电源变换（共6篇）
电源变换 篇1
随着现代仪器设备及微电子技术的迅速发展, 相继出现了相控型稳压电源、集成化线性稳压电源、新型智能开关电源、UPS电源、太阳能电源和程控电源等, 人们对电源的要求越来越高。
同时, 全球的节能需求和电子设备必须遵守的强制性能效规范要求, 以及便携装置小型化功能趋势推动着电源朝着高电源效率、低待机功耗、高功率密度、高可靠性、高集成度和低成本的方向发展[1]。因此, 从经济角度和科学研究角度上看, 研究电源变换技术和控制技术都是很有价值的。
1 电源与电源变换的类型
供电电源总体上分为交流电源和直流电源两大类。蓄电池属于直流电源, 既可作为直流电源系统备用电源, 又可作为启动动力电源, 还可作为交流配电设备操作电源。由于供电电源不总是能直接满足用电设备的需求, 这样就需要一个中间环节将供电电源转变成用电设备需要的电源, 这个环节就是电源变换。目前发达国家的电源80%以上是通过变换后才应用的[2]。
电源变换有以下四种类型:
(1) DC-DC变换, 它将一种直流电能变换成另一种直流电能; (2) DC-AC变换, 它将直流电能变换为交流电能, 这种变流装置称为逆变器; (3) AC-DC变换, 它将交流电能变换为直流电能; (4) AC-AC变换, 它将一种交流电能变换为另一种交流电能。
2 电源与电源技术的现状
2.1 国内外电源的发展
国外电源的发展大致经历了4代:第一代为直流电机电源, 耗能大、效率低;第二代为"自藕+硅整流"式直流电源, 使用自藕变压器调节输入电压, 再由大功率硅整流管整流, 效率较低、精度、纹波等技术指标差;第三代为可控硅电源, 效率较高、功率范围宽, 是目前广泛使用的电源;第四代为开关型直流电源, 体积小, 精度、纹波系数高、可靠性高, 是未来直流电机驱动和电镀电解行业的主体电源[3]。
我国的电源产业起步于1949年, 历经几个发展阶段, 已经发展到各行各业, 如机械、邮电、铁路、电子、军工系统等都有电源开发与生产, 还有大量国外产品公司进入我国, 竞争逐步加剧[4]。
随着电子技术的发展, 电子设备已由原来的静止独立系统发展为便携式综合系统。作为电子设备必不可少的供电电源部分, 也由集中式供电方式发展为分布式供电方式, 向着高效化, 小型化, 数字化, 绿化等方向发展。
2.2 电源技术的现状
当前在电源产业与电源相关的技术有:高频变换技术、功率转换技术、数字化控制技术、全谐振高频软开关变换技术、同步整流技术、高度智能化技术, 以及诸多的电磁兼容相关技术、各种形式的功率因数校正技术、各种保护技术、并联均流控制技术、脉宽调制技术、各种变频调速技术、各种智能监测技术、各种智能化充电技术、微机控制技术、各种集成化技术、网络技术、各种形式的驱动技术和先进的工艺技术等[4]。
在PWM (DC/DC) 转换方面, 能够提高有源模式效率的软开关和谐振模式拓扑正越来越受欢迎。PWM开关电源按硬开关模式工作, 但开关损耗大。为此, 必须研究零电压开关 (ZVS) /零电流开关 (ZCS) 技术, 或称软开关技术。软开关逆变技术研究的重要目的之一是实现PWM软开关技术, 使它既能保持原来的优点, 又能实现软开关工作。小功率软开关电源的效率可提高到80%～85%, 我国已将最新软开关技术应用于6kW通信电源中, 效率达93%。ZVS适合用于全桥主电路的控制, 与传统的全桥移相控制相比, 此法用较少引脚封装, 降低了系统的复杂性, 不但具有同样的转换效率, 而且能改善过流和轻载性。
3 研究的内容和前景
电子设备都是根据需要而发展的, 由电源的发展趋势得出电源技术研究内容的主体是如何使电源设备小型化、高效率、低成本和绿化。这也是电源与电源技术的发展趋势, 但这些趋势并非是彼此独立不相干的, 因为各个因素之间存在着权衡取舍。数字电源控制技术的出现使更高功率密度和更高可靠性的实现成为可能。以下是对电源和电源技术研究的内容作简单的分析。
3.1 电源需具备一定的电源管理功能
电源管理器件是在便携电子设备多样化过程中, 使电池工作时间尽量延长的一种器件。它在节电方面发挥巨大作用, 正在走高性能、高集成、小型化的道路[1]。随着技术进一步发展, 电源将不再孤立存在, 由于相同系统上各不同负载间的通信需求, 需要把微控制器整合到电源中以便通信, 并提供部分电源的管理。
3.2 电源的节能和绿化要求
随着不可再生能源不断减少, 节约能源及环保日益为人们所重视。自20世纪70年代以来, 许多国家开展了新型可再生能源的研究、开发和利用工作, 推动新能源的快速发展已经成为当务之急。近几年发展的新能源有:太阳能光伏电池, 风能发电和燃料电池。燃料电池目前已发展成为固定式的燃料电池和专用的汽车用燃料电池, 其特点是变换效率高, 对环境的污染几乎为零, 体积小, 可以在任何时候和地方方便地使用[2]。
电源是节约能源的重要环节, 逆变技术在节约能源的同时还能改善和提高抗电磁干扰的能力, 减少谐波的污染。随着高性能的DSP控制器的出现, 逆变电源的全数字控制成为现实。
3.3 便携和野外勘探领域
野外勘探设备的供电电源的功率与输出电流的精度对探测结果的精度与分辨率有很大的关系。同时, 由于其应用领域的特殊性, 很多时候都是用蓄电池供电, 需要电源具备较高的效率, 低损耗, 并且工作时间尽可能长, 携带方便等。因此有必要安装电源变换器将单组或多组蓄电池变换成仪器需要的直流电源, 并且要求这种电源体积小、质量小、又有高的转换效率。
与此同时, 便携式电子产品的数量越来越多, 尺寸越来越小, 发射功率越来越大, 灵敏度越来越高, 接受微弱信号的能力越来越强, 要求电源更加灵活多样。便携式电子设备的小型化和低成本化使得电源以轻、薄、小和高效率为发展方向, 而便携式电子设备电源的模块化、智能化已是当今电源技术的主流发展趋势。
3.4 数字电源技术
数字电源具有四个主要特征:可编程性, 监控性能的可知性, 响应性和数字环路控制[5]。采用数字电源控制技术的电源没有调谐环路元件, 可避免故障和误调;有较宽的稳定工作范围;部件重复性更好;有较好的自诊断能力。
传统的模拟电路控制存在电路复杂、调试困难、元器件易老化、输出性能低等缺点。为了克服这些弊端, 发展了各种现代电源技术, 包括开关电源, UPS电源, 净化电源等。如今, 电子设备配置的电源, 正从升降电压的变压器转向开关电源、DC-DC变换器和变流器等。以电池作为电源的便携电子设备, 则常会用到DC-DC变换器。作为下一代电源, 采用DSP控制的数字电源已开发成功, 进入产品化阶段。采用DSP作为逆变器的控制核心, 集成度高、抗干扰能力强, 可以用软件很容易地实现灵活、准确的在线控制与全部故障检测, 便于实时控制。
4 电源技术的典型应用
电源变换包括两个技术方向:一是交流电源转换为直流电源的技术;二是直流电源转换为交流电源的技术, 其变换装置被称为逆变器。由于交流电源的各种优点, 使它成为绝大多数用电设备的统一用电形式。因此, 电源变换技术主要是指将直流电源转换为交流电源的逆变技术, 使各种不同形式的电能适应于要求使用统一电源电压的各种用电设备, 以及用于并网传输与灵活分配电源[5]。现今逆变电源有偏电压脉冲电压、周期间断或周期换向电流、交直流迭加等非常规直流电源;常用的特殊电源波形有:直流单向脉冲、交流迭加直流、间断电等, 用的最广泛的为直流单向脉冲技术, 即IGBT逆变电源。
