能量补偿论文

能量补偿论文（通用4篇）

能量补偿论文篇1

0引言

接触式电能传输模式是通过导体之间直接相联传送电能的, 这种传统的电能传输模式在现代社会中随处可见, 但随着社会的不断发展与进步, 这种传统的接触式供电模式带来的弊端越来越明显, 如容易产生磨损、插电火花、不易维护, 在水下矿井下等环境中用电不安全等问题。因此, 非接触电能传输技术应运而生[1,2,3,4,5,6]。

非接触能量传输以其可靠性、安全性、灵活性高, 无需电路连接维护, 能够实现完全气密性、防水性和无人管理等特点, 未来在各个领域都具有广阔的发展前景。同时随着无线充电技术的不断发展, 人们对无线供电技术的重视也在不断提高, 其应用范围越来越广, 比如在生物医学领域、特殊的工业环境下供电和小型电器的供电等[4,5,6,7,8]。非接触能量传输目前应用较为广泛的是根据电磁感应原理, 系统采用分离式变压器的模型进行能量传输。

初次级的电感限制了系统传输的有功功率。为了减少系统消耗的无功功率, 可以采用增加补偿容抗来抵消电路中的感抗。初级的补偿电容是为了抵消初级的漏感抗和次级的反应感抗, 从而提高初级的有功功率, 提高初级电源的功率因数。次级的补偿电容是为了减小次级的无功功率, 增大次级的输出功率。

1补偿电路拓扑分析

感应耦合能量传输系统结构如图1所示。感应耦合能量传输系统中的分离式变压器是能量传输的核心部分, 处于松耦合状态。同常规变压器一样, 分离式变压器也是应用电磁感应原理实现电能从初级到次级的传输。不同的是, 常规变压器的气隙接近为零, 而分离式变压器的初级和次级是分离的, 气隙大, 漏磁大, 耦合系数小, 能量传输的能力和效率低, 并且初次级电路电压不符合变压器线圈匝比[5,6,7]。

由于松耦合电磁感应存在较大的漏感, 系统的效率及有功功率很低。因此为了提高系统的传输能力一般都采用电容补偿, 以便使回路发生谐振, 提高初级的输出功率、次级的有功功率和系统传输效率。在初级和次级回路中, 最基本的补偿方式有两种:串联补偿和并联补偿。

因此在常用的电路拓扑分为以下四种:初级串联-次级串联补偿 (ss) 、初级串联-次级并联补偿 (sp) 、初级并联-次级串联补偿 (ps) 和初级并联-次级并联补偿 (pp) , 分别如图2～图5所示。图中AC为交流输入稳压源, ω为交流稳压源的角频率, R1为初级等效电阻, R2为次级等效电阻, L1为初级电感, C1为初级电容, L2为次级电感, C2为次级电容[5,6,7,8]。

初级和次级均工作在谐振频率下, 即L1C1ω2=1, L2C2ω2=1。次级接收功率与系统的交流电源角频率ω、初次级电感L、初次级电容C、互感M、初次级电阻R有关。根据初级发射与接收的谐振频率保持一致时, 耦合得到的功率最大, 也即 $\frac{1}{2 π \sqrt{L_{1} C_{1} ω^{2}}} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{2} C_{2} ω^{2}}}$ 。为了分析方便, 可以在设计时使初次级的电感与电容相等, 即L=L1=L2, C=C1=C2。初次级的电感均可等效为一个电感和一个受控电压源。如图6, 图7所示。

为了能方便地分析出次级接收功率, 取初次级的电感L为变量, 由 $Μ = k \sqrt{L_{1} L_{2}} = k L, L = L_{1} = L_{2} ‚ C = C_{1} = C_{2} ‚ L_{1} C_{1} ω^{2} = 1, L_{2} C_{2} ω^{2} = 1$ , 可得 $C = \frac{1}{L ω^{2}}$ 。

2次级接收功率分析

因此根据基尔霍夫电压定律可得这四种补偿电路拓扑:

(1) 初级串联-次级串联电路拓扑

${\begin{cases} R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1} + \frac{1}{j ω C_{1}} \dot{Ι}_{1} + j ω Μ \dot{Ι}_{2} = \dot{U} \\ R_{2} \dot{Ι}_{2} + j ω L_{2} \dot{Ι}_{2} + \frac{1}{j ω C_{2}} \dot{Ι}_{2} + j ω Μ \dot{Ι}_{1} = 0 \end{cases} (1)$

由于电路谐振, 可得:

次级产生的电流:

$\dot{Ι}_{2} = \frac{j ω Μ \dot{Ι}_{1}}{R_{2}} (2)$

初级产生的电流:

$\dot{Ι}_{1} = \frac{\dot{U}}{R_{1} + ω^{2} Μ^{2} / R_{2}} (3)$

次级接收的功率:

$Ρ = j ω Μ \dot{Ι}_{1} \dot{Ι}_{2} (4)$

则次级接收的功率:

$Ρ_{s s} = \frac{ω^{2} k^{2} L^{2} U^{2}}{(R_{1} R_{2} + ω^{2} k^{2} L^{2}) (R_{1} + ω^{2} k^{2} L^{2} / R_{2})} (5)$

(2) 初级串联-次级并联电路拓扑

${\begin{cases} R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1} + \frac{1}{j ω C_{1}} \dot{Ι}_{1} + j ω Μ \dot{Ι}_{2} = \dot{U} \\ j ω L_{2} \dot{Ι}_{2} + \frac{1}{j ω C_{2} + 1 / R_{2}} \dot{Ι}_{2} + j ω Μ \dot{Ι}_{1} = 0 \end{cases} (6)$

可得:

次级产生的电流:

$\dot{Ι}_{2} = \frac{j ω Μ \dot{Ι}_{1}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}} (7)$

初级产生的电流:

$\dot{Ι}_{1} = \frac{\dot{U}}{R_{1} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}}} (8)$

次级接收的功率:

$Ρ_{s p} = \frac{ω^{2} k^{2} L^{2} U^{2}}{(j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}) (R_{1} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}})} (9)$

