电源参数（精选7篇）
电源参数 篇1
0 引言
多功能电源系统共用一个主电路拓扑结构, 通过外部参数设定, 控制电源系统工作在不同的状态, 满足不同场合的需求。本文设计的电源箱系统, 通过三波段开关切换, 能够满足舰船远洋和陆路两种场合的应用。
由于电源箱系统最大输出功率为400 W, 功率变换器选择正激电路拓扑是比较合适的[1]。但单管正激电路在主功率管关断的时候, 承受的反压比较高, 电压越高功率管的价格也越高, 而且极易造成击穿, 电路的可靠性也就下降。如果用双管正激电路, 两个晶体管平均分担关断时的电压, 在降低电路成本的同时, 也提高了电路的可靠性。
1 电源箱系统的设计方案
电源箱系统工作在三种模式, 分别是有市电的情况下, DC 28 V恒压输出。无市电的情况下, 电池电压输出;有市电输入, 不需对外供给能量时, 给电池充电, 以备下次使用。系统的总体框图如图1所示。在图1中, “1”为切换开关的默认状态, 表示开关切换至市电AC 220 V输入, DC 28 V输出的工作方式;“2”表示开关切换至电池提供能量, 输出电压为电池电压的工作状态, “3”表示有市电AC 220 V输入, 功率变换器给电池恒流充电的工作方式。图中, 表示控制信号的流向, →表示主功率的流向。
2 电源箱系统的电路设计
2.1 电池选择及其参数计算
综合电源箱对电池体积、重量和电量的要求, 本文选择材质为磷酸铁锂电池, 每节电池满电压为3.3 V, 容量为9 A·h, 9节串联, 充电率为0.3 C, 重量为2.5 kg, 体积为275 mm×210 mm×75 mm。根据电池生产厂家提供的参数, 可以算出电池满电压为9×3.3=29.7 V, 功率变换器设置充电电压不低于此电压, 考虑到电池本身的“虚电”特性, 本文设计电池充满电压为30.3 V。电池的充电电流为9×0.3=2.7 A, 为了保证电池的使用安全, 设计充电电流为2 A, 电池最低放电电压不低于26 V。
2.2 功率变换器的拓扑结构及主功率管驱动电路
双管正激电路拓扑如图2所示, 由于两个嵌位二极管VD1和VD2的作用, 限制了在VF1和VF2关断时所受的最大反压均为直流输入电压VDC与二极管压降VD之和。电路的工作原理如下:
主功率管VF1和VF2同时导通或同时关断。副边绕组由于主功率管的导通有了感应电动势。副边绕组、二极管VD3很快建立电流, 其速度受制于变压器和副边电路的漏电感。因为在导通瞬间L1上流过的电流IL在导通时保持不变。所以, 由于VD3的电流建立, 二极管VD4的电流比随之同等的快速减小。当VD3中的正向电流增加到原先流过VD4的电流时, VD4转为关断。与此同时开始了正激电路能量传递的状态。
图2中的两个主功率管VF1和VF2同时开通或关断, 但不共地, 本文采用常用的UC2845系列驱动芯片, VF1和驱动芯片共地, 可以直接由此芯片驱动, VF2的驱动信号由VF1的驱动信号变换得到, 电路如图3所示。图中T2为驱动变压器, VD5和VD6为18 V的稳压二极管, C7为隔直电容。
2.3 电源箱系统工作方式的实现
电源箱系统的第“1”和第“3”工作方式共用一套主功率变换器, 通过外部的三波段开关切换工作模式。图4为模式切换的控制电路。在图4中, 充电控制开关在默认状态下为低电平, 三极管VT4和VT5不导通。电阻R19和R20是主功率回路的采样电阻, 当主回路的电流小于120%的额定电流时, 输出的Iout信号小于2.5 V, 低于电流控制的给定电压 (运算放大器N2B的负向输入端) 2.5 V, N2B输出低电平, 二极管VD10不导通。电压环的给定电压也为2.5 V, 电压反馈取自R43, R44和R49的分压, 合理分配它们之间的比值, 主功率变换器输出恒定的DC 28 V电压。如果主回路的电流超过120%的额定电流, N2B输出高电平, 二极管VD10导通, R44分压得到的电压升高, 从而使输出电压降低, 电路转入恒流控制, 输出功率不再增加, 电路保护。
当波段开关切换到模式“3”, 充电控制开关信号为高电平, 三极管VT4和VT5导通。此时的电流控制给定电压为0.5 V, 如果主回路的电流超过2 A时, VD10就能够导通, 从而拉低了输出电压, 使充电电流一直维持在2 A, 一直到电池充满。VT4导通后, R44和R37并联后的等效电阻比R44小, 而电压环的给定电压信号不变, 致使电路输出电压高于模式“1”的输出电压, 克服了电池的“虚电”特性。当波段开关切换到模式“2”, 电池对外提供能量, 此时输出电压即为电池的电压。由于无市电AC220 V输入, 正激电路不工作。
3 电源箱系统试验数据
电池试验参数如下:
在做电源箱试验时, 应首先使波段开关切换至模式“3”, 对电池进行充电。充满后, 才能切换至模式“2”的工作方式, 进行电池放电性能的测试。根据任务书要求, 先对电池进行大电流放电, 后进行小电流放电。充电试验数据如表1所示。
在30 min的时间内, 电池电压达到30.1 V, 电池充满, 此模式的纹波电压均小于100 m V。充满后进行放电试验, 试验数据如表2所示。在空载时, 电池电压为29.9 V, 加入大负载后, 分别在第1, 11, 21 min测试输出电压, 由于切换开关消耗的电压, 此时输出电压略低于电池本身的电压, 但高于26 V, 满足设计要求。表3是工作在模式“1”, 在额定负载的条件下测试的输出电压及其纹波电压, 在1 h之内, 功率变换器达到稳定状态, 纹波也小于100 m V, 满足设计需要。
