脉冲编码器（精选6篇）
脉冲编码器 篇1
摘要：自动控制技术随着现代电子技术的飞速发展而力趋完美,高精度传感器和可编程控制器已应用在各个工业控制领域,本文就是浅述旋转编码器与可编程控制器实现角位移或转速的测量。
关键词：旋转编码器,可编程控制器,电平转换
笔者是一所中等职业学校的老师,主要讲授的课程为《电梯电气控制》。每当讲授到旋转编码器此类元器件时,学生对其工作原理总是难以理解,由于旋转编码器必须配合控制系统(高速计数器)或变频器等方能实现测速或测量位移的工作,由此学生不能很直观地观察出整个系统是如何计数的,所以笔者设计出一套试验装置,能让学生非常直观地理解旋转编码器的工作过程。
1.在电梯控制系统中,旋转编码器一般是安装在电机的轴端,编码器转轴跟随电梯曳引电机转轴转动而转动,编码器输出脉冲接入变频器相应的编码器输入端口,它对电动机的转速及位移进行检测,形成一个转速闭环控制。常见的旋转编码器分为增量式编码器、绝对值式编码器(正余弦编码器)两种,本文只选较为简单的增量式编码器作介绍。常见的增量式编码器的结构及输出波形如图1所示。
2.由于手头上只有工作电压为直流DC5V的增量式编码器和三菱FX1S系列可编程控制器等器件设备。为了利用起上述元部件,需解决如下两个问题:
问题一是编码器工作电源如何获得。由于可编程控制器的输出电压是直流DC24V,而编码器的工作电源DC5V,如何获得编码器的工作电源是问题的关键。为了不另外增加一套5V电源,打算用可编程控制器的输出电压降压的方式来产生5V电源,常用的降压装置有线性型的78系列三端稳压器件和开关型集成稳压芯片两类。78系列三端稳压器件由于其效率低下,而且工作时器件发热厉害,特别当其输入电压与输出电压相差很大时,发热更为严重,所以用78系列三端稳压管进行降压是不太适当。开关型集成稳压芯片具有高效率、并具有完善的保护电路,例如LM2596系列的芯片,共分有3.3V输出、5V输出、12V输出、可调电压输出等四种型号芯片,本文采用的就是LM2596-ADJ可调输出电压集成稳压芯片。查看该芯片的使用手册(可在网址:www.alldatasheet.com上查找),得出应用电路原理图,图2所示。
上图的输出电压公式是:VO U T=1.23(1+R2/R1),那么调节R2的阻值大小就可调整输出电压的大小。
问题二是电平的匹配。由于FX1S系列的输入电平是24V/0V,而编码器输出脉冲的电平是5V/0V,所以需要解决电平匹配的问题。为了简化电路的复杂程度,现采用7407芯片(高压OC同相缓冲器)作为电平匹配器使用。7407是集电极开路高压输出六缓冲器/驱动器,7407芯片工作电压取DC5V,而上拉电阻的电源取DC24V。现以编码器的A相输出为例介绍工作原理,当编码器的A相输出高电平(5V)时,经过缓冲器后,J2_1输出24V,而当编码器输出低电平(0V)时,经过缓冲器后,J2_1输出0V,所以FX1S可编程控制器的输入电平匹配问题就解决了。电路原理图如图3所示。
把降压电路与电平匹配电路做在同一块的实验洞洞板里面,最终实物图如图4所示。
解决了上述问题后,就可用计算机软件(如三菱可编程控制器编程软件FXGP_WIN-C)的高速计数器实现计数功能。利用FX1S内置的高速计数器C251的计数功能,其默认的输入端口是X0、X1,只要将编码器经电平转换后的A、B相分别输入至FX1S的X0与X1端子即可。当输入程序后并打开程序的监控功能,用手去转动旋转编码器转轴时,发现正转编码器转轴时C251的计数值增加,反之则减少,这样就可以让学生清晰地了解学习旋转编码器的计数工作过程,如图5所示。
脉冲编码器 篇2
在工业位置控制领域中,为了提高控制精度,准确地对控制对象进行检测是十分重要的。传统的机械测量位移装置已远远不能满足现代化生产的需要,而数字式传感器光电编码器能将角位移量转换为与之对应的电脉冲输出,具有精度高、体积小等特点,因此光电编码器作为测量机械位移和转速的元器件,在现代化工业生产中得到了广泛应用。但如果工作现场环境恶劣、电磁干扰严重,则会造成光电编码器测量不准,长时间会产生信号累积误差,影响测量精度。
1 光电编码器脉冲信号分析
光电编码器主要由光栅盘和光电检测装置两部分组成。光栅盘是在一定直径的圆盘上等分地开通若干个长方形孔,当传动设备带动光电码盘旋转时,光栅盘就会与连接设备同速旋转,发光二极管等电子元件发出的光就会穿过光栅盘,再由检测装置检测输出若干个脉冲信号。光电编码器输出信号主要包括A、B、Z三路脉冲信号,其中A、B为相位互差90°的方波信号,Z为过零脉冲信号。光电编码器每旋转一周,A、B信号输出相同数量的脉冲,同时A、B信号脉冲出现的先后顺序可以反映出传动设备旋转的正反转方向。如果A信号脉冲超前B信号90°,说明设备正转,输出计数脉冲为正值;如果B信号脉冲超前A信号脉冲90°,说明设备反转,输出计数脉冲为负值。可见光电编码器A、B输出脉冲的个数和传动设备旋转角度、传动设备的运行距离成正比关系,因此可以通过计算脉冲数计算出传动设备在实际旋转中所运行的距离。
