电子补偿论文（共6篇）
电子补偿论文 篇1
摘要：本次设计的功率因数补偿控制器主要是应用C8051F系列单片机。首先, 由控制电路检测出电路中的实际功率因数值, 和电气设备所需要的功率因数值进行比较, 根据差值的大小, 选择性的对电容器组进行投切, 进而对电力电子系统进行功率因数的补偿。本功率因数补偿控制器能够起到保护电力电子装置的作用, 使得电器设备能够安全稳定的运行。
关键词：功率因数,C8051单片机,电力电子系统,无功补偿
绪论
随着近年来, 国家对电力系统的大规模的投入, 以及建立节约型社会的提出。怎样在电力电子系统中节约能源得到了越来越多的社会各界人士的重视, 由于全国的电力的供应紧张, 电网的功率因数及电压的降低, 电气设备得不到充分的利用。网络元件及负载消耗着电网中的大部分的无功功率, 这样电能的质量就得不到保证, 严重的影响了广大用户的用电质量。在我们的电力电子系统中, 功率因数的稳定得到了越来越多人的重视, 只有稳定的功率因数才能够保证我们的系统稳定的运行。所以, 功率因数补偿控制器的运用迫在眉睫, 本次设计可以有效的提高电力电子系统的功率因数。
一、电压电流采样模块的设计
在信号采集模块的设计中, C8051F系列的单片机所需电压电流信号分别取自10KV电网主回路中的电压互感器 (PT) 、电流互感器 (CT) 的二次侧。10KV电网电压互感器 (PT) 二次侧输出的相电压为交流100V, 电流互感器 (CT) 二次侧的电流为5A, 这满足了信号采集电路对模拟量的要求, 可以实现低压控制电路和高压上的电气隔离, 从高压侧互感器引出的电压、电流信号要再次经过传感器转换。结合中央处理模块的控制需求, 本次设计采用的是立式穿芯小型精密交流电压电流通用互感器。具体电路图如图一所示:
二、中央处理模块的设计
我们知道微控制器由微处理器发展而来, 目前单片机的发展可以称得上是百花齐放的时代, 世界上各大芯片公司都在努力的推出各种各样的单片机。本次设计所采用的是Silicon Labs公司C8051F系列单片机, C8051F系列产品具有高速流水线结构CPU、完全兼容8051, 而且大多数指令的执行时间为1-2个时钟周期, 多复位源、多向复位, 多时钟, 在系统仿真、边界扫描、在系统编程等优势。
经过和同类芯片进行比较之后, C8051F系列的单片机具有很大的优势, 在综合考虑的基础上, 本次设计采用的C8051F系列的单片机容易上手、开发周期短、集成度高, 芯片及外围电路如图二所示:
三、结论
本次设计采用C8051F系列的单片机为控制器的中央处理芯片, 同时在信号的采集模块中采用的是传统的电压电流互感器, 对电力电子系统的功率因数进行补偿。可以快速有效对系统所需的无功功率进行补偿。可以达到广大客户的电气设备的用电需求, 为大多数的设备的稳定运行提供了必要的条件。
参考文献
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[2]张迎新, 雷文, 姚静波.C8051F系列SOC单片机原理及应用[M].北京:国防工业出版社, 2005.
电子补偿论文 篇2
一、产品标准:
热电偶补偿导线：GB/T4989-94 热电偶补偿电缆：Q/320831SQL07-96
二、使用特性:
使用温度：耐热级：-65~+200℃及-65~+260℃两种； 普通级：-40~+70℃及-40~+105℃两种；
最小弯曲半径：补偿导线：不小于导线外8倍；
补偿电缆：有铠装时不小于电缆外径的12倍，无铠装时不小于电缆外径6倍。
三、主要技术指标:
四、主要结构材料及代号:
本产品可分为耐寒型、防水型特殊性能的补偿导线及电缆，其标识在型号后面用：耐寒型（L）
表示、防水型（S）表示，如SC-G-VVRP1的.产品的耐寒型为SC-G-VVRP1（L）
六、电缆交货长度:
1、电缆交货长度应不小于100米，允许长度不小于20米的短段交货。 2、根据双方协议可任何长度的电缆交货。
七、参考价格：
由于市场近期金属材料和工业塑料的价格不稳定，补偿导线价格受原材料供应价格变化影
电子补偿论文 篇3
电子式互感器作为智能变电站的一次测量设备, 其信息采集的准确性是变电站安全稳定运行的重要基础。与传统电磁式互感器相比, 电子式互感器采用不同的测量原理与信号传输方式, 并且二次侧输出以数字信号为主, 导致产生的误差与传统互感器有较大差别[1,2,3]。电子式互感器的测量精度主要包括幅值和相位两方面, 幅值精度取决于变比系数, 工程中容易实现, 而相位精度较为复杂, 与系统的电路设计、软件处理都密切相关。如何有效改善并提高电子式互感器的相位精度, 受到广泛关注[4,5,6,7,8,9]。