4 结语
本文设计的电源箱系统能够实现三种功能:即为市电输入, DC 28 V输出;市电输入, 电池充电;无市电输入, 电池输出。三种工作方式通过手动开关切换。电路拓扑选择采用双管正激电路, 控制方式既能实现恒压, 也能实现电池恒流充电。试验指标合格, 能够满足舰船陆地和岸基供电系统的要求。
摘要：为了满足舰船陆地和岸基作业的需要, 设计的电源箱系统的三种工作模式, 即AC/DC模式、充电模式和电池输出模式。AC/DC模式和充电模式主电路拓扑选用同一双管正激电路。分别做了电池放电实验, 电池充电实验和恒压输出实验, 其技术指标满足舰船供电系统的需要。
关键词：工作模式,同一拓扑,循环使用,电源箱
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直流电源的设计参数论证 篇2
关键词：稳压,整流,滤波,直流输出
0 引言
电子设备中电源大多采用的都是稳定的线性直流电源, 功率较小的线性直流电源大多数都是将50Hz的交流电经过整流、滤波和稳压后获得。变压器把市电交流电压变为所需要的低压交流电;整流电路用来将交流电压变换为单向脉动的直流电压;滤波电路用来滤除整流后单向脉动电压中的交流成分, 使之成为平滑的直流电压;稳压电路的作用是当输入交流电压波动、负载和温度变化时, 维持输出直流电压的稳定。
1 总电路设计
线性稳压电源包括变压、整流、滤波、稳压四个模块。
1.1 变压器的选择
变压器的作用就是把交流电网供给的220V, 50Hz交流电变换为合适的数值。变压电路相对简单, 仅有一个单相变压器, 变压器将市电转化为电路能承担的电压。变压器是变换交流电压、电流和阻抗的器件, 当初级线圈中通有交流电流时, 铁芯 (或磁芯) 中便产生交流磁通, 使次级线圈中感应出电压 (或电流) 。变压器由铁芯 (或磁芯) 和线圈组成, 线圈两个或两个以上的绕组, 其中接电源的绕组叫初级线圈, 其余的绕组叫次级线圈。
输入电网电压由额定值变化±10%时, 稳压电源输出电压的相对变化量, 有时也以绝对值表示。一般稳压电源的电网调整率等于或小于1%、0.1%, 甚至0.01%。
1.2 半波整流电路
整流电路是把经过变压后的交流电通过具有单向导电性能的整流二极管, 将正负交替的正弦交流电压变换为单向的脉动直流电压。但是, 这种电压直流幅值变化很大, 包含有很多的脉动交流成分, 还不能作为直流电源使用。对于高质量的稳压电源, 其整流电路一般都选用桥式整流电路。本次设计桥式整流滤波电路, 就是四个二极管两两并联后接入输出电压分别把正负电压整流在输出时候获得了正负输出的两次的整流电压。
1.3 电容滤波电路及工作原理
设电容两端初始电压为零, 并假定t=0时接通电路, U2为正半周, 当U2由零上升时, V1、V5导通, C被充电, 同时电流经V1、V5向负载电阻供电。忽略二极管正向压降和变压器内阻, 电容充电时间常数近似为零, 因此U0=UC≈U2, 在U2达到最大值时, UC也达到最大值, 然后U2下降, 此时, UC>U2, V1、V5截止, 电容C向负载电阻RL放电, 由于放电时间常数τ=RLC一般较大, 电容电压UC按指数规律缓慢下降, U2>UC, V2、V4导通, 电容C再次被充电, 输出电压增大, 以后重复上述充放电过程。其输出电压波形近似为一锯齿波直流电压。为获得良好滤波效果, 一般取: (T为输入交流电压的周期) 。
1.4 稳压电路设计
稳压器把不稳定的直流电压变为稳定的直流电压输出。它利用调节流过稳压管自身的电流大小 (端电压基本不变) 来满足负载电流的改变, 并与限流电阻配合将电流的变化转换成电压的变化, 以适应电网电压的波动。在电网电压不变时, 负载电流的变化范围就是稳压管电流的调节范围。负载不变时, 电网电压的波动, 在波动至最低时必须保证稳压管工作在反向击穿状态, 在波动至最高时, 要保证管子的功耗不超过允许的最大管耗。本设计的是固定式三端稳压器。固定式三端稳压器又分为以下系列:CW7800 (正电源) 和CW7900 (负电源) 。其额定输出电流以78或 (79) 后面所加字母来区分。L表示0.1A, M表示0.5A, 无字母表示1.5A。如CW7805表示输出为+5V, 额定输出电流为1.5A。
2 注意事项
把220V交流电压转换成+15V和-15的直流电源的电路图, 滤波电容不能接反, 三端稳压器引脚不能接错, 输出端不应有短路现象。CW7800和CW7900系列在降压电路中应注意以下事项:
(1) 输入输出压差不能太大, 太大则转换效率急速降低, 而且容易击穿损坏;
(2) 输出电流不能太大, 1.5A是其极限值。大电流的输出, 散热片的尺寸要足够大, 否则会导致高温保护或热击穿;
(3) 输入输出压差也不能太小, 大小效率很差。
3 总结