Z脉冲是光电编码器中的特殊脉冲,当光电编码器每旋转一周,Z脉冲信号输出一个脉冲,即Z脉冲相对于旋转编码器而言,是一圈一次的脉冲。虽然Z脉冲能够实现计数,但是它无法对光电编码器旋转方向进行判断,编程时需要结合A、B信号脉冲出现的先后顺序对Z脉冲进行正反转方向判断。
Z脉冲信号在光电编码器实际应用中的使用很广泛,包括:用作高速计数器的复位,用作高速计数器当前值的校正;在位置控制中用作定位;在转速控制中可以根据需要,在计数偏差过大时修正计数值,用作累计误差校正;在每圈或者转过固定圈数后需要对计数脉冲进行一定补偿时,Z相可以作为参考修正信号(N×圈长+原始零位修正长度)来计算修正。
2 定尺机位移检测系统缺陷及改进方案
秦皇岛首钢板材有限公司定尺机移动采用三相交流异步电机通过减速机带动丝杆转动来实现。在电机另外一端变速齿轮与光电编码器通过膜片联轴器连接,电机转动带动光电编码器旋转进行脉冲计数。利用西门子S7-200 PLC高速计数功能采集脉冲信号、光电编码器进行反馈、西门子变频器进行驱动和实际长度显示,操作工通过操作面板进行参数设定,实现定尺机自动定尺控制。
在实际应用中发现有时定尺不准,经过长时间现场观察,发现反馈信号光电编码器脉冲计数有时丢失,怀疑外部电磁干扰所致。为防止A/B脉冲或因外界干扰出现的脉冲信号丢失,最终导致脉冲信号误差累积,造成定尺机定尺测量不准,引入Z脉冲数值对反馈信号进行实际校正,在一定程度上能够避免定尺不准情况的发生。具体改进方案如下:
S7-200 CPU提供了6路高速计数器以响应快速的脉冲输入信号(如表1所示),而且高速计数器具有独立于用户程序工作、不受程序扫描时间限制的优势,因此改进方案中将原来的一路输入改进为3路高速计数器输入模式。即一路采集A/B脉冲输入信号,作为定尺机实际定尺反馈和显示;一路采集A/B/Z脉冲输入信号,用来采集零位初始值和判断光电编码器旋转方向以便于Z脉冲确定增减;一路单独采集Z脉冲输入信号,结合零位初始值对A/B实际位移值进行校正。为了提高测量精度,根据PLC-200的类型和设置,采用4倍计数模式,编码器精度提高4倍,即在A/B相的上下沿都进行计数。该套定尺机自动定尺系统由西门子S7-200 CPU224 AC/DC/RLY(6ES7 214-1BD23-0XB0)、TD200文本显示器(6ES7272-0AA30-0YA0)和光电编码器(LEC-250B M-R24C)、西门子变频器(6SE7026-0ED61 59/80.5A)4部分组成。
3 定尺机位移检测校正系统硬件选型
3.1 高速计数器硬件输入及工作模式选择
西门子S7-200提供了6路高速计数器,依据计数脉冲、复位脉冲、起动脉冲端子的不同接法又分为12种工作模式,每种高速计数器所拥有的工作模式和其占有的输入端子有关。选用3路高速计数器,分别为HSC0、HSC1、HSC4。根据各路输入信号和实际需要的不同,3种输入信号又分别采用了工作模式0、工作模式10和工作模式9。工作模式不同,高速计数器外部输入端子也不相同,PLC硬件外部接线如图1所示,I/O端子地址分配见表2。
3.2 高速计数器控制字节位定义及设置
高速计数器要实现计数功能,需要对其控制字进行必要的参数设置。高速计数器控制字地址如表3所示,以HSC0为例对控制字各位定义进行说明,由表3知HSC0控制字地址为SMB37,HSC0控制字各位定义如表4所示。为了提高定位精度,选用4x分辨率计数模式,则控制字位SM37.2定义为0;若需要进行计数内部方向控制,只需要对位SM37.3进行0或1定义,即减计数控制字设置为16#90,增计数控制字设置为16#98。综上所述,HSC0初始化启用控制位可设置为:11111000转化成16进制为F8,启用计数器时存放在SMB47中,即SMB47=16#F8。
4 定尺机位移检测校正系统软件程序设计
与S7-200相配套编程软件为STEP 7-Micro/WIN V4.0。系统程序由1个主程序、6个初始化子程序(高速计数器子程序、增减计数子程序和TD200文本显示器子程序)和1个时间中断程序组成。
定尺机位移检测校正软件编写程序流程图如图2所示。首先在主程序中调用高速计数器HSC0、HSC1、HSC4的初始化子程序、时间中断子程序、HSC0计数增减子程序以及编写相应的逻辑控制程序。当Z脉冲信号HC0绝对值首次为1时,通过时间中断子程序采集保存HC1零位初始值HC1(1),同时判断HC1计数值的正负,作为Z脉冲信号HC0调用加减子程序的依据。当定尺机到达设定位置时,得到Z脉冲计数值即光电编码器实际旋转圈数Z(1)以及此时HC1当前计数脉冲值HC1,通过脉冲计算公式可得到校正脉冲计数值Y1=Z(1)×10000+HC1(1)+HC1。
HC4作为A/B脉冲自始至终实际累加值,将其与Y1校正计数脉冲相比较得到差值,若该差值在累加误差允许范围内,则将HC4作为有效位移反馈信号,同时TD200画面显示实际定尺数值;若超出累加误差允许范围,则输出超差报警指示,由操作工手动复位,定尺机重新开始定尺测量。