4.1 逆变系统的基本结构
逆变电路中, 除了逆变电路和控制电路之外, 还要有保护电路、辅助电源、输入电路、输出电路等等, 如图1所示。下面简单介绍各个部分:
输入电路。逆变主电路输入为直流电, 根据所输入的电流的特点, 输入电路包括整流电路, 滤波电路和EMI对策电路。
输出电路。输出电路一般都包括输出滤波电路和EMI对策电路, 对直流输出的逆变系统还包括输出整流电路。对隔离式逆变器, 在输出电路的前面还有逆变变压器。对于开环控制的逆变系统, 输出量不用反馈到控制电路, 而对于闭环控制逆变系统, 输出量还要反馈到控制电路。
控制电路。控制电路的功能是按要求产生和调节一系列的控制脉冲来控制逆变开关管的一导通和关断, 从而配合逆变电路完成逆变功能。包括数字PID控制、无差拍控制、数字滑变结构控制、模糊控制、神经网络控制等等, 现在用得最多的是SP-WM控制技术, 即对逆变电路开关器件的通断进行控制, 使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲, 用这些脉冲来代替正弦波或者其他所需要的波形。
辅助电源和保护电路。辅助电源的功能是将逆变器的输入电压变换成适合控制电路工作的直流电压。若是直流输入, 则采用DC/DC变换器;若是交流输入, 则可以采用工频降压、整流、线性稳压的方式。
保护电路主要包括:输入过压、欠压保护;输出过压、欠压保护;过载保护;过流和短路保护;过热保护。
逆变主电路。逆变主电路就是由逆变开关器件等组成的变换电路, 分为非隔离式和隔离式两大类。如变频器、能量回馈等都是非隔离的, 逆变焊接电源、通信基础开关电源、UPS、加热电源等都是隔离式逆变电路。隔离式逆变主电路还应包括逆变变压器。非隔离式电压变换电路形式有多种, 是组成逆变主电路的基本形式, 用它们也可以组成各种隔离式逆变主电路。
4.2 逆变技术在交流电动机变频调速中的应用
变频调速技术在机床、风机、机车牵引、电梯、空调的控制等场合有广泛的应用, 运用逆变技术将市电变换成电压和频率均可调的交流电, 进而对交流电动机进行调速。交流电动机变频调速系统的结构框图如图2所示。
4.3 逆变技术在太阳能发电系统中的应用
随着石油、煤、和天然气等主要能源日益紧张, 新能源的开发和利用越来越得到人们的重视。利用新能源的关键技术--逆变技术能将蓄电池、太阳能电池和燃料电池等其他新能源转化的电能变换成交流电能与电网并网发电。因此, 逆变技术在新能源的开发和利用领域有着至关重要的地位。如图3是太阳能发电系统的结构框图。
5结语
由电源技术的发展可以看出, 市场需求推动了技术的发展。电源广泛应用于各行业, 并继续朝高频、高效、高密度化、低压、大电流化、多元化技术和绿化等方向发展。电源变换技术的数字化研究不仅具有广阔的发展前景, 而且具有现实的应用意义。无论是其学术价值还是其市场地位和经济效益都将是巨大的, 值得我们去研究开发。
摘要：全球的节能需求以及便携装置小型化功能的趋势推动着电源与电源变换技术朝着绿化和数字化的方向发展。本文介绍了电源与电源变换技术的基本内容及其数字化的发展趋势, 详细分析了其主要研究内容与应用前景, 分析了逆变系统的基本结构, 并简要描述了逆变技术在交流电动机变频调速和太阳能发电系统中的应用。
关键词：电源,电源变换,发展,应用
参考文献
[1]电源与电源管理技术发展趋势访谈录.电源与电源管理技术专刊, 2007:2～8.
[2]赵建统, 薛红兵, 梁树坤.浅谈电源产业及电源技术的发展趋势[J].电源世界, 2007 (2) :3～6.
[3]廖晓科.逆变电源研究热点及发展[J].微电机, 2008 (07) .
[4]李伟.数字控制逆变电源的研究与实现[D].武汉理工大学, 2007.
[5]陶桓齐.电源变换数字化技术的研究[J].武汉科技学院学报, 2008 (04) .
[6]曲学基.逆变技术基础与应用[M].北京:电子工业出版社, 2007.
电源变换 篇2
传统的开关电源,采用3级结构[2]:前级AC/DC整流器、中级DC/AC逆变器、后级AC/DC整流器。其中,前级AC/DC整流器多采用桥式不控整流;中级DC/AC逆变器多采用逆变器和高频变压器;后级AC/DC整流器多采用二极管整流器。输入侧不控整流产生的大量谐波会对电网造成污染,且功率因数低、效率不高。本文研究的新型开关电源无中间直流环节,将3级结构简化为2级,实现三相-单相交流的直接转变,且为单位功率因数输入,降低了对电网的谐波污染,提高了供电效率[3]。即采用高频矩阵变换器和高频变压器将前、中2级合并。
高频矩阵变换器(HFMC)是一种新型的功率变换器,有如下优势:功率因数可控;输入电流对称正弦;真正的4象限运行;输出端无电容;输出直流电压调节范围宽;易于模块化[4]。其调制算法主要有以下几种:开关函数算法;电流空间矢量调制算法;双线电压合成算法以及其他不平衡条件下的改进算法[5,6]。文献[7]对矩阵变换器进行了开关函数的建模分析,可实现输出电压幅值可调,极性可调。但存在仿真实验时间长、效率低的问题。文献[8-9]基于双线电压调制法引入占空比负反馈,有效地抑制了输出电压畸变。双极性电流空间矢量调制B-C-SVM可实现单位功率因数可调,输入电流对称正弦等[10]。
本文研究了新型开关电源的拓扑结构和工作原理,分析了双极性电流空间矢量调制策略在高频矩阵变换器的应用。采用输出电压闭环控制,增加了系统的稳定性、动态性能及抗干扰性。在输入电压波动以及负载变化的情况下,仍能保持良好的控制效果。控制系统具有输入电流谐波含量低、单位功率因数、输出电压纹波小、动态性能好等特点。通过Matlab/Simulink建立系统仿真模型,验证了调制和控制策略的正确性。
1 新型开关电源的工作原理及其调制策略
本文提出的新型开关电源的拓扑结构如图1所示[11],包含输入LC滤波器、高频矩阵变换器、高频变压器T、二极管全桥整流器、输出LC滤波器以及负载电阻。其中,高频矩阵变换器由12个IGBT构成,即6个双向开关。网侧经高频矩阵变换器将三相正弦工频交流电转化为正负交变的单相交流高频电,经高频变压器升压后通过二极管全桥整流器转化为直流电,输出滤波器降低了输出电压的脉动。该结构将3级结构简化为2级且单位功率因数输入,降低了对网侧的谐波污染,提高了效率。
高频矩阵变换器,采用的是双极性电流空间矢量调制B-C-SVM策略[12]。将常规SVPWM调制策略中,每个PWM周期均分为前后半周期,在前半周期采用常规的矢量调制策略,在后半周期采用相反的矢量进行调制,从而产生大小相等方向相反的矢量,即形成正负交变的单相高频交流电。采用该调制策略,可以保证网侧输入电流对称正弦和功率因数可调。
