的费用却是一个阻碍其应用的实际问题, 我们发现, 现有的近海数据通信手段中, 由于设备陈旧或相应技术不成熟以及昂贵的通信费用, 都不能适应现代化港口数据业务高速发展的需要, 存在着如下的一些缺点:

(1) 地面通信系统的数据传输速率低, 不能满足高速数据传输的需要:卫星通信系统的通信费用高, 很不经济。

(2) NBDP、DSC、AIS等通信方式主要提供航行安全信息, 为航行安全服务, 进行其它数据业务通信能力差, 不能满足航运业发展的需要。

(3) NBDP、DSC采用副载波调制方式, AIS采用GMSK调制方式, 没有充分利用信道复用技术, 信道频谱的利用率。

(4) NBDP、DSC的通信协议比较落后, 受编码和纠错方式的局限性, 纠错能力差, 通信效率低。

二、WIMAX技术分析

WIMAX全球微波接入互操作性) 技术是一项新兴的无线高速数据通信技术, 能提供面向互联网的高速连接。和传统的无线通信技术相比, WIMAX具有以下技术优势:

1、传输距离远。

WIMAX的无线信号传输距离最远可达50km, 是无线局域网所不能比拟的, 其网络覆盖面积是3G基站的10倍, 只要建设少数基站就能实现全覆盖, 这样就使得无线网络应用的范围大大扩展。

2、接入速度高。

WIMAX所能提供的最高接入速度是70M, 这个速度是3G所能提供的宽带速度的30倍。

3、可以提供广泛的多媒体通信服务。

由于WIMAX较之无线局域网具有更好的可扩展性和安全性, 从而能够实现电信级的多媒体通信服务。其中包括语音、数据和视频的传输。

三、WIMAX技术在近岸海上通信中的应用

WIMAX是一个全球统一的技术标准。无论在哪里, 只要使用有WIMAX技术的设备都可以很好地进行通信, 这个特点对于海上无线通信来说尤其重要。船舶航行于世界各个港口之间, 因此船舶所采用的通信标准必须是统一的。当前有很多成熟的无线通信技术可以应用到船与岸之间的数据通信, 比如移动通信系统中的GPRS、CDMA以及即将实施的3G, 但这些技术都存在一个标准的问题, 因此这些无线通信技术无法应用到海上无线通信中。只有建立在一个统一的标准之上才能进行通信。WIMAX的通信距离远, 接入速度快。每个WIMAX基站可以有6个扇区, 每个扇区内可以容纳60个终端, 每个扇区的系统带宽为70M, 这样每个WIMAX基站可以支持360个终端, 总系统带宽为420M。比如对于大连港这样的港口使用少量Wl MAX基站即可覆盖全港区, 从而构成一张功能强大的无线宽带网络, 而且网络部署的周期短、成本低。

Wl MAX技术应用到海上通信以后, 进入港口VTS覆盖水域的船舶会自动和VTS中心建立高速数据链接, 因此VTS中心的交通显示器可以自动显示该船的名称、呼号、航向、航速等一些基本的船舶航行资料, 这一切都和目前J下在使用的AIS系统非常类似, 所不同的是Wl MAX提供的通信带宽要远远大于AIS系统, 因此Wl MAX所能提供的功能也是AIS系统不能相比的。WIMAX技术可直接接入因特网, 这将使船舶用户可利用因特网进行公务处理和享受多媒体服务。港口电子商务的实行, 使货物装卸、港口堆场的效率明显提高, 船期明显缩短, 货物运输更加快捷。船舶运输特点决定了船员在生活和娱乐方面相对比较封闭, 而通过因特网, 船员也可及时获取各方面的信息和多媒体服务, 甚至可以和家人在网络上相聚。

摘要：随着航运业的发展, 制约近岸船舶高速数据通信的问题越来越突出。新一代无线通信技术的出现有望应用到海上通信中解决该技术难题。本文分析了WlMAX技术的特点及其在海上通信中的应用。

关键词：无线数据通信,WIMAX,海上通信

参考文献

[1]刘英:《GMDSS系列丛书第二分册通信设备》.北京:人民交通出版社, 1999.P85—90, P118-122.[1]刘英:《GMDSS系列丛书第二分册通信设备》.北京:人民交通出版社, 1999.P85—90, P118-122.

[2]汤容秀:《船载AIS无线传输系统的开发与研究》.武汉理工大学, 2004.[2]汤容秀:《船载AIS无线传输系统的开发与研究》.武汉理工大学, 2004.

