散射通信（精选8篇）
散射通信 篇1
0引言
对流层散射通信是利用对流层中不均匀体[1]对超短波以上的无线电波的前向散射来实现的一种超视距无线通信方式[2],具有传播媒质永恒存在且无需付费等优点[3],在国内、外超视距通信中占有重要地位[4],其常用的频段有L、S、C、X、Ku频段。
散射通信传播机制的特点决定其传输损耗较大,绝大部分能量都以直射波的形式射向天空,只有不足百万分之一的能量通过弯管传输到达接收机[5,6]。为应对这种较大的传输损耗,对流层散射通信设备通常使用高功放、大口径天线[7]。此外, 如何选取正确的工作频率,以使散射通信发挥出其最大潜能,成为散射通信工程设计中需要考虑的一个重要问题。
本文通过分析散射通信各种因素带来的损耗, 得出了不同应用场景下的频段选取原则,为工程应用提供了参考。
1散射通信传输损耗
根据ITU-R617建议,基本传输损耗年中值[8]:
式中,M为气象因子,其具体值如表1所示。f为频率( MHz) ,θ 为散射角( rad) ,光滑球面条件下:
ae为地球等效半径( km) ,d为大圆距离( km) ,LN为与散射体高度和气候区参数 γ 有关的损耗[9,10]:
气候区参数 γ 的取值如表1所示。
H为最低散射点到收发天线连线高度( km) :
h为最低散射点离地高度( km) :
考虑到天线带来的增益,链路损耗为:
Gant为去掉介质耦合损耗后的纯增益,Lc为介质耦合损耗[11]:
Gt、Gr为发收天线增益( d B) 。
2不同频段、距离下的链路损耗分析
根据式( 6) 可知,链路损耗包括基本传输损耗, 天线介质耦合损耗以及天线带来的增益。基本传输损耗随着距离的增大而增大,当通信距离为100 km时,L、S、C、X和Ku频段的主基本传输损耗分别为184 d B、193 d B、205 d B、211 d B和220 d B,当通信距离达到600 km时,传输损耗可达到226 d B、235 d B、 247 d B、253 d B和261 d B,如图1所示。
由于传输损耗很大,远距离散射通信需要通过加大发射功率和增大天线增益来应对传输损耗。在实际应用中,通过增大发射功率的方法来克服传输损耗的成本是非常大的,一方面,功放的增益受器件水平的限制; 另一方面,高功放的长期运行会导致很大的资源消耗,运行和维护成本很高。因此功放输出功率总是受限的[12],通过加大功率来应对链路损耗并非最佳的解决方法。而通过增大天线增益来克服传输损耗是比较简单、可行的,对于固定站来说, 只需要一次投资就可以一直得到很大的链路增益, 基本上没有后期运行和维护成本,因此增大天线增益是应对远距离散射通信传输损耗的一种有效的手段。
通常情况下,当频率固定时,抛物面天线的增益与天线口径的平方成正比的,但在散射通信中,由于介质耦合损耗的存在,天线增益并不是随着口径增大而一直增大的。对于上述5个频段,使用不同口径的天线带来的增益如图2所示。
由图2可知,在散射通信中,由于天线介质耦合损耗的存在,天线增益并不是随着口径的增大而一直增大,相反,当天线口径增大到一定程度时,天线带来的增益不但没有增大,反而会减小。因此在散射通信中,无法通过继续增大天线口径来获取链路增益。
图2为100 km和600 km的通信距离下,使用5个频段在不同天线口径下的链路损耗曲线。可以看出,对于5个频段,当天线口径小于1 m时,Ku频段链路损耗最小,当天线口径大于7 m时L频段链路损耗最小。对于600 km的链路,若使用Ku频段,其最小链路损耗为178 d B,而L频段在25 m的天线下链路损耗为145 d B,比Ku频段要小33 d B,其他频段损耗介于二者之间,可以看出,在大口径天线的支持下,低频段的散射通信链路损耗可以做得更低,而在天线口径受限的情况下,高频段的链路损耗相对较低。
3不同通信距离下频段的选取
散射通信传输损耗随着距离的增大而增大。对于较近距离的散射通信链路,基本传输损耗较小,例如对于100 km的链路,5个频段的基本传输损耗分别为184 d B、193 d B、205 d B、211 d B和219 d B,都不是很大,这时设备以小型化为主要目标。由图3可知,当选取1 m的天线时,L、S、C、X和Ku的链路损耗分别 为149 d B、146 d B、144 d B、143. 5 d B和143 d B。以某型接 收机为例,其解调门 限为 - 92 d Bm,若不考虑其他工程损失,则5个频段需要的最小 发射功率 为分别为57 d Bm、54 d Bm、 52 d Bm、51. 5 d Bm和51 d Bm,实际工程中都很容易做到,考虑到小型化和实用性,可选择较高的Ku、X以及C频段。当链路长度增大至600 km时,如果继续使用高频段,由图2可知,对与Ku、X以及C频段,链路损耗 最小值分 别为179 d B、170 d B和164 d B,同样以上述接收机为例,所需的发射功率为87 d Bm、78 d Bm和72 d Bm,显然是难以实现或者不实用的; 而使用S或者L频段,采用20 m广告牌天线,链路损耗分别为152 d B和147 d B,需要的发射功率为60 d Bm和55 d Bm,相对比较容易达到,实用性也更强。
通过以上2个例子的对比,可以得出,在散射通信中,在近距离、基本传输损耗较小时,宜使用高频段,如Ku、X或者C频段,有利于设备的小型化; 当应用距离加长,基本传输损耗变得很大时,应考虑使用较低的频段,如S和L频段。
4结束语
在我国的散射通信设备中,Ku和X频段是一个较新的频段,有利于设备小型化,也可兼容卫星通信设备,达到卫通—散射一体化的效果。C频段为最常用的一个频段,应用成熟,频谱干净,干扰较少, 在近距离、非固定站应用中有着重要地位。当通信距离很远,损耗很大时,由于L和S频段基本传输损耗相对较低,并可通过增大天线口径来获取天线增益,这样就可以在一定程度上应对通信距离增加带来的损耗,达到远距离散射通信的目的。
散射波简介及其应用 篇2
只要介质中出现扰动（不均匀体），那么震源激发的地震波入射到介质后，根据惠更斯-菲涅尔原理可以知道任意时刻波前的一点可以看作一个新的震源点，由次产生二次扰动形成新的波前，这个新波前的位置是由各个点源波前包络确定的。形成的新扰动在观测点上相互干涉叠加就产生了散射波，这种波场包含了地下所有的波动信息。
散射波研究领域
传播介质可以分为均匀介质和非均匀介质，非均匀介质又可以根据均匀性的差异再划分为两类：连续的和不连续的。不连续的非均匀介质中是含有包体的，其包体的内部和外部都是相对均匀的，在边界处存在明显的不连续性。这种单个包体的散射问题可用公式表述为边界值问题（或者为带边界条件的偏微分方程组或边界积分方程组），含有多个包体的复杂介质问题可用多重散射理论解决；另一种方法是微扰法，它可用于不连续（弱非均匀）介质和连续介质两种情况。