同常规SVPWM调制策略一样,可合成6个有效的输入电流开关矢量和3个零矢量[13]。将参考输入电流矢量分为6扇区,在复平面上以6个有效开关矢量为边界,如图2所示。每个开关矢量后面括号的2个字母依次表示与输出p,n极相连的输入相。
以参考电流矢量处于Ⅰ扇区为例,在前半周期采用常规SVPWM调制方法,由其所处扇区相邻的2个有效开关矢量i1(ab)和i2(ac)及零矢量合成,并计算相应的占空比dab,dac,d01,如下式,此时输出正向电流:
式中:m为调制比,m=Iim/I1m(0≤m≤1)。
在后半周期采用与前半周期相反的矢量i4(ba)和i5(ca)及零矢量来进行合成,由于电流参考矢量仍处于第Ⅰ扇区,而采用相反的矢量合成则恰好合成大小相等方向相反的电流,占空比计算如下:
根据式(1)、式(2)可以得到相应的开关管的导通时间,如图3所示,在前半周期i1(ab)和i2(ac)及零矢量合成正向电流,而后半周期i4(ba)和i5(ca)及零矢量合成反向电流。
假设高频矩阵变换器的输入相电压为
需要调制得到的三相参考输入相电流为
式中:Ucm为高频矩阵变换器输入相电压的幅值;Im为其输入相电流的幅值;ωi为输入角频率;φ为输入相电流和参考输入相电流的相位差。
以参考电流矢量处于第Ⅰ扇区为例,前半周期高频矩阵变换器的输入电流平均值为[14]
式中:I1m为高频矩阵变换器的输出电流。
同理可得,后半周期高频矩阵变换器的输入电流平均值为
故可知,前后半周期的输入电流平均值相等,可以保证高频矩阵变换器输入电流为三相对称正弦电流。通过调节φ的取值,可调节功率因数,当φ=0时,为单位功率因数。
前半周期高频矩阵变换器的输出电压平均值为
同理可得出,后半周期输出电压平均值为
可得,前后半周期的输出电压平均值大小相等,符号相反,故输出侧呈现正负交变的高频交流电压。即本文所采用的双极性电流空间矢量调制策略是正确的。
2 新型开关电源的控制策略
为输出稳定的电压,采用电压闭环控制策略,如图4所示。输出电压给定值uo*与检测值uo比较后经PI控制器得到高频矩阵变换器的输出电压平均值U1*的给定值。由式(7)、式(8)可知,输出电压在前后半周期的平均值大小相等符号相反。但调制比的符号都为正,仍可通过其输出电压U1的给定值计算相应的调制比,再按照B-C-SVM调制策略完成各开关管占空比的计算。输出电压闭环的控制可以在输出负载变化以及输入电压波动时,输出稳定的直流电,提高了系统的稳定性和抗干扰性。
3 仿真结果
本文在Matlab/Simulink中搭建了新型开关电源的仿真模型,其性能指标为输入电压220(1±0.10)V,输出电压(400±2)V,开关频率20 k Hz,功率因数大于0.99,功率20 k W。仿真参数如下:输入侧电阻Rac=3Ω,电感Lac=1 m H,电容Cac=30μF,输出侧电感Ldc=1 m H,电容Cdc=150μF。
图5中,输出电压稳定在400 V。调节时间为0.005 s,超调量为5%,电压波动0.5%。系统具有良好的稳态性能。从图6输入电压和电流波形可看出,该控制方法可保证输入单位功率因数。
3.1 负载变化
仿真模拟负载突变的情况下,电路对电压的控制效果。设置输出负载在t=0.1 s时由R=8Ω变化到R=12Ω,在t=0.2 s时变化到6Ω。由图7可知,输出电压保持不变,在切换瞬间会有小幅震荡后迅速稳定;输出电流相应的变化,系统动态响应良好;输入电流(a相)跟随负载变化而变化,能保持对称正弦且为单位功率因数。
3.2 输入电压幅值变化
仿真模拟输入电压幅值不同的情况下,电路对电压的控制效果。图8~图10分别给出了输入电压幅值为220 V(额定),200 V,240 V时的调制比波形。可以看出,当低于额定输入电压时,调制比会增大;当高于额定输入电压时,调制比会减小。本文的参数选定,在输入电压波动10%的范围内,均保证调制比0≤m≤1,且输出电压稳定于400 V。在额定电压下效率为86%,在输入电压波动10%内,总效率范围为76%~96%。
4 结论
电源变换 篇3
在开关变换电源电路中, 将谐振型变换开关元件的励振、驱动方法定义为两类, 即把设置有专用的励振和驱动电路方式叫作它激励振、驱动;把利用变压器反馈电路实现的励振、驱动方式叫作自激励振、驱动。这里阐述利用正交型变压器PRT反馈电路构成的自激励振方式电压谐振型软开关变换电源技术。
1 正交型变压器的控制技术
对于自激励振方式谐振型变换器的控制技术, 尤其重要的是采用各种铁氧体磁心的正交型变压器PRT。图1是PRT构造和电感特性及电路图形符号。其中, 图1 (a) 为旧单コ型铁氧体磁心PRT;图1 (b) 为新双コ型铁氧体磁心PRT;图1 (c) 为PRT电路符号。比较它们的形状和电感特性后得知, 新双コ型PRT的磁路长度比旧单コ型的磁路长度延长, 磁阻增加。由于主线圈N的电感量Ln和控制线圈NC的直流控制电流IC的变化, 使新双コ型的Ln变化幅度和线性范畴都扩大了。
在图2中设控制线圈NC流过直流IC时产生的磁通为φC、主线圈N1或N2上流过交流电流I1时产生的磁通为φ1。若图2 (a) 中箭头方向为正, 则在磁路A和D上的磁通φC和φ1方向相反, 磁通为φ1-φC;而在磁路B和C上的磁通φC和φ1方向相同, 磁通为φ1+φC。图2 (b) 中主线圈N1加载到磁路B和D上的B-H曲线, 相当于被LC的变化而调制的磁滞曲线。由于加载到线圈NC磁路A, B上的φ1感生电压互相抵消, 在NC上不产生交流电压, 所以PRT的电流IC信号就可以作为控制磁路B和D上的磁通量, 把它作为可控电感元件, 实现谐振型变换器的控制技术。图2 (c) 为这种PRT的电路符号。
2 自激励振方式电压谐振型变换器
开关元件在断开时, 加在开关元件上的电压波形是LC谐振时产生的正弦波电压, 也称之为电压谐振。利用电压谐振型变换器VRC电路和PRT的组合, 可以构成各式软开关变换电源。常用的自激励振方式VRC的控制方式有如下几种:
2.1 并联谐振频率控制方式
图3为单管自激励振方式VRC的并联谐振频率fo控制方式的开关变换电源电路。图3 (a) 为电路图, 图3 (b) 为控制特性图, 图3 (c) 为工作波形图。
图3 (a) 中PRT的结构如图2所示, 线圈N1与脉冲电流转换器PCC的电感LS串联后, 再与并联电路 (包括VCBO>1 200 V的耐高压BJT管Q1、续流二极管D1、并联谐振电容Cr) 串联。另外, 有中心抽头的全波整流线圈N2与谐振电容CS并联。
图中自激励振电路由下述元件和小电路构成, 如启振电阻RS, 串联谐振电路 (包括绕有1匝线圈的脉冲电流转换器PCC、限流电阻RB、定时电感LB、定时电容CB) , 并联电路 (包括箝位二极管DB, Q1的基极-发射极) 。由此可知, 这个自激励振、驱动电路的工作波形是低噪声、正弦波波形。
另外, 在RB较小时, 开关变换频率fS由LB和CB的串联谐振值决定, 见式 (1) :
为了表示VRC电路的谐振频率fo和输出直流电压Eo, 在Eo端接上负载电阻RL后, 分别设N1, N2的电感值为L1, L2;匝数比为