(3) 初级并联-次级串联电路拓扑

${\begin{cases} \frac{(R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1}) \frac{1}{j ω C_{1}}}{R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1} + \frac{1}{j ω C_{1}}} \dot{Ι}_{1} + j ω Μ \dot{Ι}_{2} = \dot{U} \\ R_{2} \dot{Ι}_{2} + j ω L_{2} \dot{Ι}_{2} + \frac{1}{j ω C_{2}} \dot{Ι}_{2} + j ω Μ \dot{Ι}_{1} = 0 \end{cases} (10)$

可得:

次级产生的电流:

$\dot{Ι}_{2} = j ω Μ \dot{Ι}_{1} / R_{2} (11)$

初级产生的电流:

$\dot{Ι}_{1} = \frac{\dot{U}}{\frac{ω^{2} L_{1}^{2}}{R_{1}} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{R_{2}} - j ω L_{1}} (12)$

次级接收的功率:

$Ρ_{p s} = \frac{ω^{2} k^{2} L^{2} U^{2}}{R_{2} (\frac{ω^{2} L_{1}^{2}}{R_{1}} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{R_{2}} - j ω L_{1})^{2}} (13)$

(4) 初级并联-次级并联电路拓扑

${\begin{cases} \frac{(R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1}) \frac{1}{j ω C_{1}}}{R_{1} \dot{Ι}_{1} + j ω L_{1} \dot{Ι}_{1} + \frac{1}{j ω C_{1}}} \dot{Ι}_{1} + j ω Μ \dot{Ι}_{2} = \dot{U} \\ j ω L_{2} \dot{Ι}_{2} + \frac{1}{j ω C_{2} + 1 / R_{2}} \dot{Ι}_{2} + j ω Μ \dot{Ι}_{1} = 0 \end{cases} (14)$

可得:

次级产生的电流:

$\dot{Ι}_{2} = \frac{j ω Μ \dot{Ι}_{1}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}} (15)$

初级产生的电流:

$\dot{Ι}_{1} = \frac{\dot{U}}{\frac{ω^{2} L_{1}^{2}}{R_{1}} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}} - j ω L_{1}} (16)$

次级接收的功率:

$Ρ_{p p} = \frac{ω^{2} k^{2} L^{2} U^{2}}{(j ω L_{2} + \frac{j ω L_{2}}{j ω L_{2} - R_{2}} R_{2}) (\frac{ω^{2} L_{1}^{2}}{R_{1}} + \frac{ω^{2} Μ^{2}}{R_{2}} - j ω L_{1})^{2}} (17)$

3Matlab仿真分析

感应耦合能量传输系统的功率与系统工作频率、次级负载电阻、耦合系数、初次级电感和补偿电容有关。

针对系统功率所涉及的参数较多, 感应耦合能量传输系统在稳定工作时有较多的参数相对固定并无变化, 因此在分析时可以取固定的值。结合工程实际中的情况, 对参数取值;耦合系数k=0.4;初级输入电压 $\dot{U} = 10 V$ ;初级电阻R1=10 Ω;次级电阻R2=10 Ω。感应耦合能量传输系统工作在中频下, 频率f=200 kHz, ω=4π×105。在Matlab中对上述四种拓扑中计算出的次级接收功率的有功功率进行计算, 次级在四种拓扑下所得的有功功率如图8～图11所示。

由以上特性曲线可知, 初级串联-次级串联补偿拓扑在初次级电感取值0～100 μH的范围内, 所能获得的最大功率是2.5 W, 初级串联-次级并联补偿拓扑在初次级电感取值0～100 μH的范围内所能获得的最大功率是3 W, 初级并联-次级串联补偿拓扑在0～100 μH的范围内所能获得的最大功率是0.32 W, 初级并联-次级并联补偿拓扑在0～100 μH的范围内所能获得的最大功率是12.5 W。Ppp-max>Psp-max>Pss-max>Pps-max。在特定频率下, 初级并联-次级并联补偿能够使次级接收到的有功功率最大。

4结语

电磁感应耦合能量传输技术是通过磁场耦合进行电能传输的一项新兴技术, 本文在简要介绍了非接触能量传输概念的基础上, 基于分离式变压器的互感模型, 对四种补偿电路进行了建模分析, 结合工程实际选取参数对次级接收到的有功功率分析, 为设计人员选择补偿电路时提供一定的依据。

参考文献

[1]RHO Sung-Chan, KIM Soo-Hong, AHN Young-Hoon, et al.A study on power transmission system using resonantfrequency tracking method and contactless transformer withmultiple primary winding[C]//Proc.of 2007InternationalConference on Electrical Machines and Systems.Seoul:ICEMS, 2007, 43 (3) :1635-1639.

[2]CHEN R T, CHEN Y Y.Synthesis and design of integra-ted-magnetic-circuit transformer for VRM application[J].IEEE Proceeding Electric Power Applications, 2006, 15 (3) :369-378.

[3]BOYS J T, GREEN Andrew W.Inductive power distribu-tion system:US, 5293308[P].1994-03-08.

[4]PEDDER D A G, BROWN A D, SKINNER J A.A con-tact-less electrical energy transmission system[J].IEEETransaction on Industrial Electronics, 1999, 46 (2) :23-30.

[5]刘维罡, 董慧芬.串联谐振逆变器在无接触电能传输技术中的研究与应用[J].国外电子测量技术, 2004 (5) :29-32.

[6]武瑛, 严陆光, 徐善纲.新型无接触能量传输系统[J].变压器, 2003, 40 (6) :1-6.

[7]HEINLOTH K.Wireless power transmission[J].FossilEnergy, 2002:187-199.

[8]SUH Y H, KAI C F.A high-efficiency dual-frequencyrectenna for 2.45-and 5.8GHz wireless power transmis-sion[J].IEEE Transactions on MicrowaveTheory andTechniques, 2002:1784-1789.

[9]刑岩, 蔡宣三.高频功率开关变换技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.

[10]王英剑, 常敏慧, 何希才.新型开关电源实用技术[M].北京:电子工业出版社, 1999.

[11]李国峰, 韩静霖, 马志翘.减少RC充电电路能量损失的方法研究[J].现代电子技术, 2007, 30 (16) :179-181.