多重散射理论。在处理散射体分布稀疏时大多数理论尽管比较成功，但都未考虑缺少多重散射（散射体之间相互作用或相互依赖引起的散射）所导致的缺陷，使他们的应用范围局限于散射体分布密度很小的情况。从一般理论得到的结果局限于分布密度的一阶项范围和精度的二阶范围内，对分布密度的更高阶项情况解决办法之一是直接考虑多重散射（Chatterjeeetal.，1978）。自针对弹性围岩液态包体散射问题的单散射体响应的T矩阵被推出后（Peterson， et. al.， 1983），多重散射理论以及多孔岩石的弹性模量应用就容易多了。此外，地球介质微观结构（散射体）的各向异性也可用矩阵加以描述（Jeng1988，Varadan et al.1986b），并提出了与随机矩阵各向异性相联系的横向各向同性圆柱状散射体的多重散射理论。
尾波理论。1969年Aki用单次逆散射理论来解释近地表地震图的后续部分——尾波。尾波是一种散射现象，散射现象会影响到直达波，故尾波及散射问题实质上也是对整个地震记录的完整解释问题，尾波在人工地震探测领域的应用不如天然地震领域那样的突出。
由于Aki的开创性工作，在后来的20年内关于地震尾波的研究得到了深入的研究，逐渐形成一个新的分支，由一般的解释地震尾波记录发展到散射和衰减的全面研究；H.Sato在尾波理论研究中，提出了研究随机非均匀介质弹性随机非均匀性的单散射解释了0.05～30Hz范围内直达波的振幅衰减和尾波激发问题；高龙生（1994）总结了国内地震学家对尾波及散射问题的研究进展；聂永安等（1995）研究了三维无限介质空间中震源距不为零时的单次多次散射模型，基于各向同性散射体在统计意义上均匀分布于三维介质空间的假设，得到了单次散射尾波功率谱的解析表达式及多次散射尾波功率谱的积分表达式。
近地表散射。Levander A.R.通过对近地表地震波散射研究认为：地形和浅层不规则性对体波和面波有很大的影响。对二维模型的研究也表明：地形可集中或分散开体波；浅层不规则结构会放大地表附近的运动并产生强尾波，将体波转换为波导和共振波，完全层状构造中体波的这种共振耦合是不可能的，大深宽比和大速度比的凹形构造（如峡谷）可维持振幅非常大横向共振的波型。观测研究的结果也证实了由于地形和不规则层状介质的作用而产生波的地形聚焦、体波面波间的转换等现象。因此，由地层反射、横向共振耦、体波面波换转和体波聚焦合引起的效应是很难区分的。
地震波能量衰减。线性复合介质（如含小尺度包体或裂纹的复合介质）中波会发生衰减。首先，因为流体和其它充填物的粘性将导致能量耗散；其次，由于能量耗散离开信号方向转变成噪声和尾波。因为在波长相对于包体的体积很大时，由散射导致的衰减是频率的四次方关系，而由裂纹中的流体粘性造成的衰减是频率的一次方关系，所以在低频情况下，在裂纹壁上的衰减似乎主要是由散射造成的。
散射波的工业应用
近年来，地震波散射的理论和方法已被用在地幔、地壳及核幔边界处的非均匀性分布研究，地震前兆研究，工程勘察，地下核爆监测，矿产资源（如石油、金属、煤田等）勘探中的路径研究，强地面运动幅度预测及台站场地效应研究，以及由微小尺度非均匀性引起的介质等效总体特性变化（包括等效频散和衰减及等效各向异性、无损探测等）的研究等。
无损探测。无损探伤方面的应用不是很多，Rose曾进行了基于弹性波逆散射的方法对结构材料和机器部件的无损探测研究，主要采用弹性波Born近似法，利用超声波振幅反演结构材料中孤立缺陷体的几何特征（即边界、大小、形状、方向和组成等）进行处理，实践中取得了较好的效果。
石油勘探。石油勘探方面应用相对较多，Ernst，F.（1999）等提出了一种基于全波的理论来消除地震资料中近地表散射影响的方法。其基本原理是：先估算近地表散射波的分布，然后从地震记录中去除它。步骤为：估算背景模型的特征以及在近地表区域波场传播所需的震源；利用尽可能多的地震资料估计近地表散射波分布；计算每个记录中的近地表散射波场；采用特定的方法去除地震数据中的散射波场。该方法能消除包括顶点在内的绝大部分散射波场，但在复杂的近地表构造和三维情况下效果不是很好。如果结合FK滤波一起使用效果更好，在均质背景的野外资料和具有横向变化背景模型的混合数据体中的应用均有一定效果。
金属矿勘探。由于金属矿所涉及的地震地质条件和要解决的地质问题十分复杂，国内外地震法在金属矿勘探中所占份额较低。目前主要使用反射波法在地震地质条件相对简单的地区寻找倾角较小的隐伏金属矿体，其核心技术仍然是多次覆盖。孙明等（2001）依据微扰理论，进行了金属矿地震散射波场的数值模拟研究。模拟实验结果表明：可通过地震波散射响应的强弱推断矿体，散射波相干性的好坏与杂乱散射体的不均匀性有关，不均匀性越强，产生的散射相干性就越好。
散射通信的协作分集技术研究 篇3
现有散射通信仍然是点对点通信,若对散射通信进行组网,使其获得分集增益,有效地对抗信道衰落,就使得各散射通信节点每个方向至少两个天线,增加了设备复杂度。而且由于终端体积,功耗等限制使散射组网受到较大的局限性[1]。而协作分集则通过多个用户之间协作共享天线,形成虚拟天线阵列,实现空间分集。本文将研究把协作通信应用到散射通信中,对散射通信和散射组网的影响和作用。
1 协作分集
协作分集是指通过引入中继信道,在源节点和目的节点之间产生独立路径。中继信道可以认为是源节点和目的节点之间直接信道的一种辅助信道[2]。中继信道与直接信道间的衰落独立。
现有无线移动通信中的协作通信根据中继节点处理信息的方式不同可以分为3种:放大转发协作、译码转发协作和编码协作等[3],这里简单介绍前2种方式。
1.1放大转发协议
放大转发(Amplify and Forward,AF)协作分集,中继节点仅仅根据自身功率的约束,直接放大他们接收到的信号(包括源发送的信号和中继接收噪声)的幅度或者功率[4]。以一个中继节点的系统为例来介绍放大转发协作。
放大转发协作如图1所示。通信过程分为2个阶段:
① 首先源节点S发送信号给目的节点D,由于无线信道的广播特性,S的临近中继节点R能够监听到S的信息;② 然后R根据自身的功率限制,对接收到的S的信号(包括噪声)直接幅度或功率放大转发给目的节点D[5]。
中继和目的接收到的源发送的信号为:
式中,hs,d、hs,r分别是源到目的和源到中继的信道衰落,并被建模成瑞利平坦衰落信道。ns,d、ns,r表示均值为零方差为N0的加性高斯白噪声。在这个协议下,中继将源的信息放大后转发给目的。中继的放大因子与接收功率成反比。如式(3)所示:
因此,中继发送的信号为βrys,r,发射功率P与源的发射功率相同。目的接收到的信噪比来自源和中继2个链路的信噪比之和。源到目的的信噪比为:
式中,Γ=P/N0。
在阶段2,中继放大接收到的信号并以发射功率P发送给目的。根据式(3),目的在阶段2接收到信号为:
通过源和中继2条链路,目的接收到了信号x的2个副本。最大化信噪比的最优方法是最大比合并(MRC)。MRC输出的信噪比等于所有分支信噪比之和。在已知hs,d,hs,r,hr,d下,目的MRC检测器的输出可以写成:y=a1ys,d+a2yr,d。
合并因子a1和a2可通过信号空间和检测原理来设计。因为高斯白噪声存在所有空间,为了最小化噪声的影响,检测器应该将接收信号ys,d,yr,d映射到目标信号空间[6]。因此,对接收信号归一化噪声方差后,ys,d、yr,d应该分别沿着hs,d、hr,d、hs,r方向映射。因此,a1、a2为:
该协作方式非常简单,这种协作方式可以近似看作2个独立发送机的重复编码[7],不同的是中继发送的信号中既放大了它所接收到的源信号,同时也放大了它的接收噪声,必然使得系统性能有所损失,这也是该方法低复杂度的代价。
1.2译码转发
译码转发(Decode and Forward,DF)协作分集中,中继节点对接收到的源节点信号使用相应的检测或解码算法,得到信源发送的信息,去除了中继节点接收噪声的影响,然后将该信息重新编码后转发给目的节点。如果中继节点能正确解码,则中继转发的信息就没有了中继接收噪声的影响。但是,如果源节点到中继节点间信道处于深度衰落时,会导致中继节点无法正确解码,从而会产生错误传播,而且该错误无法纠正[8]。
和放大转发相比,解码转发可以消除中继接收噪声的影响,但是中继需要对接收到的信息进行解码,增加了系统复杂度。另一方面,当源节点和中继节点之间的信道处于深度衰落时,中继将有很大概率发生解码错误,一旦中继发生解码错误,该方法将无法提供分集增益[9]。所以,与AF相比,DF更适用于源节点和中继节点间信道状况良好的情况。
1.3协作分集在散射通信中的实现方案
在以上介绍的协作协议中,利用到无线通信系统的广播特性,对各个节点的发射或者接收天线无方向性限制。且协作分集中,中继节点转发源节点信号时,要考虑中继节点的功率限制,不能无限制放大转发源信号[10,11]。
与普通无线通信不同的是,散射通信都是点对点通信,其天线为定向天线,其他方向不能接收到发送端的信号,以3个节点的散射协作通信为例,其通信示意图如图 2所示。
其中S为源节点,R为中继节点,D为目的节点。每一个节点的2个天线都为定向天线,直接对准要发射(接收)的方向。各信道为瑞利衰落信道,中继节点可以工作在最大功率点,中继节点转发信号功率与源节点发送信号功率相同。在到达目的节点D之前的每个信道都加延迟校正器保证信号同时到达目的节点。
2仿真结果分析
在散射瑞利衰落信道下,对一个中继节点的放大转发与译码转发的通信系统进行仿真比较。
中采用数字基带传输,信道为瑞利衰落信道,中继信道与直接信道衰落相互独立。源节点S、中继节点R和目的节点D之间等距,中继节点发送信号功率与源节点发送信号功率相同,均为P。目的节点采用最大比值合并。
源节点到中继节点信噪比SNR_sr变化,源节点到目的节点、中继节点到目的节点信噪比SNR_sd、SNR_rd不变。
采用放大转发与译码转发误码性能界于直接传输与二重分集之间,如图3所示。低信噪比时,放大转发性能优于译码转发,这是译码转发在低信噪比时,S到R传输有误码,R对其进行重新编码后发送出去,造成误码不可恢复,性能下降;而在大信噪比时,译码转发中继节点能够正确译码,性能优于放大转发。由此可见,译码转发更适合用于S到R信道状况较好的情况。
源节点到目的节点、中继节点到目的节点信噪比SNR_sd、SNR_rd变化,源节点到中继节点信噪比SNR_sr不变。译码转发性能优于放大转发性能,且信噪比越大译码转发性能越接近二重分集误码率性能,如图4所示。
3结束语
协作分集应用到散射通信中,在不增加设备复杂度的情况下,获得分集增益,降低误码率,提高系统性能。译码转发在源节点到中继节点信道状态较好时使用,可以更好地提高系统性能。该方法对散射组网有重要意义。
参考文献
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散射通信 篇4
关键词：DTR91散射通信设备,自适应均衡,岛屿通信
0 引言
对流层散射通信是一种利用对流层大气媒介中的不均匀体对电波的前向散射作用而实现的超视距无线通信方式,由于其具有单跳跨距远、通信容量大、抗干扰和抗截获能力强、不受核爆影响,以及能够跨越复杂地形进行全天候可靠通信等突出优点,倍受世界各军事强国的青睐。特别是散射通信还具有在海上传播特性好的优点,较之陆地通信时能够获得大幅度的系统性能提升,所以特别适合在海上应用。美国Comtech公司研制的DTR91散射通信设备广泛用于美国、英国、澳大利亚、远东地区的200 km～300 km的海军岛屿间通信及岛屿对岸通信中,与海底光缆、卫星通信相比是一种成本低、效益高的通信手段。
1 DTR91散射通信设备
1.1 设备组成
DTR91系列数字对流层散射通信设备,是上世纪九十年代初期美国Comtech公司研制的一种采用先进数字自适应散射调制解调技术的大容量散射通信系统,能够在长达300 km链路上提供8 Mb/s(4×E1)高速信息传输,适用于各种固定或战术可搬移应用场合,现已应用于美国、英国、巴西、中东等国家和地区的军事机构,以及诸如石油公司等商业用户。
DTR91系列散射通信设备由S575自适应数字散射调制解调器、具有4重分集性能的收发信机、2部功放、2部双工器以及2副天线组成。可根据用户需求配置1 kW固态功放或2 kW速调管功放;并可选配不同口径的天线,其设备组成框图如图1所示。
1.2 主要技术指标
DTR 91系列散射通信设备采用先进的自适应均衡技术,具有良好的自适应抗符号间干扰能力;采用4重分集接收技术,并利用自适应均衡器提供的隐分集增益,具有良好的抗衰落性能;设备可工作在750～5 000 MHz频率范围内的任何标准频段。其主要技术指标如下:
工作频率:755～985 MHz,1 700～2 400 MHz分段(1 700～2 100 MHz;2 100～2 400 MHz),2 400～2 700 MHz,4 400～5 000 MHz;
传输速率:可达8 Mb/s;
调制解调方式:QPSK调制(8 Mb/s);自适应判决反馈均衡,相干检测;
分集重数:4重显分集/隐分集;
最大抗多径能力:2σ/T=3;
误码性能:1×10-4～1×10-8。
1.3 主要技术体制分析
(1) 自适应均衡技术
大容量散射通信设备除具有中、小容量散射设备的接收信号微弱且时变的特点之外,因其传输速率较高,所占据的信号带宽就更宽,经由对流层散射信道传输时,受到频率选择性衰落的影响就更为严重,使接收信号的频谱产生失真。这时,由多径传播引入的双边多径时延展宽与传输符号宽度的比值(2σ/T)会更大,在时域上就表现为十分严重的符号间干扰,从而使系统引入不可减小误码,严重时系统无法实现正确判决。因此,符号间干扰是大容量散射传输所遇到的首要问题,在信号的接收端必须采取有效措施来消除符号间干扰的影响。DTR91系列散射通信设备采用S575自适应数字散射调制解调器,利用自适应均衡技术对接收信号进行处理。
自适应均衡技术的基本原理是对信号在不同时延上乘以自适应于信道状态的复数加权值,然后予以合并。S575调制解调器采用抽头延迟线滤波器实现自适应均衡,滤波器的加权系数与信道自适应,以去除信道时延展宽引入的符号间干扰。