[3]孙文力:《船载自动识别系统》[M].大连:大连海事大学出版社, 2004.[3]孙文力:《船载自动识别系统》[M].大连:大连海事大学出版社, 2004.

散射通信的协作分集技术研究 篇3

现有散射通信仍然是点对点通信,若对散射通信进行组网,使其获得分集增益,有效地对抗信道衰落,就使得各散射通信节点每个方向至少两个天线,增加了设备复杂度。而且由于终端体积,功耗等限制使散射组网受到较大的局限性[1]。而协作分集则通过多个用户之间协作共享天线,形成虚拟天线阵列,实现空间分集。本文将研究把协作通信应用到散射通信中,对散射通信和散射组网的影响和作用。

1 协作分集

协作分集是指通过引入中继信道,在源节点和目的节点之间产生独立路径。中继信道可以认为是源节点和目的节点之间直接信道的一种辅助信道[2]。中继信道与直接信道间的衰落独立。

现有无线移动通信中的协作通信根据中继节点处理信息的方式不同可以分为3种:放大转发协作、译码转发协作和编码协作等[3],这里简单介绍前2种方式。

1.1放大转发协议

放大转发(Amplify and Forward,AF)协作分集,中继节点仅仅根据自身功率的约束,直接放大他们接收到的信号(包括源发送的信号和中继接收噪声)的幅度或者功率[4]。以一个中继节点的系统为例来介绍放大转发协作。

放大转发协作如图1所示。通信过程分为2个阶段:

① 首先源节点S发送信号给目的节点D,由于无线信道的广播特性,S的临近中继节点R能够监听到S的信息;② 然后R根据自身的功率限制,对接收到的S的信号(包括噪声)直接幅度或功率放大转发给目的节点D[5]。

中继和目的接收到的源发送的信号为:

$y{}_{s,r}=\sqrt{{\rm P}}h{}_{s,r}s+n{}_{s,r}$, (1)

$y{}_{s,d}=\sqrt{{\rm P}}h{}_{s,d}s+n{}_{s,d}$, (2)

式中,hs,d、hs,r分别是源到目的和源到中继的信道衰落,并被建模成瑞利平坦衰落信道。ns,d、ns,r表示均值为零方差为N0的加性高斯白噪声。在这个协议下,中继将源的信息放大后转发给目的。中继的放大因子与接收功率成反比。如式(3)所示:

因此,中继发送的信号为βrys,r,发射功率P与源的发射功率相同。目的接收到的信噪比来自源和中继2个链路的信噪比之和。源到目的的信噪比为:

式中,Γ=P/N0。

在阶段2,中继放大接收到的信号并以发射功率P发送给目的。根据式(3),目的在阶段2接收到信号为:

通过源和中继2条链路,目的接收到了信号x的2个副本。最大化信噪比的最优方法是最大比合并(MRC)。MRC输出的信噪比等于所有分支信噪比之和。在已知hs,d,hs,r,hr,d下,目的MRC检测器的输出可以写成:y=a1ys,d+a2yr,d。

合并因子a1和a2可通过信号空间和检测原理来设计。因为高斯白噪声存在所有空间,为了最小化噪声的影响,检测器应该将接收信号ys,d,yr,d映射到目标信号空间[6]。因此,对接收信号归一化噪声方差后,ys,d、yr,d应该分别沿着hs,d、hr,d、hs,r方向映射。因此,a1、a2为:

该协作方式非常简单,这种协作方式可以近似看作2个独立发送机的重复编码[7],不同的是中继发送的信号中既放大了它所接收到的源信号,同时也放大了它的接收噪声,必然使得系统性能有所损失,这也是该方法低复杂度的代价。

1.2译码转发

译码转发(Decode and Forward,DF)协作分集中,中继节点对接收到的源节点信号使用相应的检测或解码算法,得到信源发送的信息,去除了中继节点接收噪声的影响,然后将该信息重新编码后转发给目的节点。如果中继节点能正确解码,则中继转发的信息就没有了中继接收噪声的影响。但是,如果源节点到中继节点间信道处于深度衰落时,会导致中继节点无法正确解码,从而会产生错误传播,而且该错误无法纠正[8]。