根据Z脉冲校正流程图对部分程序进行编写并说明。高速计数器HSC1和HSC4初始化子程序通过选择S7-200 PLC编程软件指令向导中高速计数器HSC逐步生成。首先通过菜单栏“工具”>“指令向导”中选择HSC,点击“下一步”;计数器选择HC1(HC4),模式选择10(9),点击“下一步”;打开配置菜单,选择默认值,点击“下一步”;打开中断配置,选择默认值,点击“下一步”;点击“完成”完成设置,生成高速计数器初始化子程序。初始化子程序与前面选定的工作模式、控制字设置一致,该子程序需要在主程序块中使用SM0.1或一条沿触发指令调用,子程序仅首次扫描运行一次。
由于Z脉冲信号无方向性,所以高速计数器HSC0需要根据内部方向控制调用中断子程序,因此需要在主程序内调用加减子程序,加减子程序(如图3所示)根据HC1进行内部判断正反方向的状态,调用子程序改变计数方向。SBR_0:初始化HSC0;SBR_11:改计数方向为减计数;SBR_12:改计数方向为增计数。
在本程序编写中需要用到时间中断,S7-200 CPU提供了时基中断处理功能,用来执行精确定时的周期性任务。时基中断包括2个特殊存储器定时中断和2个定时器中断,以1ms为单位,可以指定1~255ms的周期范围。本程序中使用定时中断4ms作为定时周期计数,使用定时中断0,通过查中断事件表可以得知定时中断0的中断事件号为10,确定周期的特殊存储器字节是SMB34。在程序中,SBR_0:中断初始化程序;INT_0:中断服务程序。在S7-200 CPU中运行程序,INT_0会自动根据定时中断事件的发生而执行。时间中断子程序和初始化数据采集程序分别如图4、图5所示。
5 结语
随着设备控制方式自动化水平程度的不断提高,光电编码器越来越得到广泛应用,外部干扰信号也随之增多,通过对反馈信号进行双重检测校正编程,一定程度上解决了外部干扰信号造成的编码器测量不准的问题,也提供了一种应用光电编码器Z脉冲信号进行累积误差校正的新方法。
参考文献
[1]蔡行建.深入浅出西门子S7-200PLC[M].北京:北京航空航天大学出版社,2004
脉冲编码器 篇3
关键词：脉冲编码调制(PCM),仿真,MATLAB,误差
PCM(Pulse Code Modulation),脉冲编码调制,将连续变化的模拟信号进行抽样、量化和编码以产生二进制符号的过程,对信号进行数字化传输,提高通信系统的有效性和可靠性。其理论简单,应用成熟,因具有提供很高带宽,满足用户的大数据量的传输;噪声不积累;支持从2M至155M的各种速率;通过SDH设备进行网络传输;线路协议简单;线路使用费用便宜;接口丰富便于用户连接内部网络;可以承载更多的数据传输业务等优点。目前脉冲编码调制在通信、微波接力通信及同轴电缆等方面都获得广泛的应用。下面,我们将通过MATLAB_R2014a软件对脉冲编码调制进行仿真,并分析其误差。
1 抽样的MATLAB仿真
脉冲编码调制抽样的MATLAB程序设计步骤:
1)确定话音信号为模拟信号;
2)根据输入的话音信号,选择抽样频率,对原始话音信号进行抽样;
3)编写程序,画出其抽样图形如图1所示。
图是幅值为、角频率为的正弦信号,抽样周期为,采取的抽样频率,原始信号的频率为,远大于原始信号最大频率的2倍,满足奈奎斯特抽样定理,抽样后的信号包含原始信号的全部信息,故解调时可以恢复信号。
2 量化的MATLAB仿真及误差分析
模拟信号抽样后变成时间上离散的信号,但仍然是模拟信号[2]。这个抽样信号必须经过量化才能称为数字信号。量化是将时域离散幅度连续的脉冲幅度调制信号(PAM)进行变换为幅度离散取值信号的过程,具体分为均匀量化和非均匀量化两种。
2.1 非均匀量化的MATLAB仿真及误差分析
1)确定话音信号为模拟信号;
2)根据均匀量化的原理设计均匀量化的算法程序;
3)选取量化电平分别为8和64,绘制量化波形如图2和3所示。
图2和图3是对幅值为1、角频率为1的原始信号的均匀量化,量化电平分别为8和64,从量化后(量化电平为8时)的信号可以明显地看出,该信号与原始信号相比,曲线不再那么平滑,量化误差较为明显,如果增大量化电平,取量化电平为64时,此时量化后的信号基本与原始信号重合,所以量化效果更好。但是均匀量化所需传输码组的长度较长,信道所需带宽较大,系统的有效性不好。量化信号与原始信号有一定的误差存在,即量化噪声。量化电平为8时,量化间隔为,量化误差曲线较为稀疏,而且量化误差很大。将量化电平提高到64,量化间隔为,量化误差曲线很密集,量化误差的最大值只有0.015左右。综合图2和图3可以看出:量化电平为64的量化曲线的量化误差明显小于量化电平为8的量化误差,所以随着量化电平的增大,量化效果越好。
2.2 非均匀量化的MATLAB仿真及误差分析
1)确定话音信号为模拟信号;2)根据分非均匀量化的原理设计算法程序;3)选取量化电平分别为8和64,绘制量化波形如图4和5所示。