由式可知, 若固定fS, 控制PRT的可变电感L1, 就可控制谐振频率fo和输出电压Eo。设fo>fS, ω=2πfS, 则如图3 (b) 所示, 依据PRT控制原理, 若控制IC, 就能稳定输出电压Eo的值。
当Q1截止时, 产生的集-射间脉冲电压Vcp是L1+L2和Cr的并联谐振电压, 其峰值是Ei的5～6倍, 但Q1瞬断时的开关变换损耗较小。当负载功率Po=180 W, 交流输入电压VAC=220 V, fS=50 kHz时, 可以得到AC-DC的电能变换效率为ηAC-DC=83%。从Ci端PRT的励磁电流I1和N2侧CS的两端交流电压V2的工作波形可以看到, 其基本上接近光滑的正弦波状, 可以达到低噪声, 满足实用的目的。
2.2 谐振电压脉冲宽度控制方式
在图3中, PRT的主线圈N1, N2是用Φ100 μm单线捆成40～50根的绞合线绕制而成, 它不但要保证铁氧体磁芯的绝缘间隙, 还会造成体积增大。
为了减少电路体积, 可以想到, 如果控制PCC的电感量LS, 也能对Eo进行控制。故将图3的PCC换成图1的PRT, 则用PIT一次侧串接PRT的方式构成了VRC, 如图4所示。图4 (a) 为电路图;图4 (b) 为工作波形图。
这个电路的构成原理是, PRT和PIT的一次侧有LR+L1和Cr的并联谐振电路;二次侧有N2电感L2和CS的并联谐振电路。图4中的V1和V2分别为两组的并联谐振脉冲电压。用电流驱动变压器CDT控制开关管Q1的断合工作。由于控制了PRT的NR电感LR, 所以能够控制谐振电路V1的脉冲宽度ΔT1, 达到稳定输出电压Eo的目的。电压谐振波形如图4 (b) 所示, 图中的工作参数为fS=110 kHz, 控制范畴为T1=3～4.5 μs, 控制宽度为ΔT1=1.5 μs, 电能效率为ηAC-DC=83%。
另外, 除了图4用PIT一次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC之外, 还有用PIT的二次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC, 这个电路的构成原理是, PIT的一次侧有L1和Cr、二次侧N2有电感L2+LR和CS的这两组并联谐振电路。对于Eo的稳压, 由于控制PRT的NR电感LR, 所以能够控制二次侧谐振电压V2的脉冲宽度ΔT2。用PIT二次侧连接PRT的脉冲宽度控制方式VRC的典型工作参数为fS=71.5 kHz, 控制范畴T2=7～12 μs, 控制宽度ΔT2=5 μs。
上述两种谐振电压脉冲宽度控制方式电路都不需要PRT的主线圈NR、控制线圈NC和磁芯间的距离, 所以可以使之小型化。另外, 上述的VRC是最大负载功率Pomax≥150 W的情况, 在AC输入电压VAC=220 V时, 为了确保开关元件Q1, PIT和PRT的可靠性, 输入整流滤波电路几乎都设计成全桥整流方式。
由于供给VRC电路的直流输入电压Ei较高, 伴随着VAC↑→Ei↑, 则变压器一次侧的谐振电流↓, Q1和Cr上的电压谐振脉冲电压Vcp↑, 其Vcp可高达1 500 V以上。所以, Q1和Cr要采用大于1 800 V耐高压的元件, 并且还要对Q1的饱和压降VCE (SAT) 、下降时间tf及高频特性的大小有所限制。因此, 对上述电路进行改进, 得到如图5所示的升压型复合电压控制方式VRC。
2.3 升压型复合电压控制方式
图5 (a) 由PIT的三次线圈N3、升压二极管DB、主绕组有抽头的PRT (主绕组NR分为分为NR′和NR″线圈;NR′为升压控制线圈;NR″为谐振电压脉冲幅度控制线圈) 、滤波电解电容Ci构成了升压型复合电压控制方式VRC。这就是用1组控制电路, 同时能够控制升压EB和并联谐振脉冲电压幅度Vcp, 并达到Eo稳定的复合电压控制方式VRC。
设DB的正向导通电压为VF, PRT主绕组NR的总电感量为LR, PIT的一次线圈N1的电感量为L1, 则从Ei和一次测VRC得到的升压电压EB, 如式 (4) 表示。
式中:设NR″+N3=1.2N1;可变电感LR=0.2L1～
1.2L1;EB为Ei～2Ei。控制LR的变化, 就能够得到2倍Ei值的电压变化量。当NR′=NR″=14T时, LR的动态控制范畴约为6倍。负载功率Pomax的工作波形如图5 (b) 所示。对于VAC和Pomax的变化关系, 如图5 (c) 所示Ei和EB的描绘曲线。根据这种控制方式, 控制EB就能使Eo稳定。随着VAC的上升, 控制PRT的LR增加, 让Q1和Cr上的电压谐振脉冲峰值Vcp固定为700 V左右, 所以Q1可采用VCBO<900 V的低压器件。
电路典型参数:Pomax=180 W, Pomin=60 W, 开关频率为100 kHz, Ci=1 000 μF/400 V, Ci′=1 000 μF/250 V, Cr=6 800 pF, C2=0.01 μF。在VAC=220 V时, 效率达到ηAC-DC=86%, 基本可实现高效率和轻小型结构。这种VRC不但输出功率大, 体积小, 重量轻, 而且是一个控制效果相当好的实用电路。
3 结 语
该电路的综合特点是:输出功率高, 为Po>150 W;电能转换效率高, 为ηAC-DC>83%;容许输入电压变动范围宽, 为VAC=220 V (-20%～+10%) , 控制性能好, 应用广泛。
采用正交型变压器PRT构成的自激励振方式软开关变换电源技术, 对于谐振方式, 不仅有电压谐振型, 还有电流谐振型。对于DC输出电压的控制方式, 有并联谐振频率、谐振电压脉冲宽度、升压型、复合型等控制方式。但对于电流谐振型CRC (因与本题目不符, 加之篇幅有限, 故略) , 还有开关变换频率、串联谐振频率等控制方式。它们都是基于控制PRT电感量实现自动稳定输出电压Eo的自激励振方式的谐振型软开关变换电源技术。
参考文献
[1]安村昌之.直交形トランス制御方式ソフトスイッチング電源[J].電子技術, 1998 (4) :11-18.
[2]安村昌之.直交形トランス制御方式複合共振形コンバ?タ回路[J].電子通信エネルギ技術, 1998 (11) :29-36.
[3]安村昌之, 瀬上恭史.複合共振形コンバタによる電力回生方式力率改善電源 (3) (スイッチングレギュレ?タ及び半導体電力変?, 一般) [J].電子通信エネルギ?技術, 2004 (5) :1-6.
[4]Shoyama M, Ninomiya T.Common-mode Noise ReductionTechniques Using Current Cancellation in Switching PowerSupplies[A].Proceedings of 2006 Korea-Japan Joint Con-ference on AP/EMCJ/EMT[C].2006:197-200.
[5]高濱昌信, 安村昌之.電圧.電圧モド多重共振形コンバタ (3) (回路技術及び高効率エネルギ変技術関連, 一般) [J].電子通信エネルギ?技術, 2007 (1) :89-94.