和放大转发相比,解码转发可以消除中继接收噪声的影响,但是中继需要对接收到的信息进行解码,增加了系统复杂度。另一方面,当源节点和中继节点之间的信道处于深度衰落时,中继将有很大概率发生解码错误,一旦中继发生解码错误,该方法将无法提供分集增益[9]。所以,与AF相比,DF更适用于源节点和中继节点间信道状况良好的情况。

1.3协作分集在散射通信中的实现方案

在以上介绍的协作协议中,利用到无线通信系统的广播特性,对各个节点的发射或者接收天线无方向性限制。且协作分集中,中继节点转发源节点信号时,要考虑中继节点的功率限制,不能无限制放大转发源信号[10,11]。

与普通无线通信不同的是,散射通信都是点对点通信,其天线为定向天线,其他方向不能接收到发送端的信号,以3个节点的散射协作通信为例,其通信示意图如图 2所示。

其中S为源节点,R为中继节点,D为目的节点。每一个节点的2个天线都为定向天线,直接对准要发射(接收)的方向。各信道为瑞利衰落信道,中继节点可以工作在最大功率点,中继节点转发信号功率与源节点发送信号功率相同。在到达目的节点D之前的每个信道都加延迟校正器保证信号同时到达目的节点。

2仿真结果分析

在散射瑞利衰落信道下,对一个中继节点的放大转发与译码转发的通信系统进行仿真比较。

中采用数字基带传输,信道为瑞利衰落信道,中继信道与直接信道衰落相互独立。源节点S、中继节点R和目的节点D之间等距,中继节点发送信号功率与源节点发送信号功率相同,均为P。目的节点采用最大比值合并。

源节点到中继节点信噪比SNR_sr变化,源节点到目的节点、中继节点到目的节点信噪比SNR_sd、SNR_rd不变。

采用放大转发与译码转发误码性能界于直接传输与二重分集之间,如图3所示。低信噪比时,放大转发性能优于译码转发,这是译码转发在低信噪比时,S到R传输有误码,R对其进行重新编码后发送出去,造成误码不可恢复,性能下降;而在大信噪比时,译码转发中继节点能够正确译码,性能优于放大转发。由此可见,译码转发更适合用于S到R信道状况较好的情况。

源节点到目的节点、中继节点到目的节点信噪比SNR_sd、SNR_rd变化,源节点到中继节点信噪比SNR_sr不变。译码转发性能优于放大转发性能,且信噪比越大译码转发性能越接近二重分集误码率性能,如图4所示。

3结束语

协作分集应用到散射通信中,在不增加设备复杂度的情况下,获得分集增益,降低误码率,提高系统性能。译码转发在源节点到中继节点信道状态较好时使用,可以更好地提高系统性能。该方法对散射组网有重要意义。

参考文献

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散射通信海上应用研究 篇4

散射远距离通信,由于传输损耗很大,需要降低通信传输速率[1,2,3,4,5,6]。面临的问题是如何提高传输性能以及在极低检测门限下减小外界干扰的影响。为保证通信的畅通及可靠性,采用多进制正交扩频技术以带宽换取性能改善,并降低本机干扰及外部干扰的影响。

近年来关于多进制正交扩频由于具有扩频效率高、保密性好、抗干扰性能强等优点在军用和民用各领域得到了广泛的应用。美军JTIDS系统中,采用了32进制正交扩频信号实现内层通道的纠错/删除。在IS-665、WCDMA和IMT-2000建议提出的宽带CDMA网络中普遍采用了多进制正交扩频技术。WSN协议 ( IEEE802. 15. 4 ) 在2. 4G ISM频段也采用了多进制正交扩频技术进行数据传输[7]。

1 系统总体设计

多进制正交扩频实际上是一种 ( N,k) 编码,N为码序列长度,k为多进制数。k位信息码共有M =2k个状态,与M条长为N的相互正交的伪随机序列一一对应,由传输的k位信息码唯一映射与其对应的扩频码进行传输[8,9]。

基于远距离散 射通信的 背景,信息速率 为100 b / s,采用16进制正交扩频,选用码长N = 1 024的混沌 - Walsh序列的复合序列作为正交扩频码,经BPSK调制发送。

接收端采用非相干解调方式,无需对信道进行估计,简化了系统的复杂度。

在散射信道下,需采用分集接收。经仿真,四重分集下,16进制正交扩频比传统的差分相干解调性能改善了1. 5 d B。仿真条件为两重频率分集×两重时间分集。两重分集支路之间的频率间隔取信道相关带宽,两重时间分集之间的时间间隔取信道相关时间,可达到四重分集的效果[10,11,12,13]。