1 电子式互感器中相位差的定义
根据IEC 60044-8标准, 电子式互感器相位差φ为一次侧端子某一电流/电压的出现瞬时, 与所对应数字量数据集在合并单元输出的传输起始瞬时, 两者时间之差[1]。相位差φ由两部分构成, 即系统相位偏移φo与延时位移φtd。
系统相位偏移φo主要由电子式互感器的测量原理决定。例如, 基于Rogowski线圈原理的电子式电流互感器和基于电容分压原理的电子式电压互感器需要积分器对采集信号进行还原, 同时高压侧传感器在模拟/数字 (A/D) 采样之前需要低通滤波器进行抗混叠滤波, 积分器、抗混叠滤波器等信号处理技术的使用造成的相位差即为系统相位偏移。φo在系统信号处理技术即系统传递函数确定后为定值, 文献[4-6]为此提出了滤波器移相电路并在工程中广泛应用。
延时位移φtd主要取决于电子式互感器传输和处理采样数据的时间。延时位移的补偿算法主要根据预先估算出的额定延时位移进行定值补偿[6,7]。电子式互感器传感器与合并单元之间通信线路的改造、传感器晶振由于室外温度变化而产生的误差、合并单元数据处理时间的不确定等因素会造成数据延时扰动, 传统补偿算法便会产生较大误差。
目前测量用电子式电流/电压互感器一般满足0.2级的精度要求, 但0.1级的测量用电子式互感器较难实现, 主要原因在于相位差的精度限制[5]。IEC 60044-8标准规定, 在工频额定电流条件下, 0.2级电子式电流/电压互感器要求相位差在±10′以内, 而0.1级电子式电流/电压互感器要求相位差在±5′以内。保护通道对信号精度的要求相对较低, 5TPE级保护用电子式电流/电压互感器的相位误差要求在±60′以内, 一般不需要延时的相位补偿。针对电子式互感器相位差的不确定性以及现有固定延时补偿技术的局限性, 本文提出了一种通过实时测量采样值相位延时, 并对延时位移进行动态补偿的方法, 提高测量用电子式互感器的相位精度。
2 电子式互感器相位差的补偿方法
2.1 采样值延时位移的产生
电子式互感器中, 电压/电流信号在传送到合并单元通过IEC 61850-9-2报文发送之前, 需要通过高压侧传感器的A/D采样、曼彻斯特编码、电光转换、光纤传输、光电转换、串行数据接收、循环冗余码校验 (CRC) 、数字滤波、插值重采和幅值定标等环节, 每一环节都会产生延时[7]。电子式互感器的数据延时Td可表示为:
式中:Ts为数据发送延时, 由A/D的转换速度、数据量和发送波特率决定;Tt为数据传输延时, 与传输距离和传输速度有关, 一般电信号或光信号的传输延时为3.3~5.0μs/km;Tc为数据处理延时, 与数据算法的复杂程度和芯片的处理速度有关[8]。
2.2 基于短数据窗移相算法的延时补偿
传统相位补偿算法将电子式互感器数据延时设为定值Tdrate, 通过短数据窗移相实现采样电流/电压数据延时位移的补偿。设电流/电压模拟量的采样周期为TS, 则t与t-TS时刻的采样值为:
式中:X为交流采样信号的幅值;δ0为交流采样信号的初相角;ω为角速度。
对采样值x (t) 补偿额定延时Tdrate, 可等效为将其相位逆时针旋转φtdr, 即
应用超前移相算法, 改写式 (5) 为式 (6) , 即
式中:a和b为系数。
t时刻的采样值、补偿值及t-TS时刻的采样值满足的关系如图1所示。
根据图1, 由正弦定理可推算出:
ωTS由每工频周期采样点数N及谐波次数n1确定, 即ωTS=2πn1/N。测量用电子式互感器针对基波进行补偿, n1=1, ωTS=2π/N。因此, 当φtdr固定, 预先计算出a和b, 根据上一时刻采样值x (t-TS) 与当前时刻采样值x (t) 即可实现采样值xtdr (t) 的相位延时补偿。
基于短数据窗移相算法的数据窗长度较短, 计算量较少, 因此实现简单。但该算法将数据延时Td设为固定常数, 灵活性差。当传感器晶振由于室外温度变化而产生温度频差时, 会造成Ts的变化;当电子式互感器传感器与合并单元之间通信线路进行改造时, 会造成Tt的变化;当对合并单元的每个数据通道进行配置时, 是否进行插值重采样及是否进行数字积分等问题, 会造成Tc的变化。当这些不确定因素造成数据延时Td产生扰动时, 该补偿算法便会产生较大误差。另外, 电子式互感器或合并单元每重新安装时都需要对额定数据延时Tdr重新测算和配置, 未能很好体现出智能变电站实时控制和智能调节的高级应用功能。