能量补偿论文篇2

An Imaging spectrometer measures the image of ground scene pixels and simultaneously obtains spectra data of each scene pixel in tens to hundreds contiguous spectral bands[1,2].The spectral radiance measured by detector pixels of an imaging spectrometer would be little for observing water or low albedo target.It is anticipated to prolong the integral time of detector to increase the Signal-to-Noise Ratio(SNR)of the imaging spectrometer.Motion Compensation(MC)method is generally used to increase integral time of detector such as COIS[3],Hyperion[4]and HIRIS[5].The principle of MC is shown in fig.1.When the pointing mirror is laid 45ºimaging spectrometer observes nadir point.When the space-borne imaging spectrometer lies in position 1,the pointing mirror turnsα/2 ahead.So the axis of Instantaneous Field Of View(IFOV)is turned aheadαalong flight direction and points to D1 before the nadir point B1.And then the axis of IFOV is turned backwards relative to the imaging spectrometer by controlling pointing mirror.Until position 3,motion compensation is completed.The point mirror is quickly turned ahead again and the axis of IFOV points to B2.Next motion compensation is beginning.If the distance from position 1 to 3 is A1B1=nl and the observed distance is C1D1=l,the integral time of detector will increase n times compared with without MC for observing scene area C1D1.Using MC can increase SNR of an imaging spectrometer.But it makes spatial resolution some loss[5].In addition,the geometrical ubiety of ground scene pixel relative to the entrance pupil of imaging spectrometer and the transmission path of scene radiance would change with the Tilt Angle of the Axis of IFOV(hereafter,TAA for short).Further,the measured scene radiance and atmosphere scatter radiance are varied with TAA.The characteristics of spectral radiance measured by imaging spectrometer with MC will be analyzed concretely in the following sections.

1 Theoretical Discussion

For a spaceborne push-broom imaging spectrometer without MC,the measured radianceΦof the detector pixel is the convolution of the spectral response function f(λ-λ0)with a high-resolution upwelling spectrum L(λ)across the spectral band:

Where,Tint is integral time of detector.L(λ)is upwelling spectral radiance.The spectral response function generally is Gaussion function.τopt is transmittance of optical system.cosi is cosine of the included angle between ground pixel normal and the axis of IFOV.For imaging spectrometer without MC,i=0°,cosi=1.∆S=GSD2nadir is ground pixel area.GSDnadir is Ground Sampling Distance(spatial resolution)corresponding to nadir point∆ω=πD2/4H2is the solid angle of entrance pupil to ground pixel.D is diameter of entrance pupil of imaging spectrometer system.H is the height of space orbit.

The definition of the angle of IFOVθis given by

When the dimension of detector pixel d,focal length of telescopic system f and the height of space orbit H are fixed,the IFOV and GSDnadir also become fixed value.So cosi,∆S and∆ωare invariable for the imaging spectrometer without MC.

For imaging spectrometer with MC,there is just one position where the system observes nadir point,while there is an included angleα(TAA)between the axis of IFOV and nadir direction in other positions.The radiance transmission direction and path are variable.∆S,∆ωand cosi are variable.The relationship of∆S,∆ωand cos withαcan be expressed as

Where:R is the radius of the earth;M=(R+H)/R;GSDx and GSDy are along-track and cross-track spatia resolution.We assume that the observed ground scene surfaces are spherical surface at along-track direction and plane surface at cross-track direction.

The incident spectral radiance of imaging spectrometer with MC is given by

Where:Lg is ground scene spectral radiance.Ls is atmosphere scatter radiance.τ0(λ)is the vertical transmittance of atmosphere corresponding to nadir point.m(α)is the relative atmosphere mass,it can be expressed as[6]

Finally,substitute Eq.(3)～(6)into Eq.(1),the relationship between the measured radianceΦn and TAAαfor the imaging spectrometer with MC is given by

Where,n is MC gain.Whenα=0°and n=1,there is no MC and the system observes nadir point.Eq.(7)is the same as Eq.(1).

According Eq.(7),the equation to compute the signal in electrons per pixel is

Where:h is Planck constant.c is light speed.ηis quantum efficiency of detector.The SNR of the imaging spectrometer with MC also varies with the tilt angle of the axis of IFOVα.The expression of SNR is

2 Calculations and Discussions

In order to analyze the characteristics of spectral radiance measured by imaging spectrometer with MC,the upwelling ground scene spectral radiance,scatter radiance and the total spectral radiance at the top of the atmosphere were modeled in the spectral range of 0.4～1.0µm with conditions of a 30°solar illumination angle,a0.3 reflection horizontal surface at sea level,and the 23 km visibility,standard mid-latitude summer atmosphere model(See Fig.2)[8].The spectral resolution is 10 nm.The height of orbit is H=400 km.The radius of the earth is R=6 378.01 km.The gain of MC is n=2.The ratios of measured radianceΦ2(α)/Φ2(0°)between a certain TAAαand observing nadir point(α=0°)are calculated according Eq.(7)(see Fig.3 to 5).

Fig.3 shows the ratio of measured scene radiance with a certain TAAαto that with observing nadir poin(α=0°).The measured scene radiance decreases along withαincreasing in the process of motion compensation Whenαincreases,the transmission path of scene radiance in the atmosphere becomes longer.The absorption and scatter of atmosphere become stronger.There is more energy loss for scene radiance in transmission.The signa level of target radiance measured by imaging spectrometer also becomes lower.Whenαis less than 30°,the average reduction of measured scene radiance is no more than 10%.Whenα=45°,the average reduction of measured scene radiance is near 20%and more than 20%in short-wave spectral range.

Fig.4 shows the ratio of measured scatter radiance with a certain TAAαto that with observing nadir poin(α=0°).The measured scatter radiance firstly decreases and afterward increases along withαincreasing.This characteristic is determined by the geometrical relationship of observer-target-sun.Whenαis less than 30°the average variation of measured scatter radiance is no more than 5%.Whenα=45°,the average increment of measured scatter radiance is 15%.The disturbance of the scatter radiance to the scene radiance is strengthened obviously.