电源变换 篇4
电力系统中存在各种随机因素,如发电机组和输电网络元件的随机故障停运、负荷的波动等,尤其是随着分布式电源的大规模并网,给电力系统的规划和运行带来了前所未有的不确定因素。 确定性潮流忽略了系统模型中节点负荷功率、分布式电源出力的不确定性,只能反映系统在某种确定条件下的稳态运行状况。 随机潮流[1,2,3,4]SPF(Stochastic Power Flow)利用概率统计方法处理系统中随机变化的因素,比传统的确定性潮流计算更能全面地捕捉系统的运行特性,便于对系统中的潜在危险及薄弱环节进行量化分析。
随机潮流自Borkowska于1974 年提出[1]至今,其求解方法主要有点估计法PEM(Point Estimation Method)[5,6,7]、蒙特卡洛模拟MCS(Monte Carlo Simulation)法[8,9,10]和解析法[11,12,13]。 PEM根据已知随机变量的概率分布,近似求取待求随机变量的概率分布,计算效率较高,但输出结果的高阶矩误差较大[14,15]。MCS方法需要大量的随机采样以保证其计算精度,求解速度较慢,制约了其实际的工程应用。 解析法利用线性化的思想求解非线性模型,但线性化过程需要输入和输出变量的线性关系,将降低其计算精度,计算量随着系统规模的增大迅速增长。
无迹变换UT(Unscented Transformation)[16,17,18]通过一系列确定性选择的Sigma点,近似非线性地映射随机变量的概率密度分布。 其处理随机潮流问题具有速度快、精度不低于二阶、易于处理随机变量的相关性、无需对非线性函数进行近似,且受输入随机变量分布类型的限制较小等优点[19]。
UT方法包括确定性采样和非线性变换两部分,其核心是选择合适的采样策略,换言之,确定合适的Sigma点数量、位置以及相应的权重,保证较高计算效率的同时,使所抽取的Sigma点能够更为全面地捕捉输入随机变量的均值和标准差信息[20]。UT采样策略有对称采样、最小偏度单形采样、超球体单形采样。 文献[19]和[21]分别把UT应用于概率最优潮流和随机潮流的计算,不仅大幅提高了计算效率,而且克服了线性化方法需要计算非线性函数雅可比矩阵的缺点,但均未对UT方法不同采样策略的计算效率和数值稳定性等进行比较。
本文提出了基于UT的随机潮流计算方法,比较了UT方法的3 种采样策略处理含分布式电源系统随机潮流问题的精度、效率和适用条件,引入比例及高阶信息参数以减小局部效应及高阶项误差,并考虑随机变量的相关性对输出随机变量概率分布的影响。 IEEE 30、IEEE 118 和IEEE 300 节点标准系统计算结果表明:3 种采样策略的UT方法在计算规模、求解精度、稳定性和实时性等方面各具优势,实际应用中,可根据随机变量的数目以及系统对特定条件的要求,综合选择适当的采样策略;其中,对称采样策略的UT方法数值稳定性较高,更适用于大规模电力系统随机潮流的计算。
1 随机潮流计算模型
考虑分布式电源出力的随机性,负荷的不可预测性,随机潮流计算模型可描述为[20]:
其中,i,j ∈SB,SB为节点集合;I为与节点i所联接支路的对应节点集合;PGi、QR i和PD i、QD i分别为节点i的有功功率、无功功率和有功负荷、无功负荷;PS i、QS i分别为节点i所接入分布式电源的有功和无功功率;Ui、δi分别为节点i的电压幅值和相角;Yi j为节点导纳矩阵i行j列元素的幅值,αi j为对应的相角,δij=δi-δj-αij。
随机潮流计算模型考虑风电场出力、光伏发电系统出力以及节点负荷功率的随机特性。 输入随机变量包括风电场风速v、光伏发电系统的辐照强度r及负荷功率,输出随机变量包括状态输出随机变量(电压幅值和相角)以及支路功率等。
2 系统随机模型
2.1 风力发电系统随机模型
风力发电机组的输出功率随着风速的变化而波动,可以认为风速近似服从双参数威布尔分布,其概率密度函数为:
其中,v为风速;k和c分别为威布尔分布的形状参数和尺度参数。
按照式(2)对接入风电机组节点的风速进行抽样,风速样本经过式(3)计算得到节点i风力发电机组的输出功率。 节点i所接入风力发电机组的输出功率与风速之间的关系可由分段函数描述为[22]:
其中,vici为节点i风电机组的切入风速;vir为节点风电机组的额定风速; vico为节点i风电机组的切出风速;Pir为节点i风电机组的额定输出功率;k1=Pirvici/ (vici- vir)和k2= Pir/ (vir- vici)为常数;PWi为节点i风电机组的实际输出功率。
假定接入节点i的NWi台风电机组参数相同且恒功率因数运行,则其输出的有功和无功功率输出可描述为:
其中,cos αi为节点i风电场的功率因数。
2.2 光伏发电系统随机模型
光伏发电系统的输出功率取决于光照强度以及太阳能电池方阵相对光照的角度,光照强度与气象因素、环境状况有关,又随着季节、时刻的变化而波动。 可以认为一个地区的光照强度近似服从Beta分布[23],其概率密度函数为:
其中,s = r / rmax,r和rmax分别为实际辐照度和最大辐照度(W / m2);α、β 为Beta分布的2 个形状参数;Γ 为Gamma函数。
按照式(5)对接入光伏发电系统节点的阳光辐照度抽样,可求得节点i所接入光伏发电系统的输出功率:
其中,ri、Ai和 ηi分别为节点i光伏阵列辐照度、总面积、总体的光电转换效率。
假设光伏发电系统的功率因数为一常数,节点i光伏发电系统的无功功率输出可表示为:
其中,cosθi为节点i太阳能电池方阵的功率因数。
2.3 负荷随机模型
负荷是电力系统运行中起着决定性作用的不确定因素,其随着时间、季节、天气以及电价的变化而波动,可以近似认为负荷功率是服从正态分布的随机变量。 节点i负荷有功功率PDi的概率密度函数[24]为:
其中,σi为节点i负荷功率的标准差,取为5%;PbDi为基态节点负荷功率。
假设负荷功率因数不变,节点i负荷无功功率QDi为:
其中,QbDi为基态节点负荷功率。
3 UT
3.1 UT的基本原理
UT通过非线性变换传递均值和协方差信息,其近似非线性函数的概率密度分布,而不是对非线性函数进行近似,不仅更易实现,而且非线性分布统计量的计算精度至少可达到二阶。 按照选定的采样策略,确定性地选取一组Sigma点集表征一个概率分布的特征,其均值和协方差矩阵分别为ux和Pxx。对每个Sigma点进行非线性变换y = fUT(x)以传递参数信息,变换后的点集经过加权处理,得到输出随机变量的均值uy和协方差Pyy。 其中,x为n维输入随机变量,ux为n维列向量,Pxx为n阶方阵。
UT方法的基本步骤如下。
(1)根据各随机变量的标准差 δi以及变量之间的相关性系数 ρij,构造协方差矩阵Pxx:
其中,ρij为第i和第j个随机变量之间的相关系数。
(2) 以统计量ux和Pxx为基础,选择适当的采样策略构造输入随机变量的Sigma样本点和权重集合{ χi,Wi︱i=1,2,…,N },N为采样点个数,χi和Wi满足:
其中, χi为Sigma样本点;Wi为对应权重,Wim为均值权重,Wic为协方差权重,可为任意值,但为保证无偏性,需满足式(12)。
(3)对确定性选择的Sigma点集{ χi} 进行非线性变换fUT(·),具体见下文不同采样策略的非线性变换过程,得到变换后点集{yi}:
(4)对变换后的点集{yi}进行加权处理,即可得到输出随机变量y的均值 μy和协方差矩阵Pyy,即:
Sigma点经过标准的向量和矩阵运算, 以泰勒展开二阶精度逼近后验的均值和协方差,而无需进行近似线性化和计算非线性变换的导数。 与MCS的随机抽样不同,UT的样本点是确定性选取的,即使只抽取了少量Sigma点,但其求得输出随机变量y的均值误差只存在于三阶以上的各项中,方差可达到二阶精度,且可以通过调节参数来改善精度[25]。