图4和图5是对幅值为1、角频率为1的正弦信号进行非均匀量化仿真得到的量化波形。图4的量化电平为8,从图中可以看出,得到的量化波形的误差很大,尤其是当原始信号的幅值变大时,量化间隔就越小,随之量化误差就越大;图5的量化电平为64,相比较于图4的量化效果要好得多,更为接近原始信号的波形。从图中看出,量化电平取8,量化间隔较大,量化误差高达0.5,此时量化效果不好;量化电平取64,一个周期内最大量化误差存在于原始信号的峰值部分,最大误差仅为0.075左右,误差很小,所以能够很好地对原始信号进行了量化。
可以得出结论:非均匀量化对于小信号的量化效果较好,幅值越大,误差越大,随着量化电平的增加,其量化效果越好。
3 PCM编码的MATLAB仿真
(1)确定话音信号为模拟信号;
(2)根据PCM编码原理设计编码的算法程序;
(3)分别取量化电平为8和64进行编码,并绘制编码后的码组,如图6和7所示。
图6和图7是量化电平分别为8和64的编码显示以及对应的信噪比。从图中可以看出,量化电平为8和64的量化信噪比分别为7.3951和24.2567,量化电平越大,量化信噪比越大,量化效果就越好。量化级数为8时,量化值的编码位数是3位二进制码;当量化级数增加为64时,其编码位数变为5位,对于语音信号的编码效果越好,代价就是增加编码位数,降低码元传输速率,系统的有效性也相应地随之有所降低。
4 PCM译码MATLAB仿真及误差分析
1)确定话音信号为模拟信号;
2)根据非均匀量化原理设计PCM编译码的算法程序;
3)绘制并比较原始信号和译码之后的波形如图8所示。
图8是采用13折线A率译码后恢复得到的信号波形。从图中可以看出,随着原始信号的幅值的增加,恢复出信号的最值部分会出现凹陷,这也验证了A律对于小信号的编码效果较好,对于较大信号则会出现失真的现象。非均匀编码对小信号有较好的量化效果,而且编码之后的位数比二进制少得多,故会使得编码位数的减少,从而降低信号的冗余度,进而增加通信系统的有效性。随着量化电平的增加,模拟信号转换为二进制所需的位数就越多,对模拟信号的量化效果也就越好,但是,为了保证通信系统的有效性,所以选取A律13折线的编码方式,编码效果好,又能够保证通信系统的有效性。
5 PCM通信系统抗噪性能仿真
1)确定话音信号为模拟信号;
2)对信号进行PCM编码,加入随机噪声(信噪比范围为-25d B-25d B),最后进行译码;
3)画出PCM系统的误码率,分析其抗噪性能。
图9是脉冲编码调制系统加高斯白噪声之后译码后统计得到的输出误码率[1]。从仿真图中可以看出,信噪比越大,误码率越来越低,与理论相符;尤其是当信噪比达到5d B时,误码率几乎为0。
6 结论
本文对脉冲编码调制系统的过程进行MATLAB仿真以及分析,以探究和验证脉冲编码调制的抽样、量化、编码和解码的过程,以及对于编码和解码误差的分析,完成了对通信系统性能的比较分析,验证了PCM系统数字传输的正确性,且仿真表明,通信系统的信噪比越高,系统的有效性就越好。
参考文献
[1]郭文彬,桑林.通信原理——基于MATLAB的计算机仿真[M].北京:北京邮电大学出版社,2006.
脉冲编码器 篇4
1 LabVIEW简介
LabVIEW是一种编译型图形化的编程语言[2],使用“所见即所得”的可视化技术建立人机界面,使用图标表示功能模块,使用图标之间的连线表示各模块间的数据传递,利用它可以方便地建立自己的虚拟仪器,LabVIEW是一个面向最终用户的工具,使用它进行原理研究、设计、测试并实现仪器系统时,可以大大提高工作效率.
该软件分为前面板和程序面板两部分[3].前面板即用户界面是操控和显示面板,以便输入各种需要的参数,以及显示最后所产生的波形.而程序面板就是前面板的后台程序,包含用于定义VI功能的图形化源代码,主要用于编程和检查流程等一些内部操作.
每一个前面板都有一个程序框图与之对应.程序框图用图形化编程语言编写,可以把它理解成传统编程语言程序中的源代码,用图形而不是传统的代码进行编程是LabVIEW最大的特色.
2 激光脉冲编码样式
2.1 脉冲间隔(PCM)码
考虑到激光目标指示信号的时间一般只有20～30 s,而激光脉冲信号的频率又较低(10～20 PPS),所以很复杂的编码技术将不可能被采用.由于PCM编码具有简单、易实现、易识别的特点,是目前激光目标指示信号使用最广泛的编码样式.PCM码[4]的生成机理是在一固定位数的循环移位寄存器内设置好起始码型,然后在一固定的时钟驱动下循环移位,其原理如图1所示.激光脉冲编码的周期,等于寄存器循环移位1周产生1组激光编码所用的时间.
2.2 逻辑反馈函数输入伪随机码
这种伪随机编码是在一固定的有限位的移位寄存器内设置好起始码型,而各位码的输出再经过一设定好的逻辑函数F反馈到寄存器的输入端,其原理如图2所示.
该种编码方式[5]由于反馈函数的存在,使其重复周期大幅度扩展,对于几十秒的攻击过程,甚至可能不会出现重复,只要8位的移位寄存器就可以满足在制导过程中不产生重复编码的要求.所以对于信息处理而言,要想解析出函数F几乎是不可能的.