S575自适应数字散射调制解调器采用目前国际上先进的时域判决反馈均衡结构,散射信号的自适应均衡由1个6抽头前向均衡器和1个4抽头反馈均衡器完成,如图2所示。其可处理的2σ/T达3.0。其中前向均衡器采用加权系数自适应于信道状态的抽头延迟线滤波器实现,使多径时延展宽的宽度减小,从而消除符号间干扰对检测的影响;反馈均衡器用另一个自适应抽头延迟线滤波器实现,它对判决输出序列进行处理,利用相加器输出的取样值,反馈回来消除过去判决的符号间干扰。前向均衡器的抽头间隔为1/2符号间隔(T/2),因此跨距为3个符号。由于反馈均衡器在当前符号上消除过去的干扰,因此其抽头间隔采用符号间隔(T),跨距为4个符号。
自适应均衡使用的最佳化准则为最小均方误差(MMSE)准则。在MMSE准则下,均衡器自动调整加权系数向量,使输出误差的均方值达到最小。用来寻找使误差性能函数最小的最佳权矢量的算法采用最小均方(LMS)自适应算法。LMS算法基本上不需要有关统计特性的先验知识,经过一段时间就能够达到实际应用情况下的最小均方误差解,进而能连续不断地调节,保持系统的最佳性能。LMS算法的优势在于它的简易性和有效性,实际实现LMS算法时不需要求平方、平均或者微分计算,其每次权矢量更新需要2N(N为均衡器抽头数目)次乘法。由于对流层散射信道的时变速率比信息传输速率要慢得多,所以,采用LMS算法的自适应均衡器能够跟踪信道的响应。
(2) 显、隐结合的分集接收技术
散射信道是典型的随机多径变参信道,散射信道的多径传播造成了通信信号的快衰落。为了有效地克服多径衰落对系统性能的严重影响,散射通信系统需要具有4重以上的分集效果,通过获得衰落不相关的多个分集支路信号达到较好地平滑信道深衰落的目的。该系统利用2部收发信机、2副天线构成4重空间分集;同时,在一定的多径展宽范围内,利用自适应均衡器可产生近似于2重的隐分集效果,从而使总的分集重数达到8重,使系统具有良好的抗衰落性能。
自适应均衡器提供隐分集增益的基本原理如下:均衡器将每一多径分量(可以看成单独的分集支路;而支路与支路之间有某种程度的相关性)中信号能量进行相位校正和合并,从而使信噪比得到改善,由于这种改善对发送信号波形是隐含的,因此称为隐分集。即使在各分集支路之间的归一化相关系数不为零时,也能够实现一定的分集效果。因此,多径均衡是一种形式的带内分集合并,从而提供了隐分集增益。
2 应用分析及实例
2.1 应用分析
美国海军在对岛屿通信的应用需求分析中认为:采用海底光缆实现可靠的岛屿间通信及岛屿对大陆通信是非常昂贵和具有挑战性的。在岛屿间安装海底光缆需要数百万美元的巨大投资,而且容易受到舰船和海浪的冲击而损毁。
如果需要与邻近岛屿通信,卫星通信显然也不是最佳选择。由于岛屿之间链路往往为中远距离,采用卫星通信不能发挥其长距离的优点;而且岛屿彼此间通信点数多,占用资源大,采用卫星通信时将使用户拥挤、地球站数量不够,可能无法达到需要的带宽。因此卫星通信对于视频和图像传输难以保障充足的数据率。超过256 kb/s数据率时,建立卫星链路就很昂贵。卫星非常适于大陆之间远距离通信,但用于建立中远程通信链路对于有限的资源无疑是一种浪费,特别是在200～300 km的通信链路中卫星通信并非首选。
而对流层散射通信在军事上的应用已有40多年,被公认为是中远程链路通信中的一种成本效益高的通信手段。通过安装散射通信系统,用户可以排除大部分用于卫星和光缆重复性投入的成本,实现超视距传输。并且散射通信在海上应用时,具有传播特性优于陆地散射通信的特殊性。按照瑞利分布的散射信道传播模式进行统计,海上的散射年中值电平比陆地要高6～10 dB;海上还常常呈现规则、不规则层反射及大气波导现象,造成了通信信号异于陆地的反常传播,这使得散射通信系统在海上的通信性能大大优于在陆地的使用性能。在同样的设备能力下,可获得海上传输容量或单跳通信距离的大幅度提升;而为了实现同等容量和通信距离的信息传输,对设备能力(发射功率、天线口径)的要求要显著低于陆地传播。因此,美国海军已将对流层散射通信视为解决岛屿通信最有效的手段而大量应用,Comtech公司研制的DTR 91系列散射通信设备就是其中的典范。
2.2 应用实例
DTR91散射通信设备自上世纪90年代初期问世以来,在海军岛屿间通信及岛屿对岸通信中获得了广泛应用,在远东战略岛屿间建立了218 km、219 km、186 km、269 km的4条跨海8 Mb/s散射通信链路;在英国CATS工程中建立了228.4 km、254.2 km的两条岸-岛间跨海数字对流层散射通信链路。
3 结束语
美国Comtech公司研制的DTR91系列数字对流层散射通信设备采用先进的自适应均衡技术,具有良好的自适应抗符号间干扰能力以及4重显分集与隐分集相结合的抗衰落效果,是当今世界上较为先进的大容量对流层散射通信机,在200～300 km的海军岛屿间通信及岛屿对岸通信中获得了广泛应用,与海底光缆、卫星通信相比是一种成本低、效益高的通信手段。
参考文献
[1]常迎春,对流层散射通信在军事通信中的应用[J].计算机与网络,1997(3):21-24.
对流层散射通信时间分集技术研究 篇5
多面大口径天线空间分集是传统对流层散射通信站的一个显著特征[1], 这种分集方式抗衰落效果显著但需要多部天线与多台发射机;为降低成本, 角分集、频率分集也经常使用或互相组合。大型站的空、频域组合分集技术非常成熟, 但面对低成本要求或大批量装备需求该结构必须进一步删减[2,3]。一个最新实例是雷声公司的TELOS (Tactical Extension of Line-of-Sight) 包装箱式设备, 它采用Ku频段、一面0.75 m小口径天线, 通信距离在速率1 Mb/s时大于64 km。尽管如此, 该设备仍需2部250 W发射机与双收发通道, 功耗超过2 k W, 成本依然较高。
除空、频域分集可用外, 散射信号在时域也有很强的衰落选择性, 如果传输时延控制在用户可接受范围, 时间分集可考虑作为一种不容忽略的抗快衰落措施予以采用[4,5]。该技术仅需单天线、单发射机与单接收机, 因此是一种用于低成本“三单”通信站开发的极具竞争力的手段。
1 时间分集设计要素
经典的对流层散射站多采用多天线、多发射机和多接收机的物理结构, 设备复杂、造价很高并不利于机动使用, “三单”结构虽然简化了设备但接收信号电平的快衰落波动太大 (可达20 d B) , 因此几乎不能无中断地正常解调[6]。为解决此问题, 一些可能的探索包括:
(1) 采用扩谱的方法提高频率分集的作用, 这在较低的传输速率下十分有效, 但仍然无法摆脱分集重数少、快衰落平滑不充分的窘境;特别在使用Turbo乘积码和LDPC等高效的FEC措施的情形下, 分集不够还会造成编码增益减小甚至收效甚微的后果[7];当信道出现反常传播时, 即使占用带宽扩至20~30 MHz也可能呈现带内平坦衰落而非频率选择性衰落, 此时只能靠设备余量来保证衰落低谷时不断链;
(2) 国外雷声、Signatron和Comtech等公司已充分意识到此问题, 开发了双极化、4波束角分集天线, 而高功率放大器、接收机仍然为2套;在近距离通信时, 国外还配装小孔径天线, 即通过扩展波束宽度而达到增大收发波束交汇公共体体积、加长多径时延和缩小信道相关带宽的目的[8], 此时虽然天线增益有所降低, 但传输稳定性反而得以提升。