UT计算的均值和协方差精度主要取决于Sigma点采样策略,以捕捉状态的概率分布信息,选取的Sigma点越能匹配先验状态的各阶矩统计量,均值和协方差的计算精度就越高。 高阶采样策略的UT对称地选取2n2+ 1 个Sigma点,以匹配n维随机向量的前四阶矩及高阶奇次阶矩,但当系统规模较大时,会大幅降低求解的效率。 故本文主要比较和分析对称采样、最小偏度单形采样、超球体单形采样3 种策略的UT方法处理含分布式电源系统的随机潮流问题,且采样时应用比例及高阶修正以提高计算精度。
3.2 对称采样策略
对称采样策略抽取N = 2n + 1 个相对均值ux对称分布的Sigma采样点捕捉输入随机变量x的概率密度分布。 采样点到中心点ux的距离随着输入随机变量维数n的增加而增加,将产生采样点的非局部效应,从而使高阶项的误差增大。 本文引入比例及高阶信息参数以减小局部效应及高阶项误差,N个比例对称采样的Sigma点为:
其中,α为比例缩放参数,取值范围[10-4,1],可通过调整其取值来改变样本点与ux的距离;A可由Pxx=AAT求得,即,Pxx为正定矩阵,本文平方根矩阵A为通过对Pxx进行Cholesky分解求得,以避免Sigma点中出现复数;Ai为A的第i列元素;各样本点{χi}(i=1,2,…,N)为n维列向量。
选择0 ≤W0≤ 1,各Sigma采样点所对应均值和协方差的权重分别为:
其中,β 为高阶信息参数;如果不引入比例及高阶信息参数,则有Wic= Wim。
3.3 最小偏度单形采样策略
最小偏度单形采样策略抽取N = n + 2 个样本,其采样规模约为对称采样策略的一半。 当样本点对称分布时平均误差最小,偏度值越大倾斜越严重,最小偏度单形采样策略的样本点能在匹配输入随机变量的前两阶矩信息的前提下,使三阶矩(偏度)最小[26]。 最小偏度单形采样的基本步骤如下。
(1) 选择0 ≤W0≤1,各采样点所对应的权值Wi为:
(2)初始化Sigma样本点第一行状态序列: χ01=0,。
(3)对于j = 2,3,…,n进行递推得到:
(4) 引入比例及高阶信息参数, 最小偏度单形采样Sigma样本点与其均值权重、协方差的权重分别为:
其中,。 随着输入随机变量维数n的增加,各Sigma点的数值呈现根指数式增长,第n + 1 维的最大Sigma点数值是第n维的倍。 则对于高维系统,将存在部分Sigma点数值巨大,出现潮流收敛困难、量化误差增大等数值问题。 虽然本文Sigma样本矩阵均为按列扩展,但对于最小偏度单形采样策略的样本矩阵,其扩展是指数式的,这也是其处理较多随机变量系统时的最大弊病。 所以若分布式电源接入数目较多,即增加的输入随机变量的个数较多时,对最小偏度单形采样策略的UT方法影响将较为突出。
3.4 超球体单形采样策略
超球体单形采样[27]抽取N = n + 2 个样本点匹配前两阶矩,与最小偏度单形采样的采样规模相同。超球体单形采样的基本步骤如下。
(1) 选择0 ≤W0≤1,各采样点所对应的权值Wi为:
(2)初始化Sigma样本点第一行状态序列:。
(3)对于j = 2,3,…,n进行递推得到:
(4)引入比例及高阶信息参数, 超球体单形采样样本点协方差的权重表达式与式(24)相同,Sigma样本点和均值权重分别为:
其中,。 由式(25) — (27) 可知, 与最小偏度单形采样的根指数式增长不同,超球体单形采样除了W0之外权重均为(1-W0) / (n + 1), 各个Sigma点均匀分布在半径为的球面上,数值稳定性较高,且n + 2的采样规模使其具有更好的在线应用前景。
以上3 种采样策略均引入比例及高阶信息参数,不仅可以保证预测协方差矩阵的半正定性,且能够通过调节其取值进行高阶信息修正。
4 计算结果及讨论
4.1 系统说明
以IEEE 30、118 和300 节点标准系统为例,在MATLAB 2013a环境下采用IBM-PC兼容机(intel i5-3470,3.2 GHz,4G)编程实现。 采样的权重W0取为0.5,高阶信息参数 β 取为2,比例参数取为0.3。2n+1 采样策略的PEM和进行6 000 次MCS抽样的求解输出作为UT方法计算结果的参考标准。
系统所接入的风电场参数如表1、2 所示,光伏发电系统参数[22]如表3 所示,各系统分布式电源的顺序接入情况如表4 所示。
4.2 不同采样策略的UT有效性
定义UT方法与MCS方法结果相对误差为:
其中,xUT、xMCS分别为不同采样策略的UT和MCS方法求得的输出随机变量的均值或标准差。
表5 为基于不同采样策略的UT和MCS采样规模以及收敛情况的对比;表6、7 分别给出了基于不同采样策略的UT和MCS计算结果中,IEEE 30节点系统节点10、IEEE 118 节点系统节点97、IEEE 300 节点系统节点54 电压幅值的相对误差和IEEE 30 节点系统线路2-5、IEEE 118 节点系统线路100 - 104、IEEE 300 节点系统线路226-271 有功功率的相对误差。
注:UT-SY、UT-SK、UT-SP分别为基于对称采样、最小偏度单形采样和超球体单形采样策略的UT方法;“√”代表所有样本均可处理,“×”代表部分样本无法处理。
由式(22)和表5 可知,UT-SK的采样点数值随着系统规模的增加呈现根指数式增长,对于IEEE 118节点系统,输入随机变量维数为97,UT-SK方法的部分样本点数值可高达1014数量级,对于IEEE 300 节点系统,输入随机变量维数为82,UT-SK方法抽取的部分采样点数值高达1012数量级,导致对应的样本无法处理。 而UT-SY和UT-SP 2 种方法的样本数值均不高于102数量级,具有较高的数值稳定性。 虽然UT-SK和UT-SP采样规模相同,但两者抽样前的预处理不同,由于UT-SK采取根指数式抽样,较UT-SP用时稍多。
表6、表7 分别为电压幅值、线路有功功率相对误差,表中电压幅值为标幺值。 分析表5 — 7 可以得到以下结论。
①UT方法处理随机潮流问题,总体误差水平较低,计算效率可提高近百倍。
②UT-SY与2n + 1 采样策略的PEM样本规模相同,求解精度、时间、收敛性能等都相当接近,对于IEEE 118 节点系统,两者线路有功均值计算误差均约为0.06 %;为避免下文图中2 种方法的结果分布曲线重叠,故省略PEM的图示对比结果。
③对于IEEE 300 节点系统,UT-SY的均值计算误差可低至0.09 %,用时仅为MCS方法的5.05 %。
④与UT-SP相比,UT-SK的均值相对误差较小,但标准差的相对误差较大。 主要因为UT-SK只抽取n + 2 个非对称样本,且样本点根指数式分布,数值稳定性较低,而UT-SP二阶以上的高阶信息误差较大,均值精度相对略低。
⑤UT-SK和UT-SP方法的计算速度相对较快,所以如果系统实时性要求较高,对于规模不大的IEEE30 节点系统,可优先考虑UT-SK和UT-SP策略,对于接近或超过IEEE 118 节点的系统,可选用UT-SP方法,以更接近在线应用的需求。
图1、2 分别为各方法求解IEEE 30 节点系统得到的节点10 电压幅值和线路2-5 有功功率的概率密度曲线,图中节点10 电压幅值为标幺值。 节点10 的电压幅值均值为1.022 p.u.,标准差为0.012 p.u.,主要于0.98~1.07 p.u. 呈高斯分布;线路2-5 有功功率主要高斯分布于40.0 ~ 73.0 MW。 据此可求得节点10 的电压幅值在1.00 ~ 1.04 p.u. 之间的概率为0.899 6,线路2-5 的有功功率在50.0 ~ 62.5 MW的概率为0.8065。 所以,通过对UT结果的处理,求得的概率信息可为评估含分布式电源系统的线路安全情况、电压水平等提供更为可靠的参考。 且UT-SY与MCS的拟合度最高,结果令人满意;UT-SK方法均值拟合精度高于UT-SP,但标准差精度略低。
