无位置检测（精选7篇）
无位置检测 篇1
1 引言
开关磁阻电机(SRM)具有结构简单坚固,可靠性高,调速范围宽,调速性能优异,且在整个调速范围内都具有较高效率等特点,使开关磁阻电机在各种需要高性能调速的场合引起了广泛关注[1]。
转子位置检测是开关磁阻电机系统(SRD)可靠运行的重要组成部分。SRD根据定子和转子的相对位置实现对电机运行状态的控制。转子位置检测方案分为两类:直接位置检测和间接位置检测。直接位置检测引入了位置传感器,使电机结构复杂、安装不便,也使SRD的可靠性下降。因此,采用间接位置检测便成为SRD研究的热门课题。而SRM初始位置的检测又是间接位置检测首先必须解决的问题,如果因为初始位置判断不当,便会使电机运转异常(如启动瞬间反转),在某些场合还会导致事故的发生。对初始位置的检测一般采用检测相电流[2]、相电感[3]或反串测试线圈[4]等方法来确定初始位置,本文在分析SRM 电感模型和连续两相电磁特性的基础上,提出在启动前输入激励脉冲,并检测相邻两相的互感电压来判断初始位置的方法,并在实验中得到验证。
2 转子位置检测的SRM模型和基本原理
2.1 功率变换器及工作原理
SRM的启动有单相启动和两相启动,这是由电机的功率变换器决定的。本实验采用单相启动的四相五管式功率变换器电路如图1所示。
从图1可看出,电路中除各相开关管及续流二极管外,还有一附加开关管及公共续流二极管。以A相为例,当附加开关管V0与A相开关管VA同时开通时,外电源+Us加到相绕组两端;当2个开关管V0,VA同时关断时,D0,D1导通,贮存在绕组电感中的磁能回馈给电源的滤波电容C,在此过程中,-Us的电压加至绕组两端,加速其电流衰减。
2.2 基本原理
当SRM的某一相导通时,其邻近相的互感电压为
vm=dΨm/dt (1)
Ψm=Lmi (2)
式中:vm为互感电压;Ψm为互感磁链;Lm为互感量;i为励磁电流。
将式(2)代入式(1)可得:
vm=Lm(di/dt)+i(dLm/dt)=Lm(di/dt)+ωi(dLm/dθ) (3)
式中:ω为电机的角速度。
励磁电压可表示为
vph=ir+(dΨm/dt)
=ir+Ls(di/dt)+ωi(dLs/dθ) (4)
式中:r为定子绕组电阻;Ls为自感。
由式(4)可推导出下式:
di/dt=(1/Ls)[vph-ir-ωi(dLs/dθ)] (5)
式(5)代入式(3),可得感应电压为
当转子处于静止状态时,ω=0,式(6)化简为
从式(7)可以看出,互感电压与互感有相应的数学关系,而开关磁阻电机各相互感随着转子位置的变化而周期性的变化,这样就可以通过检测互感来间接检测在静止状态时开关磁阻电机的转子位置。
2.3 SRM各相电磁特性
对8/6极SRM,电机定子绕组四相对称,极距角为60°,步进角为15°。对单相定子绕组,当转子极和定子极轴线重合的时候相电感最大。图2转子位置中A相的相电感最大,B,D相相电感相等,C相相电感最小。假设SRM转子与定子的材质均匀,结构完全对称,则各相相对于转子位置的电磁特性曲线具有严格的周期性,而且又关于最大电感位置对称;不同相的电磁特性除在空间有一定的相位差之外,无其他差别,对于图2四相开关磁阻电机来说,A,B,C,D相的周期均为60°,相位差为15°,若依次对定子D-C-B-A-D…相循环通电,电机顺时针转动。以图2转子位置为0°开始,当不考虑饱和影响时,图3中为分析简便只列出B,C两相在一个周期内的电感曲线图。
3 SRM启动原理及实现方法
在保证SR电机不转动的情况下给电机任意一相发激励脉冲,假设对A相发激励脉冲,若测得邻相B的电感为图3中P点的值,而在一个周期内与P点相等的值还有另一点P′,此时转子位置处于[30° 45°]或[45° 60°]的区间,因此单测B相电感无法确定转子位置。如果在测出B相电感的同时测出其邻相C相电感值,结合此两相的电感值就能唯一确定转子位置。如图3所示,若测得B,C相电感的值为P,Q点电感值,则电机转子处于[30° 45°]区间,若测得B,C相电感值为P′,Q′点电感值,则电机转子处于[45° 60°]区间。由此可得出结论:在SRM静止时,可以对任意一相发激励脉冲,然后测出在测试脉冲相相邻连续两相的电感值,根据此电感值便可确定转子位置,进而可以确定导通相。这就是SRM启动的基本原理。由于直接测量B,C两相电感的难度比较大,而相电压又随相电感的变化而变化[5],故可直接A/D采样获得B,C两相电压来确定转子位置。具体做法为,将电机固定于某一角度θ,先激励A相,再测得B,C两相互感电压值UB,UC,由于两相电压值与角度有着对应数学关系,因此可将θ,UB,UC制成三维表并存储于内存中。通过检测UB,UC就能查询到转子对应的角度θ。
4 实验结果
本文实验系统采用了四相(8/6极)SRM,功率变换器采用TI公司的TMS320LF2407芯片作为主控制器,激励脉冲由DSP片内PWM发出,采样电压送入DSP片内A/D转换器,先激励A相,再测量B,C两相电压,得到2个测试电压值,通过对电压信息进行比较处理可得到导通相。图4是硬件框图。
当SRM启动时,只需要知道转子的大致位置,确定始导通相即可。所以不需测出转子位置的每个相电压值,只需测出换相位置时的相电压值并存储于内存。通过判断两相电压的范围就能确定始导通相。
图5中,以图2电机转子位置作为0°开始,顺时针在0°,7.5°,15°,30°,45°所获得的B,C两相实测波形;结合图3可知,在7.5°时B,C两相电感相等,从图5b波形可看出其相电压波形也基本重叠。图5波形分析得出,当激励A相时,B,C两相互感电压将会瞬时突变,瞬时突变电压相等,之后出现振荡,最终趋向0;由于两相电压振荡波形第一个振荡波峰电压值随电机转子位置变化而变化,且变化较大,因此在激励A相后可测出B,C两相第一个振荡波峰电压值以确定转子位置。实际中采样5次得到 B,C两相波峰电压平均值,表1为实测的A/D平均数值。
以顺时针启动为例,电机顺时针旋转的通电相顺序是D-C-B-A-D,则当187<UB≤376且190≤UC<375时,电机处于0°～ 15°,D相通电;当187≤UB<231且375≤UC<389,电机处于15°～ 30°,C相通电;当231≤UB<393且224<UC≤389,电机处于30°～ 45°,B相通电;当376<UB≤393且190<UC≤224,电机处于45°～60°,A相通电。
5 结论
本文提出了通过激励SRM任何一相定子绕组,再检测其相邻连续两相互感电压值来确定SRM初始位置的方法。实验结果表明,本文提出的SRM初始位置检测和判断方法是可行的,能使SRM静止时在任何位置实现无反转启动,启动效果良好。
参考文献
[1]王宏华.开关型磁阻电动机调速控制技术[M].北京:机械工业出版社,1995.