多次的野外试验均表明, 散射信号的时域衰落特性与频域衰落特性没有简单的一一对应关系。无论信道的相关带宽如何变化, 时域信号的包络起伏始终是存在的, 在温带大陆性气候区, 典型的衰落速率在0.5~2 Hz。这一结果提示研究人员, 若将信号重复多次发送, 在接收端采用合适的方法进行合并可以起到与多天线空间分集类似的作用, 特别需要明确的是即使信道出现不利的平坦型衰落, 多次收发的分集效果依然有效, 这一手段即散射通信的时间分集技术。
散射信号时间分集必须考虑的设计要素有以下几个方面[9,10]。
(1) 每一重时间分集信号的相关系数。工程上希望每重信号的互相关系数应小于0.5, 若平均衰落速率ffade=1 Hz, 衰落周期Tfade=1 s, 要到达0.5以下的相关性则发送间隔Td至少应取Tfade的1/4~1/2, 即0.25~0.5 s。
(2) 重复发送次数。若发送时间间隔足够, 重发次数N越大, 信号衰落平滑越充分;但由于发射总功率一定, 重发次数越多则每次发送均分的功率越少、功率分散越严重, 每重信号信噪比也将随之降低, 具体重发次数应与有无频率分集措施综合考虑后才能确定。
(3) 通信容量。时间分集支持的通信容量与可用频谱宽度B、重复发送的次数N相关, 若原始信息速率为s0bit/s, 重复N次发送后实际信道传输速率将提高为Ns0bit/s, 在高速通信时所需频谱资源激增以至不能接受。因此, 时间分集波形更适合中低速率通信, 如:64 kbit/s~2 Mbit/s。尽管如此, 这与本文提出的该技术主要用于“三单”轻便型散射通信站的假定并不相悖。
(4) 与频率分集措施的兼容性。成功的散射站型均是将空、频、时域的各种分集方法综合权衡后的设计结果, 时间分集技术亦如此, 在波形设计上与频率分集相结合是另一必须考虑的因素。
2 发送波形设计
提出一种时—频结合的发送波形设计方法。设待发送信息序列为di, 首先将di按星座图映射为待发送符号:
式中, ai和bi为同相和正交符号, 对于M-ary字母表 (方形星座图) ;ai和bi在{- (M-1) , - (M-3) , … (M-3) , (M-1) }中取值。如果仅进行一次发送, 对应的符号周期为T0, 那么若要重复发送N次则符号周期缩短为T0/N, 设计重复发送序列sN (i) 为:
式中, 参数M决定每次重复发送的时间间隔为MT;N次发送的总时延为 (N-1) ×MT。
现以N=4为例, 对式 (2) 进行图形化解释。首先对待发送符号序列s0 (i) 基带成型, 占空比取用1/N=1/4, 得到图1中的 (a) 波形, 将该波形分别延迟 (M+1/4) ×T、2 (M+1/4) ×T、3 (M+1/4) ×T个码元后, 得到图1中的波形 (b) 、波形 (c) 和波形 (d) , 将这4个波形相加即为最终的基带发送波形 (e) 。最后将波形 (e) 调制到合适的载频fc, 即一次将信号 (a) 、 (b) 、 (c) 、 (d) 同时调制到fc, 因此信号 (a) 、 (b) 、 (c) 、 (d) 的频谱是完全重合的。
设计的时间分集modem的发端实际信号处理流程如图2所示, A是来自复接设备的群路码流, 该码流是连续的, 如果FEC采用分组码 (如TPC) , 需将输入的连续码流进行缓冲、成帧处理, 成帧后进入FEC编码器得到B, 再次缓冲后转换为连续的码流C。利用大容量N抽头分段数字延迟线对C延迟后即为最终发送序列D, 对D的波形成型以及上变频处理与普通调制器相同。
式 (2) 时间分集方案的特点为:
(1) 多次发送的信息时延粒度不是以帧为单位而是符号, 既在发端省去了复杂的成帧处理, 也在收端避免了复杂的帧同步搜索及保持工作, 同时, 分段抽头数字延迟线中存储的信息为待发送符号而不是帧, 因此时延长短的设计非常灵活, 调整简单;
(2) 每一次发送的信号即每重时间分集都有频率分集作用, 由于各重信号均为1/N占空, 其频谱被扩展至N倍, 因此在各重时间分集的基础上自动实现了扩频“隐”分集;
(3) 各重时间分集信号在频谱上完全重叠, 因此虽然每次发送的都是扩谱信号, 但总带宽利用率较高;
(4) 各分集信号均调制到同一载波上而非带内多载波, 因而信号时域峰均比很小;即使收、发通道带内幅频一致性不佳, 或功放、环形器等非线性模块引入的互调干扰严重, 信号解调时都不敏感;
(5) 信息的重发、分集合并过程是完全透明的, 与原有的分接、复接处理模块以及信道编码模块互相独立, 因而适用于各类分组码、卷积码, 模块之间的兼容性好。
3 时间分集信号的接收
接收部分的信号处理过程如图3所示。中频信号经A/D变换为数字信号, 之后经过N次延迟得到N个时域衰落不相关的信号副本。延迟线可为中频延迟或基带延迟, 若中频延迟, 数据速率较高但信息为单路, 若基带延迟, 数据速率可降低但需I、Q两路。为简化设计, 本例直接对中频信号进行N抽头分段数字延迟 (图3的实例N=4) , 2个抽头之间的时延与发端设计值等效, 同为MT。
数字中频信号下变频后得到N路基带信号, 解调过程为:
(1) 由定时恢复模块恢复周期为T0/N的时钟clkN, N分频得到clk01;
(2) 由clk01得到1/N占空的时钟clk02, 移相后得clk03;
(3) 以clk03为选通信号分别对N路基带信号选通, 调整使clk03至合适相位, 屏蔽每个周期中时长 (N-1) /N×T的不需要部分, 即可恢复1/N占空的发送信号;
(4) 纠正N路基带信号的载波相位偏差, 合并为一路即完成解调。
其中第 (4) 步涉及衰落信道下的载波恢复与多重分集合并2个问题, 其方法有多种限于篇幅不再展开。
4 链路参数
设计传输群路速率为320 kbit/s, FEC码率为3/4、码长为6 kbit的LDPC (目的是测试时间分集对信号衰落平滑的有效性, 特别是对FEC的影响) , 经信道编码后速率约为320×4/3=427 kbit/s;取时间分集数N为4, 总时延0.5 s, QPSK调制, 发送符号速率为427×4/2=0.854 Ms/s;用升余弦波形对发送符号成型, 则频谱零点带宽为0.854×4=3.416 MHz;为提高频率分集效果, 在发射带宽内间隔7 MHz冗余放置2路4重时间分集信号, 从而实现4重时间2重频率共8重分集, 总频宽为7+3.416=10.416 MHz。测试信道模型分别为单径瑞利衰落模型 (用于模拟频率平坦衰落) 与6径瑞利衰落模型 (用于模拟频率选择性衰落) , 时间分集误码性能测试曲线如图4所示。
图4同时画出了相同信道条件下4重空间 (信道仿真器设置为各路信号完全不相关) 2重频率方案下的误码曲线作为对比参照。结果显示, 在衰落速率1 Hz时, 时间分集比空间分集的方案性能差1~2 d B, 这主要是由于总时延不够、各时间分集信号之间存在一定相关性的原因。实际上, 即使是多天线空间分集的方案, 也常有天线安装间距不够使得各路信号相关性较强的问题。