2 系统实现

2. 1 分集与多进制正交扩频结合方式系统实现框图如图 1 所示。

在调制端,将速率为100 b /s的信息码流送入RAM缓冲,在使能信号控制下以200 Hz时钟读出成帧,并延迟120 ms作为原始信息的信息副本,与原始信息相加并在信息和信息副本前加入帧头,形成速率为200 b /s的时间分集信号,送入多进制正交扩频模块,将扩频后的信息乘载波1进行上变频,并将扩频后的信息延迟Tc/2 ( Tc为码片周期) 乘载波2进行上变频,两路信号合并完成带内两频分集。

在解调端,系统受到的低中频信号经A/D变换后送入RAM缓冲,根据帧头信息实现帧同步,在定时脉冲和帧同步脉冲的控制下将两路时间分集信号分为原始信号及其副本两路,并将时间分集原始信号延迟,使两路时间分集信号对齐。经下变频,将两路带内频率分集信号分开,并将其中一路延迟Tc/2对齐,四路分集信息分别送入16进制正交解扩模块,每路输出为16路相关值,将四路分集信息的16路相关值对应相加合并,在定时同步脉冲的控制下进行择大判决,最后进行并串变换,得到所需要的数据信息。

2. 2 多进制扩频模块

数据信息经串并转换模块变为4 bit一组的并行数据后送入多进制正交扩频模块选择对应的扩频码串行输出到调制单元。

多进制正交扩频模块采用查表法实现,其基本原理由图2给出。将16条扩频码依次存入ROM ,由4 bit并行数据控制地址产生器,产生与其对应的扩频码在ROM中的地址信息。在码片时钟下读取扩频码,输出串行的扩频信号。

2. 3 多进制正交解扩模块

该多进制接收端正交解扩模块基本框图如图3所示。

下变频后的I和Q两路信号分别经每码片4个采样点下采样后送入16路相关器,取I和Q两路信号的平方和共16路相关值作为判决量,通过择大判决,得到解扩后的4 bit并行信息。

并行相关器的基本原理如图4所示,数据进入长为1 024的抽头延迟线,以使1 024数据并行输出,并与存储在寄存器中的扩频码对应相乘后求和,得到相关值输出。16路相关器的扩频码寄存器分别存储顺序与多进制扩频模块相一致的扩频码。

2. 4 定时同步

该系统中作为判决值的16路相关值经平方和运算,去掉了相位信息,将其求和则每符号周期内均有一个相关峰,通过窄带梳齿滤波器可提取这个符号定时信息,通过判定定时信息是否位于相关峰最大值处而进行适当调整,直至定时抽取时刻对应相关峰峰值处,就完成了符号定时同步。

3 结束语

散射通信海上应用研究 篇5

与传统无线光通信相比，紫外光通信具有保密性好、跟踪端无需对准、可靠性高和便于组网等优点，已广泛运用到军事通信领域。太阳光辐射的紫外线(200～280nm)在经过大气层时被臭氧吸收，不能到达地面[1]。因此，在低空大气信道进行紫外光通信，受此波段的背景光干扰很小，有利于微弱信号的接收。但此波段在大气中传输衰减很大，只适合短距离通信。本文研究了低空信道中紫外光传输特性，利用单次散射模型分析光束发散角、发射机和接收机仰角与接收能量的关系，完成了室内环境下的传输实验，通过分析实验结果，提出了系统需要改进的地方。

1 紫外光低空信道传输特性分析

对于低空信道紫外光通信，由于大气中存在大量粒子，对紫外光传输的影响较大，造成衰减的主要原因是有效散射体内散射粒子对光的吸收和散射。采用modtran大气传输模型可对大气紫外波段(200～400nm)的传输特性进行数值仿真和分析[2]。

图1给出了水平传输距离为1km、能见度为23km、观察高度为500m的情况下，透过率随波长的变化曲线。由图可知：波长在200～280nm之间的紫外光在大气中强烈衰减，透过率不足50%，只适用于短距离通信光源;波长在300～400nm为长紫外光波段，其穿透力极强，适合做长距离通信光源。因此可以根据通信距离的需求选择合适的紫外光光源。

图2给出了垂直高度为500m，能见度为23km条件下，大气组分子对紫外光透过率的影响。由图可见，气溶胶吸收作用下，透过率变化幅度很小;而分子散射作用下，透过率随波长的增加而变大。