由于采用的是由变压、整流、滤波、稳压的流程思路将220V交流电压变换成15V的直流电源, 而其中主要是以三端固定稳压器CW7815、CW7915构成的稳压电路设计作为设计的重点核心内容。三端固定稳压器CW7815的使用使系统具有功能强、性能可靠、成本低、方便易学等的特点。为满足设计需要, 使用滤波电路的过滤, 输出端产生了精度高、稳定度好的直流输出电压。在我们设计和调试的过程中, 也发现一些问题, 滤波电路滤除整流后电压中总是还含有交流成分, 使之不能成为平滑的直流电压, 从而为整个电路的下步步骤带来了较大的影响。另外, 当输入交流电源电压波动、负载和温度变化时, 直接影响了输出直流电源稳定。因此, 如果设计能够单一化, 那么整个电路的误差将会大大的减小, 为整个电路带来更精确的结果, 是调试现象更加显著。
通过本次毕业设计, 我学会了知识和技能。在本次的毕业设计中, 我选择了线性直流稳压电源为设计题目。这是一个主要以模电为核心的设计课题。通过这次毕业设计强化了我在大学期间所学的基础课及专业课的认识和理解, 巩固了我的整体知识体系结构, 并且通过自行设计电路图我熟悉了各种制图的工具软件, 其实主要使用了Protel99se这一工具软件。另外, 在设计过程中, 熟悉掌握了电路元器件的选择方法, 特别是集成三端固定稳压器的型号参数及应用。最后, 通过调试使我掌握了直流稳压电源的调试与测试方法。
最后, 通过这次毕业设计还使我了解了科学论文的写作规范, 熟悉了Office办公软件的使用。这次的毕业设计对我而言并不是简单的完成一个课题, 而是巩固了我的专业知识, 练习了我的实践操作能力和解决问题的能力。
参考文献
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电源参数 篇3
近日, 中国航天科工二院201所成功攻克EMI电源滤波器检测全参数测试, 填补了国内在该领域的空白。
目前, 由于电磁兼容的要求EMI电源滤波器随着DC/DC变换器的大量使用越来越多的被采用, 开展EMI电源滤波器的检测方法研究具有非常现实的意义。但国内没有针对单个军用EMI电源滤波器的测试方法, 导致EMI电源滤波器关键参数的测试一直无法实现全参数测试。二院201所经过方案论证、调研、软硬件开发、比对试验等一系列工作, 最终实现了DVMC28、HFD-CE03F两款EMI电源滤波器插入损耗参数的测试, 同时形成了一套10k Hz~30MHz单个EMI电源滤波器的全参数测试方法, 填补了在该领域的空白。形成的测试方法兼具实用性和可扩展性, 为后续大规模开发和研究奠定了基础。电源滤波器测试能力的提升使电源类产品的测试更为全面, 为整个电路的可靠性提供了保障。同时新门类的开发将为企业带来丰富的经济效益和社会效益。
电源参数 篇4
为满足高机动作战需求,电源小型化成为电磁炮技术应用中的关键问题[1]。由于电感储能较传统的电容储能其储能密度高出一个数量级,近年来成为研究热点。在电感储能型电源充放电换路过程中,需要关断大电感电流,由此对关断开关和关断电路这两方面提出了新的问题。因此目前相关研究主要着眼于提出新型或改进拓扑,以及实现更高能级的实验装置。
当前,电感储能型脉冲电源的研究尚处于起步阶段,缺乏对拓扑进一步的理论方法支撑和系统参数分析,多为定性说明,辅以电路仿真和实验验证。
美国IAT ( Institute for Advanced Technology) 实验室对meat grinder基本拓扑进行 改进,提出了STRETCH ( Slow Transfer of Energy Through Capaci-tive Hybrid) meat grinder拓扑,给出了换流电容电压峰值的表达式[2]。以2MJ炮口动能的电池-电感电磁发射系统为例,讨论了系统效率和尺寸受电池和电感参数的影响[3]。该项研究属于宏观概念性分析,而非定量分析。
清华大学于歆杰课题组提出了两项指标用于对三种电感储能型脉冲电源拓扑性能进行对比[4],讨论了STRETCH meat grinder三项性能指标的表达式及其受两项系统参数的影响[5]。由于该研究只限于讨论特定系统参数对有限项的性能指标的影响,具有一定的局限性,用于参数分析的灵活性和普适性不足。
2 系统关键参数和性能指标的选取
2. 1 设计参数与运行参数
STRETCH meat grinder是电感储能型脉冲电源的典型拓扑,如图1所示,主管Sop一般采用IGCT。关于STRETCH meat grinder电路的基本原理,在相关文献[2,4]中均有详细分析,在此不再赘述。
根据半导体器件开合引起的电路工作状态变换,可将拓扑的工作过程划分为五个时段,如图2所示。
( 1) 充电时段: 初级电源Us给L1和L2充电至指定值I0。
( 2) 放电第1时段: 利用磁通压缩原理实现电流倍增,iL 1降为0,iL 2和iLoad达到一次峰值IP1,uC 1取得反向峰值UC 1m。
( 3) 放电第2时段: 仅L2向负载放电,uC 1保持为UC 1m不变。
( 4) 放电第3时段: 从放电第1时段开始计时,延迟tD( 大于放电第1时段时长) 时间后,T1触发,C1释放放电第1时段中存储的L1漏感能量,以调整负载电流波形( 该过程中iLoad取得二次峰值IP2) ,直至iL 1再次降为0。
( 5) 放电第4时段: 仅L2向负载放电,uC 1保持为恒定负值UC 1end不变。