2.3 插入随机脉冲的伪随机码
这种伪随机码实际上是在PCM码的基础上,在2个脉冲之间插入1个或数个干扰脉冲,干扰脉冲插入的时间是随机的,个数也是随机的,目的是干扰激光告警装置识别其编码,如图3所示.由于激光导引头不接收干扰脉冲,这种编码的优点是不需要对激光导引头进行改造,只需对激光指示器的电路进行小的改动就可以实现.
3 激光脉冲编码的仿真实现
设计要求实现PCM码,逻辑反馈函数输入的伪随机码以及插入随机脉冲的伪随机码3种仿真,因为插入随机脉冲的伪随机码和逻辑反馈函数输入的伪随机码分别是在PCM码的基础上增加输入逻辑函数和插入随机脉冲的方法来实现,即PCM码是其余2种编码的基础,因此,设计方案定为先完成PCM码的流程仿真,然后在此基础上,设计完成其余2种编码的仿真.
3.1 PCM码的程序流程
图4的程序流程图可以看出信号由前面板输入控件输入,运行后数据先进入寄存器寄存,然后同时输入给波形显示器显示和循环的后沿以便数据的返回再利用.接着时间延迟单元根据频率控制单元输入的频率进行时间延迟,实现给编码赋予周期.如此循环,实现PCM码的仿真.
从图5中可以清楚地看到以8位为1组的,很有规律性的几组编码信号,这就是采用最简单的PCM码的激光脉冲编码.从图5中看到,该制导脉冲编码为二进制编码为01 001 100 .
3.2 逻辑反馈函数输入的伪随机码的程序流程
数组先进入移位寄存器,然后通过一维数组移位单元和布尔运算产生新的数组并在波形图显示.同时新的数组再由WHILE循环的后沿重新赋给前沿的寄存器,这样就实现了数组的替换.如此循环,就实现了逻辑反馈函数输入伪随机码的仿真,程序流程如图6所示.
从图7中可以看出在一个比较长的时间段内,制导信号没有出现重复,从而使激光告警装备很难在短时间内识别出编码使用的逻辑反馈函数,这正是逻辑反馈函数输入伪随机码的特点和优势.
通过研究发现,即使对于8位移位寄存器来说,能够产生满足要求的逻辑反馈函数和起始输入码约有百万种,因此对于激光告警而言,要想在短时间内解析出逻辑反馈函数基本上是不可能的.
3.3 插入随机脉冲的伪随机码的程序流程
插入随机脉冲的伪随机码的信息流程与PCM码的信息流程基本一致,只是在此处,加入了8个随机脉冲,分别有8个随机脉冲发生器产生,为了不让8个脉冲有所重复,分别将8个创建波形单元中的dt属性依次递增了1,然后通过创建波形单元转换成波形.最后与由初始数组通过创建波形单元产生波形,然后与8个随机脉冲产生的波形相合并,最终产生插入随机脉冲的伪随机码,流程如图8所示.
图9是在一个周期的插入随机码冲的伪随机码的仿真结果,从图中可以看出在PCM码10 001 100的脉冲间隔内随机插入了8个脉冲,从而使激光告警装备很难在短时间内识别出真正编码序列,这是插入随机脉冲伪随机码的特点和优势.
4 结 束 语
通过LabVIEW软件,模拟仿真了3种激光脉冲编码的产生流程,通过仿真结果可以发现伪随机码编码方式具有很好的保密性和抗干扰识别能力的优势.
参考文献
[1]王刚,王玉金,孔晓玲.激光脉冲编码识别概率的研究[J].光电技术应用,2007,22(4):64-66.
[2]戴冲,姜向东.基于LabVIEW的混沌信号发生器[J].电子测量技术,2008,31(1):189-191.
[3]侯国屏,王坤,叶齐鑫.LabVIEW7.1编程与虚拟仪器设计[M].北京:清华大学出版社,2005.
[4]安化海,闫秀生,郑荣山.激光制导信号的编码分析与识别处理技术[J].光电对抗与无源干扰,1996(3):26-30.