2 单次散射有效散射体通信链路分析

在所有光波谱范围内，由于紫外光波长短，在大气传输中具有强散射特性，能够利用大气分子等对其散射完成非视距通信。通常认为，粒子间的距离3倍于粒子直径，单次散射的假设成立。大气中气体分子之间的距离都远远超过了3倍的粒子直径，单次散射传输占主要方面。单次散射近似的数学处理较为简单，在工程设计中得到了广泛应用。

2.1 散射体内散射特性分析

在短距离通信中，散射体内粒子浓度的大小直接影响系统的通信性能。我们应用雷利散射定律来描述有效散射体内各参数与散射强度的关系：

式中，C为单位体积气体中的分子数目;V为单位粒子体积;n1、n2分别为分散介质和分散相的折射率;r为传播距离;I0为初始光强度;’为波长。由式(1)可以看出：散射强度与波长四次方成反比，因此波长越短，散射强度越大;散射强度与单位体积的粒子数成正比，故散射体内粒子浓度越大，光散射强度越大;散射强度与传播距离成反比，距离越远散射强度越小。因此需要根据实际情况选择最佳通信条件。

一天当中不同时段温度的变化也会引起低空信道中粒子浓度的改变，一般来说空气微粒浓度取决于气象因素。昼夜垂直温差变化明显，当地面温度高于高空温度时，地面空气上升，微粒易被带到高空扩散;而地面温度低于高空温度时，天空中会形成逆温层，使地面空气不能上升，空气中的各种污染物就不能扩散。一般逆温层容易出现在早晚7点左右，此时空气最污浊，粒子浓度最大，适宜进行紫外光散射通信。

2.2 单次散射通信链路模型

单次散射通信链路模型如图3所示，光信号只有通过发射仰角和接收仰角交叉部分的散射体散射后，才能到达接收机[3]。图中，βT(0≤βT≤π)为发射机仰角，βR(0≤βR≤π)为接收机仰角，θT(0≤θT≤π)为光束发散角，θR(0≤θR≤π/2)为接收孔径角，r为发射机和接收机之间的距离，ξmax和ξmin分别为有效散射体径向坐标。

假设T=0时刻，F1处发出一束能量为QT的光脉冲，经过t=r2/c时间到达距离发射机为r2的二次辐射源P点处的能量为[4]

式中，ΩT=4πsin2θT;ke为大气消光系数，是吸收系数和散射系数之和。

信号脉冲以均匀的圆锥角传输，在有效散射体V内对式(2)积分，则F2处接收到散射体的能量密度为

式中，c为光速，p(θs)为单次散射的相函数，可由式(4)表示[5]:

式中，ksR、ksM分别为瑞利散射的系数和米散射系数;PR(cosθs)、PM(cosθs)分别为瑞利散射和米散射的相位函数，且可由式(5)、式(6)分别得到：

式中，γ、g、f均为模型参量。

到达接收机的能量：

ξ=ct/r,tmax、tmin分别为到达ξmax和ξmin的时间。

3 系统传输实验

为验证散射信道对紫外光传输的影响，搭建了室内实验系统，如图4所示。系统发射端采用波长为365nm的单个紫外LED(发光二极管)作为发射光源，发射功率为1W，视场角为80°，模拟信号经过模/数转换，对紫外LED进行调制，光信号通过有效散射体散射传输，由PMT(光电倍增管)完成光电接收与前置放大，数字调制信号经整形电路送DAC0832进行数/模转换，最后解调输出模拟信号。

实际测试时，通信距离和发射仰角为容易调整的系统参数，也是影响通信性能的重要参数。在室内测试环境中，紫外光通过烟雾机产生的烟雾(有效散射体)散射，到达PMT，调整传输距离及发射仰角，对PMT接收到的数字信号进行测试。

图5为传输距离5～8m，固定接收PMT仰角为30°，发射仰角在10～65°范围内变化时的发射、接收波形。从图中可以看出，当传输距离为5m，发射仰角分别为30和60°时，接收信号幅度变化不大。这是由于近距离散射效果较好，PMT视场角完全在LED发射辐射范围内;当传输距离为8m，发射仰角从60°减小到30°时，接收信号幅度有40%左右的衰减，这主要是因为发射仰角增大使有效散射体体积减小，实际传输路径增长，传输损耗增加。