2.3 基于动态相位补偿思想的延时补偿
针对短数据窗移相算法的局限性, 提出一种通过实时测算数据延时并快速补偿的方法, 其工作流程如图2所示。图中, CORDIC表示坐标旋转数字计算机。
首先, 利用合并单元内晶振实时计算Td。设在Td时间内合并单元测得晶振振动m次 (晶振振动周期为To) , 工频信号的系统周期Tp (对应的延时位移为360°) 内晶振振动n2次 (n2为常数) , 则
数据延时位移φtd可表示为:
由式 (12) 可见, 数据延时位移φtd与晶振振荡周期无关, 但若晶振频率不高, 会影响到计数精度。对于Tp=0.02s, Td=1μs的延时将造成φtd=1.08′的相位偏移, 因此必须对数据延时进行补偿计算。
数据延时Td一般在250μs左右, 其测定可以在合并单元中完成。利用全球定位系统 (GPS) 提供的秒脉冲信号或IEEE 1588网络对时信号, 对合并单元中的晶振信号进行同步, 建立起标准的时钟信号, 由合并单元对Td进行计时[9,10]。对于同步采样的电子式互感器, 在合并单元向传感器发送A/D同步采样信号时, 合并单元开始计时, 并在合并单元完成CRC、数字滤波、幅值定标等信号处理后停止计时。对于异步采样的电子式互感器, 其信号同步是通过合并单元的插值重采样实现的。当插值重采样信号到来时, 合并单元并不能立即计算出重采值, 必须等到下一个采样值到来后才能进行内插计算。因此, 由重采样信号触发计数器开始计时, 在完成对采样值的信号处理后停止计时。根据计数器m值, 通过式 (12) 计算出待补偿的数据延时位移φtd。
随后, 根据“三点乘积法”计算采样电流/电压的幅值, 任意取3个连续采样时刻t-2TS, t-TS, t的采样值x1, x2, x3, 得到幅值的平方为:
由式 (13) 可得采样值x3对应的虚部的平方为:
进而通过CORDIC算法迭代出经延时补偿φtd后的坐标 (x3′, y3′) 。
3 基于CORDIC算法的原理与实现
数据延时补偿要求算法能够实现高速计算, 否则会引入大量计算延时, 使得补偿算法失去补偿的意义。本文选用CORDIC算法, 利用圆周旋转模式和双曲向量模式简化坐标旋转与开方这两个复杂计算, 并通过现场可编程门阵列 (FPGA) 实现了快速计算。
3.1 CORDIC算法的圆周旋转模式
CORDIC算法圆周旋转示意图如图3所示。
设在单位圆周上, 点A (x0, y0) 逆时针旋转θ后到达点B (x1, y1) , A和B两点的坐标关系如下:
选择一系列满足tanθi=2-i (i=1, 2, …, n) 的特殊角θi逐次正负旋转, 即可以通过移位运算逐次逼近θ (θ<54.827°) [11]。本设计为统一全局变量, 忽略了tanθ0=2-0的初次旋转, 缩小了θ的补偿范围, 但电子式互感器的φtd在工程实际中较小, 仍可满足补偿要求, 同时在硬件资源和处理时间上节省了一次迭代。
另外, 经n次旋转后转角误差为:
式中:Si为旋转方向控制因子, 为1时表示顺时针旋转, 为-1时表示逆时针旋转。
式 (16) 表明, 迭代的次数越多, 转角误差越小, 转角越趋近θ。n次旋转后坐标关系为:
式 (18) 可分为两部分, 的比例因子和[ξn, ηn]T的迭代计算, 其中,
比例因子Kn在迭代次数n确定后为常数, 且n→∞时, Kn→0.858 784, 即迭代计算后会造成圆周半径增大, 需对坐标乘以比例因子Kn实现圆周补偿。合并单元的数字信号处理模块具有定标功能, 可将采集到的数字量重新标定进而与一次侧的模拟量相对应 (一般保护用电子式电流互感器二次侧的额定输出为0x01CF, 测量用电子式电流互感器和电子式电压互感器的二次侧额定输出均为0x2D41) 。因此, 比例因子的补偿计算可以在合并单元的定标模块中实现。
3.2 CORDIC算法的双曲向量模式
CORDIC算法双曲向量示意图如图4所示。
设在双曲线x2-y2=r2上, 有点A (x0, y0) 向点B (x1, y1) 移动, A和B两点的坐标满足关系:
选择一系列满足tanh ti=2-i的ti进行迭代计算 (i=1, 2, …, n) , 乘法因子tanh ti即转化为2-i的移位运算[12]。经n次迭代后坐标关系为:
式中:Si=-sgn yi, i=1, 2, …, n。
比例因子在迭代次数n确定后为常数, 因此可以预先对初始值 (x0, y0) 进行比例修正, 乘以比例因子Kn′得到修正后的初始值 (x0′, y0′) , 再进行迭代计算。
为实现式 (14) 的开平方计算, 令 (xn, yn) = (r, 0) , 则逐次迭代后纵坐标趋于0, 最终收敛于x轴上的 (r, 0) , 即。经n次旋转后的误差为:
若令x0=W+1/4, y0=W-1/4, 其中W= (x0+y0) /2, 则可得:
将2.3节中计算得到的 (y32+1/4, y32-1/4) 代入双曲向量模式中迭代, 逐步令纵坐标趋于0, 迭代n次后可得收敛于x轴上的 (y3, 0) 。接着将 (x3, y3) 代入CORDIC算法的圆周旋转模式中进行迭代, 取初始转角误差z0=φtd (φtd按第2节中的方法先实时测得Td, 然后整定得出) , 逐步令zn趋于0, 迭代n次后可得经延时补偿φtd后的坐标 (x3′, y3′) 。
3.3 CORDIC算法的FPGA实现
在FPGA中实现的CORDIC算法迭代结构图如图5所示, 根据所需的工作模式, 决定旋转方向控制因子Si。实际工作时, x, y, z寄存器中的初始值分别为x0, y0, θ。在第i个时钟周期时, x和y寄存器内的值右移i位后进入加/减法器, 计算出的结果再分别存入寄存器, 进行迭代计算。而只读存储器 (ROM) 中存储了第i次迭代时补偿的固定角度值, 将第i个地址中的角度值与z寄存器内的值一起调入减法器, 计算出剩余待补偿的角度再存入z寄存器, 进行迭代计算。但该迭代结构中, 移位寄存器的移位参数每次迭代都要修改, ROM的查找地址每次迭代也要递增, 因此需要较大的扇入能力, 输出时间由迭代次数决定, 造成延时较大。
将上述迭代结构进行展开, 如图6所示, n个处理单元中每个处理单元都可以同时并行处理一个相同的迭代算法。
该流水线结构中各个移位寄存器上的移位次数固定, 角度值θi (i=1, 2, …, n) 作为各个角度累加器中的一个常量输入, 其可以用硬件连线来代替存储空间, 因此, 整个处理器被精简成一个内部互连的加/减法器阵列, 输出延时为组合逻辑电路的硬件延时, 提高了系统工作的速度。
3.4 延时补偿算法的FPGA实现
采用Xilinx的Spartan3系列芯片进行编程测试, FPGA共调用4个子模块, 延时测量模块delay_counter用于测量数据延时并计算待补偿的相位角, 计算模块compute与开方模块square_root前后级联计算采样值的虚部, 旋转模块rotate对采样值的延时进行实时补偿, 整个计算流程图如图7所示。
开方模块square_root与旋转模块rotate中采用了CORDIC算法计算, 迭代次数n设为12, 根据式 (16) 与式 (22) , 圆周旋转模式旋转后转角角度误差小于0.419 646 8′, 双曲向量模式开方计算误差小于0.000 000 7%, 能够满足计算精度要求。系统时钟为100MHz, 仿真测得整个顶层寄存器传输级 (RTL) 原理图 (见附录A图A1) 模块的计算延时约为115.42ns。
4 试验测试
本文所提出的算法经编程下载到电子式电流互感器合并单元中, 采用江苏凌创NT702电子式互感器稳态校验系统进行了运行测试, 额定测量电流为5A, 实验部分数据结果见表1和表2。其中:绝对延时等于实际数据延时Td减去额定数据延时Tdr;比率为互感器一次侧实际电流与额定电流的比值;比差为互感器的二次侧实际电流乘上额定变比与一次侧实际电流的差, 与一次侧实际电流的比值。
表1采用传统的延时补偿算法, 对额定延时进行定值补偿。考虑到系统相位偏移的补偿误差与延时补偿的计算误差, 其数据结果基本满足式 (12) 推导所得的1μs延时对应1.08′相位差的结论, 补偿后的相位差主要与绝对延时有关。表2在同等条件下, 采用CORDIC动态延时补偿算法。由于采用了动态补偿, 绝对延时也计算并补偿在内, 因此相位差得到了明显的改善, 这时相位差主要与采样精度和计算误差有关。
5 结语