[2]胡小明,张淼.无位置传感器开关磁阻电机无反转启动研究[J].微电机,2008,41(11):90-92.
[3]胡达平,谢顺依.无位置传感器开关磁阻电机的无迟滞启动研究[J].微特电机,2004,32(7):8-10.
[4]刘闯,冯雷,周强,等.SRD反串测试线圈的转子位置特征值检测[J].电工技术学报,2008,23(3):24-29.
[5]Chi H P,Liang T J,Chu C L,et al.I mproved MutualVoltage Technique of Indirect Rotor Position Sensing inSRM[C]∥Power Electronics Specialists Conference,2002:271-275.
无位置检测 篇2
与传统的PMSM控制策略相比,无位置传感器控制减少了机械式位置速度传感器,更能满足高可靠性、低成本、以及高温高湿等恶劣环境运行等特殊要求[1],具有良好的发展前景,因而已经成为电机控制研究领域的热点之一。
目前,PMSM无速度传感器低速运行控制算法主要是基于高频信号注入检测法[2]。该方法不依赖于电机参数,适合于电机无速度传感器低速运行。传统的高频信号注入法,向电机定子绕组中注入高频正弦信号,通过检测定子电流中的高频信号成分获取转子位置信息[3]。这种方法信号处理过程复杂,对硬件电路要求较高,并且需要使用滤波器,会带来时间延迟和幅值畸变,工程实现复杂。
为了解决这一问题,文献[4]提出了用高频方波信号代替高频正弦信号注入到电机中,并给出了几种可以注入的方波类型。这种注入方法无需对高频电流响应进行解调和滤波,很大程度上简化了信号处理过程。文献[5]在文献[4]基础上,提出采样电流平均化处理方法,一定程度上改善了定子电流突变时转子位置估计误差较大的情况。但是以上文献在一个注入信号周期内只进行两次电流采样,当电机运行于转速阶跃以及负载阶跃变化等动态过程时电流变化较快,导致转子位置观测滞后,观测误差较大,影响电机运行的动态性能。
基于以上分析,本文改进注入的高频方波信号以及定子电流采样模式,提出一种新的注入、检测方法,有效提高了转子位置观测的速度和精度;针对内置式PMSM采用最大转矩电流控制方式以获得最佳控制效果;并且通过此方法获得转子初始位置,以实现PMSM无传感器启动。最后在Matlab软件提供的Simulink环境下搭建仿真模型,仿真结果验证了此算法的正确性和有效性。
1 高频方波信号注入原理
PMSM在两相旋转d-q坐标系下的电压方程为:
式中ud、uq分别表示d、q轴电压,id、iq分别表示d、q轴电流,Rs为定子电阻,Ld、Lq分别为电机d、q轴电感,Ψf 为永磁磁链,ωe 为电机运行电角速度。
当注入电压信号频率远高于电机运行基波频率时,忽略该高频注入信号引起的定子电阻压降、旋转电压及反电势[6],式(1)在高频段时可简化为:
向以估计转速旋转的d′-q′坐标系中注入高频电压引起的定子高频电流响应:
式中,ud、uq分别为d′向轴和q′轴注入的高频电压, △θ=θ'-θ为估计旋转坐标系d'-q'与实际旋转坐标系d-q之间的夹角。
将d-q坐标系下的各量变换到两相静止α-β坐标系:
若令 ,即只向估计旋转坐标系d轴注入幅值为±V的方波信号,如图1所示。当估计转子位置误差收敛到足够小时,即△θ≈0 ,代入(3)、(4)两式可得:
图1注入的高频方波信号 (参见右栏)
将式(5)离散化,设采样周期为T,且两次采样ia、iβ的差值分别为Δia、Δiβ。
即电机转子位置信息可以根据Δia和ΔΔiβ获取:
2 改进的高频方波信号注入法
在第二节分析的传统高频方波信号注入法基础上,本文改进了注入信号及电流采样模式,提高注入信号频率和电流采样频率。改进的注入高频方波信号及电流采样模式如图2所示。
在第k个采样时刻,定子电流增量由k时刻采样值与第k-2时刻采样值做差得到。
当注入信号 ,即第k和k+1时刻:
当注入信号 ,即第k+2和k+3时刻:
由以上式(8)~(11)式得到的定子电流增量Δia和Δiβ ,再根据式(7)即可计算得出每个采样时刻的转子位置计算值。
相比于传统高频方波信号注入法在一个注入周期内只能计算得到两个转子位置值,本文提出的改进方法能够在一个注入周期内获得四个转角计算值,加快了转子位置观测速度,能够更好地适应电机转速阶跃变化等动态过程中的转子位置估计。
由于电流采样存在一定误差和延时,直接由式(7)计算得到的转子位置波动较为剧烈,误差较大。故本文采用Luenberger观测器[7]对求反正切获得的转子位置θ进行观测,以得到平稳的转角估计值 和转速估计值
改进的高频方波信号注入法获取转子位置速度信息的基本流程如图3所示。
3 转子初始位置检测
要实现PMSM无位置传感器控制,首先需要在无位置传感器的条件下获得较为准确的转子初始位置,以实现电机无位置传感器顺利启动。本文同样采取高频方波信号注入的方法,分两步在电机启动前进行转子初始位置辨识。首先,令控制给定信号 ,以保证电机不运转,在此基础上向估计的d'轴注入高频方波信号,将观测器得到的转角观测值反馈至Clarke-Park变换,形成闭环调节,使得式(3)中Δθ =0,即可得到转子初始角预估值 ,其过程如图4所示。由于内置式PMSM的凸极性是电角度180°对称的[8],该 可能是转子的N极与静止坐标系a轴的夹角,也可能是转子的S极与a轴的夹角,还需要进行转子极性的判断,此时可以利用电机的磁路饱和特性[9],向预估的 方向的d轴依次注入幅值为V0和-V0的电压脉冲(V0的选择应该在电机定子电流不超过额定值前提下尽量增大,以提高检测精度),这会引起定子绕组RL电路的零状态响应,较短时间后(零状态响应动态过程未结束时)检测d轴电流响应幅值,设其分别为id+和id-,如图5所示。如果id+>id-,说明注入V0时Ld较小,注入电压增加了d轴磁路饱和,此时 是转子的N极与a轴的夹角 反之,如果id+
4 仿真实现与结果分析
为了验证本文算法的正确性,在Matlab软件的Simulink环境下搭建PMSM无位置传感器控制运行模型,仿真所用电机参数列于表1。
表1 matlab仿真所用电机参数 (参见下页)
基于以上电机参数,本文在电机正常运行时注入高频方波信号频率为10kHz,幅值20V,电流采样频率为40kHz。
4.1 转速阶跃仿真结果