经测试，在散射链路建立且有散射体存在的条件下，实现了音频范围内的正弦信号传输。此外，大气能见度也是影响低空信道中紫外光传输的主要因素之一，因此，系统模拟了能见度(烟雾浓度)变化对传输效果的影响。无烟雾时，能见度高，空气中散射粒子稀疏，光信号无法通过散射方式入射到PMT;烟雾喷出时，散射体粒子密度逐渐增大，光与粒子相互作用，PMT接收到的散射光增加，接收信号幅度由小变大;烟雾很浓时，能见度降低，烟雾吸收紫外光增强，散射光功率减弱。

4 结束语

通过对紫外通信低空信道进行特性分析，给出了紫外光散射通信链路传输特性与链路参数的关系，并进行了室内紫外光传输实验。结果表明：满足一定大气通信链路的紫外通信是可行的，可以根据不同的传输距离选择合适波段的紫外光光源，大气中的吸收是引起传输损耗的主要因素。传输距离与发射机、接收机仰角以及路径损耗有着密切关系。这些结果为将来设计系统提供了重要依据。实际系统中通过LED阵列来增大发射功率，采用光学处理来优化光路结构，可进一步提高传输距离。此外，研究适用于散射通信系统的信号编码技术对工程应用也是非常有意义的。

参考文献

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[4]丁莹,佟首峰,董科研,等.大气信道对垂直发收模式紫外光散射通信性能影响的仿真[J].光子学报,2010,39(10):1852-1856.

散射通信海上应用研究 篇6

关键词：对流层散射通信,飞行器衰落,多径时延,多普勒频移

0 引言

对流层散射通信是一种利用对流层媒质的不均匀性来实现超视距通信的通信方式。相比于其他通信方式, 对流层散射通信具有传输距离远、信息容量大、信道不容易被破坏以及保密性好等得天独厚的优点, 适宜应用于大容量远距离无线组网, 大容量对流层散射通信为目前对流层散射通信技术研究的重要方向。

现代无线通信环境下, 大气层存在大量的飞行器 (飞机、空地导弹、巡航导弹等) , 飞行器的大量存在势必影响对流层散射通信, 尤其对大容量散射通信系统影响不可忽视, 从而引起飞行器衰落 (Aircraft Fading) 。在研究飞行器衰落对对流层散射通信影响过程中, 首先分析对流层散射通信的传播特性以及飞行器前向散射传播特性;在此基础上研究飞行器前向散射对大容量对流层散射通信信道的2个重要参数:双边多径时延展宽与码元宽度比值 (2σ/T) 和多普勒频移造成的影响。通过仿真评估飞行器飞越对流层时散射通信信道特征, 对探索能够克服飞行器衰落的大容量散射通信的各种具体技术具有重要作用。

1 对流层散射通信的传播特性

1.1传输损耗

传输损耗是对流层散射通信传播特性研究的首要问题。基于广义散射理论模型, 张明高院士对对流层散射传输损耗进行了理论研究, 根据全球对流层散射数据库得出了全球适用的预测模型。对流层散射通信传输损耗年中值可表示为如下形式:

Lb=F+30lgf+30lgΘ0+10lgd+

20lg (5+γH) +4.343γho, (1)

式 (1) 中, Lb为传输损耗中值 (dB) , F为气象因子 (dB) , f为工作频率 (MHz) , Θ0为最小散射角 (mrad) , d为通信距离 (km) , H为最低散射点到收、发点连线上的高度 (km) , ho为最低散射点离地高度 (km) , γ为对流层不均匀性强度随高度变化的指数衰减系数 (km-1) 。

1.2快衰落

对流层散射通信中, 接收信号电平随时间的随机变化叫做衰落, 其中包括慢衰落和快衰落。对流层散射通信使用预留通信余量的方法抑制慢衰落, 使用分集接收和自适应均衡技术克服信道的快衰落。

快衰落特性与工作频率、通信距离等因素有关, 而与气象条件基本上无关。这种衰落现象主要是由于大气中的湍流、锐变层以及大气波导等引起的多径传播和多普勒效应。大量的测试数据表明:快衰落特性基本上服从瑞利分布。

1.2.1 多径效应

接收到的散射信号是来自不同散射体信号总和, 并且来自不同散射体信号所经过的传播路径长度一般是不相同的, 因此, 就出现了对流层散射通信中的多径传播现象。对于大容量散射通信, 信道的多径传播会造成码间干扰, 引起严重的频率选择性衰落。