电子式互感器的数据延时在一定程度上呈现随机性的特点, 简单地按照额定延时进行补偿则绝对延时将会在相位差中占主导分量。本文从原理上分析了电子式互感器中数据延时产生的原因, 给出了对应的测量方法, 并结合CORDIC算法理论, 提出了对数据延时进行实时动态补偿的新方法并在FPGA中予以实现。试验测试表明, 该方法可有效改善数据延时对相位差的影响, 减小了相位差, 提高了相位精度, 适合于高精度的测量用电子式互感器, 对用电量、有功/无功功率等数据指标的准确计量, 有着一定的参考价值。
附录见本刊网络版 (http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx) 。
摘要：针对电子式互感器现有定值延时补偿算法的不足, 提出了一种动态补偿采样值相位差并提高电子式互感器相位精度的方法。首先, 分析了电子式互感器相位差的产生原因, 根据延时位移的不确定性, 给出了利用合并单元实时测算延时位移并动态校正的补偿方法。采用了坐标旋转数字计算机 (CORDIC) 算法实现平面坐标旋转与开方计算, 并将CORDIC算法模块的迭代结构在现场可编程门阵列 (FPGA) 内优化为流水线结构, 提高了算法的时速性, 减少了额外延时的引入。最后, 通过仿真和电子式互感器校验仪验证了改进的相位补偿方法可以提高测量用电子式互感器的相位精度。
关键词：电子式互感器,相位差,延时补偿,坐标旋转数字计算机 (CORDIC) 算法,现场可编程门阵列 (FPGA)
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电子补偿论文 篇4
公房的拆迁补偿方式及补偿款的归属
确定了公房承租资格后，拆迁补偿款的归属问题就容易解决了。首先须明确一点：公房是国家财产，不能作为私人财产被继承。《北京市城市房屋拆迁管理办法》(市政府令第87号)的第二十八条中明确规定，拆迁市和区、县人民政府所有、并指定有关单位管理的公有住房(以下简称直管公有住房)的，直管公有住房应当按照房改政策出售给房屋承租人。房屋承租人购买现住公房后作为被拆迁人，由拆迁人按照被拆迁房屋的房地产市场评估价对被拆迁人给予补偿，政府对被拆迁人不再提供经济适用住房。被拆迁人住房超过房改政策规定标准的，拆迁人应当扣除超标部分的补偿款中属于应当上缴财政或者返还原售房单位的部分，并分别上缴或者返还。《条例》第二十七条规定：拆迁租赁房屋，被拆迁人与房屋承租人解除租赁关系的，或者被拆迁人对房屋承租人进行安置的，拆迁人对被拆迁人给予补偿，被拆迁人与房屋承租人对解除租赁关系达不成协议的，拆迁人应当对被拆迁人实行房屋产权调换。产权调换的房屋，由原承租人承租，被拆迁人应当与房屋承租人重新签订房屋租赁合同。本条规定了解除租赁协议的处理方式：由拆迁人对房屋所有人进行安置;未解除租赁协议，但对拆迁事宜协商一致的，由拆迁人对所有人补偿，由所有人对承租人进行安置。拆迁当事人三方权利义务是明确的。本条还规定了被拆迁人与承租人对解除租赁关系达不成一致协议时的处理方式：为保障承租人的权益不受损害，实行产权调换，被拆迁人与原承租人就新调换的房屋签订协议续租。本条款充分体现了民事活动中主体平等的原则。公房承租人对于所承租的公房只有居住和有限处分权。公房承租人对于所承租的公房的权利也不能以继承的方式转由其继承人享有，只能通过变更的方式转由符合条件的继承人或其他共同生活的家庭成员享有。公房承租人也不可以遗嘱的方式对所承租的公房作出实体的处分。如果公房承租人以遗嘱的方式对所承租的公房作出实体上处分的，该处分属无权处分，在有权限的公房管理单位给与认可之前，该处分没有任何法律上的效力。根据《北京市城市房屋拆迁管理办法》规定，拆迁补偿的受偿方为被拆迁人，即被拆迁房屋的所有权人。存在公房租赁关系的情况下，被拆迁人也就是公房租赁关系中的出租人只有在与从承租人解除租赁关系或对承租人进行安置后才能获得补偿。在被拆迁人对承租人进行安置的情况下，不存在对承租人的金钱补偿问题。但在解除租赁关系的情形中，被拆迁人通常以向承租人支付一定的金钱作为买断承租人承租居住权的对价。
电子补偿论文 篇5
电子磁罗盘作为一种新型的导航定位装置,在实际工作时易受平面倾斜以及周围磁场环境的影响,从而产生航向角的测量误差。如果倾角测量精度在±1°左右,航向角的测量误差则会在±1.5°左右。因此,具有倾角补偿功能的电子磁罗盘将会具有更高的测量精度。本文将对电子磁罗盘的倾角测量误差算法进行理论分析,使其具有更高的精度。
1 磁罗盘的工作原理
所有的电子磁罗盘都是根据地球磁场来确定方位的,地球可视为一个两磁极位于地理北极和地理南极附近的磁铁,如图1 所示[1]。因此,我们很容易观察到,在赤道附近磁矢量方向几乎是平行于地球表面的,而在北半球,磁矢量方向向下指向北极,与地球水平面产生了一个夹角,如图2所示。