图3 为IEEE 118 节点系统节点97 电压幅值的累积概率分布曲线,图中节点97 电压幅值为标幺值;图4 为IEEE300 节点系统线路226-271 有功功率的概率密度分布曲线。 可以看出:线路226 - 271的有功功率主要在4 ~ 14 MW之间分布,求得其在7~11 MW之间的概率为0.794 0。 且UT-SY方法的拟合度依然较高,可以满足实际应用的需求;UT-SK方法由于数值稳定性问题无法处理这2 个较大系统。 MCS能够从大量数值结果中确定仿真变量的概率分布类型,将MCS与UT方法对比使用,能更好地综合两者在准确性和求解效率方面的优势。
4.3 相关性对随机潮流的影响
受到天气条件的影响,相近区域的风电场的风速、光伏发电系统的光照强度具有一定相关性,且此区域的电力用户的消费行为也与天气条件有关。于是地理位置邻近的风速、光照强度以及负荷的相关性对系统运行特性的影响不容忽略。
图5、6 分别给出了风速、光照强度和负荷等输入随机变量相关系数从0 到0.25 变化时,IEEE 300节点系统线路226 - 271 有功功率的统计特性。 可以看出:随机变量相关系数增长时,有功功率均值基本保持不变,而标准差明显增加。 主要原因是相关性使得各随机变量的波动具有同步性,进而增强了电网运行的总体波动性,表现为输出随机变量的标准差增加。 考虑随机变量的相关性后,UT方法的均值计算结果都非常精确,其中,UT-SP的标准差的计算误差偏大,UT-SY方法的精度依然较高。
5结论
本文将3 种采样策略的UT方法应用于含分布式电源系统的随机潮流计算,可得出以下结论。
a. 通过本文的比较和分析,可根据系统规模及实际应用中对结果精度、实时性的要求,综合选择适当的采样策略,且3 种采样策略的UT方法计算用时均较少。
b. 对称采样策略适用于求解多随机变量、大规模的电力系统的随机潮流问题,具有较高的数值稳定性,除用时相对稍多外,精度最高,性能出色。
c. 最小偏度单形采样策略由于采取根指数式抽样而无法处理高维系统,标准差精度偏低。 超球体单形采样策略与最小偏度单形采样策略的计算用时相当,但均值误差稍大。
电源变换 篇5
如何提高效率一直是开关电源变换技术所关注的问题之一,而同步整流电路因为能够减小输出整流损耗而成为研究的热点[1]。本文从实用的角度出发,对双管正激同步整流变换器进行了研究,对双管正激主开关管驱动技术进行了改进:将两个开关管分成主管和辅管,下管为主管利用PWM芯片直接驱动,上管为辅管利用主变压器辅助绕组上的电压实现自驱动,同时对同步整流MOSFET双向导电能力进行了分析,对同步整流中的损耗进行了分析,并且设计了一种采用辅助绕组驱动同步整流管的电路。设计制作了一台输出15V/20A功率300W的同步整流AC-DC双管正激变换器样机,同步整流装置采用辅助绕组驱动的方式,为电压型驱动同步整流器。通过利用saber仿真软件对本电路进行了实验,而样机的实验波形及数据与仿真结果一致,并表明此变换器的效率要优于常规的肖特基二极管整流电路。
2 改进的双管正激电路分析
由于正激变换器的输出功率不像反激变换器那样受变压器储能的限制,因此输出功率比反激变换器大,但是正激变换器的开关电压应力高,为两倍输入电压,有时甚至超过两倍输入电压,过高的开关电压应力成为限制正激变换器容量继续增加的一个关键因素。双管正激变换器克服了正激变换器中开关电压应力高的缺点,而且不需要采用特殊的复位电路就可以保证变压器的可靠磁复位。更重要的是,与全桥变换器或半桥变换器相比,它的每一个桥臂都是由一个二极管与一个开关管串联组成,因此从结构上说,它不存在桥臂直通的问题,可靠性高,这是这种变换器的一个最显著的优点。正是因为具有了这个优点,它成为目前在工业应用中最普遍的变换器结构之一,适合于中等功率场合,特别是输出电压较低的应用场合[2]。
本文对主开关管驱动技术进行了改进:将两个开关管分成主管和辅管,下管为主管利用PWM芯片直接驱动,上管为辅管利用主变压器辅助绕组上的电压实现自驱动,如图1所示,这样只需要在主变压器上做很小的改动就可以将传统的单管正激电路改进成双管正激电路,尤其是控制和驱动电路几乎不需要做改动。
3 同步整流原理分析
图2所示为一种自绕组驱动同步整流电路,MOS管的驱动是通过变压器副边绕组实现的,当原边开关管Q1开通时,副边绕组感应出电压,此时S2的栅源电压Vgs近似等于副边绕组上的电压,因此MOS管S2开通,而MOS管S3此时的栅源电压Vgs为负的S2管的导通电压,因此S3截止。当原边开关管Q1关断时,副边绕组感应出下正上负的电压,因此S2截至,而S3此时的栅源电压为正,S3管导通,实现续流。同时,我们看到,同步整流器必须有效地驱动同步整流管的导通和关断,任何驱动时序的不一致将增加额外的损耗。如图2所示电路,负载电流从S2转向S3或者从S3转向S2的换流期间,负载电流流经S2、S3的体二极管,如果同步整流管的驱动不够理想,如dv/dt太小,或者驱动时序与MOS管漏源两端电压不一致,导致体二极管导通时间过久,必将增加整流损耗,致使应用同步整流技术的优势大打折扣。所以,在设计同步整流器时关键问题就是保持驱动时序的完全一致及驱动电压信号的电压上升率[3]。
4 双管正激同步整流电流仿真分析
利用saber软件对主电路进行开环仿真。主电路所用参数:输入电压:95～150V,50Hz,输出电压电流:15V,20A,开关频率:50kHz,输出功率:300W,得相关波形如图4所示[4,5]。
5 实验验证
为验证此双管正激与同步整流拓扑的合理性与优越性,设计了一台15V/20A 300W的AC-DC双管正激变换器,电源芯片为UCC2845,双管正激开关管为:FAIRCHILD公司生产的IRFS750,同步整流MOSFET为:IR公司生产的IRF3205(55V/110A)。电源在输入电压110V,满载20A相关测试波形如图5所示。
整流管导通期间的压降为导通电阻乘以输出电流,由于同步整流MOSFET的导通电阻很小,因此导通压降也很小,截止期间整流管上的反压为主变压器副边绕组电压,副边绕组电压在磁复位期间保持恒定,复位结束后下降为0,因此从整流管漏极和源极间的电压波形可以明显看出反压下降的过程;续流管和整流管类似,截止期间承受的反压为恒定的副边绕组电压。同步整流管的反压在55V以内(如图6所示)。实验波形和分析结果一致,开关的耐压和流过的电流均在额定范围之内。
图7为采用系统短路保护电路时,测得的输出电压和输出电流的波形;图8为输出过压保护电路时,测得的输出电压波形。可见此电源具有良好的保护性能,可靠性高。
6 结论
本文采用仿真与实验结合的方法,从变压器原边主开关管驱动方式和副边整流电路两个方面,对传统双管正激电路做出改进,将两个开关管分成主管和辅管,下管为主管利用PWM芯片直接驱动,上管为辅管利用主变压器辅助绕组上的电压实现自驱动,同时辅管工作在零电流开通和零电流关断状态,有利于电路整流效率的提高。实验证明,电路简单改进效果理想。提高电路的效率。实测效率也说明了采用同步整流确实能有效地提高变换器效率。
参考文献
[1]王国礼,金新民(Wang Guoli,Jin Xinmin).采用LCD箝位电路的正激DC-DC变换器(A forward DC-DC con-verter with a LCD clamp circuit)[J].电工技术杂志(Electrotechnical Journal),2000,(12):24-26.