脉冲编码器 篇5
目前,在通信对抗系统中,针对通信信号的干扰方式有大功率压制干扰和脉冲干扰等方法。大功率压制干扰是一种简单并有效的干扰方式,其缺点是容易暴露,而受到反辐射武器的攻击。由于大多数的无线通信系统都采用信道编码和交织等抗干扰纠错处理技术,若采用连续波功放进行干扰,受功放技术的限制,不能输出足够大的干扰功率,就不能达到较好的干扰效果。脉冲功放可输出更大脉冲功率,但由于只能周期间断地发射大功率信号,如何设计脉冲干扰信号的参数,达到对具有纠错编码和交织信号的干扰效果是需要研究的问题。
下面针对传统通信信号干扰技术的不足,提出一种针对前向纠错编码的脉冲干扰方法,通过有目的地使干扰目标的接收数据中包含某种错误图样,以超出干扰目标中纠错机制的纠错能力,破坏其纠错过程,达到干扰其译码过程的目的。所提方法可以在干扰能量和干扰效果2个方面进行折中,对于不同参数的编码类型,通过计算机搜索的方式挑选最优的干扰参数、设计干扰波形,可以达到更好的干扰效果。
1纠错能力分析
1.1卷积码的纠错能力分析
卷积码是一种线性码,码字序列对之间的最小距离可以简化为寻找所有码字序列和全0序列之间的最小距离。在网格图中,关心输入序列为0、起始状态和结束状态都是0、中间不出现0状态的路径。如果在最大似然译码过程中,t时刻合并在0状态的路径比全0路径短,那么全0路径将被舍弃,此时出现了译码错误,用这种情况来量化译码器的性能。所有分叉后又合并的任意长度路径中的最小距离称为最小自由距离df[1],其纠错能力为:
t=⎣undefined」。 (1)
式中,⎣x」表示不超过x的最大整数。
卷积码的纠错能力是由其距离特性来表征的,但由于不同的卷积码的译码方法有不同的距离度量,其纠错能力与所采用的译码方法有关。当采用最大似然译码时,卷积码能在3～5个约束长度内纠正t个差错,确切的长度依赖于差错的分布,对于特定的编码和差错图样,该长度可以用转移函数来界定[2]。
对于典型约束长度k=7,生成多项式G1=171,G2=133。它的传递函数系数为:
T(D)=11D10+38D12+193D14+…, (2)
表示与全0序列距离为10的路径有11条,与全0序列距离为12的路径有38条。该编码方式的自由距离为10,t=4。
undefined。 (3)
在二进制对称信道条件下,采用硬判决译码时,其误比特率PB的上界为[3]:
undefined。 (4)
式中,undefined为信道码元差错概率,undefined。
对于AWGN信道的相干BPSK调制,误比特率上界为:
undefined。(5)
式中,df=10。
表1列出了编码效率为1/2、约束长度k为3～9、具有最大自由距离的卷积码,经高斯信道传输和硬判决译码后,相对于未编码相干BPSK解调的编码增益df。
卷积码的信息位长k和码长n与分组码相比要小,理论分析和实际应用均表明,在编码速率相同的条件下,卷积码的纠错性能优于分组码[4]。由于卷积码的码元与之前的信息元具有约束关系,所以卷积码对于突发错误的纠错性能较差。
1.2RS码的纠错能力分析
RS码属于非二进制循环码,一个RS码可以表示为:
(n,k)=(2m-1,2m-1-2t)。 (6)
式中,m为码元的比特数;n为已编码分组总码元个数;k为已编码分组中数据码元个数;n-k为监督码元个数;t为RS码能够纠正的错误码元个数。RS最小码本距离dmin=n-k+1,对相同输入输出分组长度的线性编码,RS码可以达到最大可能的码本最小距离[5]。
RS译码的错误码元概率可以用信道码元错误概率PE表示[6]:
undefined
。 (7)
RS码具有很好的突发错误纠错能力,对于记忆信道特别有效[7]。对于(n,k)=(255,239)的RS码,RS译码器可以纠正任意8个错误码元而不需要考虑码元所受到的破坏类型,即译码器将用正确的字节替换错误的字节,而不管这个错误是由于一个比特错误还是8个比特错误引起的。
2干扰信号设计
2.1针对卷积码的干扰信号设计
脉冲干扰通过在干扰脉冲内发送干扰信号产生一定的干信比,造成干扰脉冲持续时间内通信信号解调后出现误码[8],这样可以人为地控制错误码元在时间上的分布。脉冲干扰的参数包括脉冲宽度、脉冲周期、起始时刻和脉内干扰信号功率等。
由1.1节可知,卷积码具备很好的纠随机错误的性能,若在产生相同平均误比特率情况下,将错误比特集中,即产生突发错误可以获得较高的译码器输出误比特率。由卷积编码器的构造,经编码的前后码字具有一定的约束关系,当误码率较大时或误码成特定分布时,会产生误码率放大的效果。因此对于卷积码的干扰波形的设计可以遵循以下原则:
① 设计可以生成连续突发错误的干扰波形;
② 寻找使卷积码误码率放大的误码分布,根据该分布设计相应干扰波形。
由上述可知,卷积码的纠错性能与译码方法有关,采用最大似然译码时卷积码能在3～5个约束长度k内纠正t个差错。针对这种译码方法,一种典型的脉冲干扰信号参数是干扰信号脉冲宽度W的取值范围为2×t
2.2针对RS码的干扰信号设计
由1.2节可知,对于RS编码,干扰位置应避开监督分组位置;干扰产生的误比特在消息分组中越分散,产生的输出误比特越多,当误比特分散到一个消息码元中至多有1 bit错误的程度时,一定的输入误比特率产生的输出误比特最多,与输入误比特率相当,即在一定干信比情况下,通过设置干扰方式只能破坏RS码的纠错能力,使输入误比特率与输出误比特率相等,而不能使RS译码产生类似卷积码中误码率放大的效果。因此对于RS码的干扰波形的设计可以遵循以下原则:
① 干扰所造成的误比特应避开监督分组位置;
② 干扰波形产生的误比特尽量分散在信息分组中,这一点与卷积码相反。
假设RS编码参数为编码分组长度为n码元,消息分组长度为k,码元比特数为m,纠错能力为undefined码元。典型的脉冲信号为不等间隔脉冲,其参数是脉冲周期P为n个码元,脉冲宽度为1
3仿真验证
3.1针对卷积码的脉冲干扰效果仿真
下面通过仿真分别分析了在不同脉内输入误比特和干扰脉冲宽度条件下,突发脉冲干扰对卷积码的影响程度。卷积码选择典型(2,1,7)编码,编码效率1/2,译码算法为维特比译码算法。
① 选择仿真参数为干扰脉冲周期为3 000bit,干扰脉冲宽度为250 bit,干扰脉冲内的误码率在4×10-3～4×10-1变化,统计译码器的输入误比特率和输出误比特率的关系如图3所示。由图3可知,BC段具有较好的干扰效果,即此脉冲参数条件下,脉内误比特率在0.1～0.2可以达到较好干扰效果,在给定译码器输出的起效误比特率(0.005～0.035)时,可以得到脉内输入误比特率的对应值。
② 选择仿真参数为干扰脉冲周期为3 000 bit,平均误码率保持不变,干扰脉冲宽度在120～2 100 bit变化,每个干扰周期误码大致为60 bit。在一定平均误码率的情况下,通过控制干扰脉冲宽度来控制误码分布,统计译码器输出误码的分布规律如图4所示,其中,平均误码率为0.02。B点输出误码率最大值,此时的干扰脉冲宽度值为平均误比特率确定时的最优值。AB段干扰脉冲内的误比特率很高,随着脉冲宽度逐渐增加,脉内误比特率的逐渐减小,译码器的输出误比特率却迅速增加直至最高点B点。随后脉冲宽度继续展宽,误比特在脉冲内的分布越来越分散,输出误比特率迅速减小。CD段随着脉冲宽度大大变宽,输入误比特更加分散,突发错误逐渐转变为随机错误,并且逐渐进入卷积码的纠错范围之内,使得输出误比特率非常小。
3.2针对RS码的脉冲干扰仿真
与卷积码类似,下面通过仿真分析不同脉冲周期、脉冲宽度和不同脉冲个数条件下RS码的纠错能力,以得到特定条件下的最优干扰方式。RS编码参数选择n=255,k=239,m=8,可纠正的码元数t=(n-k)/2=8个码元(1 byte)。
① 选择仿真参数干扰脉冲宽度为8 bit,干扰脉冲个数为9个,干扰脉冲内的误比特率为0.3,干扰脉冲周期在8～60 bit变化,统计RS译码器的输出误比特率,如图5所示。由图5可知,当干扰位置处于一个编码分组中的消息分组范围内,并且干扰效果超出RS码纠错范围时,这些干扰脉冲的分布间隔(消息分组范围内的干扰位置)并不影响译码器的输出误比特率。
② 选择仿真参数译码器输入平均误比特率为0.03,干扰脉冲内的误比特率为0.45。干扰一个编码分组所产生的误比特个数大致为60 bit,通过计算机仿真,分析每个分组中误比特的分布对RS码纠错性能的影响。分别通过设置不同的干扰脉冲宽度和干扰脉冲个数,使误比特平均分布在这些干扰脉冲位置范围内,干扰脉冲的间隔始终要大于8 bit(一个码元长度),统计结果如图6所示。由图6可知,随着干扰脉冲个数的增加,误比特在消息分组中越来越分散,译码器的输出误比特率也随之增加。当干扰脉冲个数达到60、每个脉冲内的误比特个数为1时,达到的输出误比特率最大,与输入平均误比特率相当。
4结束语
上述提出了针对前向纠错编码的脉冲干扰方法,利用脉冲干扰控制目标通信系统的错误分布,超出目标的纠错能力,达到较好的干扰效果。在实际中针对不同编码通过采用特定脉冲干扰样式,能够在干扰能量和干扰结果的权衡中找到最优点。
摘要：数字通信系统通常采用前向纠错编码提高系统可靠性,传统干扰方法针对采用前向纠错编码通信系统的干扰效果较差,为了克服此缺点,提出了通过控制错误分布的脉冲干扰方法。分析了典型卷积码和RS码的纠错能力,根据2种纠错编码的特性分别探讨了干扰信号设计原则和方法。计算机仿真表明,针对不同的编码样式采用特定脉冲干扰参数,能够取得更好的干扰效果。
关键词：卷积码,RS码,脉冲干扰
参考文献
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脉冲编码器 篇6
UWB(超宽带)光学信号以其低损耗、低功耗和能通过光纤传输等优点,引起了研究者的关注。南京邮电大学的赵猛提出了基于SOA(半导体光放大器)非线性效应产生及调制UWB光学信号的方案［１］。马晓璐等人提出了实现全光广播式UWB脉冲形状调制的方案［２］。 李培丽等人提出了基于EAM(电光吸收调制器)的全光UWB脉冲调制系统［３］。然而,仅仅有UWB信号的光学产生与调制方案并不能满足多用户接入的需求,因此,UWB光学信号的编码技术成为了研究的新热点。文献[4] 提出了一种基于EOPM (电光相位调制器)和FBG (光纤布拉格光栅)阵列的全光双极性直接序列UWB编码技术。文献[5]提出了基于相位调制器与多路鉴频器级联的双极性UWB编码技术。在当前频带资源和能源紧张的情况下,为了更高效地利用资源,三阶及其以上的UWB脉冲信号的调制与编码技术吸引了研究者的目光［６－７］。相较于一阶、二阶UWB脉冲信号,高阶UWB脉冲信号的PSD(功率谱密度)更低,对其他通信系统的干扰更小,而且高阶UWB脉冲信号在低频部分(≤2GHz)频谱分量较少,相比之下更符合FCC(美国联邦通信委员会)对于UWB信号的规定。本文提出了一种利用三阶UWB脉冲实现二进制相移调制的编码方案, 该方案能够产生符合FCC规定的三阶UWB脉冲信号,并且在此基础上实现了BPSK (二进制相移键控)编码,编码序列可辨度较高。