测试证明, 在典型衰落信道条件下若以一定的传输时延为代价, 可以利用时间分集技术实现一类低成本、高可靠的“三单”轻便站型, 其链路中断概率完全可与传统的采用空间分集的大型散射站相比。
5 结束语
随着通信设备机动性能要求的不断提高, 传统的散射多天线站型很难在体积、重量和成本等方面有本质突破, 而时间分集技术适用于单天线、单功放与单收通道“三单”的硬件环境, 除略有时延外, 其特点是可以适应较宽的通信速率范围, 在多次重发与扩频的情况下仍有较高的频谱利用率, 在各种衰落信道中均具有良好的性能, 并且可与现有的信道编码技术完全兼容。时间分集技术硬件平台价格低廉, 适用于设备的大批量生产与推广应用, 因此将是未来轻便型散射通信站的优选技术之一。
摘要：针对对流层散射信号的时域衰落特点给出了一种适用于单天线、单发通道和单收通道轻便散射站的新型信号时间分集方法, 即将待发送信息符号按等时间间隔多次延迟后重组为一个新的发送序列并共享带宽发出, 在接收端对各冗余发送信息进行合并从而获得分集增益。分析了该体制的扩谱隐频率分集作用以及与各种前向纠错编码方法的兼容特性。实测结果表明, 在平坦衰落与频率选择性衰落信道中信号的平滑能力均与传统的多天线空间分集体制相当。
关键词：时间分集,对流层散射通信,频率分集,瑞利衰落
参考文献
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散射通信 篇6
关键词：对流层散射通信,飞行器衰落,多径时延,多普勒频移
0 引言
对流层散射通信是一种利用对流层媒质的不均匀性来实现超视距通信的通信方式。相比于其他通信方式, 对流层散射通信具有传输距离远、信息容量大、信道不容易被破坏以及保密性好等得天独厚的优点, 适宜应用于大容量远距离无线组网, 大容量对流层散射通信为目前对流层散射通信技术研究的重要方向。
现代无线通信环境下, 大气层存在大量的飞行器 (飞机、空地导弹、巡航导弹等) , 飞行器的大量存在势必影响对流层散射通信, 尤其对大容量散射通信系统影响不可忽视, 从而引起飞行器衰落 (Aircraft Fading) 。在研究飞行器衰落对对流层散射通信影响过程中, 首先分析对流层散射通信的传播特性以及飞行器前向散射传播特性;在此基础上研究飞行器前向散射对大容量对流层散射通信信道的2个重要参数:双边多径时延展宽与码元宽度比值 (2σ/T) 和多普勒频移造成的影响。通过仿真评估飞行器飞越对流层时散射通信信道特征, 对探索能够克服飞行器衰落的大容量散射通信的各种具体技术具有重要作用。
1 对流层散射通信的传播特性
1.1传输损耗
传输损耗是对流层散射通信传播特性研究的首要问题。基于广义散射理论模型, 张明高院士对对流层散射传输损耗进行了理论研究, 根据全球对流层散射数据库得出了全球适用的预测模型。对流层散射通信传输损耗年中值可表示为如下形式:
Lb=F+30lgf+30lgΘ0+10lgd+
20lg (5+γH) +4.343γho, (1)
式 (1) 中, Lb为传输损耗中值 (dB) , F为气象因子 (dB) , f为工作频率 (MHz) , Θ0为最小散射角 (mrad) , d为通信距离 (km) , H为最低散射点到收、发点连线上的高度 (km) , ho为最低散射点离地高度 (km) , γ为对流层不均匀性强度随高度变化的指数衰减系数 (km-1) 。
1.2快衰落
对流层散射通信中, 接收信号电平随时间的随机变化叫做衰落, 其中包括慢衰落和快衰落。对流层散射通信使用预留通信余量的方法抑制慢衰落, 使用分集接收和自适应均衡技术克服信道的快衰落。
快衰落特性与工作频率、通信距离等因素有关, 而与气象条件基本上无关。这种衰落现象主要是由于大气中的湍流、锐变层以及大气波导等引起的多径传播和多普勒效应。大量的测试数据表明:快衰落特性基本上服从瑞利分布。
1.2.1 多径效应
接收到的散射信号是来自不同散射体信号总和, 并且来自不同散射体信号所经过的传播路径长度一般是不相同的, 因此, 就出现了对流层散射通信中的多径传播现象。对于大容量散射通信, 信道的多径传播会造成码间干扰, 引起严重的频率选择性衰落。
1.2.2 多普勒效应
对流层散射通信的多普勒效应是由于散射体的运动引起的, 这些散射体杂乱无章的随机运动导致接收信号频率的弥散, 称为多普勒效应, 用多普勒频移表征, 衰落过程的频率扩展会造成时间选择性衰落。不同于移动通信, 这种散射体运动所引起的多普勒频移一般比较小, 在C波段其范围一般在0.1～10 Hz。
2 飞行器前向散射传播特性
当飞行器穿越或接近对流层散射通信链路, 经飞行器前向散射功率被接收天线接收时, 会对对流层散射通信造成极大的影响。分析飞行器前向散射传播特性, 是研究飞行器衰落对对流层散射通信信道影响的基础。
2.1飞行器前向散射
飞行器驶过对流层散射通信链路, 部分发射功率会产生飞行器前向散射, 由于飞行器前向散射路径同样存在地面反射损耗、大气吸收损耗、天线介质耦合损耗以及天线偏移损耗, 为简化计算, 不计这些相同的损耗。因此, 接收机接收到的飞行器前向散射功率可以表示为:
式 (2) 中, Pt、Pr分别为发射功率和接收到的飞行器前向散射功率 (W) , Gt、Gr分别为发收天线增益, rt、rr分别表示发射天线到飞行器的距离和飞行器到接收天线的距离 (m) , λ表示工作波长, σ为飞行器的前向散射截面 (m2) 。飞行器前向散射截面σ是表征飞行器对于照射电磁波前向散射能力的一个物理量。σ常用单位是m2, 由于其动态范围很大, 常用其相对于1 m2的分贝数表示, 符号为dB·m2。
假设发射机发射功率经对流层散射和飞行器前向散射后被接收天线接收, 取飞行器前向散射截面σ=50 dB·m2, 则接收到经飞行器前向散射功率与经对流层散射功率差值曲线如图1所示, 接收机接收到的飞行器前向散射功率比对流层散射功率强20 dB左右, 飞行器前向散射功率即使被天线的旁瓣接收, 仍然会对对流层散射通信造成影响。
2.2飞行器有效散射空间
对流层散射通信系统使用波束窄的抛物面天线, 以工作频率为4.7 GHz的2.4 m抛物面天线为例, 其半功率角为θ0.5=0.81°, 第1旁瓣角θc1=2.52°, 抛物面天线的方向图如图2所示。由于经飞行器前向散射传输功率大于经对流层散射传输功率20 dB左右, 即使飞行器前向散射功率被接收天线的旁瓣接收, 仍为优势信号。
飞行器前向散射剖面图如图3所示, 其中阴影部分①为发射天线与接收天线主波束的公共部分, 称作对流层散射通信的公共体;发射天线主瓣与接收天线的旁瓣的公共部分②为飞行器有效散射空间。
假设传输距离d=150 km, 飞行器前向散射截面σ=50 dB·m2, 第1、第2、第3旁瓣归一化增益分别为-17.57 dB、-23.82 dB和-27.96 dB, 则第1、第2、第3旁瓣接收到的飞行器前向散射功率与对流层散射的功率比分别为3.13 dB, -3.12 dB和-7.26 dB。分析以上数据, 得到结论:即使飞行器前向散射信号被接收天线第1旁瓣接收, 该信号仍为优势信号;而第2、第3旁瓣接收到的飞行器前向散射信号不可忽略。