空载条件下,给定500rpm启动电机,并于0.5s将转速给定由500rpm阶跃到-500rpm,图6为观测转速与实际转速曲线,图7为电机输出转矩,图8为传统方波信号注入法(详见第2节)与本文改进的方波信号注入法观测到的转角误差,图9为以上两种方法观测的转速误差。由图6和图7可知,在转速给定阶跃瞬间观测转角转速误差较大,但随后迅速减小,给定转速阶跃0.1s后观测转角转速以及电机输出转矩进入稳定,采用无位置传感器控制算法能够准确跟踪给定转速,实现电机正常运行,超调量小,动态效果较好。由图8可以看出当电机稳定运行时,采用改进的方波信号注入法观测转角与实际转角误差在0.03rad左右,明显小于采用传统的方波信号注入法时的0.06rad;由图9可知当电机处于转速阶跃等动态响应过程时,改进方波信号注入法得到的观测转速最大误差值比传统的方波信号注入法小20rpm左右,说明本文改进的方法能够更好地适应电机的快速响应需求。
图7转速阶跃时电机输出转矩 (参见右栏)
图8转速阶跃时观测转角与实际转角误差
图9转速阶跃时观测转速与实际转速误差
4.2 负载阶跃仿真结果
电机给定转速300rpm,于0.2s由空载突加15Nm负载,0.6s再次减为空载。图10为传统方波注入法观测转速与实际转速曲线,加减载瞬间电机转速波动40rpm左右,图11为采用改进的方波注入法得到的观测转速与实际转速曲线,加减载瞬间电机转速波动小于30rpm,可知改进的注入观测方法有效地提高了电机无位置传感器运行时的抗负载扰动能力。图12为电机输出转矩,能够稳定跟踪负载给定,实现电机正常运行。图13为两种方法在负载阶跃过程中观测转角与电机实际转角误差,相比于传统方波注入法,改进的方波注入法在稳动态过程中观测转角误差值均有明显减小。图14为两种方法在负载阶跃过程中观测转速与电机实际转速的差值,可以看出,动态过程时改进的方波注入法观测转速最大误差比传统的方波注入法小15rpm左右。以上仿真结果及分析说明电机采用无传感器控制时可以实现加减载正常运行,加减载引起的动态响应过程较快,系统抗负载扰动能力较强。
图12负载阶跃时电机输出转矩 (参见右栏)
图13负载阶跃时观测转角与实际转角误差
图14负载阶跃时观测转速与实际转速误差
4.3 转子初始位置检测仿真结果
由于matlab软件中自带的PMSM模型未考虑磁路饱和,无法完成磁极极性判断的仿真。故本节根据表1中的参数自行搭建了考虑磁路饱和的PMSM模型[10],其中d轴电感变化范围为1mH~3mH,q轴电感变化范围为2mH~6mH。进行转子初始位置预估值检测时,向估计的d'轴注入幅值为±5V,频率为10kHz的方波电压信号,持续0.3s;进行转子极性判断时,向d轴依次注入幅值分别为10V和-10V、持续时间均为0.02s的脉冲电压信号。
图15为给定转子初始角-π/3,获得的转子初始位置预估值波形;图16为转子磁极极性判断时获得的d轴电流波形,由图可知 ,故
图17为给定转子初始角π/3,获得的转子初始位置预估值波形;图18为转子磁极极性判断时获得的d轴电流波形,由图可知 ,故
图19为给定转子初始角0~2π(电角度)范围内,每隔π/6进行一次仿真,获得的观测值与实际值的差值。由图中可以看出,观测误差没有大于0.001rad,说明高频方波信号注入的方法能够有效进行转子初始位置检测,并且估计精度较高,可以保证电机无传感器顺利启动。
图17给定转子初始角为π/3时转子初始位置预估值
图18给定转子初始角为π/3时转子极性判断
图19 0~2π范围内转子初始角观测误差
(参见右栏)
5 结论
无位置检测 篇3
目前,传统空调压缩机的驱动电机多为单相异步电动机或直流电机,由于异步电动机转差损耗以及直流电机电刷的存在,导致这两种电机在工程应用上产生故障率高、使用寿命低、能量损耗大等劣势,无法满足国家节能减排的政策需求[1]。新型的节能空调多采用永磁直流无刷电机作为驱动电机,因为无刷直流电机既具有交流电机的结构简单、运行可靠、维护方便的优点,又具有直流电机的运行效率高、无励磁损耗、调速性能好的特点。直流无刷电机作为空调压缩机的驱动电机,克服了传统异步电机效率与功率因数低、运行噪声大的缺点,且不受电源频率限制,又可减小压缩机的体积,因此具有良好的市场应用前景。
1 无刷直流电机的工作原理及数学模型
1.1 无刷直流电机的工作原理[2]
对于节能空调用的无刷直流电机,其绕组一般为三相Y联结,并采用全桥驱动,如图1所示。电磁转矩是由电机内部的转子磁场与定子磁场相互作用而产生的,转子磁场跟随定子磁场旋转。控制电路根据当前转子的位置信息控制功率开关管的通断,使电机三相绕组依次两两通电,产生六个步进磁场,驱动转子不断旋转,从而起到电子换向的作用。这种导通方式称为六步换相法[3],每一步(区间)对应的理想反电动势以及开关管的导通序号,如图2所示。
1.2 无刷直流电机的数学模型
为简化分析,先作如下假设[4,5]:
(1)三相绕组完全对称,定子电流、转子磁场分布皆对称;
(2)忽略齿槽、换相过程和电枢反应等的影响;
(3)忽略铁芯饱和,不计涡流和磁滞损耗。
由于电机三相对称且没有中线,绕组自感和互感均为常数,故定子的电压方程可表示为:
式(1)中,u为相电压,i为相电流,e为相反电动势,Rs为绕组电阻,L为绕组的自感常数,M为绕组的互感常数,p为微分算子。
在理想的情况下,反电动势为梯形波,故在一个电周期内,A相的反电动势可以表示为:
式(2)中,E为反电动势的幅值,ω为转子电角速度。其余两相的反电动势与A相分别相差120°和240°电角度。可以看出,e的大小与转速成正比,并有:
无刷直流电机定子电流与转子永磁体的磁场相互作用,产生电磁转矩,其表达式为
机械运动方程为:
式(5)中,Te为电磁转矩,TL为负载转矩,B为阻尼系数,ωr为转子机械角速度;J为转动惯量。
2 关键技术
2.1 反电势过零法检测转子位置的实现
转子位置信号是无刷直流电机正常运行所必需的,传统的方法是通过在电机上安装位置传感器来获得转子的位置信息。但是作为节能空调的压缩电机,它的环境是高温且密封的,位置传感器安装困难,并且强腐蚀性的制冷剂会带来传感器损害失效的风险,因此寻求无位置传感器的控制技术。
常用的转子位置检测方法有定子绕组电感法、磁链估计法、状态观测器法和反电势法等等[6]。前三种方法需要庞大的实时计算,实现成本较高;反电动势法是迄今为止无刷直流电机无传感器控制最成熟也最具有实用价值的方法,具体的实现方式有反电动势过零点检测法、三次谐波法、续流二极管法等。下面提出一种利用端电压实现的反电势过零点检测方法[7,8]。