在拓扑结构确定后,待选定的系统参数包括元件参数( 如L1、L2、C1等) 和控制参数( 如I0、tD等) 。在电源系统设计阶段,指定系统能级,也即电感初始储能E0,待选定的元件参数和控制参数称为设计参数; 在电源系统运行阶段,元件参数已经确定,待选定的控制参数称为运行参数。
本文中,将重点关注两项系统参数: 1与系统能级、损耗和效率等密切相关的控制参数——充电截止电流( 放电时段电感电流初值) I0; 2主要影响磁通压缩、电流倍增的元件参数——电感比nL( = L1/L2) 。其中nL为设计参数,I0既为设计参数,也为运行参数。
2. 2 性能指标
为量化参数对系统性能的影响,选取如下若干性能指标:
( 1) 充电时间T0: 电感L1和L2从电流为0起,被电源Us充电至指定值I0的用时。
( 2) 充电效率η: 电感初始储能E0与初级电源供能Es之比。
( 3) 一次电流倍增比m1: 一次峰值( 放电第1时段结束时负载电流) IP1与I0之比。
( 4) 二次电流倍增比m2: 二次峰值( 放电第3时段中负载电流峰值) IP2与I0之比。
( 5) 储能百分比ηC: 换流电容C1在系统工作过程中的最大储能1C1U2C1m与电感初始储能E0之比。2
( 6) 主管耐压VSopm: 主管Sop承受的最大电压。
( 7) 电枢出射速度正比项∝v: 因电磁发射电动力大小正比于i2Load,且放电时间一般为3 ~ 4ms,因此取i2Load自放电起3. 5ms内积分,可大致正比于电枢出射速度。本文中,以小阻感负载替代实际轨道炮负载。虽然本项指标不能准确表示电枢出射速度,但其数值与出射速度存在正比关系。
( 8) 电感内阻总能损ER: 充放电过程中两电感( L1和L2) 各自的内阻RL 1、RL 2引起的总损耗。
3 半解析参数分析法
3. 1 利用半解析法进行参数分析
因含多个储能元件,且涉及多个换路过程,直接求解STRETCH meat grinder电源系统的八项性能指标的解析表达式以开展参数分析是相对困难的。因此,本文提出一种半解析法,即在复频域基于拉氏运算电路分时段进行理论推导,辅以基于MathworksMatlab的数值求解,得到电源系统各支路电流、电压的全时域曲线,再由此计算获得2. 2节所述八项性能指标数据。
在该半解析法基础上,通过扫描一项或多项系统参数,即可得到不同( 组) 系统参数下的性能指标数据,由此可方便地用图形方式呈现某项性能指标与一项或多项系统参数的函数关系,从而快速分析任一项或多项系统参数对性能指标的影响及其灵敏度,并选定合适的元件和控制参数使综合性能有最佳表现,达成参数分析和优化的目标。
与利用电路仿真软件、手工反复调整参数以开展研究的方式相比,本文提出的方法能够同时考虑多项参数对性能的综合影响,且具有计算速度上的绝对优势。由于待分析讨论的参数和性能指标的选取是自由的,且该半解析法也可推广至XRAM[6]等其他拓扑的研究,因此用于电感储能型脉冲电源系统的参数分析,具有较好的灵活性、普适性和可推广性。
3. 2 基于拉氏运算电路和数值计算的半解析法
以下讨论中,初级电源采用电容Cs( 考虑内阻Rs) 表达,预充电压为U0,负载用小阻感LL与RL的串联近似,L1和L2间的互感为M。
充电时段的拉氏运算电路如图3所示。图中,我们将储能电感L1和L2作为整体考虑,Ltot= L1+L2+ 2M,Rtot= RL1+ RL2。
根据图3所示电路,容易得到方程:
由式( 1) 求得IC( s) ,利用Matlab函数impulse( ) 得到时域iC( t) ,当iC达到指定值I0时,该时段结束。
放电第1时段的拉氏运算电路如图4( a) 所示,图中将互感效应以流控电压源的方式体现。
对图4( a) 中两网孔分别列写回路方程并联立:
由式（2）可求得I1(s)和I2(s)，且Uc1(s)=- I1( s) /( s C1) ,得到时域iL 1( t) 、iL 2( t) 、iLoad( t) ( =iL 2( t) - iL 1( t) ) 和uC 1( t) ,当iL 1降为0时,该时段结束。此时iL 2和iLoad为一次峰值IP1,为下一时段初值,uC 1为UC 1m。
放电第2时段的拉氏运算电路如图4( b) 所示。根据图4( b) 所示电路,容易得到方程:
由式( 3) 得到I2( s) ,进而得到iL 2( t) 和iLoad( t)( = iL 2( t) ) 。当该时段与放电第1时段用时之和达到tD时,该时段结束。此时iL 2和iLoad为I30,为下一时段初值。该时段iL 1保持为0,uC 1保持为UC 1m。
放电第3时段拉氏运算电路如图5( a) 所示,对互感效应采用类似图4( a) 的处理方法。
对图5( a) 中两网孔分别列写回路方程并联立:
由式（4）可求得I1(s)和I2(s)，且有Uc1(s)=UC 1m/ s - I1( s) /( s C1) ,得到时域iL 1( t) 、iL 2( t) 、iLoad( t) 和uC 1( t) 。当iL 1经过二阶振荡再次降为零时,该时段结束。此时iL 2和iLoad为I40,为下一时段初值,uC 1为UC 1end。
放电第4时段的拉氏运算电路如图5( b) 所示。根据图5( b) 所示电路,容易得到方程:
由式( 5) 得到I2( s) ,进而得到iL 2( t) 和iLoad( t) ,足够时长( 3 ~ 5倍时间常数) 后,结束该时段计算。该时段iL1保持为0,uC1保持为UC 1end。
衔接充电时段和放电第1 ~ 4时段,即得电感电流iL1、iL2、负载电流iLoad和换流电容电压uC1的全时域曲线,并由此计算得到八项性能指标数据。
3. 3 半解析法的正确性验证
基于高性能系统仿真软件Ansoft Simplorer对电感储能型脉冲电源进行仿真,已证实仿真结果与实际试验结果通常具有较高的吻合度[7]。因此,采用与电路仿真结果进行对比的方法,来校验3. 2节半解析法所得性能指标数据的正确性。
仿真原理图如图6所示( 略去控制信号) ,元件参数已在图中标注,控制参数为: U0= 200V,I0=1k A,tD= 1. 2ms,仿真步长取0. 1μs /1μs。半解析法下的电源系统参数设置与此一致。该电源系统Ltot= 886. 7μH,E0= 443J。两种方法各自计算得到的性能指标及相对误差如表1所示。
由于3. 2节理论推导中将半导体器件视为“理想”开关,未考虑其工作特性和开关损耗,所以半解析法所得放电时段的电流水平偏高。受此影响,含电流平方积分项的∝v和ER相较于仿真值的误差是最显著的。但总体而言,半解析法所得性能指标与仿真吻合较好,所以3. 2节所述半解析法应用于电感储能型脉冲电源这一复杂动态系统的研究是可行的。
4 电源系统设计 / 运行参数分析
利用半解析法可具体分析电源系统设计阶段I0和nL对性能指标影响的多参数分析问题,和运行阶段I0对性能指标影响的单参数分析问题。根据问题难易,先讨论后者。
4. 1 运行参数 I0对性能指标的影响
电源系统运行阶段,元件参数和除I0外的控制参数是确定的。对运行参数I0进行扫描,以3. 2节所述方法获得不同I0下的性能指标数据,由此可绘制各性能指标随运行参数I0的变化图像。
以图6所示系统参数的拓扑为例,I0以步长50A由100A向1k A变动时,主管耐压VSopm的变化图像如图7所示。随着I0增大,VSopm几乎呈线性增大,表明I0的增大对VSopm表现为消极影响。
同理可分析I0的增大对其他项性能指标各自的影响,汇总结果见表2。
结果表明,m1、m2和ηC与运行参数I0无关,余下的五项指标中除∝v外,均随I0的增大而恶化。因此,在使∝v足够大以满足出射速度要求的前提下,电源系统不宜在偏高的I0水平下运行。
注: *√: 积极影响; × : 消极影响; - : 无影响。下同。
4. 2 设计参数 I0和 nL对性能指标的影响
电源系统设计阶段,系统能级E0是指定的,除储能电感参数外的元件参数和除I0外的控制参数均给定。电感参数中耦合系数k是确定值( 或视为基本不变) 。感值项L1和L2可由设计参数I0和nL唯一确定,如式( 6) ~ 式( 8) 所示。L1和L2确定后,内阻项RL 1和RL 2可由文献[8]给出的电感参数优化程序计算得到。
至此,所有系统参数都已给定或可由I0和nL确定。在外循环中扫描设计参数I0,对每一I0,在内循环中扫描设计参数nL,以3. 2节所述方法获得不同组[I0,nL]下的性能指标数据,由此可绘制各性能指标随设计参数I0和nL的变化图像。
例如,系统能级E0指定为134J( 图6所示拓扑I0取550A时的E0) ,除储能电感外的元件参数、除I0外的控制参数及k值参照图6所示。I0以步长50A由100A向1k A变动,nL依次取4∶1、9∶1、16∶1、25∶1,二次电流倍增比m2的变化图像如图8所示。随着I0增大,m2略有降低; 而随着nL增大,m2显著增大。这表明I0和nL的增大对m2的影响不一致,存在博弈。由于参数nL对性能指标m2的灵敏度更高,因此总体上m2是增大的,即I0和nL的增大对m2表现为积极影响。
同理可分析I0和nL的增大对其他项性能指标各自的影响,汇总结果见表3。
注: * TBD: 待定。
结果表明,I0和nL对ηC和∝v等指标的影响具有一致性,对m1等指标的影响不一致,存在博弈,博弈的结果取决于两参数各自变化的程度和对相应性能指标影响的灵敏度。在设计阶段,可从主要关注的性能指标项出发来选定合适的I0和nL。
5 结论
本文提出了理论推导辅以数值计算的半解析参数分析法,以STRETCH meat grinder拓扑为例,系统地研究了电源系统参数对性能指标的影响。该方法在选取待分析的参数和指标上具有灵活性,且可推广到其他拓扑,相较于电路仿真方式在处理多参数问题和计算速度方面具有优势,较好地适用于电感储能型脉冲电源系统的参数分析。
电源参数 篇5
为保证煤矿工人在井下有足够的照明, 就必须保证煤矿灯用电池能够使用足够长的时间, 所以对煤矿灯用电池的充电电源在充电状态下的稳定性、实时性具有一定的要求。传统的电源测试平台精度低、需要手工记录测试结果、试验仪器没有处理、分析数据的功能、测试结果无法进行试验统计和分析, 已经不适应现代矿用电源的测试指标要求。近年来, 虚拟仪器技术[1]借助其软件的优势成为电源测试技术发展的主流, 虚拟仪器技术可以用功能强大的计算软件代替某些传统的手工测量仪器, 从而使测试系统更为简洁、灵活、方便。为此, 笔者设计了一种基于虚拟仪器的煤矿灯用电池充电电源性能参数测试系统, 以便实时准确地检测充电电源在对电池充电过程中电流和电压的数值及其变化。