3飞行器衰落分析
3.1多径时延展宽扩展
由于飞行器前向散射作用, 使对流层散射通信传输的有效空间变大, 势必导致多径时延展宽扩展。根据图3飞行器前向散射剖面图, 可以粗略计算多径传输的最大路程差。当不存在飞行器前向散射时, 对流层散射传输的最大路程差为:
通过几何关系, 得到:
当存在飞行器前向散射时, 对流层散射传输最大路程差为:
通过几何关系, 得到:
ΔD=Δd1-Δd2, (6)
图4为最大路程差的扩展曲线 (天线参数采用2.4 m抛物面天线) 。如图4所示, 若考虑被第3旁瓣接收的飞行器前向散射功率, 最大路程差可扩展为原来的3倍以上。以2.4 m抛物面天线为例, 传输距离d=150 km, 前向散射截面为50 dB·m2, 则根据2σ的经验公式可得, 不存在“飞行器衰落”条件下, 2σ=281 ns;而存在“飞行器衰落”条件下, 由图4可得, 2σ=956 ns。对于8 Mbits/s大容量散射通信系统, 2σ/T由2.25扩展到7.6。以上数据说明, “飞行器衰落”是对流层散射通信多径时延展宽恶化, 导致大容量散射通信接收信号码间干扰剧增。
3.2多普勒频移加剧
发射功率经过飞行器前向散射被接收机接收时, 由于飞行器的运动, 导致接收信号存在多普勒频移。飞行器前向散射的多普勒频移示意图如图5所示, 图中
fd=f·v/c|cos (θ+ϕ) -cos (ϕ-θ) |, (11)
式 (11) 中, fd为多普勒频移, f为工作频率, v为飞行器飞行速率, c=3×108 m/s为光速。
仍使用2.4 m抛物面天线的例子, 假设传输距离为d=150 km, 半功率角θ0.5=0.81°, 第2旁瓣角θc2=4.13°, 飞行器的速度为1马赫 (340 m/s) , 飞行器速度矢量与散射面的夹角ϕ=10°, 可得到飞行器前向散射引起的多普勒频移为122 Hz。对于对流层散射通信, 信号包络通常大约在0.1～10 c/s之间变化, 这种快衰落在频域上表现为随机多普勒频移, 一般在5 Hz以内。因此, “飞行器衰落”导致对流层散射通信信道快衰落速率加快。
根据不等式性质, 由式 (11) 得到, 最大多普勒频移为:
max (|fd|) ≈f·v/c· (Θ/2+θ0.5+θc) 。 (12)
式 (12) 表明, 飞行器飞行速度越快, 散射通信工作频率越高, 散射角越大, 天线主波束宽度、旁瓣波束宽度越大, 最大多普勒频移越大;并且飞行器下降或爬升时引起的多普勒频移大于飞行器巡航飞行时引起的多普勒频移。
4结束语
从对流层散射通信的原理出发, 在对无飞行器衰落的散射通信信道分析的基础上, 结合对流层散射传输机制, 创新地研究了飞行器衰落对对流层散射通信信道的影响。通过理论分析和仿真, 评估了存在飞行器衰落的对流层散射通信信道特征, 为探索克服飞行器衰落的具体技术提供了参考。
参考文献
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散射通信 篇7
随着散射通信技术的广泛应用,地形、环境等对散射通道的影响日益严重,为了尽量减少干扰,提高通信质量,散射链路分析和站址规划愈发重要。
传统的散射链路分析方法都是在实地勘测地形条件及环境干扰之前先进行图上作业,进行线路预测,图上作业方法工作量极大,精度低,计算不准确。
近几年来,地理信息系统(GIS)作为制图学、计算机技术、地理、遥感技术和测绘等多学科交叉的产物,被广泛地运用到各个领域[1,2]。因此,在计算机平台上利用VC++的开发环境,嵌入可进行地图空间操作的MapX控件来快速实现站址规划和链路分析提高散射链路分析的效率十分必要。
1 MapX技术
MapInfo是一种地理信息系统平台,它采用图层的概念来管理地图图幅,整幅地图的所有数据均由各个透明的图层叠加而成,图层是同一地理属性的特征对象的集合,每个图层都对应于一个或多个数据集,这些数据集都以数据表的格式存储在硬盘上,在地图加载时动态绑定到对应的图层上,数据集的每个字段允许用户进行编辑并为其指定数据类型,也允许用其他空间数据库软件对其进行管理该数据集。图层中的每一个特征对象都对应于该图层的某个数据集中的一条记录。为便于图幅管理MapInfo定义了一种图层管理文件(后缀为.GST),它可将用户所需要的所有图层整合到一起进行管理,这样用户加载和操作地图时便可将所需要的所有图层同时操作而不必逐层进行操作[3]。
MapX是MapInfo地理信息管理系统对应的开发工具从编程技术来说它是一种ActiveX控件,可嵌入任何支持ActiveX的可视化开发平台中,如VC++,VB等。开发人员可以轻松地将MapX中的地图功能嵌入到系统中,可以实现MapInfo具有的绝大部分地图编辑和空间分析功能的地图化组件。并且可以脱离MapInfo的软件平台运行。
散射链路的分析需要参照地理信息和态势图信息,并基于地理信息系统实现可视化操作分析。而MapX控件就能够很容易实现这一功能,并能构建一种符合这一要求的成熟的软件平台,它可以将地理关联信息数据添加在电子地图上,并将Mapinfo地图中的地图对象与数据库中的属性数据建立连接关系,以实现地图与数据库的双向查询。
2 分析算法及数学模型
传统的散射通信链路分析基于手工作业,需要经过预选路由及站址、手工绘制地形剖面图、计算每条电路的几何参数和方位角、计算传输损耗年中值、计算传播可靠度等步骤。根据以上所述编程主要用到以下的算法。
2.1 地形剖面图算法
路由剖面生成的主要依据是等高线图层中特征对象的高程值,在电子地图上进行剖面图绘制工作原理:在电子地图中利用函数求出路由线与各条等高线的交点,将得到的这些交点以不含头节点的单向线性表存储起来,该表的每个节点对应一个交点,每个节点包含了该点所在等高线的高程值以及该点的经纬度信息,用希尔法或直接插入法对该表的各个节点进行排序,这样得到一个升序的单向线性表,提取出链表中的信息,并经过比例尺调整在通过编程在计算机界面上描绘出各个高程点,再将这些点连接起来即成为地形剖面图。
2.2 散射传播损耗年中值计算
经典散射通信理论中,将电波在对流层散射信道中传输损耗分为基本传输损耗和附加传输损耗2部分。计算散射信道传输损耗有多种估算方法,如Collins方法、NBS方法、CCIR方法、Yeh方法、改进的Yeh方法、气象参数方法、诺谟图方法、CHINA方法及改进的CHINA方法等,这些方法都是半理论半经验的方法,其中改进的CHINA方法已由CCIR于1992年确定为计算散射传播损耗的唯一方法。
系统中散射传播损耗年中值计算根据-CHINA方法[4]:
式中表示气象因子为大气结构参数为频率(MHz),d为路径长度(km),θ为特定气候区,中等大气条件下,大圆平面(包含天线)内无线电地平线间的夹角。
式中,ae为等效地球半径(km);Gt、Gr为天线增益(dB);Lc为口径-介质耦合损耗:
2.3 传播可靠度的估算方法