磁矢量方向与水平面xy之间的夹角α 称为倾角或倾斜角,这个角度主要是由地球纬度决定的(见图3),不同的地理位置磁倾角也不同。
航向角常见的估算方法是通过两个相互垂直的磁传感器来测量当前位置磁矢量在水平面上x、y方向各自的分量(即图2中的Hx和Hy),并计算得到它们比值的反正切值,即为航向角[2]:
只有当磁传感器在绝对水平的情况下,式(1)这个结果才是准确的,一旦磁罗盘存在倾斜角,则由Hx和Hy的测量值所得到的航向角就会产生误差。如果磁倾角约为60°时,罗盘与水平面夹角为5°,则航向角的测量结果误差将增大到8°。
为了尽量避免倾斜误差的产生,我们可以增加一个倾斜角测量电路来构成三轴的磁传感器,其能提供相对于罗盘局部坐标系的地球磁场矢量坐标。但这仍无法精确计算出当前位置磁罗盘的航向角,我们还需要得到磁罗盘当前位置的空间信息。磁罗盘空间定位信息是根据磁罗盘上由加速度传感器构成的倾斜传感器得到的信息计算出来的。如果磁罗盘没有加速度,倾斜传感器会测量罗盘平面和重力矢量之间的角度,根据该倾斜传感器的值,将磁罗盘倾斜情况下测得的磁矢量Hx、Hy和Hz转换为地面坐标系下的磁矢量的分量H′x、H′y和H′z,并通过式(1)计算出航向角。
2 倾角补偿算法基本设计方案
设地面坐标系为xyz,倾斜平面相对于地面位置的坐标系为x′y′z′。其中,x轴水平向前,y轴水平向右,z轴竖直向下。
将电子磁罗盘的倾斜平面相对位置坐标系旋转到地面坐标系的数学方法有许多种,如四元数、欧拉角、俯仰矩阵和滚转矩阵等。我们现在做如下规定:把绕x轴的旋转形成的角度定义为滚转角(θ),绕y轴旋转所形成的角度定义为俯仰角(Φ),同时,沿坐标轴原点向正方向看去,顺时针旋转定为正向(见图4)。两次旋转的顺序是很重要的,如果先后顺序不同,则结果也会截然不同[3,4]。因此,假设倾斜角是先绕x轴旋转,再绕y轴旋转(即先滚转,后俯仰)后得到的。
由地面坐标系xyz到倾斜平面相对位置坐标系x′y′z′的转动可由两次基本的旋转矩阵来描述。滚转矩阵为:
俯仰矩阵为:
坐标转换可表示为:
磁传感器是用来测量地球磁矢量在x′y′z′方向上的分量的,将这些分量值转换到地面坐标系上可以用于航向角的估算[5]。该变换使用旋转矩阵的逆矩阵来进行,即:
因为估算航向角不会用到z方向的分量值,所以我们忽略z轴的计算,x方向和y方向的磁矢量倾斜补偿表达式为:
因此,由测量的值转换成倾斜补偿值,需要估算出滚转角和俯仰角,而这两个角度需要由一个双轴加速度计所测得的数值来进行计算[6,7]。双轴加速度计所测得的数值为重力矢量在磁罗盘倾斜平面投影所得到的数值,如图5所示。双轴加速度计的输出Ax和Ay可以认为是重力矢量通过两次旋转得到的,即可用旋转矩阵表示为:
则可得到:
通过观察式(10)和式(11),当俯仰角 Φ 很小,即cosΦ≈1时,我们可以简单地估算出磁罗盘倾斜角的大小。但如果倾斜补偿的角度较大,则应该使用式(10)和式(11)来计算。
将式(10)、式(11)根据标准三角恒等式变换可得俯仰角Φ 和滚转角θ 的正弦、余弦值:
将测得的角度正余弦值代入式(7)和式(8),可得到倾斜补偿方程为:
H′x、H′y和H′z是磁矢量的测量值,Ax和Ay是加速度计线性化后的测量值。因此,倾角补偿后的航向角为:
3 验证性试验
为了验证电子磁罗盘倾角补偿算法的有效性,利用PSoC进行了验证性试验。由试验结果得到:带有倾角测量误差补偿算法的电子磁罗盘,其航向角测量误差由补偿前的±1.8°降低到±0.6°。因此采用倾角补偿算法的电子磁罗盘,可有效地提高航向角的测量精度。
参考文献
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电子补偿论文 篇6
串联补偿(简称串补)系统需要电流互感器(TA)测量系统提供真实、可靠的一次电流信息。
常规TA测量系统在串补系统中应用成熟,但仍存在一些缺陷:串补平台上常规TA二次侧电缆需接到集中箱,线缆布置很长,TA测量系统的抗干扰能力差;串补平台上常规TA测量系统的供能电源依赖一次电流转换,供能存在一定的不稳定性;串补平台上存在多种电位,回路复杂,常规TA测量系统暂态情况下电位易发生变化。
近年来,电子式互感器发展迅速,其中电子式TA绝缘简单、体积小、无磁饱和、二次输出可以开路,光缆输出数字信号,无二次电缆[1,2]。