1 系统结构
1.1 系统硬件设计
基于虚拟仪器的煤矿灯用电池充电电源性能参数测试系统[2,3,4,5]是以工控机为核心的数字式测试仪器, 由测试硬件和软件2个部分组成, 如图1所示。
该系统硬件部分主要包括电流、电压传感器、信号调理电路、高速数据采集卡 (是可以插入工控机卡槽的一个实现特定功能的板卡PCL-816, 一般与传感器输出端和工控机的I/O部分相连, 在工控机应用程序的控制下进行电压、电流等数据采集, 并进行A/D转换) 、工控机和数据线, 其中传感器采用普通的电流、电压传感器保证精度即可;信号调理电路主要包括模拟信号的滤波放大电路、状态量信号的滤波整形电路、控制输出驱动电路;数据采集卡采用PCL-816, PCL-816的100 kHz的A/D模块具有16位分辨率, 能够提供16路模拟量差分输入, 所需驱动软件简单, 结合LabVIEW 的图形化程序开发环境, 使实际测量系统中硬件配置和软件开发过程更容易实现。
1.2 系统软件设计
系统软件基于面向对象的图形化编程语言LabVIEW开发, 主要包括前面板与模块式的流程图2个部分:前面板是一个图形用户界面, 用于模拟真实仪器的面板操作, 可设置输入数值、观察输出值以及实现图表、文本等显示;后面板也叫方框图程序, 用于执行前面板的控制功能, 并将执行结果反馈到前面板进行显示。系统软件结构:底层驱动和开发环境、中层功能层、上层应用层。底层驱动和开发环境是由美国国家仪器公司提供的包括LabVIEW开发环境和相应板卡的驱动程序;中层功能层是在LabVIEW环境下编程实现的子程序集, 包括对板卡编程实现的测量模块、对数据的处理分析模块、总线通信模块以及调用以上模块实现特定测试项目的测试子模块等, 实现对矿用电源测试系统的相应功能电压、电流测量需求;上层应用层是最终提供给用户使用的具有完善测试界面和配置界面的应用程序, 在用户界面上用户能够设置输入初始状态数值和观察记录输出量, 用来实现系统功能。其中, 数据采集程序流程如图2所示。
当测试过程启动后, 系统初始化, 设置完采样数, 开始进行数据采集, 每采集到1个数据, 便立刻将其发送出去, 直到数据采集完为止。
利用LabVIEW设计的煤矿灯用电池充电电源性能参数测试系统前面板主要包括参数设置、结果显示 ( 电压和电流波形显示、异常情况报警显示) 、数据采集 (电流、电压测量值采集) 和数据管理 (数据保存) , 如图3所示。
2 测试数据和结果分析
在工控机及其软件系统调试完成之后, 系统上电, 先进行数据采集, 再进行数据处理。由于是虚拟仪器的方式, 只需运行采用LabVIEW设计的煤矿灯用电池充电电源性能参数测试系统的图形化软件, 并设置测试数据的输出方式, 测试便在工控机控制下自动进行。以下为所设置的2种测试数据输出方式:
(1) 屏幕显示:运行测试系统的图形化软件后, 将进行数据采集与处理的全部过程, 同时自动显示测试结果并且在工控机屏幕的波形框中显示测试曲线。测试的电流、电压数据 (纵轴数值) 和结果 (波形) 如图4所示。
(2) 保存测试结果:测试程序运行完成后, 为了
便于事后查看结果, 计算机会在你选择的目录下, 将测试数据形成一个电子文档 (后缀为.XLS的电子表格) 。
从测试结果看, 充电电源在正常的充电状态下, 电流、电压的采样值波动范围不超过标称值的5%, 符合充电电源对电池的充电标准。而且在测试过程中比起使用传统的手工测试有以下好处:
(1) 在测试过程中, 实现了自动测试, 实时性强, 可随时处理充电电源由于欠压和欠流对电池造成的影响, 防止了手工测试的误操作。
(2) 原来测试数据由人工记录, 现在测试完成后, 即可形成测试报告, 随时可以储存、调用。
(3) 成本低, 维护方便。
3 结语
本文介绍的煤矿灯用电池充电电源性能参数测试系统凭借虚拟仪器技术在软、硬件方面的优势, 即硬件模块实现信号的调理、采集和输出, 软件模块实现信号的处理、显示, 提高了测试效率, 降低了人工测试带来的误差, 将繁琐复杂的语言编程简化为以菜单提示方式选择功能, 并且用线条将各种功能连接起来, 省时简便, 在矿用电源和其它类似的测试领域中的应用前景良好。
参考文献
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[2]毛建东.基于LabVIEW的单片机数据采集系统的设计[J].微计算机信息, 2006 (3) :41-42.
[3]谭德坤, 孟立凡, 谭澎.基于虚拟仪器的电能质量分析仪[J].国外电子测量技术, 2008 (1) :62-65.
[4]WANG Yunmao.Power Synthesis Test EquipmentBased on Virtual Instrument Technology[J].Advancesof Power System&Hydroelectric Engineering, 2008 (3) :18-20.
[5]马宪民, 任锋.基于虚拟仪器的集成电路自动测试系统设计[J].仪器仪表学报, 2006 (6) :1783-1785.
[6]徐耀松, 付华, 王丹丹.网络化虚拟仪器技术在煤矿监测系统中的应用[J].工矿自动化, 2008 (1) :38-40.