[2]胡宗波,张波(Hu Zongbo,Zhang Bo).同步整流器两种驱动方式的分析和比较(Analysis and comparison oftwo methods to drive synchronous rectifiers)[J].电力电子技术(Power Electronics),2001,(6):56-60.
[3]彭国平,杨旭,鱼振民(Peng Guoping,Yang Xu,YuZhenmin).有源钳位正激变换器的分析和设计(Analy-sis and design of active clamped forward converters)[J].电力电子技术(Power Electronics),2003,(10):33-37.
[4]Zhou Xunwei,Donati M,Amoroso L,et al.Improvedlight-load efficiency for synchronous rectifier voltage regu-lator module[J].IEEE Transactions on Power Electron-ics,2000,15(5):826-834.
电源变换 篇6
1 可靠性模型
2) 并联型系统。并联型系统, 指系统中个单元以并联的形式相连, 组成系统的单元全部发生故障时, 系统才发生故障。
2 可靠性设计
1) 电路可靠性。电路是电源变换器的灵魂所在, 其可靠性直接决定了电源变换器的可靠性。因此, 要提高电源变换器的可靠性首先要提高电路的可靠性。提高电源变换器电路可靠性, 包括以下措施:a.增加保护电路。保护电路, 是指为预防电路因某些因素造成某个单元出现电压或电流异常, 而造成对整个系统造成影响的电路。电源变换器的保护电路一般包括输入过压保护, 输入过流保护, 输出过压保护和输出过流保护。目前, 保护方式有继电器控制、开关管控制、芯片调制控制、保险丝、限流电阻等。b.关键器件、高失效率器件备份。对于电路中重要器件, 可采用多个并联的方式使用, 防止单个器件开路失效, 或采用多个器件串联的方式使用, 防止单个器件短路失效。串联、并联方式也可同时使用, 既防止开路失效也防止短路失效。c.优化电路内部电压、电流波形。电路内部出现不期望的电压、电流浪涌或尖峰不仅影响电路整体性能, 还会考验器件所能承受参数的上限值影响器件寿命甚至造成器件失效, 从而影响电路的可靠性。
2) 降额设计。为提高电源变换器的安全性, 防止电路中各元器件或通路承受接近本身所能承受的电压、电流、功率等性能参数的最大值, 我们一般根据电源变换器的使用情况进行不同等级的降额设计。国军标《元器件降额准则》 (GJB/Z35-93) , 为我国元器件各重要参数提供了降额设计的准则。通常元器件有一个最佳降额范围。在此范围内, 元器件工作应力的降低对其失效率的下降有显著的改善, 设备的设计易于实现, 且不必在设备的重量、体积、成本方面付出大的代价。在最佳降额范围内推荐采用三个降额等级。I级降额是最大的降额, 对元器件使用可靠性的改善最大。超过它的更大降额, 通常对元器件可靠性的提高有限, 且可能使设备设计难以实现。II级降额是中等降额, 对元器件使用可靠性有明显改善。II级降额在设计上较I级降额易于实现。III级降额是最小的降额, 对元器件使用可靠性改善的相对效益最大, 但可靠性改善的绝对效果不如I级和II级降额。III级降额在设计上最易于实现。
3) 热学设计。电源是所有设备中发热量较大的部分, 通常是一个系统中发热量最大的部分。过高的热量会影响电路中器件的工作, 甚至对器件造成损害, 从而影响电源的可靠性。因此, 优化电源的热设计能大大改善电源的可靠性。优化热设计主要从三方面入手, 即扩大单位热量的散热面积、提高散热速度和降低发热量。一般设计发热器件布局设计原则为尽量分散布局, 安装于易于散热的金属结构件上, 结构件位置优先选择散热最快的底面。在电源变换器电路中, 内部损耗的功率会转化为热能, 即损耗的功率越大发热量越大。因此, 应尽量减少功率损耗。例如, 在开关电源中采用内阻较小的开关管、调整参数减少开关管上升下降时间。
4) 力学设计。电源变换器在使用和存储过程中常因各种原因受到力学冲击、振动, 若抗力学能力较弱将会导致内部线路、器件受损而造成电源变换器故障。电源本身在系统中属于质量较大部分, 受力学抗击大, 因此对电源变换器进行力学可靠性设计也相当重要。一般电源变换器力学设计原则为较重器件安装于支撑结构件上, 尽量放置于靠近底部位置, 并进行加固措施;印制板上较高器件尽量平躺放置;内部导线需采取绑扎、点胶等加固措施, 导线走线弯角成弧度;印制板单位面积固定点足够, 以免印制板受力变形导致部分元器件焊接贴合失效等。
5) ESD设计。电源变换器电路中存在高ESD敏感器件, 如CMOS集成芯片、部分运算放大器、MOS管等。静电放电可能导致敏感器件失效。对CMOS集成电路和运算放大器不使用的输入端应通过电阻与VDD或VSS相连, 对其使用的输入输出端接电阻进行静电防电保护。对于MOS管器件应在其“D”、“S”两端并接静电释放电阻, 防止器件被静电击穿。在电源变换器生产过程中也应注意应人为接触造成的静电伤害, 生产、操作人员应带防静电手环、使用防静电烙铁, 使用防静电周转箱。
6) EMC设计。电源是设备中电磁干扰最严重的一部分, 它不仅会对自身性能产生不良影响, 还可能影响设备中其他部分的性能。因此优化EMC设计对电源本身和设备中其他部分的可靠性都有正面影响。在电源变换器设计时可采用接地、搭接、屏蔽、滤波、布线、隔离等多种EMC措施。在产品内部电路板设计中, 选择能减少噪声和对电磁干扰有抑制作用的元器件, 重视电路板元器件布局, 依照电磁特性进行分区。
7) FMEA设计。电源变换器可能会因为各种原因产品各种故障, 若能对故障进行预先设想, 并作出相应的保护措施, 将大大提高电源变换器的可靠性。因此, 详细仔细的分析可能产生的故障, 建立故障树, 进行FMEA设计相当重要。
3 结论
本文浅谈了一般大功率电源变换器可靠性设计的内容以及方法。
摘要：本文介绍了一般大功率电源变换器可靠性设计方法及原则。