在六步换相驱动方式下,任何时刻都只有两相绕组通电,另一相悬空。由图2可见,悬空相的反电势过零点超前换相点30°电角度。因此只要检测出悬空相反电势的过零点,再延时30°电角度,即到达换相时刻。以区间1为例,此时电流从A相绕组流入,由B相绕组流出,C相悬空。此时的电机等效电路如图3所示。
根据等效电路,有:
式(6)中,VA、VB、VC为三相端电压,EA、EB、EC为三相反电动势,UN为中性点电势,R、L、i分别为相等效电阻、等效电感、电流。
反电势为梯形波,在区间1有EA+EB=0,将(7)前两式相加,可得:
因此,C相反电势的表达式为:
由(8)可见,C相反电势的表达式各项均为三相端电压,均可直接测量。要检测EC过零,只需检测的瞬间即可。由于在本区间内,EC为下降沿穿越零点,故只需检测EC从正到负的跳变即可。因此,当三相端电压的关系满足时,说明EC出现了过零点。
对照区间1,可以得出其它各区间的过零条件及换相说明,如表1所示。
由上可见,这种检测方法不需要中性点,也不需要片外比较器,而且运算过程简单,只需要用单片机的ADC模块对端电压进行采样转换后,就可以在内部进行过零事件的检测,进行无传感器控制。
2.2 电机的起动
由(3)可知,无刷直流电机反电动势的大小与转速成正比。在电机起动及低速运行阶段,反电动势幅值太小,无法通过检测反电动势的过零点来获取转子的位置。因此,在启动和加速阶段需要采取其它开环控制方法,使电机达到一定转速。本文采用的是“三段式”起动方法,即用转子预定位、外同步运行(加速)、无传感器运行切换这三个阶段实现电机的起动和加速控制,并且通过两次预定位,保证了起动的成功。
3 节能空调的无刷直流电机控制系统
3.1 系统框图
节能空调的无刷直流电机无位置传感器控制系统以美国Microchip公司的电机与电源控制专用芯片ds PIC30F6010A为控制核心,由不可控整流电路、三相逆变电路、驱动电路、反电动势过零点检测电路、各种检测与保护电路、显示电路以及串行通讯接口等部分组成[9],系统框图如图4所示。
3.2 硬件设计
(1)主控芯片采用微芯公司的高性能数学信号控制器ds PIC30F6010A,采用24位的指令宽度和16位数据地址宽度;片内带有144k B的Flash程序存储器、8k B的数据RAM以及4k B的非易失性EEPROM;最高可达30MIPS的运算速度;内部集成PWM模块和ADC模块,外围资源丰富,完全能满足电机控制的要求。
(2)功率器件选用英飞凌公司推出的N沟道IGBT SPB20N60C3,漏源击穿电压为600V,导通漏源电阻RDS(on)=0.19Ω,连续漏电ID=20.7A,可满足本文的应用要求。驱动电路采用IR公司的高压浮动栅极驱动芯片IR2135。IR2135为三相桥式驱动电路,具有电磁隔离和驱动双重功能。输出管脚的最大输出电流达200m A,最大注入电流达420m A;开关时间为700ns,死区时为200ns。具有低电压和过电流闭锁功能,能最大限度地保护器件不受损害。
(3)前文提出了利用反电势过零点检测转子位置的实现方法,这种方法只需要对电机的三相端电压进行AD转换,便可在内部实现过零事件的检测。以A相为例,检测电路如图5所示。R19、R20、R21三个电阻构成分压电路,端电压VA经分压后输入主控芯片的采样通道AN0。D9的存在使得通往芯片的电压被钳制在5V以下,以保护芯片。至于高频开关带来的噪声干扰,可通过软件滤波来消除,软件滤波引起的相移是微小且可预测的,因此不会影响控制精度。
3.3 软件设计
电机经三段式起动后,进入无传感器运行阶段。软件控制的主要功能是判断过零点和指导换相。ds PIC30F6010A的Timer1模块用作计数器,得到两次过零点之间用时,即60°电角度对应时间,假设在检测过零事件时没有相位延时,则下一次换相将在经过30°电角度发生。将timer1捕获到的值除以2,得到经过30°电角度所需时间。将该值减去滤波延时和中断处理所耗费的时间,放入用作定时器的timer2,并开始计时,当定时结束时,进入中断服务程序,进行换相操作。流程图如图6所示。
4 实验与结论
采用本文所述的控制方法搭建节能空调用无刷直流电机控制系统,电机为4极,额定电压为AC 220V,额定功率为1k W,额定转速为6 500r/min。图7给出了经转子位置检测电路分压后的相电压波形(以地为参考电压,即端电压)。可以看出,电机的相电压为明显的梯形波,噪声含量较少,使得通过端电压检测反电势过零点易于实现,保证了换相的顺利进行。同时,该波形平滑规律、区分度高,表明电机正处于平稳运行状态。
实验表明,采用本文中的控制方法和软硬件系统,能有效检测转子位置,实现无位置传感器控制,对电机实现平滑起动和调速运行控制。采用无刷直流电机作为节能空调的压缩电机,效率比普通交流电机10%左右,而且运行平稳、调速响应快、调速范围宽,同时还降低了噪声,增加了人体舒适度,可满足节能空调系统设计的预期目标,有助于推动空调领域的节能工作。
参考文献
[1]程琼,陈红兵,永磁无刷直流电机在变频空调压缩机中的应用[J].湖北工业大学学报,2005,20(1):41-43.
[2]郭庆鼎,赵希梅.直流无刷电动机原理与技术应用[M].北京:中国电力出版社,2008.
[3]韩涛.基于DSP的电动汽车用电机控制系统的研究[D].西安:西北工业大学,2004.
[4]王成元,夏加宽,杨俊友,等.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社,2006.
[5]吴雪梅.基于DSP的无刷直流电机控制系统研究与设计[D].西安:西北工业大学,2005.
[6]邹利平,杨向宇,曹江华.无刷直流电动机无传感器转子位置估计方法[J].微电机,2006,39(1):18-20.
[7]Tea-Hyung Kin,Mehrdad Ehsani.Sensorless Control of the BLDC Motors From near-Zero to High Speed[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2004,19(6):1635-1645.
[8]S.Ogasawara,H.Akag.An Approach to Position Sensor less Drive for Brushless DC Motors[J].IEEE Trans Ind Applicat,1991,27,(5).