Fig.5 shows the ratio of measured total radiance with a certain TAAαto that with observing nadir poin(α=0°).The measured total radiance always decreases along withαincreasing in the process of motion compensation.It indicates that the reduction of measured scene radiance is lager than the increment of measured scatter radiance.Although the average reduction of measured total radiance is no more than 8%whenα<45°,the proportion of ground scene radiance in total radiance becomes smaller compared with observing nadir poin(α=0°).The capability to detect the ground scene cannot maintain two times MC gains by design along withαincreasing.So the maximum ofαis better no more than 30°when using MC.Fig.6 shows increase ratio of SNR of imaging spectrometer between with and without MC corresponding to different MC gain andα.The parameters of imaging spectrometer used to calculate SNR are listed in Table 1[5].When using MC,the increase values of SNR corresponding to observing nadir point(α=0°)are approximately proportional with the square root of MC gain n For a certain MC gain,SNR decreases along withαincreasing.Whenα=45ºSNR averagely decrease 15%(Fig.6).

The relationship of MC gain n,observing distance l and the maximum of TAA(αmax)can be expressed as

Eq.(10)indicates that:For a certainαmax,if MC gains n increase,the observing distance l will decrease.If the observing distance l keeps invariable,increasing MC gain n must enlargeαmax.But Whenα>30°,the measured total radiance and the proportion of scene radiance are much smaller than that with observing nadir point(α=0º).The detective capability for the scene target cannot reach n times MC gain by design.Table 2 lists the observing distance in MC with certain MC gain andαmax.

3 Conclusions

Using motion compensation can prolong the integral time of detector and finally increase the SNR of imaging spectrometer.While the geometrical relationship of ground target to imaging spectrometer and the transmission path of spectral radiance are changed because of the swing of the point mirror.the total radiance measured would decrease along with the tilt angle of axis of IFOV increasing in the process of motion compensation.And the proportion of ground scene radiance in total radiance also becomes smaller.Just when observing nadir point(α=0°)the increase of SNR can reach the value by design.In order to make the detective capability of imaging spectrometer to approach the increase value with MC,the tilt angle of the axis of IFOV is better no more than 30°.

摘要：为研究运动补偿下成像光谱仪的辐射能量采集特性,首先推导出系统探测器像元采集到的光谱辐射能量与瞬时视场光轴摆角的关系式。据此,在可见近红外(0.4～1.0μm)光谱范围内,计算不同摆角下系统采集到的光谱辐射能量与观测星下点(对应光轴摆角为0o)时系统采集到的光谱辐射能量的比值。结果表明:与观测星下点相比,运动补偿过程中系统采集到的总光谱辐射能量随光轴摆角的增大而减小,并且其中地面目标辐射所占的比例也随之减小。系统信噪比有类似的特性。要使整个观测过程辐射能量提高的倍率保持或接近预期的补偿倍率,光轴摆角尽量小于30o。

关键词：成像光谱仪,遥感成像,光轴摆角,运动补偿

参考文献

[1]Goetz A F H,Vane G,Solomon J E,et al.Imaging spectrometry for earth remote sensing[J].Science(S0036-8075),1985,228(4704):1147-1153.

[2]金锡哲,向阳,禹秉熙.三角共路型干涉成象光谱仪研究[J].光电工程,2001,28(2):14-18.JIN Xi-zhe,XIANG Yang,YU Bing-xi.Research on Triangle Common-Path Type Imaging Fourier Transform Spectrometer[J].Opto-Electronic Engineering,2001,28(2):14-18.

[3]Wilson T,Davis C.Naval EarthMap Observer(NEMO)Satellite[J].Pro.of SPIE(S0277-786X),1999,3751:2-10.

[4]Pearlman J,Segal C.Development and operations of the EO-1 hyperion imaging spectrometer[J].Pro.of SPIE(S0277-786X),2004,4135:243-253.

[5]Goetz A F H,Herring M.The High Resolution Imaging Spectrometer(HIRIS)for Eos[J].IEEE transaction on geosciencesand remote sensing(S0196-2892),1989,27:136-144.

[6]Blattnew W G,Henry G Horak,Dave G Collins,et al.Monte Carlo Studies of the Sky Radiation at Twilight[J].Appl.Opt(S0003-6935),1974,13(3):534-537.

[7]Eckardt A,Hofer S.SNR Estimation for Advanced Hyperspectral Space Instrument[J].SPIE(S0277-786X),2005,5883:1-7.

能量补偿论文篇3

关键词：无线能量传输,松耦合,补偿

随着电磁感应耦合能量传输技术的提出, 新型无线能量传输系统以电磁感应耦合技术为基础, 结合电力电子和控制技术, 实现了电能无线传输。系统构成如图1所示, 工频交流电经过整流、逆变后转换成高频交流电供给初级绕组, 通过电磁感应, 在次级感应产生高频电压, 经整流稳压变换转化成需要的恒定直流电压, 为负载提供电能。初级绕组和次级绕组之间不存在直接接触, 有较大的间隙, 可以保持相对运动或相对静止状态。该系统不同于传统的感应能量传输系统, 实质为松耦合的变压器, 其初、次级绕组之间耦合性能较低, 漏感参数不能忽略不计[1,2,3]。

1 初次级补偿系统模型

无线能量传输系统基于松耦合电磁感应来传输能量, 存在较大的漏感, 使得传输系统有功功率降低。为了减小系统的无功功率, 一般都采用电容补偿, 补偿到回路发生谐振, 提高输出功率和系统传输效率。在初级和次级回路中, 最基本的电容补偿方式有两种:串联补偿和并联补偿[4,5]。因此, 一共有四种基本的补偿拓扑:初级绕组电容串联补偿, 次级绕组电容串联补偿, 称为SS拓扑补偿;初级绕组串联电容补偿, 次级绕组并联电容补偿, 称为SP拓扑补偿;初级绕组并联电容补偿, 次级绕组串联电容补偿, 称为PS拓扑补偿;初级绕组并联电容补偿, 次级绕组并联电容补偿, 称为PP拓扑补偿, 分别如图2 a) 、b) 、c) 、d) 所示。