电源参数 篇6
由于开关稳压电源具有体积小、重量轻、效率高等特点,非常符合电子设备轻、薄、小和节能的要求,所以其应用范围非常广泛。电子设备中应用的开关稳压电源,大多是采用开关控制芯片加上外围的电感、电容、电阻、续流二极管的方式来进行设计的。一般情况下开关控制芯片的资料里面也会给出推荐电路,但远不能满足实际应用的要求,为了使得设计出来的电源电路稳定可靠的工作,不仅要求设计人员要了解开关控制芯片,对如何选择芯片外围的电容、电感、电阻、续流二极管等的参数也显得尤其重要。下面以MC34063A为例,介绍了升压型开关稳压电源的工作原理及MC34063A的特点,以及如何使用该器件进行升压型开关稳压电源的设计,着重介绍如果计算芯片外围器件的参数。图1所示的就是MC34063A的原理框图[1]。
在开关稳压电源电路中,MC34063A的作用相当于一个电子开关,为了理解方便,在分析过程中采用晶体管Q1替代MC34063A进行分析。图2所示的就是简单的升压型开关稳压电源电路[2]。
1 升压型开关稳压电源的工作原理
图2中,晶体管Q1饱和导通时,其VCE的值等于饱和电压Vsat,电源输入电流Iin从电感L和Q1上流过。由于流经电感的电流不会突变,所以流经电感的电流IL从0开始逐渐增大,并在Q1导通时间TON的最后时刻(Q1导通还是截止,及其导通或截止时间的长短由其他外部因素进行控制)达到最大峰值电流IPK,如图3。TON时间内电感L储存能量,CO在此期间内则向负载RL输出电流IOUT,以保证输出电压的稳定。Q1截止时,电感L开始释放能量,电流方向与Q1导通时保持一直,电流值由IPK逐渐变小,续流二极管D1导通,流经D1的电流ID1等于电感电流IL。由于负载电流为IOUT,则CO的最大充电电流为IPK-IOUT,并逐渐减小。当ID1等于IOUT时电容的充电电流为0,当ID1等于0时,电容CO的电流为-IOUT,即CO只输出电流,并保持该电流值至TOFF结束。电容CO周期性的充放电,导致了纹波的产生,并叠加在输出电压之上。升压型开关稳压电源的控制波形如图3所示[2]。
2 计算公式
从MC34063A的datasheet里面可以看到表1所示的计算公式[1],这些计算公式在电路设计过程中将用于芯片外围器件参数的计算,以保证电路的稳定工作。但是datasheet并没有介绍这些公式是怎么计算得来的。设计人员要想更深入的了解电路的工作原理,确保所设计的电路更加稳定可靠的工作,对不同参数和器件之间的相互影响关系的研究就很重要,而公式的推导过程就是器件的工作原理及器件之间相互影响的一个有机结合,通过加深对这些公式的理解,可以使所设计的产品更加的稳定可靠。
3 公式推导
本文只介绍升压型开关稳压电源的计算公式的推导,用同样的方法可以方便的推导出降压型开关稳压电源和极性反转型开关稳压电源的计算公式。
图2中Q1饱和导通时,电感L上的电压VL为:
则在Q1导通时间TON内,流经电感L的电流变化量△IL为:
Q1截止时,电感L上的电压VL为:
VL=Vout+VF-Vin(VF为续流二极管D1的导通压降),则在Q1截止时间TOFF内,流经电感L的电流变化量△IL为:
电感的电流连续时,在稳定状态时,Q1在导通和截止两种情况下的电流变化量相等[3]。
由于只有在Q1的截止时间TOFF内,电感才对电容CO充电,如果输出电压为常数,则在一个工作周期内,电容CO充电的能量必须等于其对负载所释放的能量。即图3中Q+的面积必须等于Q-的面积。
在前面工作原理的介绍内容里已经分析CO的最大的充电电流为IPK-IOUT,负载电流为IOUT。利用几何图形面积的计算方法,可以得到:
对于本文所讲的开关稳压电源控制芯片MC34063A,其导通时间TON的大小,由振荡器外接的时间适配电容CT所决定,图1的第3脚接的就是时间适配电容CT。最大的导通时间TON(max)将等于CT两端电压从最低阀值电压0.75V充电至最高阀值电压1.25V所需要的时间。图4为时间适配电容CT的充放电波形图[2]。
根据电容的计算公式[3]:。V是指能使振荡器正常振荡的电压值,即MC34063A的datasheet中列出来的VOSC值,受工艺影响,但基本是一个固定值。设计时一旦选定了外接时间适配电容CT的值,则当充电电流I最小时,计算得到的导通时间t将是最大值TON(max),最小的充电电流Ichg(min)也可以从MC34063A的datasheet中查得,查得MC34063A的最小充电电流为24μA。
注:查得Ichg(min)为24μA,VOSC为0.5V[1]。
截止时间TOFF,跟电容CT的充放电时间没有直接关系,它等于图2中续流二极管D1流过电流的时间。电感L和电容CO组成的LC网络的工作周期等于TON(max)+TOFF。则开关稳压电源的最小工作频率fmin为:
Q1饱和导通时,电感L上的电压为Vin-Vsat,流过电感的峰值电流为IPK,利用电感的电压与电流的关系式可以得到:
电容CO的充电时长为t1,如图3所示。从CO的电流波形中可以看到,电流与时间的比值在t1时间内和TOFF内是一样的。
知道电流-时间的斜率,则t1时间内CO任意时刻的充电电流i可以表示为:
知道了充电电流的表达式,再利用电容的充电公式,就可以计算出充电电流在充电时间t1内所产生的电压值,也就是输出的纹波电压的峰-峰值Vripple(p-p):
4 其它注意事项
使用MC34063A时还要注意管脚7(IPK Sense),在datasheet的推荐电路中,可以看到在芯片的第7脚(IPKSense)和第6脚(Vcc)间串联着一个小电阻Rsc。第7脚是电流敏感管脚,通过在6、7脚之间串联一个采样电阻,并监控该电阻两端电压的跌落情况来实现限流。当电阻两端电压大于300m V(datasheet中可以查到Vipk(sense)的典型值为300m V)时,说明电流过大,内部电流保护电路将会再开启多一个电流通道对时间适配电容CT进行充电,使得CT以更快的充电速度充电至其最高阀值电压,从而缩短了TON的时间,使得电感L所储存的能量变少,起到了电流限制的控制目的。由于电阻Rsc、电感L和续流二极管D1是串联在电源的输入和输出端之间,所以一旦负载过重、输出短路或者是输入电源异常波动时,首先损坏的器件将是Rsc、电感L或续流二极管D1,使得开关控制器件MC34063A得到多重保护。设计的最大输入电流为IPK,所以Rsc可以通过以下公式求得[2]:
5 应用分析
图5中C13、C15均起滤波作用,E6是储能电容,相当于图2中的CO,跟电源输出纹波的大小有关系。现在主要分析L4、D2和C14,它们对电路起着决定性作用。U6、L4、D2相当于图2升压型开关稳压电源电路中的Q1、L和D1;C14则是图1第3脚所指的外接的时间适配电容CT。根据已知条件和前面理论分析所推算出来的公式,可以计算出电路中各个参数的理论值。
设计已知条件:输入电压5V,允许输入电压有20%的电压波动。输出电压为+15V,输出电流为50m A,最小工作频率为24k Hz,允许输出纹波为输出电压的0.5%。
VF=0.6V(选用了1N5819);
Vsat=0.45V(MC34063A的饱和电压)。
利用前面推导的公式进行计算:
由前面CT、IPK和Lmin的公式可以分别计算出:
在电路中选择电容CO(电路中的E6)为220μH。
为了提高可靠性,还应该在MC34063A的第6、7管脚间串接电阻R21。
输出电压Vout需要通过分压得到一个1.25V的电压反馈到根据MC34063A的第5脚,由于没有两个合适的值,所有采用三个电阻串联的分压方式。
其中:R18=2kΩ,R19=22kΩ,R20=100Ω。
利用晶体管的计算方法及结合图1的MC34063A原理框图,则驱动电阻R17的值可以通过下面的计算求得MC34063A的共射电流放大系数β为20。
注:IB(Q1)是指图1中晶体管Q1的基极电流;I100(Q2)是指图1中晶体管Q2的发射极串联的100Ω电阻所流过的电流;IC(Q2)是指图1中晶体管Q2的集电极电流。
根据理论计算,如果要达到设计的要求并使得电路更加稳定可靠的工作,则电感L4的电感量至少大于265μH,可以选择330μH的电感,电容C14可以选择1500p F的电容,在U6的第6、7脚之间串联上0.7Ω的电阻R21。
6 结束语
本文详细叙述了如何使用MC34063A进行升压型开关稳压电源设计,如何计算升压型开关稳压电源外围器件的参数,并结合实际例子进行剖析,对提高开关稳压电源的可靠性有很好的参考意义。
参考文献
[1]MOTOROLA.MC34063A DATA SHEET[Z].
[2]ON Semiconductor.AN920/D DATA SHEET[Z].
[3]长谷川彰.开关稳压电源的设计与应用[M].北京:科学出版社,2007.
电源参数 篇7
1.1 直流电压, 额定电流与IGBT选型
选择输出线电压有效值为380V+-5%, 额定容量100k VA, 故选择直流电压、额定电流如下:
本实验采用Universal Bridge来实现IGBT (图1, 2) :
1.2 主电路设计与参数
本三相四线电路采取SPWM控制逆变电路, 利用正弦波与三角波比较产生的反映正弦波特性的一系列不同宽度的脉冲, 这些脉冲序列作为开启/关闭逆变桥开关器件的信号, 使直流电压变为一系列周期性阶梯波, 波形在电容的作用下得到近似正弦波的波形, 并在输出滤波电路的作用下最终生成正弦波。本实验的逆变电路是三相可控全桥式逆变电路, 并且由两个逆变器并联工作 (图3-7) 。
频率50Hz, THD=1.38%。
2 输出滤波电路参数设计过程
本实验采用LC滤波电路以滤去输出中的谐波分量。首先要确定LC滤波器的截止频率
截止频率应远小于电压中所含有最低次谐波频率, 但同时应远大于基波频率:
对于高频PWM逆变器, 载波频率远大于10倍基频, 应选为载波频率的1/10-1/5。本实验中载波频率选择为16000Hz, 故选择为1600Hz。
PWM逆变器输出电压的无功功率:
U0, I0为给定值, Q为L的函数。则要令Q最小:
则L, C均可确定。
(1-基波角频率;U0-电容电压基波有效值;I0-电感基波电流有效值;=1600, L=0.1926m H, C=51.38 F)
3 逆变器控制策略设计及控制框图
本实验采用电压瞬时值反馈单环PID控制, 以改善输出波形。该方法中重要的两个参数分别为阻尼比与自然振荡频率r。当这两者其中一个维持不变时, 另一个的增大会显著提升系统的动态、稳态性能 (图8) 。
4 控制参数设计方法
利用simulink自带的逻辑元件和PID元件建立以上控制回路, C, L, r分别为滤波线路上的电容、电感和等效电阻 (此处取0.5) 。而PID中的系数计算较为复杂:
本实验根据实验情况, 选取阻尼比期望自然振荡频率n=3500rad/s, n=10来计算。
5 非线性负载下静态均流效果仿真与结果分析
5.1 RLC负载 (图9-11)
5.2 二极管负载 (图12-14)
6 线性负载变化动态均流效果仿真与结果分析
这部分实验采用定时关闭和开断的断路器来测试线性负载动态均流效果 (图15-17) 。
摘要：一种逆变电路采用IGBT桥, 逆变方式为SPWM, 两个逆变电源并联运行。该电源采用LC滤波器, 主要滤除高次谐波。逆变电源采用压瞬时值反馈单环PID控制, 改善输出波形质量。该并联逆变电源在Matlab的Simulink组件中模拟, 分别测试分析了带动线性负载动态均流效果和非线性负载静态均流效果。
关键词：逆变电源,SPWM,并联运行,PID控制
注释
1[1]杨荫福, 段善旭, 朝泽云.电力电子装置及系统[M].北京:清华大学出版社, 2006:66-83.
2[2]俞杨威, 金天均, 谢文涛, 吕征宇.基于PWM逆变器的LC滤波器[A].李辉.机电工程[C].杭州:浙江大学电力电子研究所, 2007:50-52.