无位置检测 篇4
无刷直流电机是随着电子技术的迅速发展而被广泛运用的电机, 它是现代工业设备中重要的运行部件, 它既具有直流电机调速性能良好和运行效率较高等特征, 又具有交流电机构造简单和故障率较低等特点, 特别是其高效节能的优点, 所以其应用的领域越来越广泛。
本文是对无位置传感器无刷直流电机控制系统的设计, 以STM32 作为控制核心, STM32 具有较高的性价比和丰富强劲的外设, 充分利用其专为电机使用而设计的高级定时器TIM1、高速灵活的AD转换器和高效的中断控制器等, 可以实现无刷直流电机的关键控制, 以及凭借STM32 的运算处理能力, 实现了基于择多函数滤波器的反电动势过零点检测方式, 用软件的方式进行数字滤波, 这样不但省却了模拟滤波器和比较器, 降低了硬件电路的复杂性, 而且提高了系统的抗干扰性、可靠性和稳定性。
2 反电动势过零点检测法
无刷直流电机在两两导通三相六状态控制方式下, 各相反电动势波形及导通电流如图1 所示, 在任何时刻都有两相导通, 一相不导通, 通过检测不导通相的反电动势过零点信息, 即可获取转子位置信号, 在过零点30°电角度后执行换相。
3 基于择多函数滤波器的反电动势过零点检测方式
3.1 择多函数滤波器原理
择多函数为一个布尔函数, 输入值为n个二进制数, 返回值为其中出现次数最多的数。择多函数表达式为:
式中output表示输出值, & 表示逻辑与操作符, | 表示逻辑或操作符。
本系统设计的择多函数滤波器是基于六样本窗口的, 如果前半部分采样值中有两个或者三个为1, 同时后半部分中有两个或者三个为0, 则认为过零点事件发生。
3.2 择多函数滤波器的实现算法
用择多函数滤波器实现反电动势滤波的算法分为如下四个步骤:
(1) 反电动势的获取。采用端电压法对三相端电压进行采样, 获取反电动势信息。
(2) 反电动势信息的判断。运用两个逻辑操作符“与”和“异或”进行判断, 其中“异或”用以改变当前反电动势的检测方向, “与”用以检测不导通相的反电动势状态。
(3) 滤波器数值表。该数值表要包含所有的26=64 种可能的数值, 表中每个数值都是一个指针, 起到指向随时间变化的下一个信号状态作用。该数值表按照如下公式构建, 其中N为每个数值下标。构建的数值表中有16 个能表征过零点事件发生的组合值, 用1 来替代以便逻辑条件识别。
(4) 过零点事件的判断。反电动势的采样值经过数字滤波器, 滤波器不断查询数值表, 当滤波器输出值为1 时表示过零点事件的发生。
4 控制系统设计
4.1 硬件设计
以STM32 为系统控制核心, 其较强的控制性能及丰富的外设, 可使硬件系统设计较为简单, 所占空间较小, 图2 所示为系统硬件框图。
设计中选用STM32F103VBT6, 以H_PWM_L_ON的调制方式, PWM由定时器TIM1 控制输出; 三相逆变电路由六个MOSFET管IRF3205 组成全桥式电路, 实现对直流电的逆变转换, 电机每一相由上下桥臂控制;功率驱动电路主要由三个功率管驱动器IR2101S、自举电容和三极管构成, 一个IR2101S连接两个MOSFET管;反电动势检测电路是由六个电阻组成的分压电路, 把三相端电压进行降压以符合STM32 的AD转换范围, 连接到ADC1 的IN1、IN2 和IN3 端口;电压与电流监测电路是由电阻和滤波电容构成的分压电路, 分别连接到ADC1。
4.2 软件设计
软件设计主控制程序流程图如图3 所示, 首先进行初始化程序, 然后对硬件电路中的自举电容充电, 再等待串口通信发送开启信号, STM32 获得开启指令后进入启动程序, 启动完成无刷直流电机进入正常的闭环运转状态, 电机速度调节由串口发送的指令控制, 对电源电压、电机运行时的电流和温度进行实时监控, 如发生异常则相应的LED灯发出指示信号并将电机停止运转。整个软件设计主要包括初始化程序、电机闭环运行程序和启动程序三大部分。
4.2.1 初始化程序设计
初始化程序设计主要是完成STM32 的GPIO配置、ADC控制配置、定时器配置、DMA控制器配置和中断服务配置等, 系统的重要功能是通过STM32 的定时器和ADC实现的, 所以主要介绍定时器配置和ADC控制配置。
定时器配置中运用到三个定时器:TIM1、TIM2 和TIM3。三路控制功率逆变电路的PWM分别由TIM1_CH1、CH2、CH3 通道控制, TIM1_CH4 用于把AD采样点设置在这三路PWM的高电平期间:TIM1_CC4 事件可以作为ADC注入组的触发信号, 通过设置TIM1_CCR4 寄存器值使TIM1_CH4 的PWM高电平发生稍后于其他三路PWM高电平的发生, 再在其高电平发生时刻触发ADC注入转换, 这样获取反电动势信息的AD采样频率就与控制功率逆变器的PWM频率一致;过零点30°电角度后换相的功能由定时器TIM2 和TIM3 实现:TIM3 用于计算前两次反电动势过零点的计数值即为时间, 再将该计数值的一半装载到TIM2 自动装载寄存器中来产生换相延时。
ADC输入通道组管理模式分为规则通道组和注入通道组, 规则组指正常的转换, 注入组被触发可以打断规则组转换。在系统设计中, 对电源电压、电机运行的电流和温度使用规则组形式连续循环采样, 达到实时监测目的, 用DMA控制把转换值发送到对应RAM;而对三相端电压使用注入通道组形式转换, 在ADC中断程序中读取转换结果, 获得电压采样值Ea、Eb和Ec。图4 所示为规则组和注入组工作方式。
4.2.2 电机闭环运行程序
电机闭环运行程序是整个软件程序设计的关键部分, 主要包括ADC、PWM及TIM2三者中断服务程序, 中断优先级别从高到低顺序为:TIM2、PWM、ADC。TIM2 中断程序在计数到装载值时执行换相功能, ADC中断程序实现三相端电压转换值的读取, 下面主要介绍PWM中断程序设计。
PWM中断程序实现基于择多函数滤波器的反电动势过零点检测功能, 图5 为PWM中断服务程序流程图, 先将三相端电压构造虚拟中性点, 再把三相端电压分别与虚拟中性点电压进行比较, 并用软件比较器记录状态, 然后执行择多函数滤波器算法对BEMF信号进行滤波, 如滤波器输出为1 就进入30°电角度时间的计算, 最后开启TIM2。
4.2.3 启动程序
启动程序是采用“三段式”启动法, 整个过程分为转子预定位阶段、开环加速阶段和闭环控制转换阶段, 此过程主要是由软件程序控制。
5 结语
本文以STM32 作为控制核心, 实现了无位置传感器无刷直流电机控制, 采用择多函数滤波器的反电动势过零点检测方式, 能快速准确地检测转子位置信息, 具有良好的性能。
摘要：利用STM32的控制性能和丰富外设, 实现无位置传感器无刷直流电机控制, 介绍了该系统的硬件电路和软件程序设计方法, 采用并实现了择多函数滤波器的反电动势过零点检测方式。该系统具有一定的可靠性和稳定性。
关键词：STM32,无位置传感器,无刷直流电机,择多函数,反电动势过零点
参考文献
[1]夏长亮.无刷直流电机控制系统[M].北京:科学出版社, 2009.
[2]刘刚王志强房建成.永磁无刷直流电机技术与应用[M].北京:机械工业出版社, 2008.
[3]张淑艳王行愚姚晓东.择多函数在无刷直流电动机控制中的应用[J].微特电机, 2010 (01) .
[4]Microchip Technology Inc.Sensorless BLDC Control with Back-EMF Filtering Using a Majority Function[EB/OL].2008.
[5]STMicroelectronics Inc.STM32F10XXX参考手册[EB/OL].2010.
[6]杨光.电动车无刷直流电机无位置传感器控制研究[D].天津:天津大学, 2008.