散射链路传播的可靠度采用如下方法进行估算:
(1)通过公式计算或查表确定标准偏差;
(2)在对数正态分布曲线图上对应时间百分比为84%的纵轴上定出等于标准偏差的点;
(3)将该点与时间百分比为50%的点连成直线;
(4)将衰落储备值标在纵轴上;
(5)通过该点的水平线与由步骤(3)确定的斜线的交点所对应时间百分比即为传播可靠度。
3 系统开发与实现
3.1 软件的体系结构
以软件工程的思想和方法为依据,在满足实用性、可靠性和规范性等设计原则上,贯彻标准化、通用化和模块化来设计系统。系统的软件体系架构遵循分层涉及规范,可实现软件组件的重用[5]。按照面向对象的分析和设计方法,系统所有功能局封装于类中,类库结构图如图1所示。
3.2 系统的软件功能组成
在系统中主框架类负责控制其他各种界面元素类,它第一时间截获用户通过菜单发送的消息,并把他们分派给相应的类去处理。
电子地图显示类负责显示电子地图及其他一些图形效果(如站点位置等),并处理用户的地图操作和查看等命令。菜单类可以接受用户命令,并分发这些命令到相应得处理类。站点管理窗口类可以列出当前各个站点,对散射台站的动态管理,可在地图上新设、删除散射站点的位置,用户可在地图上任意选定一个散射站点编辑其数据集参数。若已知散射站点的经纬度位置,那么可在地图上进行精确站点定位。地形剖面图算法类封装了剖面图的生成算法,该算法从电子地图中读取地形数据经过排序和线性插值处理生成一个链路数据文件,该文件包含了地形剖面图的节点数据和两端站点的参数。剖面图子框架、剖面图子菜单及剖面图视图构成剖面图显示类,该类首先读取链路数据文件,然后在地形剖面视图上描点即可显示出地形剖面图,在用户干预下通过调用链路计算公式类出链路方位角、链路俯仰角、链路夹角、设备合成传播损耗、设备裕量、时间概率散射中值损耗、天线介质耦合损耗和传播可靠度等链路分析结果。
3.3 系统实现
图2是该分析系统在电子地图上选取山西河北2点进行散射链路分析而生成的剖面图及相应的链路分析结果报告。
用户通过系统菜单可以对链路的各项参数进行干预系统根据用户的干预即时更新链路分析结果和剖面图。
4 结束语
该系统基于MapX技术,采用VC编程实现散射链路的分析和站址规划,在计算机上通过剖面图可以很直观地了解信道的状况,并计算出信道参数特征。大大减少了手工链路分析作业的工作量,与传统的手工作业相比具有高效经济的优势。下一步的工作实现站址的自动选择与规划使系统更加完善。
参考文献
[1]刘光.地理信息系统二次开发教程[M].北京:清华大学出版社,2003:21-40.
[2]齐悦,屈韶琳,刚琳.用mapx开发地理信息系统[M].北京:清华大学出版社,2003:15-106.
[3]李连营,李清泉,李汉武,等.基于mapx的gis应用开发[M].武汉:武汉大学出版社,2003:37-86.
[4]张明高.对流层散射传播[M].北京:电子工业出版社,2004:48-49.
散射通信 篇8
散射远距离通信,由于传输损耗很大,需要降低通信传输速率[1,2,3,4,5,6]。面临的问题是如何提高传输性能以及在极低检测门限下减小外界干扰的影响。为保证通信的畅通及可靠性,采用多进制正交扩频技术以带宽换取性能改善,并降低本机干扰及外部干扰的影响。
近年来关于多进制正交扩频由于具有扩频效率高、保密性好、抗干扰性能强等优点在军用和民用各领域得到了广泛的应用。美军JTIDS系统中,采用了32进制正交扩频信号实现内层通道的纠错/删除。在IS-665、WCDMA和IMT-2000建议提出的宽带CDMA网络中普遍采用了多进制正交扩频技术。WSN协议 ( IEEE802. 15. 4 ) 在2. 4G ISM频段也采用了多进制正交扩频技术进行数据传输[7]。
1 系统总体设计
多进制正交扩频实际上是一种 ( N,k) 编码,N为码序列长度,k为多进制数。k位信息码共有M =2k个状态,与M条长为N的相互正交的伪随机序列一一对应,由传输的k位信息码唯一映射与其对应的扩频码进行传输[8,9]。
基于远距离散 射通信的 背景,信息速率 为100 b / s,采用16进制正交扩频,选用码长N = 1 024的混沌 - Walsh序列的复合序列作为正交扩频码,经BPSK调制发送。
接收端采用非相干解调方式,无需对信道进行估计,简化了系统的复杂度。
在散射信道下,需采用分集接收。经仿真,四重分集下,16进制正交扩频比传统的差分相干解调性能改善了1. 5 d B。仿真条件为两重频率分集×两重时间分集。两重分集支路之间的频率间隔取信道相关带宽,两重时间分集之间的时间间隔取信道相关时间,可达到四重分集的效果[10,11,12,13]。
2 系统实现
2. 1 分集与多进制正交扩频结合方式系统实现框图如图 1 所示。
在调制端,将速率为100 b /s的信息码流送入RAM缓冲,在使能信号控制下以200 Hz时钟读出成帧,并延迟120 ms作为原始信息的信息副本,与原始信息相加并在信息和信息副本前加入帧头,形成速率为200 b /s的时间分集信号,送入多进制正交扩频模块,将扩频后的信息乘载波1进行上变频,并将扩频后的信息延迟Tc/2 ( Tc为码片周期) 乘载波2进行上变频,两路信号合并完成带内两频分集。
在解调端,系统受到的低中频信号经A/D变换后送入RAM缓冲,根据帧头信息实现帧同步,在定时脉冲和帧同步脉冲的控制下将两路时间分集信号分为原始信号及其副本两路,并将时间分集原始信号延迟,使两路时间分集信号对齐。经下变频,将两路带内频率分集信号分开,并将其中一路延迟Tc/2对齐,四路分集信息分别送入16进制正交解扩模块,每路输出为16路相关值,将四路分集信息的16路相关值对应相加合并,在定时同步脉冲的控制下进行择大判决,最后进行并串变换,得到所需要的数据信息。
2. 2 多进制扩频模块
数据信息经串并转换模块变为4 bit一组的并行数据后送入多进制正交扩频模块选择对应的扩频码串行输出到调制单元。
多进制正交扩频模块采用查表法实现,其基本原理由图2给出。将16条扩频码依次存入ROM ,由4 bit并行数据控制地址产生器,产生与其对应的扩频码在ROM中的地址信息。在码片时钟下读取扩频码,输出串行的扩频信号。
2. 3 多进制正交解扩模块
该多进制接收端正交解扩模块基本框图如图3所示。
下变频后的I和Q两路信号分别经每码片4个采样点下采样后送入16路相关器,取I和Q两路信号的平方和共16路相关值作为判决量,通过择大判决,得到解扩后的4 bit并行信息。
并行相关器的基本原理如图4所示,数据进入长为1 024的抽头延迟线,以使1 024数据并行输出,并与存储在寄存器中的扩频码对应相乘后求和,得到相关值输出。16路相关器的扩频码寄存器分别存储顺序与多进制扩频模块相一致的扩频码。
2. 4 定时同步
该系统中作为判决值的16路相关值经平方和运算,去掉了相位信息,将其求和则每符号周期内均有一个相关峰,通过窄带梳齿滤波器可提取这个符号定时信息,通过判定定时信息是否位于相关峰最大值处而进行适当调整,直至定时抽取时刻对应相关峰峰值处,就完成了符号定时同步。
3 结束语