1工作原理与仿真设置
仿真系统结构图如图1所示。两个波长分别为 λ１、λ２的连续光由一个激光阵列发出,经过WDM (波分复用器)合并后,注入相位调制器,该相位调制器由高斯脉冲发生器驱动。经相位调制后的光波注入到DWDM(密集波分复用)多路鉴频器,以此来实现PM-IM(相位调制-强度调制)转换。DWDM各抽头输出信号经过偏振控制、时延、衰减以及耦合后,可得到不同极性的三阶UWB脉冲,再经过时延后耦合,可得到编码序列。适当地调整时延可获得不同的编码序列。经光/电转换后,编码序列时域信号及频谱可分别由示波器和频谱仪显示。
DWDM鉴频相当于对高斯脉冲波形做一阶微分,鉴频后可得到单周期UWB脉冲。对于给定的波长λ１、λ２,通过选取不同的DWDM通道中心频率以及带宽,使λ１和λ２位于DWDM各个通道传递函数线性区的不同位置,可以调整单周期脉冲的对称性。当λ１、λ２位于DWDM通道传递函数的最大或最小传输点(即线性斜率区的最大或最小值点,如图2所示)时,就能够在各通道中产生所需要的不同极性的非对称单周期UWB脉冲。在图2(a)中,A点和B点为传递函数线性区的最大传输点,在A点和B点得到的单周期脉冲正脉冲部分幅值最大。在图2(b)中,C点和D点为传递函数线性区的最小传输点,在C点和D点得到的单周期脉冲负脉冲部分幅值最大。在4个点能分别得到极性与幅值均不同的单周期脉冲,选取适当的两路信号组合,即A与C, B与D,A、D两路信号时延一个脉冲周期后分别与C、B两路信号进行非相干耦合,就能得到三阶UWB脉冲。在图1中,DWDM共有8个抽头,可以两两组合得到4路三阶UWB脉冲。高斯脉冲信号可表示为
对式(1)进行三次微分,可得到三阶UWB脉冲的数学表达式,由此得到的UWB脉冲如图2(b)中虚线所示,通过本方案得到的UWB脉冲如实线所示,二者基本吻合,可以证实本方案产生的脉冲确实为三阶UWB脉冲。
仿真环境为Optisystem13.0,λ１、λ２分别设为1 550.2和1 552.2nm。比特脉冲发生器速率为10Gbit/s,固定发送序列1000 0000 0000 0000,即高斯脉冲的重复频率为625 MHz,脉冲宽度设为0.5bit,这样得到的单周期FWHM(脉冲半高宽)约为60ps,以便调整耦合时延。8通道DWDM中,各个通道带宽均为0.4nm,通道1至通道8的中心波长依次为1 549.91、1 550.05、1 550.30、1 550.47、1 551.92、1 552.07、1 552.31和1 552.47nm,这样可满足λ1、λ2分别位于各个通道传递函数线性区的最大传输点或者最小传输点。时延为一个单周期脉冲周期,偏振控制器的作用是保证即将耦合的两路光信号互相之间为非相干光。
2仿真结果及分析
经过光电二极管进行光/电转换后,可以得到符合FCC UWB辐射掩蔽的BPSK编码的UWB信号。本方案中,取一组相互正交的编码序列,即00ππ和ππ00。调整4路三阶UWB脉冲的时延,即可得到这两个编码序列。图3所示为编码单元以及编码序列图,图4所示为编码序列频谱。由图3中可以看出,编码序列清晰可辨,然而,在三阶UWB脉冲信号的连接处,信号并不是严格意义上的连续, 这是因为相互耦合的信号之间互为非相干光。因此,在低频部分(≤2GHz)有频谱分量残余,但该频谱仍然符合FCC规定。中心频率为6.7GHz,频谱-10dB带宽上限频率约为10.2GHz,下限频率约为3.2GHz,相对带宽约为104.5%。
2.1高斯脉冲宽度对BPSK编码序列的影响
在上述方案的基础上,进一步分析高斯脉冲宽度改变对于BPSK编码序列的影响。保持系统设置中其他参数不变,设置高斯脉冲宽度从0.1bit线性增长至1bit,增量步长为0.05bit。由于高斯脉冲宽度变化对于单个UWB脉冲信号的时域波形影响较小［５］,因此主要分析其对于BPSK编码序列频谱的影响。由时域与频域的对应关系可知,脉冲信号在时域展宽,那么其频谱则会收缩。图5所示为各高斯脉冲宽度下对应频谱上下限频率图,从图中可以看出,随着高斯脉冲宽度的增加,即三阶UWB脉冲信号在时域展宽,其对应频谱呈收缩趋势。考虑到FCC所规定的UWB脉冲信号频谱范围为3.1~ 10.6GHz,由图5可得,当高斯脉冲宽度≤0.45bit时,频谱-10dB带宽上限频率超出10.6GHz;当高斯脉冲宽带≥0.7bit时,-10dB带宽下限频率小于3.1GHz;当高斯脉冲宽度设置为0.5~0.65bit时,-10dB带宽上下限频率均在3.1~10.6GHz范围内,所得到的信号频谱符合FCC辐射掩蔽。
2.2光功率对脉冲信号频谱的影响
保持系统其他参数不变,设置光源的光功率从0dBm变化至26dBm,并观察相应脉冲信号的PSD。如图6所示,随着光功率增加,脉冲信号的PSD也随之增大,当光功率达到26dBm时,PSD最大值达到-40dBm/MHz,超出了FCC对于PSD的要求(<-41.3dBm/MHz)。然而随着光功率增加,脉冲信号-10dB带宽的上下限频率基本不变, 因此只要选择适当的光功率,使PSD < -41.3dBm/MHz即可。
3结束语