本文对串补系统中常规TA测量系统的干扰影响进行分析,提出了一种新的电子式TA测量系统的串补应用方案,以增强TA测量系统的抗干扰能力。
1 串补中TA测量系统的干扰分析
串补系统主要包括电容器组、金属氧化物限压器(MOV)、触发火花间隙、阻尼装置、旁路断路器、绝缘平台以及相应的测量系统、保护系统、控制系统等[3]。
1.1 现有串补系统的主要问题
串补系统在工程实践中有一些问题没有得到很好解决。串补系统所在平台电磁环境复杂,存在很强的电磁干扰(尤其当串补系统投入和退出时),对TA测量产生较大影响,容易引起电容器不平衡保护、平台闪络保护、间隙保护的误动作;直接测量整组电容器电压跨度大,不易测量,且受平台电磁干扰较大,误差较大;MOV损坏率高,MOV容量设计及各并联柱之间的均流问题没有得到很好解决,各个MOV柱电流不平衡会使得单支MOV发生爆炸或压力释放;间隙触发装置(GTE)存在抗干扰问题,一些串补站在系统充电投运时GTE损坏。
1.2TA测量系统的干扰分析
串补系统的一次设备以及测量TA位于高压绝缘平台上,设备安装紧凑,平台对地绝缘,本文介绍的河池串补平台的布置图见附录A图A1。图中1~8 是测量TA,测量TA的二次输出模拟信号通过电缆汇集到二次端子盒,模拟信号经过固定在平台上的光电转换器变为数字信号,经信号柱传送到远方保护小室里[4]。
TA二次输出到端子盒之间的电缆就在串补平台上,TA二次电缆和平台存在分布电容,平台上的电容器等设备与平台由于杂散电容的影响,在高频信号下,易形成泄放回路,TA二次电缆极易受到干扰,从而影响正常采样[5]。
通常做法是将TA二次电缆的屏蔽层都在同一端子盒接地(即单点接地)。电缆屏蔽体将接收电路、设备包围起来,防止它们受到外界电磁场的影响。但在工程实际中,屏蔽体上有很多导电不连续点,如屏蔽体不同部分结合处形成的不导电缝隙。当干扰频率较高,即波长相对缝隙较小时,就产生了电磁泄漏。另外,在频率较高的场合,空间各种杂散参数为差模电流提供了更多的返回路径。这样泄漏的差模电流导致了共模电压的产生,而后共模电压与杂散电容导致电缆产生共模电流,由于共模电流的环路面积是由电缆与大地形成的,因此具有较大的环路面积,会产生较强的辐射,并且在强电磁场下也会感应出环路电流,形成对正常信号的干扰。
串补投退时隔离刀闸拉弧、故障时电容器通过火花间隙放电都会成为TA测量系统的干扰源,瞬态电流可达到100 kA,同时串补平台上存在多种电位,回路复杂,暂态情况下电位发生变化,TA的电磁环境复杂。由于TA在平台上分散布置,二次侧电缆很长,很容易受到干扰,暂态下甚至会引入高电压,导致电子设备损坏。例如:当串补平台投入瞬间,一次操作的高压电弧干扰不可避免,这样在二次回路上产生了较大的干扰信号,二次回路受到了暂态分量的影响。暂态分量通过TA 二次电缆的屏蔽层,使TA 二次回路出现了干扰信号,甚至会发生烧坏测量二次端子盒内电子设备的现象。
2 一种新的TA测量系统的原理和结构
针对常规TA测量系统易受干扰、影响暂态测量准确性的问题,提出一种新的电子式TA测量系统,利用电子式TA传感串补平台上一次设备电流,利用基于激光供能的远端模块就地采集电子式TA的输出信号,以及利用光纤传送信号。该TA测量系统采用电子式TA就地分散采集的方式,没有二次电缆,使用光缆直接传输数字信号,消除了对测量系统的干扰路径,能实现对串补平台上一次设备电流的真实可靠监测。
2.1 基本结构
电子式TA测量系统的架构如图1所示,图中PIN为光电二极管。
电子式TA测量系统利用低功率线圈(LPCT)传感设备电流。LPCT的输出信号正比于被测电流,LPCT的输出信号利用远端模块就地进行处理。
远端模块置于LPCT顶部的远端模块箱体内。远端模块对来自LPCT的信号进行滤波、放大、模数变换、数字信号处理及电光变换,将被测一次设备电流转换为数字光信号的形式输出,远端模块的工作电源由合并单元内的激光器提供。
硅橡胶复合绝缘子保证串补平台和大地的绝缘,绝缘子内埋多根多模光纤,绝缘子底部固定有光纤熔接箱体。TA测量系统的户外部分(包括LPCT及复合绝缘子等部分)通过铠装光缆与主控室的合并单元相连。
2.2LPCT
LPCT的结构如图2所示。图中:Ip为一次电流;Rsh为并联电阻;Us为二次电压;Rb为负荷阻抗;Np为一次绕组匝数;Ns为二次绕组匝数;P1和P2为一次端子;S1和S2为二次端子。LPCT串联于一次回路中,用于串补平台一次设备电流的传感测量。它由一个一次绕组、一个很小的铁芯和与取样电阻相连的具有最小损耗的二次绕组组成。 作为二次绕组的一个组成部分,起到了将电流输出转换成电压输出的作用。