2 无线能量传输实验系统的构成

无线能量传输实验系统如图3所示。其中a) 为实验原理图, 图中WL3866B宽带大功率信号源的输入电源是工频交流电, 可以输出8 (10) kHz—1 MHz高频正弦交流电, 电压范围为 (0—240) V, 最大功率可达160 W。初级绕组电流、电压和输入功率均可由WL258功耗仪测量。负载采用水泥电阻, 电阻电压可以利用IVT—321毫伏表进行测量, 负载电阻电流和输出功率由实验数据计算得到。

3 初次级回路补偿对供电电源性能的影响

初次级回路电容补偿可以提高系统输出功率、传输效率和改进功率因数。电容补偿类型分串联和并联两种。实验采用铁芯变压器, 初次级绕组铁芯气隙 (轴向距离) 为10 mm。该实验运行频率为100 kHz, 保持负载输出功率不变, 主要研究初次级回路电容补偿对系统性能的影响, 包括初级补偿、次级补偿, 初次级同时补偿对电源电压、初级发射电流和功率因数的影响关系及补偿前后的比较。该无线能量传输系统松耦合变压器的电路参数:初级电感L1=110.76 μH, 次级电感L2=92.44 μH, 互感M=35.5 μH, 内阻R1=1.68 Ω, R2=1.23 Ω, 负载电阻为51 Ω, 初级绕组串联和并联补偿下的补偿电容分别为C1=13.7和14.8 μF, 次级绕组串联或者并联补偿电容均为27.2 μF。

3.1 初级补偿对供电电源性能的影响

在次级回路无补偿情况下, 根据初级回路的串联补偿和并联补偿的补偿电容值分别进行实验。实验过程中, 保持负载电压不变, 即输出功率保持不变, 测得的输入电压、初级绕组电流和功率因数见表1。

从表1中可以看出, 在初级回路串联电容补偿后, 输入电压显著降低, 为补偿前的7.1%;初级绕组电流略有增加, 几乎不变;功率因数大为改进, 达到72.4%。并联补偿后, 输入电压下降很少, 几乎不变;电流有显著的降低, 为补偿前的65.9%;功率因数稍有改进, 为6%, 效果不明显。综合上述, 初级串联补偿可以显著降低电源所需电压, 并联补偿可以有效降低初级绕组电流, 串联补偿和并联补偿都可以提高功率因数, 但前者效果更加显著。

3.2 次级补偿对供电电源性能的影响

初级回路无补偿, 次级回路电容补偿, 分别在次级串联和并联补偿电容进行实验。实验过程中, 保持负载电压不变, 测量初级回路输入电压、初级绕组电流和功率因数, 具体实验数据见表2。

从表2中可以看出, 次级回路电容串联补偿后输入电压为21.36 V, 为补偿前的68.9%, 初级绕组电流也降低了, 为补偿前的65.8%, 功率因数也稍有提高;次级回路电容并联补偿后输入电压为22.5 V, 为补偿前的72.5%, 电流降为补偿前的74.4%, 功率因数也有提高, 但比串联补偿时的稍小。这表明次级补偿均可提高功率因数, 效果不明显, 同时也可降低输入电压和初级绕组的发射电流, 与初级串联补偿相比, 电压下降幅度小得多。

3.3 初次级各种补偿方式对供电电源性能的影响

前述两种情况仅对初级或者次级进行补偿, 接下来的实验对初级次级回路同时进行补偿, 共有四种补偿方式:串-串补偿, 串-并补偿, 并-串补偿, 并-并补偿。根据补偿电容的计算, 初级补偿电容分别为13.78 μH, 14.84 μH, 13.67 μH, 14.889 μH, 实验选取电容为13.8 μH, 14.8 μH, 13.7 μH, 14.9 μH;次级补偿电容均为27.3 μH, 实验选取27.2 μH。实验过程中, 保持负载电压不变, 分别测量初级回路输入电压、初级绕组电流和功率因数, 具体实验数据见表3。

从表3中可以看出, 在初次级均补偿情况下, 输入电压和初级绕组电流均下降, 功率因数都有提高, 但在串串补偿, 串并补偿时初级输入电流相差不大, 但输入电压比其他两种情况时低很多, 功率因数提高很多, 在串并补偿情况下输入电压最小, 功率因数最高。

4 结论

本文建立了以松耦合变压器为基础的无线能量传输系统, 对不同的初次级电容补偿进行试验研究。在次级回路无补偿情况下, 初级串联补偿可以显著降低电源所需供应的电压, 初级并联补偿可以有效降低初级绕组的电流;在初级回路无补偿情况下, 次级补偿也可降低输入电压和初级绕组的发射电流, 但与初级补偿相比, 电压下降幅度小得多;在初次级均补偿情况下, 输入电压和初级绕组电流均下降, 功率因数都有提高, 但在串并补偿情况下输入电压最小, 功率因数最高。

参考文献

[1] Bingyi Z, Hongbin L, Guihong F.Study of the separable transformerused in contactless electrical energy transmission system.In:Trans-mission and Distribution Conference and Exhibition:Asia and Pacif-ic, 2005

[2]武瑛, 严陆光, 徐善纲.新型无接触能量传输系统.变压器, 2003;40 (6) :1—6

[3]武瑛, 严陆光, 黄常纲, 等.新型无接触电能传输系统的性能分析.电工电能新技术, 2003;22 (4) :10—13

[4] Heinloth K.Wireless power transmission.In:Fossil energy.Spring-er-Verlag, 2002:187—199

能量补偿论文篇4

电力机车负荷具有非线性、不对称和波动性的特点[1],会将产生的谐波和负序电流注入到电力系统中。随着高速铁路的快速发展,电力机车的运行对电网电能质量的影响也日益加剧。采用相序轮换、提高系统电压等级等方法的治理效果有限,因此高速铁路的电能质量问题成为国内外研究的热点[2-11]。