无位置检测 篇5
开关磁阻电机( Switched Reluctance Motor,以下简称SRM) 具有结构简单、成本低、鲁棒性好,适用在恶劣环境和要求超高速的场合下运行,并可广泛地应用在纺织、造纸、煤矿、航空、机械等领域的造纸机、浆纱机、采煤机、风机、水泵、家用电器和机器人等负载上,SRM各项独立工作,系统可靠性高[1]。
磁悬浮开关磁阻电机( Bearingless Switched Re- luctance Motor,BSRM) 结合了开关磁阻电机与磁轴承的优点,具有无磨损、体积小、功耗低、轴向利用率高、可超高速运行等优点,在飞轮储能、航空航天等领域极具应用前景[2,3]。
针对双绕组结构的开关磁阻电机所存在的问题,美国国家航空航天局的B. B. Choi提出了一种12 / 8极结构的单绕组磁悬浮开关磁阻电机( Single Winding Bearingless Switched Reluctance Motor,SWB- SRM)[4],台湾淡江大学的S. M. YANG等人[5],德国开姆尼茨工业大学的L. Chen等人则设计了四相8 / 6极单绕组无轴承开关磁阻电机[3,6],另外,韩国庆星大学则改变电机的结构,提出了特殊结构的8 / 10极结构的分极式单绕组BSRM,但是这种特殊的定子结构需要特殊的制作工艺和精度,由于其较多的转子极数限制了其使用范围[7],江苏大学的项倩雯等人构建了单绕组BSRM相周期内悬浮力与转矩的全角度数学模型,并提出了一种新型的双相导通解耦控制策略,仅用一套绕组实现电机旋转与悬浮的解耦控制[2]。
SWBSRM悬浮稳定性的实现,需要搭建闭环的径向位移自检测系统及反馈控制系统,目前无传感器的控制处于理论研究中[8],转子位移的检测通常采用电涡流、霍尔式、和光电传感器、但是由于传感器的加入使电机结构变复杂,在实际应用中造成安装维护不便和价格昂贵的问题,限制了电机的推广使用,因此,探索实用的径向位移自检测技术具有重要的研究意义和实用价值[9]。本文通过单绕组磁悬浮开关磁阻电机一相四套绕组之间的电流引起的互感与转子径向位移之间的非线性关系,将一高频检测电流注入一绕组中,并根据其他3套绕组上的互感电压的变化根据互感电压和径向位移非线性的关系,经过处理得到转子径向位移,实现了单绕组磁悬浮开关磁阻电机径向位移的自检测。
1 SWBSRM的原理及数学模型
图1为三相12 /8极SWBSRM的结构,与传统的双绕组结构不同,SWBSRM每个定子极上只有一套绕组,每套绕组都单独控制,对于转子而言,两种电机结构是等效的,都是通过改变径向相对极的气隙磁密的大小来控制悬浮力,在单绕组BSRM中A相绕组由A1,A2,A3,A4组成,B相绕组和C相绕组分别沿A相绕组逆时针方向30°和60°放置,以A相绕组为例,若A1处的磁密大于A3处磁密,则会产生 α 方向的径向力,若电流大小相反,则产生相反
的效果,同理,β 方向的径向力也通过这种方法产生。B相和C相的悬浮原理与A相相同。
为了简化分析,在推导数学模型作如下假设:
1忽略磁场饱和。
2忽略漏磁通与定子交链转子轭的磁通。
3转子径向位移与气隙平均长度相比很小。
4定、转子齿极对齐时忽略边缘漏磁通。
当转子径向偏心 α ,β 时由磁路法获得12 /8极SWBSRM的自感和互感表达式[10]。
当A相导通时,A2,A4励磁的磁链表达式可以表示为:
由绕组磁链的关系可得A2,A4的端电压为:
2径向位移检测原理
用高频注入法将小幅值的高频测试电流Icsin( ωct) 注入A1端口,由于注入的高频电流很小以及径向耦合较小,因此对电机的正常工作影响可以忽略不计,由互感电压公式( 1) -( 6) 可以知道在A1端有干扰电流时,只有A2,A4端的互感压力公式中包含位移信号,因此本文用A2,A4的端电压互感增量来计算位移,可以得到A2与A4互感电压增量如下:
其中:
由于检测到A2,A4极互感电压表达式中包含自测试电流引起的互感以及A1,A3引起的互感和自身的压降,为滤除信号中不必要的条件,在系统中加入带通滤波器滤除 ωc部分,余下部分乘以正弦电流sin( ωct) 进行解调,得解调后的公式:
把解调后的信号再通过低通滤波器滤除高频部分得到只包含 α ,β 的直流表达式。
把公式( 13) -( 14) 分别代入式( 17) -( 18) ,这样直流表达式U2sa2,U2sa4可扩展成如下形式:
对上面两式提取公因式得到:
式中,c ,l0,Ns,r是常数,θ 和 ω 可以由光电编码器直接检测得到,计算得到最后项远小于 α 和 β 可以忽略不计。
于是式( 21) -( 22) 可以分解为:
此式包含径向位移检测信号,由此式可以求得反函数,推出径向位移自检测的函数表达式:
其中:
同理,可以也可以用此方法自检测B相和C相导通时的转子位移。
B相导通:
C相导通:
3实验与仿真分析
图2为SWBSRM自检测系统框图,以A相为例,为了更加有效的验证该方法,在电机模块中加入光电传感器检测实际位移信号,该系统主要由带通滤波器和低通滤波器组成,该方法主要是由高频信号1发生器产生电流为Icsin( ωct) 的高频电流,电流参数Ic= 0.01ωc= 10000,注入A相的A1端口中, 将SWBSRM输出的互感电压U1,U2通过带通滤波器滤除频率为 ωc的互感部分后与高频信号2产生的调制信号sin( ωct) 解调,将解调结果输入低通滤波器滤除高频部分,得到的直流部分与光电编码器检测出来的 ω ,θ 通过数学公式处理得出转子径向位移 α ,β 。
本文主要用MATLAB /Simulink对A相自检测系统进行仿真,仿真所用样机参数如表1所示。
图3为转子运动轨迹,图4-5为用传感器按时间采样检测SWBSRM在额定转速( 6000r/min) 下, 得到的 α ,β 轴方向的位移图。
由图4-5可以看出,α ,β 方向的位移最大偏移量小于0.15mm,在辅助轴承气隙范围内。
而利用本文所述方法按时间点采样得到转子位移预测如图6-7所示,最大偏移量也在辅助轴承气隙范围内。
图8-9为用传感器采样检测到的 α,β 实际位移与用本文研究方法得到的 α,β 径向位移估计位置所做的对比分析,可以看出最大误差小于5%,表明本文径向位移自检测方法能很好的跟踪转子的实际位移偏心,能满足无位置传感器要求。
4结束语
由于传统的双绕组磁悬浮开关磁阻电机存在缺陷,径向位移传感器的成本高等缺点,本文在研究单绕组磁悬浮开关磁阻的基础上研究了通过高频电流注入任意一相,并提取含有转子位移信号,实现了单绕组磁悬浮开关磁阻电机的无位置传感器,并且通过MATLAB /Simulink仿真进行验证,该方法缩小了系统结构并且降低了成本,为后续单绕组磁悬浮开关磁阻电机无位置传感器的研究提供了基础性的探索。
摘要：由于位置传感器成本高,受温度和噪声的干扰,增加电机结构的复杂度等缺点,文中研究了一种高性能实用的无位置传感器方法,利用单绕组磁悬浮开关磁阻电机相绕组之间的互感和位移的关系,将一高频测试电流注入A相的任一极,引起在相邻两极的端电压互感增量,滤除互感电压并经过滤波器解调得到包含转子位移的直流部分,然后经过数学处理得到转子位移,实现径向位移自检测,最后通过实验验证该方法的正确性和有效性。
关键词：单绕组,单绕组磁悬浮开关磁阻电机,高频注入,无位置传感器
参考文献
[1]吴红星.开关磁阻电机系统理论与控制技术[M].北京:中国电力出版社,2010.