2.3 远端模块
远端模块是电子式TA测量系统的核心部件之一,原理架构如图3所示,LPCT和远端模块的组件图见附录A图A2。远端模块接收并处理LPCT的输出信号,其输出为串行数字光信号。远端模块的工作电源由位于控制室的合并单元内的激光器提供。每个远端模块有一个模拟量输入端用以接收LPCT的输出信号,一个光纤接收头用以接收激光,一个光纤发射头用以发送数字信号。
远端模块采用低功耗设计技术,其实际功耗小于30 mW,这样可减小激光器的输出功率,提高可靠性及寿命。远端模块设计了两路独立模拟采样回路,完成双重化采样,实时比较、校验两路采样值,实现采样回路硬件自检功能。当远端模块工作异常(AD采样异常、电源电压异常、数据传输异常等)时,可及时给出故障告警信号并给出数据无效标志,避免采样异常等情况引起保护误动。远端模块的设计充分考虑了其户外工作的恶劣环境,能在较宽的温度范围(如-40~+70 ℃)及较强的电磁干扰环境下正常工作。
2.4 合并单元
合并单元置于控制室,一方面为远端模块提供供能激光,另一方面接收并处理远端模块下发的数据,并将测量数据按规定的协议(时分复用(TDM)或IEC 60044-8)输出供二次设备使用。合并单元设计了多种硬件和软件措施,当远端模块或合并单元发生故障时,能及时被发现,并按预定的方案对采样数据进行正确处理,使得串补控制保护装置始终获得正确数据。
2.5 电子式TA测量系统的优点
电子式TA测量系统利用基于激光供能的远端模块就地采集电子式TA的输出信号,传送的是数字信号,其在传输和处理过程中均不会产生附加误差,使串补系统控制和保护的测量精度得到提高。电子式TA测量系统利用光纤传送信号,输出的数字信号可以很方便地进行数据通信,实现数据共享。
电子式TA测量系统绝缘结构简单可靠、体积小、重量轻、线性度好、测量精度高(0.2级)、动态响应快、抗干扰性能好。
3 基于电子式TA测量系统的串补应用
针对目前串补系统存在的平台电磁干扰、电子设备易损坏等问题,可以使用电子式TA测量系统保证采样准确、可靠。
3.1 串补站的配置
500 kV河池串补站以及百色串补站改造时采用了基于电子式TA测量系统的串补方案。
串补站包含3个平台,平台上的互感器布置如图4所示。图中:DS为隔离开关;GS为接地开关;QS为旁路开关;MIX为光纤熔接箱;J为放电间隙;C为电容器组。均采用LPCT取代常规互感器,每个平台配置9只LPCT,其中Icap,Iby,Imov,Imov1,Igap,Ipla,Iline这7个测点的LPCT额定一次电流为2 400 A,Icap1和Icap2测点的LPCT额定一次电流为2 000 A,各电子式TA与平台间的绝缘要求满足10 kV绝缘水平,各就地采集单元配置两组远端模块,实现模拟量双通道采集和模拟量采集部分的冗余配置。
串补和控制保护系统也采用双重化原则配置,并具有对自身和对外接口回路的自检和自诊断功能,两套系统完全独立、互为冗余,每套系统均可以独立启动、运行和退出。其中一套控制保护系统因故障退出时,另一套系统仍能保证串补装置的正常投入、运行和退出。
3.2 串补站的TA测量系统性能
500 kV串补站的电子式TA测量系统不仅通过了国家标准的EMC电磁干扰试验,而且模拟串补平台的复杂电磁干扰,通过了150 kAp,8/20 μs典型雷电波电流瞬态大电流响应试验以及40 kA,3 s 工频电流大电流干扰试验。试验现场图见附录A 图A3。
串补系统投运前模拟人工接地短路试验后,取得TA测量系统录波图见附录A图A4。
500 kV河池串补站和百色串补站已经投运一年多时间,运行稳定、动作正确。
4 结语
串补平台上电磁环境恶劣,暂态特性下常规TA测量系统容易受到干扰影响,采样准确性很难保证,电子器件容易损坏。串补系统选择电子式TA测量系统,采用就地分散采集,使用光缆传输采样信息,可以消除干扰路径,从而提高了TA测量系统的抗干扰性能。所研制的基于电子式TA测量系统的输电线路串补系统已在河池和百色500 kV串补站运用。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
参考文献
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