目前对电气化铁路谐波、负序和无功问题,主要采用投切电容器或者SVC等补偿装置[2-3]来完成,但对无功容易产生过补偿,且对谐波和负序的补偿效果不佳。

铁路功率调节器RPC (Railway static Power Conditioner)[5-6]是一种能够综合补偿谐波、负序和无功的装置,由日本学者首次提出。现有的利用RPC的综合补偿方法,牵引变压器多采用阻抗匹配平衡变压器,通过调整控制策略,使牵引变压器二次侧两相负荷大小相等、功率因数相同,即可满足一次侧负荷对称的要求[12]。已有研究RPC在Scott接线变压器情况下的能量优化问题,由于负序和无功电流的补偿各不影响,控制策略中可以单独考虑负序或无功的补偿度[13]。而对于V / V变压器下的RPC研究较少。文献[14-15]研究了高速铁路采用V/V牵引变压器的情况下,利用RPC进行负序和谐波电流综合治理的方法,均完全补偿了谐波和负序电流,但是RPC所需容量较高。

本文研究了优化补偿情况下,RPC装置谐波和负序电流补偿量的检测方法。完全补偿是指将谐波和负序电流尽量消除的补偿方式,优化补偿是指将谐波和负序电流减小到满足国标要求的补偿方式, 从而减小装置补偿所需能量。针对RPC的补偿能量,本文提出了3个补偿指标,即有功补偿度 γ、无功补偿角度 φ、谐波补偿度 ψ;对RPC进行最优稳态功率分析,采用粒子群优化(PSO)算法[16]计算出RPC最小补偿能量下所需的 γ、φ 和 ψ,通过对这三者的控制实现RPC的最优能量控制。采用能量优化补偿方法对RPC进行容量配置,并针对补偿的实时性要求,提出了一种工程应用方法。仿真结果表明, 本文提出的能量优化补偿策略可以减小RPC的补偿容量,提高装置的经济性。

1 RPC补偿的原理

RPC补偿装置结构图如图1所示。系统电压为220 kV,高速铁路牵引变压器采用V / V接线方式, 两供电臂接触线额定电压为27.5 kV。定义图中右侧供电臂为 α 供电臂,左侧供电臂为 β 供电臂。 RPC补偿装置通过降压变压器连接到2个供电臂。 RPC的2个电压源变流器通过直流电容给2个变流器提供直流电压。通过控制RPC来实现谐波、负序的综合补偿。

假设系统电压为理想电压源,一次侧三相电压UA、UB、UC分别为:

其中,U为A、B、C三相相电压有效值。

设V/V接线变压器变比为k,则可得到2个牵引供电臂电压Uα、Uβ分别为:

其中,UAC、UBC分别为牵引变压器一次侧AC、BC相间线电压。

高速铁路采用交直交电力机车,为了分析方便, 假设负荷功率因数近似为1[14],则补偿前 α、β 两供电臂基波电流Iα0、Iβ0为:

其中,Iα0、Iβ0为补偿前 α、β 两供电臂基波电流有效值,IaL、IbL为负荷基波电流。

牵引变压器一次侧电流IA0、IB0分别和二次侧电流Iα0、Iβ0同相位。由式(1)—(3)可得补偿前的电压、电流关系,如图2所示,补偿前A、B、C三相电流IA0、 IB0、IC0不平衡,存在负序电流,IA0滞后UA30°,IB0超前UB30°。

要使补偿后三相电流IA、IB、IC平衡,则补偿后IA、IB应分别和UA、UB同相位且大小相等。完全补偿后的三相电流相量图[15]如图3所示,补偿可分为有功补偿和无功补偿,有功补偿的补偿电流方向和IA0、IB0方向平行,补偿量为ΔIPα、ΔIPβ,无功补偿的补偿电流方向和IA0、IB0方向垂直,补偿量为ΔIQα、ΔIQβ。

设Pα0、Pβ0分别为补偿前α、β两供电臂的负荷基波有功功率。根据补偿前后牵引供电系统提供给负荷总有功功率不变的原理,完全补偿需要补偿的有功量ΔPα、ΔPβ的绝对值大小相等,且和为零,分别为:

完全补偿需要补偿的无功量 ΔQα、ΔQβ为:

由图3可见完全补偿后三相电流IA、IB、IC平衡, 大小相等,且相互相差120°。

2补偿装置的能量优化

2.1负序补偿的能量优化

采用V/V接线牵引变压器情况下,正序电流和负序电流的计算公式为:

其中,a=ej120°。

根据GB/T15543《电能质量三相电压不平衡》, 设公共连接点(PCC)的正序阻抗与负序阻抗相等, 则牵引负荷引起的PCC处负序电压不平衡度 εU2计算公式为:

其中,UL为牵引网额定电压,单位为kV;Sk为PCC的三相短路容量,单位为MV·A;I2为电流的负序值,单位为A。

由式(7)可得:

RPC完全补偿负序电流所需能量较高,经济性较差,实际中可仅补偿到满足国标要求。 GB/T15543规定:接于PCC的每个用户引起该点负序电压不平衡度允许值一般为1.3%。考虑一定的补偿裕度,可令补偿后电压不平衡度小于国标规定。对于特定的牵引供电系统,UL、Sk已知,即可由式(8)得到补偿后的负序电流目标值I2*。

采用优化补偿时电压、电流关系如图4所示,补偿前电流为图2中对应的IA0、IB0,补偿后电流为I′A、 I′B,有功电流补偿量为 ΔI′Pα、ΔI′Pβ,无功电流补偿量为 ΔI′Qα、ΔI′Qβ。

考虑能量优化补偿情况时,定义2个补偿指标,分别为有功补偿度γ、无功补偿角度φ,其中γ[0,1],φ[0,π/6]。定义φ为I′A和IA0(或IB0和I′B)之间的夹角。需要补偿的有功量ΔP′α、ΔP′β的绝对值大小相等,且和为零。定义γ为:

有功量 ΔP′α、ΔP′β分别为:

无功量 ΔQ′α、ΔQ′β分别为:

α 供电臂需要补偿基波能量为:

β 供电臂需要补偿基波能量为:

RPC补偿需要的总的基波能量S′1为:

RPC在补偿过程中所需的基波总能量是m、n、 φ、γ 的函数,其中在m、n一定的情况下,可以求 φ、γ 的最优解使S′1在最小能量下补偿。

图4中优化补偿情况下,设I′α、I′β为补偿后二次侧目标电流基波,分别和I′A、I′B同相位。将补偿后二次侧基波电流Iα=I′αej(-30°+φ),Iβ=I′βej(-90°-φ)代入式(6),其中I′α、I′β分别为I′α、I′β的有效值,经过计算可以得出I-为:

其中,I-为负序电流I-的有效值。

利用式(8)得到的I2*,可得约束条件:

以式(15)为目标函数,则可以通过PSO算法[16]求满足负序要求的RPC能量优化问题:

由式(18)求得满足S最小时的最优解 φ、γ。

2.2谐波补偿的能量优化

谐波完全补偿时所需谐波能量S2为:

其中,Uα、Uβ分别为 α、β 两供电臂电压有效值,Iαh、Iβh分别为 α、β 两供电臂第h次谐波电流有效值。

根据GB/T14549—93《电能质量公共电网谐波》,可以将比较严重的3、5、7次谐波电流补偿到满足国标要求的谐波电流允许值I*3、I*5、I*7,其他次谐波电流完全补偿,并可使总谐波畸变率THDi低于给定值THD*i。定义谐波补偿度为ψ,优化补偿后的谐波电流为I′αh、I′βh,补偿前谐波电流为Iαh、Iβh,则ψjh(j=α或β;h=3,5,7)为:

若THDi≤THDi*,ψjh可由下式计算得到:

若THDi> THDi*,则 ψjh可由下式计算得到:

ψjh可以根据实时检测到的Ijh由式(21)、(22)直接算得。

谐波优化补偿时所需谐波能量S′2为:

S′2 = S2 - Uα 姨h=3 ，鄱5 ，7(I′α h )2- U β姨h=3 ，鄱5 ，7(I′β h)2(23)

经过负序补偿和谐波补偿的能量优化后,RPC补偿所需总能量S为基波能量S1′和谐波能量S′2之和:

3应用分析

3.1实时补偿解决措施

以某个实际牵引变为例,α、β 两供电臂实际负荷功率Pα0、Pβ0变化范围分别为0~20 MW,以1 MW为变化步长,对Pα0、Pβ0各种负荷组合情况利用2.1节所述方法进行PSO离线计算,求出满足不同负荷情况下的最优解 φ、γ,制定出补偿度和负荷情况对照表。表中数据满足下式:

以有功补偿度 γ 为例,α 供电臂实际负荷功率为Pα0j时,γ 以 β 供电臂负荷功率Pβ0为变量拟合得到的多项式为:

根据aij随Pα0 j的变化情况,可以拟合得到ai以Pα0为变量的多项式为:

这样就可以拟合得到 γ 以连续量Pα0、Pβ0为变量的多项式为:

同理可以得到 φ 以连续量Pα0、Pβ0为变量的多项式:

对于算得的 φjk、γjk为零的情况,不计入多项式拟合的计算中。 l、l′、h、h′的值根据实际情况和要求的拟合度确定,本算例中参数的拟合度在99%以上。

将式(9)代入式(29)、(30)可以近似得到 φ、γ 用m、n表示的多项式:

其中,m[0,40],n[0,20]。

3.2 RPC容量配置

利用能量优化补偿策略,将RPC的容量配置为S*:

S′1max、 S′2max可根据实际负荷变化情况,利用能量优化方法,事先离线计算得到。根据谐波的实测数据,谐波含量较低,基本符合国标要求,能量优化补偿下谐波容量S′2max相对于完全补偿下谐波容量S2max有一定降低,但主要是负序问题决定着RPC补偿装置的容量。

以3.1节中实际牵引变为例,当 α、β 两供电臂实际负荷功率Pα0、Pβ0变化范围分别为0~20 MW时, 能量优化补偿所需S′1的最大值S′1max出现在一供电臂负荷为0 MW、另一供电臂负荷为20 MW处,此时 φ、γ 分别为13.03°、0.592 3,S′1max为12.84 MV·A。

由式(4)、(5)可得完全补偿时所需基波能量S1为:

对于不同的负荷情况,S1的最大值S1max出现在两供电臂负荷均为20 MW或一供电臂负荷为0 MW、另一供电臂负荷为20MW处,此时S1max为23.10MV·A, 能量优化补偿方法下负序容量S′1max仅为完全补偿下负序容量S1max的55.58%,提高了补偿装置的经济性。

3.3对实际负荷功率因数不为1的修正

考虑功率因数不为1的情况下,牵引变电所α、β两供电臂负荷可能出现以下4种情况:两臂均为牵引工况;两臂均为再生制动工况;α供电臂为牵引工况,β供电臂为再生制动工况;α供电臂为再生制动工况,β供电臂为牵引工况。补偿前A、B、C三相电流I′A0、I′B0、I′C0不平衡,存在负序电流。以图5(a)中两臂负荷均为牵引工况为例,I′A0滞后UA角度30°+θα,IB0超前UB角度30°-θβ,θα、θβ分别为α、β供电臂的功率因数角。其他负荷情况见图5(b)、(c)、(d)。

以图5(a)中两臂负荷均为牵引工况为例,由实际负荷电流I′A0、I′B0的基波电流IA1、IB1按2.1、3.1节中方法进行分析,φ、γ由式(31)直接计算得到。

定义 α、β 两供电臂基波负荷的无功补偿角度分别为 φα 、φβ 。定义 θα 、θβ 值的正负如下:θα 超前UAC取正号,滞后UAC取负号;θβ超前UBC取负号,滞后UBC取正号。

对负荷功率因数不为1进行补偿度修正,φα可由式(34)得到:

φβ可由式(35)得到:

此时补偿的最优程度虽然不及PSO算出来的精确,但是既达到了国标的要求,又满足了补偿的实时性要求,有利于工程的实际应用。

4谐波、负序电流的检测和控制方法

采用的RPC装置谐波和负序检测原理图见图6。

经过RPC装置补偿后的 α、β 供电臂的基波目标电流i′α、i′β为:

将α、β两供电臂负荷电流检测值iaL、ibL与i′α、i′β相减,此时补偿量中包含全部谐波,再减去满足国标要求的谐波电流i′αh、i′βh(h=3,5,7),即可得到需要补偿的谐波和负序电流为:

将得到的 α、β 两供电臂补偿电流目标值iac、ibc通过滞环比较控制环节,即可控制变流器进行谐波、负序的综合补偿。

5仿真分析和验证

以京津高速铁路某实际牵引变为例,3.2节中已经验证了能量优化补偿策略下的RPC装置容量比完全补偿下的容量减小很多,对于实际负荷需要补偿的能量小于额定容量S*的情况,能够根据式(21)、 (22)、 (31) 实时地计算各补偿度, 采用MATLAB / Simulink仿真验证能量优化补偿策略的优越性。系统的仿真参数如下:三相电压为220 kV;牵引变压器变比为220∶27.5;牵引变压器短路阻抗Uk为8.6 %; 次边绕组负载损耗为225 kW;RPC降压变压器变比为25∶1.25;RPC输出电感为0.1 mH;RPC直流电压为4 kV;直流侧电容为0.2 F;PI参数为KP= 30,KI= 10;滞环比较器滞环宽度为0.2 H / A。

假设系统电压三相平衡情况下,某工况下 α 供电臂有功功率为19.71 MW,β 供电臂有功功率为4.47 MW。负载采用电阻负载并联不可控整流负载, 功率因数近似为1且含有谐波[14],满足高速铁路负荷的特性。设计满足以上功率负荷,α 供电臂负载为0.20 Ω 电阻负载并联不可控整流负载,不可控整流负载为0.23 Ω 电阻串联0.07 H电感,β 供电臂电阻负载为0.75Ω,不可控整流负载1.15Ω 电阻串联0.35 H电感,两供电臂负载功率不相等。负载通过变比为27.5∶1.5的变压器接入牵引网。图7(a)为补偿前三相电流波形,可以看出三相电流不对称,且含有谐波。

考虑能量优化补偿的情况下,设系统短路容量为1 000 MV·A,εU2考虑补偿裕度设为1%,可以根据实际情况灵活调整。将式(37)中补偿电流iac、ibc加上谐波电流i′αh、i′βh(h = 3,5,7),则对负序进行优化补偿,对谐波完全补偿。由式(8)可得优化补偿时负序电流有效值限值I2*= 26.24 A。采用式(31)求得对应的无功补偿角度 φ 为13.34°,有功补偿度 γ 为0.5326。图7(c)为只优化负序时补偿后三相电流波形。对负序和谐波均进行优化补偿时,3、5、7次谐波电流限值按照国标折算到1 000 MV·A短路容量取4.8 A、 4.8 A、3.4 A,谐波畸变率THDi*限值取3%。补偿后三相电流波形如图7(d)所示。

补偿前、完全补偿后和优化补偿后各项指标的仿真结果见表1。

由图7和表1可以看出,完全补偿和优化补偿后谐波都明显减少,有良好的治理效果。负序优化补偿后的谐波电流THDi比完全补偿后谐波电流THDi要低,这是因为在直流侧电容一定的情况下,负序优化补偿时补偿的目标电流比完全补偿时小,所以补偿的效果比完全补偿要好;而谐波和负序综合优化补偿后谐波电流THDi小于且接近3%,与给定的谐波畸变率THDi*限值相符,相对于完全补偿,一定程度上降低了补偿装置所需的谐波能量。

RPC补偿前谐波电流较高,负序电流较大,负序电压不平衡度为1.67%,超过国标规定。完全补偿后,负序电流可以基本全部消除,三相电流接近平衡, 负序电压不平衡度近似为零,但RPC所需补偿负序能量较高,为20.67 MV·A。优化补偿后,负序电流可以按需补偿到该系统的负序电流限值,负序电压不平衡度也与给定值 εU2相符,满足国标要求,且RPC所需补偿负序能量大幅减小,减小了10.56 MV·A,优化补偿所需负序能量为完全补偿的48.91%。

本文所提的能量优化补偿策略能够有效减小RPC装置所需补偿能量,本算例中负序优化补偿使RPC补偿装置的能量从24.16 MV·A减至13.95 MV·A, 谐波和负序均优化补偿后,装置所需能量进一步减小为13.21 MV·A。 RPC补偿能量的减小,一方面靠使谐波和负序电流只补偿到满足国标要求;另一方面对于特定的谐波和负序电流限值,计算出RPC所需总能量S较小情况下的有功补偿度 γ、无功补偿角度 φ 和谐波补偿度 ψ。由此给出的补偿目标电流量控制方便,易于实现。

6结论

本文提出的RPC容量配置和能量优化补偿策略,能够减小装置的设计容量,且能使装置在较小能量下补偿谐波和负序电流,既能使谐波和负序电压不平衡度满足国标要求,又能提高装置的经济性。

对RPC进行最优稳态功率分析,在满足特定谐波和负序电流限值的情况下,提出的检测方法能够直接计算出补偿总能量S较小时无功、有功补偿指标 φ、γ 和谐波补偿度 ψ。通过对 φ、γ、ψ 的控制直接给出补偿后的目标电流量,实现RPC的最优能量控制,控制方法简单,易于实现。

通过大量事先离线计算不同负荷情况下的最优解 φ、γ,制定出补偿度和负荷情况对照表。利用补偿度和负荷情况对照表中的数据,采用参数拟合的方法计算出 φ、γ 的表达式,并对功率因数不为1的情况进行修正,可以由实测负荷迅速算出补偿度,满足实时补偿要求,有利于工程的实际应用。

仿真结果验证了本文提出的能量优化补偿策略在有效治理谐波和负序电流的基础上,大幅提高了RPC补偿装置的经济性。

摘要：针对高速铁路牵引供电系统的谐波、负序问题,提出一种采用铁路功率调节器(RPC)补偿装置的能量优化补偿策略。研究了优化补偿情况下RPC装置谐波和负序电流补偿量的检测方法。针对RPC的补偿能量,对RPC进行最优稳态功率分析,提出了3个补偿指标:有功补偿度γ、无功补偿角度φ、谐波补偿度ψ。采用粒子群优化(PSO)算法计算RPC最小补偿能量下所需的γ、φ和ψ,通过对γ、φ、ψ的控制实现RPC的最优能量控制。采用能量优化补偿方法对RPC进行容量配置,并针对补偿的实时性要求,提出了一种工程应用方法。仿真结果表明,所提出的能量优化补偿策略可以减小RPC的补偿容量,提高了补偿装置的经济性。

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