[2]项倩雯,嵇小辅,孙玉坤,等.单绕组磁悬浮开关磁阻电机的原理与解耦控制[J].电机与控制学报,2012,12(11):22-28.
[3]曹鑫.12/8极无轴承开关磁阻电机的研究[D].南京:南京航空航天大学,2010.
[4]Choi B B,Siebert M.A bearingless switched reluctance motor for high specific power applications[C].42nd AI-AA/ASME/SAE/ASEE Joint Propulsion Conference&Exhibit,Sacramento,California,2006:4804-4814.
[5]Liu W T,Yang S M.Modeling and control of a self bearing switched reluctance motor[C].Proceedings of IEEE IAS Annual Meeting,Kowloon,Hong Kong,2005:2720-2725.
[6]Li Chen,Hofmann W.Speed Regulation Technique of One Bearingless 8/6 Switched Reluctance Motor With Simpler Single Winding Structure[J].IEEE Transaction on Industrial Electronics,2012,59(6):2592-2600.
[7]Wang Y,Liu X,Ahn J W.Design of novel bearingless-switched reluctance motor[J].IET Electr.Power Appl.,2012,6(2):73-81.
[8]周云红,孙玉坤,嵇小辅,等.磁悬浮开关磁阻电机径向位移自检测[J].中国电机工程学报,2012,32(6):150-155.
[9]朱志莹,孙玉坤,嵇小辅,等.磁悬浮开关磁阻电机转子位移/位置观测器设计[J].中国电机工程学报,2012,32(12):83-89.
无位置检测 篇6
开关磁阻电机(SRM)以其电机结构简单坚固、起动转矩大启动电流小、调速范围宽、系统效率高等特点受到国内外广大专家学者的重视。随着电力电子技术与驱动控制技术的发展,开关磁阻电机系统成为继变频调速系统和无刷直流电机调速系统之后最具潜力的新一代调速系统。然而,SRM特有的结构和运行方式使得电机运行时转矩脉动较大[1],且需要转子位置检测电路的配合。
准确的转子位置判断是SRM正常运行的前提,传统的转子位置检测采用旋转变压器和光电传感器等器件。额外的硬件设备增加了驱动系统成本的同时,降低了系统的可靠性。因此,使用无位置传感器来估计转子位置,不仅能降低SRM的硬件成本,还能提高系统可靠性,是当前SRM的研究热点之一。
继1985年Acarnley教授等提出“相电流波形法”以来,调制解调法、互感检测法、磁链/电流法、电流梯度法、电感模型法、反电势估计法、高频脉冲注入法等多种方法被提出[2]。这些方法各有千秋,诸如调制解调法、互感检测法需要在驱动回路中增加额外的检测电路,增加了系统的复杂性,转子位置估计的准确性也有待商榷;而磁链/电流法、电流梯度法、电感模型法等需要对测得的电流电压信号进行复杂运算[3,4,5],最终通过非线性模型对比或者查表来估计转子位置。这些方法对处理器的运算功能要求较高,单一算法只能对特定参数的SRM实现准确转子位置估计。
本研究针对上述方法的局限性,利用12/8极三相SRM,提出一种基于高频脉冲电流法的改进型SRM无位置传感器控制技术,在不添加额外检测电路的基础上,进一步简化运算复杂度,并实现SRM的无反转启动与低中速运转。
1 开关磁阻电机的数学模型
开关磁阻电机磁路呈严重的非线性特征,其精确数学模型也是一个多变量、强耦合、的时变非线性方程组。
为简化分析,本研究将SRM分为电气子系统和机械子系统。
开关磁阻电机控制框图如图1所示。
电气系统与磁场系统间通过电机转子位置θ和磁链φ联系,磁场系统与机械系统间通过电机转子位置θ和磁共能联系。
描述电气系统的数学方程为:
描述机械系统的数学方程为:
式(1~3)完整地描述了开关磁阻电机数学模型[6]。
然而,上述方程以及方程组是多变量、非线性、复杂的。为得到开关磁阻电机的可用一般模型,实际分析过程中对上述模型进行一定的简化。
忽略不同相之间的磁耦合关系,可以得到简化后的磁链方程:
假设当电流ik恒定时,电机电感Lk与电机转子位置θ呈线性关系,则有:
分析式(5)可知,SRM产生转矩正负由励磁时相电感变化率的正负决定,而与励磁电流方向无关。
2 高频脉冲注入法
脉冲注入法由剑桥大学的Harris和Lang在1990年首先提出[7]。通过向非导通相注入高频电压脉冲,检测响应电流的幅值,进而估计转子位置。非导通相注入脉冲可以避免磁通饱和的情况;由于注入脉冲时开关管开通时间短,响应电流幅值很小,可以忽略电机反电势与绕组压降,因此,SRM的电压方程简化为:
由于响应电流幅值小,对绕组电感的影响小到可以忽略;而较高的频率使得响应电流产生的周期内,转子转过很小的角度,角度变化对绕组电感的影响也可以忽略。因此,注入高频脉冲的一个周期内,响应电流波形为一个三角波脉冲形式;同时,影响电感的最主要因素是转子位置,绕组电感随着转子位置的变化而呈现周期性变化,相应的响应电流幅值也呈周期变化。
波形图如图2所示。
笔者研究的是12/8极开关磁阻电机,驱动开关管的PWM频率较高,为了减小非导通相脉冲注入对电机运行效率的影响,本研究将注入脉冲的占空比设置为12%~20%之间。
3 基于脉冲注入法的SRM启动策略
对于电机未启动状态,本研究采用三相同时注入高频脉冲的方法,得到三相响应电流信号。结合电感分区法实现SRM的无反转启动。
3.1 电感分区方法
随着转子转动,SRM三相电感呈现周期性变化。在一个电周期内,三相电感值对应唯一的电角度,这就为通过相电感估计转子位置提供了理论可能。电周期内通过相电感交叠处实现分区[8]。三相SRM电机电感分区图如图3(a)所示。这里,以B相定子与转子凸极重合位置为初始位置。理想状况下,整个周期平均地分为6个扇区。
SRM电机采用直流供电,绕组两端电压稳定,而注入脉冲的占空比和周期均不变,则响应电流幅值与相电感成反比[9],由式(6)可得:
式中:K—与绕组电压u和导通时间t相关的常数。
对应三相电感的三相响应电流波形图如图3(b)所示。
3.2 SRM启动转子位置估计
由式(5)可知,在电感上升区域施加电流就会产生正转矩,反之,在电感下降区域施加电流产生负转矩。本文默认电机正向旋转的励磁顺序为A-B-C,对应转子转过的扇区位置顺序为1-2-3-4-5-6。
启动时,对三相同时注入高频脉冲,根据检测到的响应电流大小关系判定励磁相。
判定逻辑如表1所示。
3.3 非导通相转子位置估计
电机经过启动转子位置估计后,判断励磁相并进行启动励磁。此时,已有至少一相进入励磁状态。若对导通相进行高频脉冲注入,响应电流容易受到磁通饱和的干扰,并且高频响应电流幅值也较难获得。
分析图3可以发现,三相绕组电感估计转子位置实际上是一种冗余检测。只需要对其中两相非导通相注入高频脉冲,通过其响应电流信息即可估算出转子位置[10,11]。结合励磁相,在一相励磁区间内,两相非导通相电流检测也是一种冗余检测,此时,只需对一相非导通相注入高频脉冲,即可实现转子位置估计[12]。因此,高频脉冲注入相的选择有两种,根据检测相对应励磁相的顺序,分别将这两种选择称为前相检测和后相检测。
后相检测即对励磁相的后一相注入高频脉冲信号,通过检测其响应电流来估计转子位置。一相励磁时,换相点正是后相响应电流幅值最大点。当检测到响应电流幅值到达最大点附近时,执行换相。后相检测电流阈值图如图4所示。