1.2.2 多普勒效应

对流层散射通信的多普勒效应是由于散射体的运动引起的, 这些散射体杂乱无章的随机运动导致接收信号频率的弥散, 称为多普勒效应, 用多普勒频移表征, 衰落过程的频率扩展会造成时间选择性衰落。不同于移动通信, 这种散射体运动所引起的多普勒频移一般比较小, 在C波段其范围一般在0.1～10 Hz。

2 飞行器前向散射传播特性

当飞行器穿越或接近对流层散射通信链路, 经飞行器前向散射功率被接收天线接收时, 会对对流层散射通信造成极大的影响。分析飞行器前向散射传播特性, 是研究飞行器衰落对对流层散射通信信道影响的基础。

2.1飞行器前向散射

飞行器驶过对流层散射通信链路, 部分发射功率会产生飞行器前向散射, 由于飞行器前向散射路径同样存在地面反射损耗、大气吸收损耗、天线介质耦合损耗以及天线偏移损耗, 为简化计算, 不计这些相同的损耗。因此, 接收机接收到的飞行器前向散射功率可以表示为:

${\rm P}{}_{\text{r}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{t}}G{}_{\text{t}}}{4\text{π}r{}_{\text{t}}^2}\cdot \sigma \cdot \frac{G{}_{\text{r}}}{4\text{π}r{}_{\text{r}}^2}\cdot \frac{\lambda {}^2}{4\text{π}}$, (2)

式 (2) 中, Pt、Pr分别为发射功率和接收到的飞行器前向散射功率 (W) , Gt、Gr分别为发收天线增益, rt、rr分别表示发射天线到飞行器的距离和飞行器到接收天线的距离 (m) , λ表示工作波长, σ为飞行器的前向散射截面 (m2) 。飞行器前向散射截面σ是表征飞行器对于照射电磁波前向散射能力的一个物理量。σ常用单位是m2, 由于其动态范围很大, 常用其相对于1 m2的分贝数表示, 符号为dB·m2。

假设发射机发射功率经对流层散射和飞行器前向散射后被接收天线接收, 取飞行器前向散射截面σ=50 dB·m2, 则接收到经飞行器前向散射功率与经对流层散射功率差值曲线如图1所示, 接收机接收到的飞行器前向散射功率比对流层散射功率强20 dB左右, 飞行器前向散射功率即使被天线的旁瓣接收, 仍然会对对流层散射通信造成影响。

2.2飞行器有效散射空间

对流层散射通信系统使用波束窄的抛物面天线, 以工作频率为4.7 GHz的2.4 m抛物面天线为例, 其半功率角为θ0.5=0.81°, 第1旁瓣角θc1=2.52°, 抛物面天线的方向图如图2所示。由于经飞行器前向散射传输功率大于经对流层散射传输功率20 dB左右, 即使飞行器前向散射功率被接收天线的旁瓣接收, 仍为优势信号。

飞行器前向散射剖面图如图3所示, 其中阴影部分①为发射天线与接收天线主波束的公共部分, 称作对流层散射通信的公共体;发射天线主瓣与接收天线的旁瓣的公共部分②为飞行器有效散射空间。

假设传输距离d=150 km, 飞行器前向散射截面σ=50 dB·m2, 第1、第2、第3旁瓣归一化增益分别为-17.57 dB、-23.82 dB和-27.96 dB, 则第1、第2、第3旁瓣接收到的飞行器前向散射功率与对流层散射的功率比分别为3.13 dB, -3.12 dB和-7.26 dB。分析以上数据, 得到结论:即使飞行器前向散射信号被接收天线第1旁瓣接收, 该信号仍为优势信号;而第2、第3旁瓣接收到的飞行器前向散射信号不可忽略。

3飞行器衰落分析

3.1多径时延展宽扩展

由于飞行器前向散射作用, 使对流层散射通信传输的有效空间变大, 势必导致多径时延展宽扩展。根据图3飞行器前向散射剖面图, 可以粗略计算多径传输的最大路程差。当不存在飞行器前向散射时, 对流层散射传输的最大路程差为:

$\text{Δ}d=d{}_{\text{B}}-d{}_{\text{A}}=(\overline{{\rm T}B}+\overline{BR})-(\overline{{\rm T}A}+\overline{AR})$。 (3)

通过几何关系, 得到:

$\text{Δ}d=d\cdot \frac{2\theta {}_{0.5}}{2}\cdot (\Theta +2\theta {}_{0.5})$。 (4)

当存在飞行器前向散射时, 对流层散射传输最大路程差为:

$\text{Δ}D=d{}_{\text{C}}-d{}_{\text{A}}=(\overline{{\rm T}C}+\overline{CR})-(\overline{{\rm T}A}+\overline{AR})$, (5)

通过几何关系, 得到:

ΔD=Δd1-Δd2, (6)

$\text{Δ}d{}_1=x\cdot (\theta {}_{0.5}+\theta {}_{\text{c}})\cdot [\frac{(\Theta +\theta {}_{0.5}+\theta {}_{\text{c}})}{2}]$, (7)

$\text{Δ}d{}_2=y\cdot 2\theta {}_{0.5}\cdot [\frac{(\Theta +2\theta {}_{0.5})}{2}]$, (8)

$x=\frac{\text{Θ}/2+2\theta {}_{0.5}}{\Theta +3\theta {}_{0.5}+\theta {}_{\text{c}}}\cdot d$, (9)

$y=\frac{\Theta /2+\theta {}_{0.5}+\theta {}_{\text{c}}}{\text{Θ}+3\theta {}_{0.5}+\theta {}_{\text{c}}}\cdot d$。 (10)

图4为最大路程差的扩展曲线 (天线参数采用2.4 m抛物面天线) 。如图4所示, 若考虑被第3旁瓣接收的飞行器前向散射功率, 最大路程差可扩展为原来的3倍以上。以2.4 m抛物面天线为例, 传输距离d=150 km, 前向散射截面为50 dB·m2, 则根据2σ的经验公式可得, 不存在“飞行器衰落”条件下, 2σ=281 ns;而存在“飞行器衰落”条件下, 由图4可得, 2σ=956 ns。对于8 Mbits/s大容量散射通信系统, 2σ/T由2.25扩展到7.6。以上数据说明, “飞行器衰落”是对流层散射通信多径时延展宽恶化, 导致大容量散射通信接收信号码间干扰剧增。

3.2多普勒频移加剧

发射功率经过飞行器前向散射被接收机接收时, 由于飞行器的运动, 导致接收信号存在多普勒频移。飞行器前向散射的多普勒频移示意图如图5所示, 图中$\overline{v}$表示飞行器的速度矢量, $\overline{r}$1表示飞行器入射功率的方向矢量, $\overline{r}$2表示飞行器前向散射功率的方向矢量, θ为矢量$\overline{r}$1与散射面的夹角, 则-θ为矢量$\overline{r}$2与散射面的夹角, ϕ为飞行器速度矢量与散射面的夹角。因此, 飞行器前向散射引起的多普勒频移为:

fd=f·v/c|cos (θ+ϕ) -cos (ϕ-θ) |, (11)

式 (11) 中, fd为多普勒频移, f为工作频率, v为飞行器飞行速率, c=3×108 m/s为光速。

仍使用2.4 m抛物面天线的例子, 假设传输距离为d=150 km, 半功率角θ0.5=0.81°, 第2旁瓣角θc2=4.13°, 飞行器的速度为1马赫 (340 m/s) , 飞行器速度矢量与散射面的夹角ϕ=10°, 可得到飞行器前向散射引起的多普勒频移为122 Hz。对于对流层散射通信, 信号包络通常大约在0.1～10 c/s之间变化, 这种快衰落在频域上表现为随机多普勒频移, 一般在5 Hz以内。因此, “飞行器衰落”导致对流层散射通信信道快衰落速率加快。

根据不等式性质, 由式 (11) 得到, 最大多普勒频移为:

max (|fd|) ≈f·v/c· (Θ/2+θ0.5+θc) 。 (12)

式 (12) 表明, 飞行器飞行速度越快, 散射通信工作频率越高, 散射角越大, 天线主波束宽度、旁瓣波束宽度越大, 最大多普勒频移越大;并且飞行器下降或爬升时引起的多普勒频移大于飞行器巡航飞行时引起的多普勒频移。

4结束语

从对流层散射通信的原理出发, 在对无飞行器衰落的散射通信信道分析的基础上, 结合对流层散射传输机制, 创新地研究了飞行器衰落对对流层散射通信信道的影响。通过理论分析和仿真, 评估了存在飞行器衰落的对流层散射通信信道特征, 为探索克服飞行器衰落的具体技术提供了参考。

参考文献

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