A、B点—电流幅值阈值点
前相检测即对励磁相的前一相注入高频脉冲信号,通过检测其响应电流来估计转子位置。相励磁时,换相点处在前相响应电流幅值上升区域,同样采用电流阈值比较方法,当电流幅值大于阈值,执行换相。此种换相方法可以避免后相检测法造成的启动反转现象。
前相电流检测如图5所示。
前相检测法同样存在局限性,由图5可以看出,理想换相点对应的电流幅值过低,容易受到干扰,造成换相条件判断失误。若阈值过低,会出现一直触发换相,若将阈值调高,则会出现换相延迟。而过迟的换相会使电机产生反向转矩,从而严重影响电机运行的高效性。
综上所述,对比与电感分区法有相似之处的使用光电传感器控制方法,本研究采用启动初使用前相检测法进行换相,实现电机无反转启动;之后使用后相检测法进行换相,实现电机高效、快速运转。
4 实验及结果分析
SRM驱动控制器采用基于ARM Cortex-M3架构的STM32F103RCT6芯片,该芯片具有采样速率较高,功能简单,性价比高的特点,满足SRM降低成本提高可靠性的研究目标。开关管选用IR公司的IRFP4468系列MOSFET实现高频开关。电机选用12/8极三相4 KW开关磁阻电机,额定转速为3 000r/min。为验证基于高频脉冲的无位置传感器控制方法的正确性,本研究使用光电对管来检测转子实际位置。
对三相绕组同时注入高频脉冲,同时手动转动转子,得到的三相响应电流波形图如图6所示。
实际测量得到的响应电流图与理论相似。
转子转动时A相电流与转子实际位置关系如图7所示,验证了高频脉冲注入法估计转子位置理论的正确性。
由图7可以看出,响应电流低幅值所占角度较大,且上升速度缓慢。对于前相检测方法,换相阈值点所处位置正好是波谷处较为平滑的位置,因此对换相时机的判断较为困难。电机是否能持续运转与电流阈值的选取有直接联系,实验调试后可以接受的电机运转电流波形如图8所示。
使用前相检测法时A相电流与转子实际位置的对应关系如图9所示。
电机转动时,绕组依次有序励磁,但是换相时间有明显延迟。
由于前相检测法具有明显的速度限制,并且换相不及时,启动成功后,采用后相检测法继续驱动电机。采用后相检测法时,电机运行的电流波形图如图10所示。
使用后相检测法时A相电流波形与转子实际位置的对应关系如图11所示。
由图可见,采用后相检测法后,换相延迟的现象得以解决。电机运行较为稳定。
5 结束语
本研究提出了一种基于高频脉冲注入法的开关磁阻电机无位置传感器控制方法,实现了开关磁阻电机的无位置传感器控制,基于stm32芯片搭建了电机驱动控制器,并进行实验比较了估计位置与实际位置,验证了方法的可行性。同时,根据检测相的不同提出了前相检测法和后相检测法,前相检测方法从理论上避免电机启动反转;后相检测方法对换相响应速度较快,换相逻辑正确,能够实现依次准确换相。合理选择高频脉冲的占空比,减小脉冲响应带来的能量损耗。
实验结果表明,将前相检测方法和后相检测方法相结合,利用前相检测法可以保证电机无反转启动,利用后相检测法可以避免换相过迟带来的负转矩,提高了电机长时间运转的可靠性和高效性。
参考文献
[1]邓智泉,蔡骏.开关磁阻电机无位置传感器技术的研究现状和发展趋势[J].南京航空航天大学学报,2012,44(5):611-620.
[2]CAI JUN,DENG ZHI-QUAN.Sensorless control of Switched Reluctance Motor Based on Phase Inductance Vectors[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2012,27(7):3410-3423.
[3]SURESH G,FAHIMI B,RAHMAN K M,et al.Inductance based position encoding for sensorless SRM drives[C].Power Electronics Specialists Conference,charceston:1999.PESC 99.30th Annual IEEE,charleston:1999:832-837.
[4]GAO HONG-WEI,SALMASI,F R EHSANI M.Inductance model-based sensorless control of the switched reluctance motor drive at low speed[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2004,19(6):1568-1573.
[5]HOSSAIN S A,HOSAINI,KLODE H,et al.Four-quadrant and zero-speed sensorless control of a switched reluctance motor[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2003,39(5):1343-1349.
[6]陈哲明.开关磁阻驱动系统——控制策略研究与系统设计[D].杭州:浙江大学电气工程学院,2006.
[7]HARRIS W D,LANG J H.A simple motion estimator for variable-reluctance motors[J].Industry Applications,IEEE Transactions on,1990,26(2):237-243.
[8]周竟成,王晓琳,邓智泉,等.开关磁阻电机的电感分区式无位置传感器技术[J].电工技术学报,2012,27(7):34-40.
[9]邹东坡.开关磁阻电机无位置传感器起动和低速算法的研究[D].南京:南京航空航天大学自动化学院,2012.
[10]PASQUESOONE G,MIKAIL R,HUSAIN I.Position Estimation at Starting and Lower Speed in Three-Phase Switched Reluctance Machines Using Pulse Injection and Two Thresholds[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2011,47(4):1724-1731.
[11]李景男,王旭东,周永勤.基于两相脉冲激励的开关磁阻电动机无位置传感器转子位置检测[J].电机与控制学报,2002,6(1):6-9.
磁极位置检测故障处理 篇7
FANUC系统提供了磁极位置检测功能的设置，通过绝对式编码器检测电机线圈绕组与转子之间的电角度，可以确定电机的磁极位置与位置编码器间的关系。FUANC的参数2139就是用来保存电角度，参数2139的设定范围为0～360°，标准设定为0°，(当磁极位置检测完成后，切勿手动修改该参数。特殊情况下，修改该参数后切断电源，重新启动系统)。
与其相关的参数还有 (1) 参数2213的#7 (OCM)用来设置磁极位置检测功能是否有效。#7为“0”时为无效，为“1”时有效。 (2) 参数2229的#0用来设置AMR偏置是否有效。#0为“0”时无效, 为“1”时有效。
当P2213#7和P2229#0设为“1”时，参数2139在执行完磁极位置检测功能后，记录磁极位置，此后不必每次开机都进行磁极位置检测。抑制了每次开机时进行磁极位置检测过程中振动引起的扭矩突变。
例EX-CELL-O的XS211数控加工中心，采用FANUC18iNC系统，在一次拆卸工作台(B轴)检修漏油后，转动工作台时出现411报警，内容为移动过程中的位置偏差量超过了设定值(参数1828)。